JP4810190B2 - 受信装置 - Google Patents

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Description

本発明は、拡散符号により拡散されたパルス列を伝送信号として用いる通信システムに係り、特に前記伝送信号に対する受信装置に関する。
近年、携帯電話や無線ＬＡＮ（Local Area Network）等の無線端末装置が著しく普及し、利用する周波数帯もＧＨｚ帯に及んできている。そのため、新しい周波数帯を通信に利用することが困難な状況にある。
そのような状況の中で、パルス幅が極めて狭い（例えば、１ｎｓ近辺）インパルス状のパルス列を用いる通信方式が周波数資源の新しい利用方法として注目されるようになってきた。そのようなパルス列を用いる通信方式として、例えば、ウルトラワイドバンドインパルスラジオ（Ultra Wide Band, Impulse Radio）（以下「ＵＷＢ−ＩＲ」と略称する）通信方式が知られている。その一例として、ガウシアンモノパルスをパルス位置変調ＰＰＭ（Pulse Position Modulation）方式で変調するＵＷＢ−ＩＲ通信システムが非特許文献１に開示されている。
これらのパルス列を用いた通信方式では、通常の連続波を用いた信号伝送とは異なり、断続的なエネルギー信号の送受信によって情報の伝送が行なわれる。
パルス列を構成するパルスが上述のように非常に狭いパルス幅を持つので、その信号スペクトラムは通常の連続波を用いた通信に比べて周波数帯域が拡がり、信号のエネルギーが分散される。その結果、単位周波数帯域当たりの信号エネルギーは微小のものとなる。従って、他の通信システムと干渉を起こすことなく通信が可能となり、周波数帯域の共有が可能になる。
このＵＷＢ−ＩＲ通信の応用分野のひとつとしてワイヤレス・センサ・ネットワーク（以下「センサネット」と略称する）技術が挙げられる。センサネットは人、物の状況やそれらの周辺環境など様々な状況や環境のデータをネットワーク上に発信することで業務の高効率化を実現し、さらには新規応用も期待されている。特にセキュリティー、ヘルスケアなどでの利用が注目されている。ＵＷＢ−ＩＲ通信は低消費電力であり、かつ小型であるため、無線機を備えた端末を大量に使用するセンサネット用の通信装置として期待されている。
この種の関連する従来例として、直交検波して得られるベースバンド信号の振幅情報に基づいて増幅手段のアナログ変調信号に対するゲインを制御することが可能な復調回路が特許文献１に開示されている。
また、ウルトラワイドバンド通信システムにおいて、信号捕捉、トラッキングの移行をコントローラで制御する技術も知られている（例えば、特許文献２参照）。
また、スペクトラム拡散された受信信号を用いてアンプ手段の利得を設定するに際し、同期保持前には相関器に入力される前の受信信号（ノイズが重畳されている）を用いて利得制御を行い、同期確立がなされた後には相関器によりスペクトラム逆拡散がなされた受信信号（ノイズが除去されている）を用いて利得制御行うＡＧＣ回路が知られている（例えば、特許文献３参照）。
特開平９−２３８１７１号公報 国際公開第０２／３２０６６号パンフレット（図１ａ） 特開２００３−２１８７２２号公報 モエ・ゼット・ウィン（Moe Z. Win）他著、「インパルスラジオ：その動作（Impulse Radio: How It Works）」、米国文献アイ・イー・イー・イー・コミュニケーションズ・レターズ（IEEE Communications Letters）第２巻第２号、ｐ．３６−３８（１９９８年２月）
従来の無線受信装置は、あらかじめ設計段階において、受信性能を最適化できるように（例えば、ベースバンド信号の復調性能を最適条件に一致するように）、増幅器のゲインなど、各種設定を決定していた。しかしながら、実際には素子や実装上のばらつきの影響により、最適条件で受信装置を動作させることができない可能性が高かった。
そこで、前述した特許文献１では、受信装置を動作させて測定した情報をフィードバックし、増幅器のゲインを設定する受信装置が提案されている。これは、ＲＦフロントエンドにおいて分割された受信信号のＩ信号成分（同相信号：Ｉｎ Ｐｈａｓｅ）とＱ信号成分（直交信号：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）をベクトル合成してＡ＝｛（Ｉ２＋Ｑ２）１／２｝を検出し、その値に応じた制御信号を増幅器に供給するというものであり、これによってＲＦフロントエンドでの受信信号の振幅レベルに応じて、信号増幅器を最適にゲイン制御している。
しかしながら、振幅情報に基づいて増幅率を制御するため、Ｉ信号、Ｑ信号の増幅率のばらつきを補償することができず、コンスタレーションに歪が生じ、ビット誤り率を高くし受信性能を劣化させてしまうという問題があった。
また、特許文献２には、受信機のフロントエンド部を含む受信機部分の外のＲＦ制御およびインタフェース部から供給される制御信号により受信機部分全体を制御する構成が記載されているが、受信機内に制御部を設け、この制御部によりベースバンド部の各部を個々に制御するものではない。
また、一般に可変ゲイン増幅器の増幅率はデジタル値で設定されるが、設定可能な間隔が大きいため、増幅器のゲインを最適条件に調整することが困難であった。
一方、増幅率設定に関するＵＷＢ−ＩＲ通信特有の課題は、信号を未受信で、かつ信号電力が未知の状態で設定を行わなければならないことである。通常の無線通信においては、信号の捕捉同期（プリアンブル）中に受信信号の振幅をもとに制御を行うが、これは、通常連続波がＲＦ信号として用いられるために可能となる。これに対して、ＵＷＢ−ＩＲ通信は、上述のように送信波が極短パルスであり、かつパルス間隔がパルスと比較して長いため、受信開始時に検出した信号が通信信号であるかノイズであるかの判別をできていない。従って、受信開始前にノイズを利用して条件設定をすることが必要になる。
本発明の第１の目的は、受信開始時に各種パラメータを最適設定し、受信性能が高いＵＷＢ−ＩＲ方式の受信装置を提供することである。
一方、ＵＷＢ−ＩＲ無線通信の応用の観点から課題を検討すると、例えばセンサネット応用では、端末ノードの低消費電力化が重要な課題となっている。図１にセンサネットの構成図の一例を示す。センサネットシステムは、ノード（ＮＯＤ）１００ａ，ｂ，ｃ，…、基地局（ＢＡＳ）１１０ａ，ｂ…、インターネット（ＩＮＴ）１２０、サーバ（ＳＲＶ）１３０、端末（ＴＲＭ）１４０から構成される。
サーバ１３０は、データベース（ＤＢＳ）１３１を含む。多数の端末ノードがあらゆる周囲の環境に分散配置され、各ノードが収集した大量の情報を基地局経由でサーバに集約し、インターネットなどのネットワーク上で有効活用するものである。
このようなセンサネットでは、多数の端末ノードを分散配置するにあたり、自由度をあげるために電源線やデータ線を不要にする必要がある。すなわち、内蔵の電源を持ち、かつ無線通信を行なう必要がある。電源の寿命は保守費用に影響するため、端末ノードの消費電力は小さいほど望ましい。各端末ノード１００ａ，ｂ，ｃ，…は、図１に例示されている通り、センサ（ＳＥＮ）１０１、コントローラ（ＣＰＵ）１０２、メモリ（不揮発メモリＲＯＭ１０３／揮発メモリＲＡＭ１０４）、無線機（送信機ＴＸ１０５／受信機ＲＸ１０６）、および電源（ＰＷＲ）１０７から構成される。この中で電力消費が大きい部品としては、無線機が挙げられる。すなわち、低電力な無線方式が課題となる。
本発明の第２の目的は、低消費電力なＵＷＢ−ＩＲ方式の受信装置を提供することである。
本明細書において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、以下のとおりである。すなわち、本発明に係る受信装置は、拡散符号によって拡散されたパルス信号が受信される受信装置であって、前記受信信号のフィルタリングおよび増幅が行われるＲＦフロントエンド部と、前記ＲＦフロントエンド部の出力信号がアナログデジタル変換されるＡＤ変換部と、前記ＡＤ変換部の出力が逆拡散され信号検出および復調が行われるベースバンド部と、前記ベースバンド部の入力信号を用いて受信環境が測定される受信環境測定部と、前記受信環境測定部の出力信号に基づいて上記各部のパラメータが設定されるパラメータ設定部と、を備え、前記受信環境測定部で測定されるベースバンド部の入力信号は、送信側から送信されてくるプリアンブル（ＴＸ−ＰＲＥＡＭＢ）に対応する受信側のプリアンブル（ＲＸ−ＰＲＥＡＭＢ）よりも前の受信動作開始前の雑音信号であり、前記受信環境測定部の出力信号は、前記雑音信号の平均値及び分散値であることを特徴とするものである。
このような構成により、受信装置は、受信動作を開始する前に、装置が置かれた空間の環境条件を受信環境測定部で計測し、計測結果に応じて受信信号の増幅を行なうアンプの増幅率、受信信号のオフセット、ＡＤ変換部におけるＡＤ変換器の動作個数、同期捕捉閾値、同期確認回数などのパラメータの最適値を決定し、制御信号を生成して受信装置各部を制御することができ、ＵＷＢ−ＩＲ方式の信号に対応した受信動作が可能になる。
また、本発明に係る受信装置は、拡散符号によって拡散されたパルス信号が受信される受信装置であって、受信した信号を復調するベースバンド部の動作モードを制御するためのモード制御部を備えることを特徴とするものである。これにより、受信装置の動作状態もしくは受信装置内部の各部の動作／非動作状態を詳細に状態制御でき、消費電力の削減を果たすことが可能になる。
本発明によれば、環境に応じた最適な設定で受信を開始することができ、同期捕捉精度やビットエラーレートなどの受信性能を向上させることができ、パルス信号を高精度に復調することが可能となる。また、受信装置、あるいは受信装置の動作状態に応じて各部の動作／非動作を制御することができ、受信装置の低消費電力化を実現できる。
本発明に係る受信装置の実施例を、以下添付図面を用いて詳細に説明する。
図２に本発明に係る受信装置の第１の実施例の全体図を示す。本実施例の受信装置は、ＲＦフロントエンド部（ＲＦＦ）２１０、アナログデジタル変換部（ＡＤＣ）２２０、ベースバンド部（ＢＢＭ）２３０、受信環境測定部（ＲＥＭ）２４０、パラメータ設定部（ＰＳＭ）２５０、およびアンテナ（ＡＮＴ）２００から構成される。
本実施例の受信装置はパルス列を用いた無線信号を受信することを目的としており、例えば送信装置において、ＢＰＳＫ変調（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：２値のデジタル位相変調）および直接拡散されたパルス列を空間に送信し、図２のアンテナＡＮＴで空間を伝搬してきたパルス列信号を受信する。空間を伝搬するパルス列信号としては、例えば標準偏差σが２ｎｓ程度の幅を持つガウシアン波形をインパルス信号とし、これに４ＧＨｚ程度の正弦波をキャリア搬送波として掛け合わせた高周波信号が用いられる。この信号の周波数スペクトラムは、およそ３ＧＨｚから５ＧＨｚまでの広がりを持つ広帯域な信号となる。ＢＰＳＫ変調を行なうため、ガウシアン波形として正／負の２値を持つインパルスを用いる。またパルス列を直接拡散するにあたり、パルス列の間隔は例えば３０ｎｓ程度の幅を用いる。図２０に、空間を伝播するパルス列の一例を示す。図２０において、縦軸は信号電力ＰＷ、横軸は時間ｔであり、点線の波形は標準偏差σが２ｎｓ程度の幅を持つ正／負のガウシアン波形、実線の波形はこのガウシアン波形を例えば４ＧＨｚの正弦波キャリア搬送波でアップコンバートしたパルス列をそれぞれ示している。
ＲＦフロントエンド部２１０は、アンテナが受けた信号を、必要に応じて帯域制限（フィルタリング）、ノイズ除去、増幅といったアナログ信号処理および周波数変換処理を行う。
図３に、ＲＦフロントエンド部（ＲＦＦ）２１０の構成例を示す。ＲＦフロントエンド部２１０は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）３１０、ミキサ（ＭＩＸ）３２０ｉ，３２０ｑ、π／２位相シフタ（ＱＰＳ）３３０、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３５０ｉ，３５０ｑ、可変ゲインアンプ（ＶＧＡ）３６０、クロック発生器（ＣＬＫ）３４０から構成される。なお、添え字ｉ，ｑは、それぞれＩ信号、Ｑ信号用を示しており、以下の説明では、特に必要でない限りｉ，ｑの添え字は省略する。また、他の参照符号においても、同じ構成要素が複数あるものについて添え字を省略する場合は、その同一構成要素を指すものとする。
アンテナから受信されたパルス信号（間欠的なパルス列）はローノイズアンプ３１０で増幅された後、ミキサ３２０に与えられる。ミキサ３２０にはクロック発生器３４０が生成する約４ＧＨｚのクロック信号が与えられ、その結果ミキサ３２０の出力は４ＧＨｚ帯の搬送波と、標準偏差σが２ｎｓの幅を持つガウシアン波形のインパルス信号とに分離される。この時、ミキサ３２０ｉにはクロック発生器３４０の信号３４１が直接与えられて同相の出力信号であるＩ信号が出力される。ミキサ３２０ｑには、クロック発生器３４０のクロック信号がπ／２位相シフタ３３０を経て位相がπ／２遅延したクロック信号が供給されるため、出力信号は直交成分であるＱ信号となる。
４ＧＨｚの搬送波は、送信装置が無線通信波形を生成するためのクロック信号と受信装置で波形を捉えるためのクロック信号とで同じ周波数の信号として用いられる。
しかしながら、送信装置と受信装置は空間を隔てて別個に存在し、それぞれ同期をとっているわけではない。そのため４ＧＨｚのクロックの位相は一致しない。搬送波の位相が同期しなくても信号を捉えることを可能とするため、Ｉ信号とＱ信号の２種類信号への分離が用いられる。この２信号は、最終的にベースバンド部で合成されて信号検出が可能となる。ミキサ３２０で分離された信号は、ローパスフィルタ３５０で弁別され、周波数の高い４ＧＨｚの搬送波は遮断される。従って、ガウシアンのインパルス波形だけがローパスフィルタ３５０から出力される。これらインパルス信号３５１は、可変ゲインアンプ３６０で増幅され、ＲＦフロントエンド部２１０からそれぞれＩ信号２１１ｉ、Ｑ信号２１１ｑとして出力される。可変ゲインアンプ３６０の増幅率は、はじめ初期値が与えられるが、パラメータ設定部２５０からの制御信号２５１ｉと２５１ｑにより最適値に制御される。
ここで、可変ゲインアンプ３６０のゲインの最適設定の一例について説明する。アンプ３６０のゲインは、例えば、受信機の最小感度（ＳＮＲｍｉｎ）、ＡＤ変換器のフルスケール電圧（Ｖｆ）および周辺環境のノイズ（Ｎ）をもとに設定する。最小受信感度は、信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を用いて受信機が復調可能な最小のＳＮＲ（ＳＮＲｍｉｎ）として表される。受信信号のＳＮＲがＳＮＲｍｉｎよりも大きい場合、復調が可能となる。また、ＡＤ変換器の量子化ノイズの影響は、フルスケール電圧が入力された場合に最小となる。すなわち、受信機の感度は、受信信号をＡＤ変換器のフルスケール電圧まで増幅した場合に最高となる。
アンプのゲイン（Ｇ）は、最小受信感度に対応する信号が入力された場合に、その信号成分がフルスケール電圧に増幅されるように設定する。すなわち、Ｇ・（ＳＮＲｍｉｎ・Ｎ）＝Ｖｆを満たすようにゲインを設定する。
図２１に、ＲＦフロントエンド部２１０の入力信号と、パラメータ設定部（ＰＳＭ）２５０からの制御信号であるＶＧＡゲイン制御信号２５１、およびＶＧＡ出力信号２１１との関係を示す。図２１において、（ａ）は入力信号ＩＮの電力レベルがａ１と小さい場合、（ｂ）は入力信号ＩＮの電力レベルがａ２と大きい場合であり、同図（ａ）、（ｂ）のそれぞれ上段は入力信号ＩＮを、中段はゲイン制御信号２５１を、下段はＶＧＡ出力信号２１１を示している。
ＶＧＡのゲインは、入力信号の雑音電力の大きさに応じ、ＶＧＡ出力信号２１１のレベルが一定となるようにゲイン制御信号２５１の値が設定される。図２１で言えば、同図(ａ）のように入力信号の雑音電力レベルがａ１と小さい場合は、ゲイン制御信号２５１の設定値を大きくし、ＶＧＡ出力２１１を所定のレベルａ３まで上げる。同様に、同図（ｂ）のように、入力信号の電力がａ２と大きい場合は、ゲイン制御信号２５１の設定値を小さくし、ＶＧＡ出力２１１を所定のレベルａ３にし、これによりＶＧＡ出力信号レベルは入力レベルによらず、ａ３の所定のレベルにほぼ一定となる。
このようにＶＧＡのゲインを設定することで、最小受信感度の場合に、量子化ノイズの影響を最小限に抑えることができ、受信機の性能を最大限に引き出すことが可能となる。なお、ゲインの設定信号２５１はデジタル値でもアナログ値でも良いが、図２１では、理解し易いようにゲイン設定信号２５１はアナログ表示で示している。
図２２に、ＳＮＲ＝ＳＮＲｍｉｎの信号が入力された時の、ＡＤ変換器の入力波形を示す。縦軸は信号電圧Ｖ、横軸は時間ｔである。図２２（ａ）は最適に設定されている場合であり、信号の電圧がＡＤ変換器のフルスケール電圧Ｖｆとほぼ等しく、量子化ノイズの影響が最小である。同図（ｂ）のように、ゲインが最適値よりも低く設定されている場合、最小受信感度のＳＮＲを満たしている信号を受信した場合でも、ＡＤ変換器の量子化誤差などで、復調できないことが生じる。逆に、同図（ｃ）のようにゲインが最適値よりも高く設定されている場合、ノイズ成分を増幅しすぎてしまうため、必要なＳＮＲを確保することができず、復調できないことが生じる。
図２３に、入力信号のＳＮＲとパケットエラーレート（ＰＥＲ）との関係を示す。同図（ａ）は、ＶＧＡのゲインを入力信号の雑音電力の大きさに応じて設定を行わない場合、同図（ｂ）は本実施例のように、ＶＧＡのゲインを入力信号の雑音電力の大きさに応じてＶＧＡ出力が一定となるように設定を行う場合である。
同図（ａ）では、ノイズＮの大きさがＮ１の場合と、Ｎ２の場合で、ＰＥＲが大きく異なっているのに対し、同図（ｂ）では、ノイズの異なる大きさＮ１，Ｎ２に関係なくほぼ同じ特性を示している。
すなわち、本実施例のように最適にゲインが設定されている状況では、ＰＥＲはＳＮＲに依存するが、ノイズ（Ｎ）の大きさにほとんど依存しない(図２３（ｂ）参照)。一方、最適にゲインが設定されていない場合は、ＳＮＲが一定であってもノイズの値によりＰＥＲが変化する(図２３（ａ）参照)ことが分かる。このように、周辺環境のノイズを計測し、最適設定することで、受信機の高感度化が可能となる。
アナログデジタル変換部（以下、ＡＤ変換部と略す）２２０には、ＲＦフロントエンド部２１０の出力信号であるＩ信号２１１ｉとＱ信号２１１ｑのガウシアン波形インパルス信号が入力され、ＡＤ変換器によりデジタル信号に変換され出力される。
図４に、ＡＤ変換部（ＡＤＣ）２２０の構成例を示す。ＡＤ変換部２２０は、デコーダ（ＤＥＣ）４２０、複数のＡＤ変換器（ＡＤ）４１０ｉａ〜ｃ、４１０ｑａ〜ｃ、およびサンプリングクロック生成部（ＳＭＰＣＬＫ）４００から構成される。Ｉ、Ｑの入力信号であるアナログのガウシアンインパルス信号は、間欠的にパルス列としてＡＤ変換部２２０に入力される。
入力信号２１１ｉ，ｑはそれぞれ複数に分割されて、内部の個々のＡＤ変換器４１０に与えられ、複数ビットのデジタル信号に変換される。各ＡＤ変換器４１０において、信号をデジタル値に変換するためのサンプリングタイミングは、例えば４１０ｉａ、４１０ｉｂ、４１０ｉｃに入力されるサンプリングクロックで制御され、これらサンプリングクロックは、サンプリングクロック生成部４００から与えられる。一例としてそれぞれ０．５ｎｓの遅延差を持つサンプリングクロックが与えられる。すなわち、ガウシアンインパルス信号が２ｎｓの幅の標準偏差を持つ場合に、このインパルス信号を０．５ｎｓずつ異なる位置でデジタル値に変換し、出力する。サンプリングクロック生成部４００は、ベースバンド部２３０から与えられるサンプリングタイミング制御信号２３１に応じて、ＡＤ変換器４１０のサンプリングタイミングを決定するサンプリングクロック４０１ｉａ〜ｃ、４０１ｑａ〜ｃを生成する。またデコーダ４２０は、パラメータ設定部２５０から与えられる使用信号数設定信号２５２に応じて、動作すべきＡＤ変換器を選択する。
ベースバンド部２３０は、デジタル値に変換された受信信号を用いて同期捕捉、同期確認、信号復調、同期追跡といった信号処理、およびＡＤ変換部２２０のサンプリングタイミング制御を行なう。復調されたデータはベースバンド部２３０から出力されて上位レイヤに伝えられ、上位レイヤでデータ処理が行なわれる。
図５に、ベースバンド部（ＢＢＭ）２３０のブロック図を示す。ベースバンド部２３０は、オフセット・ゲイン調整部（ＯＧＡＤＪＭ）５００、マッチトフィルタ部（ＭＦＭ）５１０、入力信号調整部（ＳＡＤＪＭ）５２０、同期捕捉部（ＴＲＰＭ）５３０、データ保持タイミング制御部（ＤＬＴＣＴＬ）５４０、データ保持部（ＤＬＭ）５５０、復調部（ＤＥＭＭ）５６０、同期追跡部（ＴＲＣＫＭ）５７０、サンプリングタイミング制御部（ＳＭＰＣＴＬ）５８０から構成される。
ＡＤ変換部２２０から与えられる複数のデジタル化されたＩ、Ｑ信号２２１ｉａ〜２２１ｉｃと２２１ｑａから２２１ｑｃは、オフセット・ゲイン調整部５００によりオフセット値とゲイン量をデジタル的に制御される。その出力信号５０１は、マッチトフィルタ部５１０において期待される拡散符号とのマッチング（整合）度合いを検出し、測定結果を信号５１１として出力する。入力信号調整部５２０は、ＡＤ変換部２２０から供給されるデジタル信号２２１が何種類供給されるかに応じて入力信号５１１と出力信号５２１の接続関係を調整する。例えば、５１１ｉａおよび５１１ｑａ信号が入力されないときは、信号５１１ｉｂと５１１ｉｃの足し算結果を５２１ｉａとして出力し、信号５１１ｑｂと５１１ｑｃの足し算結果を５２１ｑａとして出力する。全信号が用いられているときは、５１１信号をそのまま５２１信号として出力する。
同期捕捉部５３０は、信号５２１ｉａおよび５２１ｑａを用いて受信信号（インパルス列）の同期捕捉と捕捉確認を行なう。同期捕捉が確立されていない間は信号５３２を用いてサンプリングタイミング制御部５８０を調整し、サンプリングタイミング制御信号２３１を用いてＡＤ変換部２２０が受信信号をデジタル変換するタイミングを変えていく。同期捕捉が確立すると、同期タイミングの情報が信号５３１を経てデータ保持タイミング制御部５４０に伝えられる。
データ保持タイミング制御部５４０は、受信信号と同期の取れたタイミングで制御信号５４１をデータ保持部５５０に与え、データ保持部５５０はそのタイミングに合ったデータだけを信号５５１として復調部５６０および同期追跡部５７０に伝える。復調部５６０ではデータ保持部５５０によって選ばれた信号をもとにデータを復調し、デジタルデータ２３３を出力する。
また、同期追跡部５７０では、データ保持部５５０によって選ばれた信号をもとに、受信信号との同期ずれがおきていないかを検出し、同期ずれが起きている場合にはサンプリングタイミング制御部５８０を介してサンプリングタイミング制御信号２３１によりＡＤ変換部２２０のデジタル変換タイミングを調整する。
ＵＷＢ−ＩＲ方式では、間隔の短い２ｎｓ程度のインパルスが３０ｎｓ程度の長い間隔で受信される。従って、３０ｎｓ間隔の長周期同期を２ｎｓ未満の高精度で行なう必要がある。送信装置および受信装置のクロック発生に用いられる水晶発振子の周波数精度が高ければ同期追跡は不要であるが、精度の高い水晶発振子は高額になる。低コスト化を目指すためには、精度の悪い水晶発振子を用いても受信できるシステムでなければならない。そのために、同期追跡という動作が必要となる。
以上が、パルス通信を受信するＵＷＢ−ＩＲ通信の受信装置の基本動作を示している。すなわち、パルス通信の電波をアンテナで受け取り、ＲＦフロントエンド部２１０で必要な周波数の整形された波形を抽出し、ＡＤ変換部２２０でデジタル信号に変換し、ベースバンド部２３０でデジタル信号処理を行なうことで通信データを取り出して出力する。
本実施例では、このような受信装置の性能を向上させるために、受信環境測定部２４０とパラメータ設定部２５０が用いられる。ＵＷＢ−ＩＲ通信において最適な状態で受信を行うためには、増幅率、オフセット補正電圧、使用する信号数（ＡＤ変換器の数）、同期捕捉閾値、同期確認回数を受信環境に合った値に設定する必要がある。これらのパラメータを、雑音電力の測定結果を基に設定する。雑音電力の測定は、図２で示した受信環境測定部２４０で行なわれ、その結果パラメータ設定部２５０で必要なパラメータ値が決定される。雑音電力を測定するためには、例えば、図５に示されるオフセット・ゲイン調整部５００の出力信号５０１が用いられ、これら信号が受信環境測定部２４０に入力される。
図６に、受信環境測定部２４０および、パラメータ設定部２５０のブロック図を示す。受信環境測定部２４０では、複数に分割された受信信号のＩ成分およびＱ成分信号５０１のそれぞれ平均値および分散値を測定する。平均値は、平均化回路（ＡＶＲ）６００により例えば約３０ｎｓ周期でサンプリングされるノイズ信号のデジタル値を５１２サンプル集めて平均化する。分散は、信号のデジタル値を二乗回路（ＳＱＲ）６１０で二乗して平均をとった値から、平均して二乗をとった値を加算器６４０で引くことで得られる。
これらの計算結果はパラメータ設定部２５０に与えられ、内部でエンコーダ（ＥＮＣ）６５０，６６０により符号化することで各種の設定パラメータを出力する。ノイズ信号の平均値はオフセットを示しており、オフセットを最適化（たいていは０、あるいは中心値にする）するための制御信号２５３ａをオフセット・ゲイン調整部５００に与える。オフセットは、ベースバンド部２３０に信号が伝達するまでの間を通過する様々な回路素子の特性などによって変化するので、これを補償しておく必要がある。
ノイズの分散はノイズを測定したことによるノイズの大きさそのものを示しており、この値から通信に用いられる受信信号の大きさ、あるいは受信装置における受信信号設定値を決定することができる。最適な振幅の信号を受信するためには、受信装置内部におけるノイズの大きさが最適値になるように、増幅器のゲインを調整すればよい。疎調整としては、ＲＦフロントエンド部２１０内の可変ゲインアンプ３６０を制御信号２５１で制御する。微調整としては、ベースバンド部２３０のオフセット・ゲイン調整部５００を制御信号２５３ａで調整する。
雑音レベルを以上のように最適化するにあたり、条件によっては最適化が完全でない場合もありうる。そのような場合、あるいは最適化された場合においても、本実施例では雑音の大きさを示す分散値に応じて、使用する信号数、同期捕捉の閾値、同期確認の回数などを設定することで受信性能を最適化する。
使用信号数に関しては、制御信号２５２によりＡＤ変換部２２０内のＡＤ変換器４１０の使用個数を、制御信号２５３ｂによりベースバンド部２３０のマッチトフィルタ５１０の使用個数をそれぞれ調整し、制御信号２５３ｃにより入力信号調整部５２０の内部回路構成を制御する。また、同期捕捉の閾値および同期確認回数については、制御信号２５３ｄによりベースバンド部２３０の同期捕捉部５４０において閾値と確認回数を制御する。
前述したとおり、信号の増幅率は雑音電力の分散値をもとに決定され、増幅率はＲＦフロントエンド部２１０の可変ゲインアンプ３６０の増幅率およびベースバンド部２３０におけるデジタル処理の結果としての増幅率を組み合わせて調整される。このデジタル処理での増幅は、図７に示すオフセット・ゲイン調整部５００において乗算器７００により行われる。一般に可変ゲインアンプ３６０の増幅率は設定可能な増幅率の間隔が大きく、最適な増幅率に調整することが難しいが、デジタル処理での増幅率調整を組み合わせることで最適な増幅率に設定することが可能となる。また、オフセット・ゲイン調整部５００において、信号のオフセットは加減算器７１０により調整される。
さらに、Ｉ信号、Ｑ信号の雑音電力をそれぞれ独立に測定することで、Ｉ，Ｑ信号用可変ゲインアンプ３６０の増幅率のばらつきを調節することができる。ＵＷＢ−ＩＲ通信の送信波の電力は小さいため、大きな増幅率の可変ゲインアンプが必要となる。一般に増幅率の大きい増幅器は増幅率のばらつきが大きいため、性能向上のためにはこのような増幅器間のばらつきを補正する必要が生じる。
もし、本実施例のような増幅器間のばらつき補償を行なわない場合には、Ｉ信号、Ｑ信号にばらつきが生じて、正しい位相情報を得ることができず、受信性能の低下やビットエラーレートの増大につながる。あるいは、Ｉ信号、Ｑ信号の増幅率にずれがある場合、信号を復調する際に用いられるＩ／Ｑ平面における信号の群配置（コンスタレーション）が歪んでしまい、受信信号の搬送波の位相と、ローカルの発振器の位相のずれの大きさにより、性能が変化してしまう。つまり、通信毎に性能が変わることになる。
さらに、デジタル処理で増幅率のばらつきを調整する機能を入れることにより、可変ゲインアンプや水晶発振子などの部品の精度に関する要求が緩和され、低コスト化も可能となる。
また、増幅率およびオフセット値はＡＤ変換器４１０の性能のばらつきにより、同じＩ信号やＱ信号を入力してもばらつきが生じる。このばらつきは、特に同期追跡の精度に影響する。これに対し、本実施例ではベースバンド部２３０の入力信号すべてについて雑音電力を測定し、増幅率、オフセット値を調整することができるため、同期追跡精度を上げることができる。
使用する信号の数（ＡＤ変換器の数）は、受信性能および動作消費電力に大きく影響する。すなわち、入力信号数（ＡＤ変換器の数）が多い場合は、消費電力が大きいが、受信性能は高くなる。一方、入力信号数が少ない場合は、消費電力も少ないが、受信性能も低くなってしまう。したがって、入力信号数の増加に伴って受信性能は高くなるものの、要求される性能と消費電力との兼ね合いで使用する信号数が決められる。
例えば、高精度の通信、あるいは測位機能が必要な場合は、多数のＡＤ変換器４１０を用い、パルスを複数点でサンプリングする必要がある。また、受信性能は受信環境に依存する。要求される性能と測定した雑音電力から使用するＡＤ変換器の数を決定し、必要のないＡＤ変換器、マッチトフィルタの電源を遮断する。図８に示すように、ＡＤ変換器ひとつにマッチトフィルタひとつが対応している。用いる信号数が少ない場合には、例えば図９に示すように斜線で示したＡＤ変換器４１０ｉａおよび４１０ｑａを用いる必要がない場合、入力信号調整部５２０で信号を調整し、後の処理に影響が出ないようにする。同期追跡を行なうにあたり、同期追跡部５７０に入力される信号はＩ，Ｑそれぞれ複数個となり、その大小関係の変化で同期ずれを検出する。入力信号の最小数となるＩ，Ｑ信号それぞれ１信号ずつの場合には、前回サンプリングした値と今回、次回それぞれを記憶しておき、時系列的な大小関係の変化を把握することで同期追跡が可能になる。
図１０に、パラメータ設定のフローチャートの一例を示す。
先ず、ステップＳ１０で、受信装置を起動する。
ステップＳ１１で、最初にＲＦフロントエンド部２１０の可変ゲインアンプ３６０の増幅率を適当な値に設定する。可変ゲインアンプの初期値は前回の値、あらかじめ設定しておいた値などを必要に応じて設定する。
次に、ステップＳ１２で、雑音電力の分散値測定を行い雑音電力分散値を算出する。
ステップＳ１３で、算出された値に基づいて可変ゲインアンプの増幅率とデジタル処理での増幅率とを併用し、ベースバンド信号処理に用いる受信信号の増幅率を定める。
増幅率の設定後、ステップＳ１４で、雑音電力の平均値を測定し、ステップＳ１５でオフセットを補正する。
ステップＳ１６で、再度、雑音電力の分散値（および平均値）を測定する。
ステップＳ１７で、得られた測定結果と予め設定された所望の条件とを判定し、条件を満たした場合には、ステップＳ１８へ進み、消費電力の分散値をもとに使用する信号数を設定する。
さらに、ステップＳ１９で、閾値および同期確認回数の設定を行い、初期設定が終了する（ステップＳ２０）。
先のステップＳ１７で、条件を満たさない場合は、ステップＳ１３に戻り、ステップＳ１３〜Ｓ１７を繰り返す。なお、増幅率、オフセット調整は１回、複数回と、所望の条件を満たすまで繰り返すなどの方法を選択することが可能である。
ここで、図２４に受信機の動作タイミング図の一例を示す。同図においてＴＸは送信側を、ＲＸは受信側を示している。受信側では、まず初期設定（ＩＮＩ）でＶＧＡのゲインなどのパラメータの最適設定を行い、必要に応じてスタンバイ（ＳＴＢＹ）後、同期捕捉（ＴＲＰ）を開始する。同期捕捉が完了すると、送信側から送信されてくるプリアンブル（ＴＸ―ＰＲＥＡＭＢ）を受信（ＲＸ−ＰＲＥＡＭＢ）し、フレーム開始信号（ＳＦＤ）を検出後、送信側から伝送される送信データ（ＴＸ−Ｄ）を受信する（ＲＸ−Ｄ）。
信号の伝送速度は、例えば、１ビットのデータが１２８パルスに拡散され、パルス間隔が３０ｎｓであった場合、約２６０ｋｂｐｓとなる。送信パケットのプリアンブル長を、例えば、２０バイトとすると、プリアンブルに要する時間は約６００μｓとなる。
雑音電力の平均値、分散値を算出するのに要する時間は、ノイズをサンプリングする時間が支配的となり、３０ｎｓ周期で５１２サンプル取り込む場合、約１５μｓとなる。
この時間はプリアンブルの時間と比較して非常に短い。ただし、ノイズをサンプリングする周期は、必ずしもパルス間隔と同じである必要はなく、異なってもよい。例えば、パルス間隔が３０ｎｓである場合に、２９ｎｓと少し短い間隔で、或いは３１ｎｓと長い間隔で、ノイズをサンプリングしてもよい。なお、異なってもよいのは、次のような理由による。
図２０に示されるように、パルス信号が所定のパルス間隔で来ていて、ノイズをサンプリングする周期、すなわちサンプリング間隔が、パルス信号と同じ間隔であった場合に、パルス信号が受信されており、かつ、たまたまサンプリングするタイミングがパルス信号のピークに重なると、ずっと信号成分を検出してしまい、ノイズ成分を検出できなくなるが、上述したように、パルス信号とサンプリング周期を少しずらすことにより、たまたまサンプリングのタイミングがパルス信号のピークと重なったとしても、次のサンプリングでは、パルス信号のピークからずれる。したがって、サンプリング値を平均化すれば信号成分よりもノイズ成分が大きいので、ノイズ成分を検出することができるからである。
パラメータ設定に要する時間はループ処理を行う回数に依存する。通常、増幅率、オフセットを最適値に設定するのに要する回数は、高々３回である。すなわち、パラメータ設定に要する時間は、高々５０μｓ程度であり、プリアンブルの時間と比較して一桁程度短い。このため、最適設定を行うことによる受信機の動作時間の増加は微々たるものであるといえる。
このようにして雑音電力を用いてパラメータを設定することができ、受信環境に応じた設定で同期捕捉を開始することができる。これにより同期捕捉時間の短縮、ビットエラーレートの低下、同期はずれ率の低下などの性能向上につながる。
図１１に本発明に係る受信装置の第２の実施例の構成を示す。本実施例の受信装置は、ＲＦフロントエンド部（ＲＦＦ）２１０、ＡＤ変換部（ＡＤＣ）２２０、ベースバンド部（ＢＢＭ）２３０、モード制御部（ＭＯＤ）１１４０、およびアンテナ（ＡＮＴ）から構成される。アンテナ、ＲＦフロントエンド部２１０、ＡＤ変換部２２０は第１の実施例と同様の機能を持つ。モード制御部１１４０は、ベースバンド部２１０の動作モードを一括で制御する。
図１２にベースバンド部２３０の構成とモード制御部１１４０からの制御信号（動作状態制御信号１１４１およびモード制御信号１１３２）を示す。
モード制御部１１４０には、ベースバンド部２３０の各ブロックからモード制御信号１１３２、例えば、図１２では、同期捕捉部５３０からモード制御信号１１３２ａ、復調部５６０からモード制御信号１１３２ｂ、同期追跡部５７０からモード制御信号１１３２ｃが入力される。このモード制御信号１１３２から、モード制御部１１４０は次の動作状態を判断し、各ブロックに動作状態制御信号１１４１（図１２では、信号１１４１ａ〜ｇ）を与える。
図１３に受信時の動作フローチャートを示す。モード制御部１１４０はこの動作フローチャートに従ってベースバンド部２３０を一括管理する。図１４に、各ブロックからの信号１１３２と、次に移る動作モードを示す。なお、図１４において、フラグが“１”のときは真、“０”のときは偽、“−”は任意とする。
図１３のフローを説明する。ＣＰＵなど受信装置以外の上位システムから受信開始信号１１５１がモード制御部１１４０に入力されると動作が開始（ＳＴＲＴ）され（ステップＳ３０）、予め決められた初期化を行う初期設定（ＩＮＩ）動作が行われて（ステップＳ３１）、待機（ＳＴＢＹ）モードに入る（ステップＳ３２）。
次にステップＳ３３で同期捕捉（ＴＲＰ）、ステップＳ３４で同期確認（ＴＲＰＣＨＫ）が行われる。同期確認に失敗したときにはステップＳ３４に戻り、再び同期捕捉および、同期確認が行われる。同期確認ができたら、ステップＳ３５に進み、復調および同期追跡（ＴＲＰ＆ＴＲＫ）が行われる。ここで同期追跡（ＴＲＫ）動作は、前述したように通信装置のクロックの周波数精度が高ければ、あるいは通信時間が十分短ければ、不要となる。復調および同期追跡動作は、パケット終了（ＰＫＴＥＮＤ）まで行われた後、ステップＳ３６の受信継続判定（ＣＯＮＴ＿ＲＸ？）に進み、受信を継続する場合にはステップＳ３３に戻り、ステップＳ３３から同様の動作を繰り返し、次のパケットを受信する。継続しない場合にはステップＳ３７へ進み待機モードに入り、開始信号が外部から入力されるまで待機状態となる。
一方、ステップＳ３５において、復調および同期追跡中に、同期追跡エラーまたはＳＦＤエラーが検出された場合にはステップＳ３３の同期捕捉モードに戻り、再度ステップＳ３３からやり直す。
なお、ステップＳ３１からステップ３２の待機モードに入らずにステップＳ３３の同期捕捉モードに進んでもよい。また、ステップＳ３４の同期確認が不要の場合には、ステップ３３からステップ３５へ進んでもよいことは勿論である。
同期捕捉部（ＴＲＰＭ）５３０からは、図１４に示すように同期捕捉完了フラグ（ＴＲＰ＿Ｆ）１１３２ａ１、同期確認完了フラグ（ＴＲＰＣＨＫ＿Ｆ）１１３２ａ２、同期確認エラーフラグ（ＴＲＰＣＨＫ＿ＥＲＦ）１１３２ａ３が出力される。なお図１２では、同期捕捉部５３０から１１３２ａの１本の信号線しか示していないが、上記１１３２ａ１〜１１３２ａ３の３本の信号線が並列に出ている。信号線の数は３本に限るものではなく、必要に応じた本数の信号線が設けられていることはいうまでもない。他のブロックから出力される信号線についても同様である。
復調部５６０からは、ＳＦＤ（Ｓｔａｒｔ ｏｆ Ｆｒａｍｅ Ｄｅｌｉｍｉｔｅｒ：フレーム開始信号）検出エラーフラグ（ＳＦＤ＿ＥＲＦ）１１３２ｂ１、パケット終了フラグ（ＰＫＴＥＮＤ＿Ｆ）１１３２ｂ２が出力され、同期追跡部５７０からは同期はずれフラグ（ＴＲＰ＿ＥＸＦ）１１３２ｃが出力され、この各フラグがモード制御部１１４０へ入力される。
更に、図１４を参照して動作説明をする。図１４は横にモード制御信号（ＭＯＤＣＴＬ）を、縦に動作モード（ＯＰ＿ＭＯＤ）を示し、括弧内の記号は図１２に示した対応する制御信号線（その信号も兼ねる）を示している。
モード制御部１１４０は受信開始信号１１５１を受信すると、待機（ＳＴＢＹ）モードから同期捕捉（ＴＲＰ）モードに移り、その後、信号線１１３２ａ１に同期捕捉完了フラグ（ＴＲＰ＿Ｆ）の“１”が立つと同期確認（ＴＲＰＣＨＫ）モードに移る。
同期確認モードにおいて、信号線１１３２ａ２に同期確認完了フラグの“１”が立つと復調（ＤＥＭＯＤ）モードに移り、信号線１１３２ａ３に同期確認エラーフラグ（ＴＲＰ＿ＥＲＦ）の“１”が立つと各フラグをクリアし同期捕捉（ＣＬＲ＆ＴＲＰ）モードに戻る。
復調および同期追跡（ＤＥＭＯＤ＆ＴＲＣＫ）モードにおいて、信号線１１３２ｂ１にＳＦＤ検出エラーフラグ（ＳＦＤ＿ＥＲＦ）、同期はずれフラグに“１”が立つと各フラグをクリアし、同期捕捉モードに移り、パケット終了フラグ（ＰＫＴＥＮＤ＿Ｆ）が立つとＣＰＵなど受信装置以外の上位システムにその復調したデータ情報を送り、ＣＰＵなど上位システムからの制御信号にてクリアし同期捕捉モード（ＣＬＲ＆ＴＲＰ）または待機（ＳＴＢＹ）モードに移行する。
各動作モード時に、ベースバンド部内の全ての機能が必要なわけではない。また、複数の動作モード時に動作する必要がある機能もある。従って、ベースバンド部を適切なブロックで区切り、それらの動作状態（オン／オフ）を制御することで、更なる低消費電力化が可能となる。本実施例のベースバンド部は、低消費電力化が可能なように適切な機能を持たせたブロックに切り分けた構成となっている。
図１２に示したベースバンド部のデータ保持タイミング制御部（ＤＬＴＣＴＬ）５４０は、例えば、リセット付きカウンタで構成される。リセット信号５３１は同期捕捉部５３０から出力され、カウンタの出力５４１をデータ保持部５５０に供給する。データ保持部５５０はそのタイミングで入力信号調整部５２０からの入力信号５２１を保持し、保持されたデータを用いて復調および同期追跡を行う。従って、データ保持タイミング制御部５４０は、同期捕捉モード、同期確認モード、復調モードの３つのモードで動作する。データ保持タイミング制御部５４０を独立したブロックとしてモード制御を行うことにより、例えば同期捕捉部５３０を復調モード時に動作停止させることが可能となる。
図１５に各動作モード（ＯＰ＿ＭＯＤ）時の各機能ブロック（ＢＬＫ）の動作／非動作状態を示す。なお、図１５において、○は動作を、△は入力信号及びクロックがオフを、×は電源オフをそれぞれ示し、[ ]内は同期追跡なしの場合の動作／非動作状態を示す。括弧内の数字は図１２に示した対応する機能ブロックの参照番号を示している。
動作／非動作状態はモード制御部１１４０からのモード制御信号１１３２により制御され、その制御方法は、図１６に示すように、例えばスイッチトランジスタＳＷＴと、２個のＡＮＤ回路１，２と、モード制御信号１１４１を入力とするデコーダＤＥＣとから構成される回路を各ブロックに設けることにより、電源ＶＤＤを遮断する、クロック入力ＣＬＫをとめる、信号入力ＩＮを止める、という方法を選択することが可能である。
図１６には動作／非動作を制御する動作状態制御信号１１４１とブロックへの入力信号ＩＮの論理積をとる構成を記しているが、これに限定されるものではない。電源を遮断すれば電力は消費されないが、復帰するまでに時間を要する。クロック、信号の入力を遮断する方法ではリーク電流分の消費電力を必要とするが、動作状態に比べれば電力は低減され、復帰にはほとんど時間はかからない。これらの動作／非動作状態制御の方法を、状況に応じて使い分けることができる。
もし、送信装置および受信装置において精度の高い水晶発振子を用いた場合、高価になるが同期追跡を行なわなくてよくなる。あるいは、データ転送レートが高くかつデータのフレーム長が短い場合、すなわち送信や受信にかかる時間が短い場合にも、同期追跡を行なう必要がなくなる。同期追跡なしの場合の動作／非動作状態制御は、図１５の［×］で示すようになる。
このようにベースバンド部２３０を適切な機能を持ったブロックに分割し、動作モードによって、各ブロックの動作／非動作状態を制御することで、受信機の低消費電力化が実現できる。
ここで図２８に、受信動作時における受信機の消費電力の一例を示す。図２８において横軸は時間（ｔ）である。縦軸は消費電力（ＰＷＣ）である。１１５１はＣＰＵからの開始信号、１７３１、１１４１、１７３３、１７３４は、モード制御部（ＭＯＤ）１１４０からの動作モード（ＯＰ−ＭＯＤ）設定信号である。
受信開始信号１１５１がモード制御部に入力されると、動作が開始し、パラメータの初期設定（ＩＮＩ）動作が行われ消費電力が上昇し、初期設定終了後、待機状態（ＳＴＢＹ）モードに入ると消費電力が非常に低くなる。以下、同期捕捉（ＴＲＰ）モード、同期確認（ＴＲＰＣＨＫ）モード、復調、同期追跡（ＤＥＭＯＤ＆ＴＲＫ）モード、再び待機モードと、各設定信号により、各部の動作／非動作が制御される。このため、本実施例では同図に示すように、動作状態により消費電力が変化する。なお、消費電力の変化は、後述する第３の実施例においても同様である。
図１７に、本発明に係る受信装置の第３の実施例の全体構成を示す。本実施例の受信装置は、第１の実施例、第２の実施例の両方の機能を兼ね備えたものである。受信装置は、アンテナＡＮＴ、ＲＦフロントエンド部（ＲＦＦ）２１０、ＡＤ変換部２２０、ベースバンド部（ＢＢＭ）２３０、受信環境測定部（ＲＥＭ）２４０、パラメータ設定部（ＰＳＭ）２５０、モード制御部（ＭＯＤ）１１４０、およびパラメータ格納部（ＰＲＥＧ）１７１０から構成される。第１の実施例と第２の実施例の機能を兼ね備えるにあたり、本実施例ではパラメータ設定部（ＰＳＭ）２５０の設定値を記憶させおく必要があり、パラメータ格納部１７１０が追加されている。パラメータ格納部１７１０へは、信号線１７４０を介してパラメータ設定値が格納される。
アンテナ２００、ＲＦフロントエンド部２１０、ＡＤ変換部２２０、受信環境測定部（ＲＥＭ）２４０、パラメータ設定部２５０は、第１の実施例と同様の機能を持つ。モード制御部１１４０は、信号線１１３２，１１４１を介してベースバンド部２３０の各ブロックの制御に加え、信号線１７３１を介してＡＤ変換部２２０の制御、信号線１７３４を介して受信環境測定部２４０の制御、信号線１７３３を介してパラメータ設定部２５０の制御、パラメータ格納部１７１０の制御を行う。
図１８に、各部からモード制御部１１４０へ供給されるモード制御信号１１３２と受信装置が次に移る動作モード（ＯＰ＿ＭＯＤ）とを示す。ＣＰＵなど受信装置以外の上位システムから設定開始信号１１５１ａがモード制御部１１４０に入力されると、受信環境測定部２４０が測定した雑音電力のデータ信号２４１に基づいてパラメータ設定部２５０が各パラメータの設定を開始（ＰＳ＿ＳＴＲＴ）し、パラメータの設定を初期設定（ＩＮＩ）モードの中で行い、終了時にパラメータ設定部２５０は信号線１７５０を介してパラメータ設定完了フラグ（ＰＳＥＴ＿Ｆ）“１”をモード制御部１１４０へ送る。受信開始信号１１５１ｂがＣＰＵなど受信装置以外の上位システムから供給されていなければ、受信装置は一度待機状態（ＳＴＢＹ）に移る。
ＣＰＵなど受信装置以外の上位システムから受信開始信号１１５１ｂが入力されると、同期捕捉（ＴＲＰ）モードに移り、その後、同期捕捉完了フラグ（ＴＲＰ＿Ｆ）が立つと同期確認（ＴＲＰＣＨＫ）モードに移行する。同期確認モードにおいて、同期確認完了フラグ（ＴＲＰＣＨＫ＿Ｆ）が立つと復調（ＤＥＭＯＤ）モードに移り、同期確認エラーフラグ（ＴＲＰＣＨＫ＿ＥＲＦ）に“１”が立つと、各フラグをクリア（ＣＬＲ）し、同期捕捉（ＴＲＰ）モードに戻る。
復調モードにおいて、ＳＦＤ検出エラーフラグ（ＳＦＤ＿ＥＲＦ）、同期はずれ（ＴＲＰ＿ＥＲＦ）フラグに“１”が立つと各フラグをクリアし、同期捕捉モードに移り、パケット終了フラグ（ＰＫＴＥＮＤ）に“１”が立つとＣＰＵなど受信装置以外の上位システムにその復調データ情報を送り、再度、ＣＰＵなど受信装置以外の上位システムからの制御信号にて同期捕捉モードまたは待機モードに移行する。
また、モード制御部１１４０は、ＡＤ変換部２２０にパラメータ格納部１７１０から入力される使用信号数設定信号２５２に基づいて、制御信号１７３１により動作すべきＡＤ変換器を選択する。
図１９に、各動作モード時の各ブロックの動作／非動作状態を示す。なお、○、△、×の記号は、図１５と同様に○は動作を、△は入力信号およびクロックオフを、×は電源オフをそれぞれ示し、[ ]内は同期追跡なしの場合の動作／非動作状態を示す。また、（ ）内の数字は図５及び図１７で示した各ブロックの参照番号である。
動作／非動作状態は、モード制御部１１４０からのモード制御信号１１３２により制御される。その制御方法は、実施例２で、図１６により説明したように、電源を遮断する、クロック入力をとめる、信号入力をとめる、という方法を選択することが可能である。パラメータ設定時にはＡＤ変換部２２０、受信環境測定部２４０、パラメータ設定部２５０、パラメータ格納部１７１０を動作させる。本実施例のように、パラメータを格納する手段１７１０を設けることで、設定パラメータを用いて動作する部分を停止させておくことが可能となり、消費電力が低減される。
パケット長が短い場合や、送信機、受信機それぞれの発振器の精度が高く、周波数偏差が小さい場合などの、同期追跡が必要のない場合には、同期追跡部は停止させておく。図１９で示した［ ］内の記号に相当する。
Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ３つのＡＤ変換器を用いる場合、同期捕捉モードのときはＩ信号、Ｑ信号のうちそれぞれにひとつずつのＡＤ変換器４１０の出力を用いる。つまり、同期捕捉モードの時は他のＡＤ変換器の出力を使用していない。従って、ＡＤ変換器および対応するマッチトフィルタのクロックおよび入力信号を遮断することで受信装置の消費電力をさらに低減することができる。その他、通信環境に応じてＩ、Ｑ信号の分割数を変化させる場合には、ＡＤ変換器４１０の動作数も制御することで、さらに消費電力の低減が可能になる。
図２５に本発明に係る受信装置の第４の実施例における動作フローチャートを示す。開始信号（不図示）が、外部から入力されると、本実施例の受信機は図２５にしたがって、待機モード（ＳＴＢＹ）から初期化を行う初期設定モード（ＩＮＩ）に移り、パラメータの最適設定動作を実行する。その後、送信されて来るデータを受信するデータ受信（ＲＸ−Ｄ）モードに入り、データ受信を完了したら、再び待機モードに入る。この一連の動作を繰り返す。
すなわち、本実施例の受信機では、同期捕捉（ＴＲＰ）以降の受信動作を行う前には必ず雑音電力を測定し、パラメータの最適設定（ＩＮＩ）を行う。このため、常に最適な状態での受信が可能となるが、受信毎に設定を行うため、毎回設定時間が必要となる。しかし、周辺の環境の変化が大きい場合、高信頼性が要求される場合などにこの制御が有用である。なお、本実施例の制御は、実施例１、実施例３の受信機に対しても適用できる。
図２６に、本発明に係る受信装置の第５の実施例における動作フローチャートを示す。まず、初期設定モード（ＩＮＩ）を実行して、パラメータの最適設定を行い、その最適設定パラメータをフラッシュメモリ等の記憶装置に保持した後、待機モード（ＳＴＢＹ）に移る。開始信号（不図示）が、外部から入力されると、待機モードから、データ受信モード（ＲＸ−Ｄに移りデータを受信する。
すなわち、本実施例では受信機設置時や工場からの出荷時などの初動作時に、パラメータの最適設定（ＩＮＩ）を行う。一度設定したパラメータは、フラッシュメモリなどの不揮発メモリに読出し専用メモリ（ＲＯＭ）として保持され、毎回そのパラメータを用いて受信を行う。
本実施例は受信毎の設定を行わないため、周辺環境が変化した場合に最適な設定での受信ができなくなるが、その後の設定の時間が不要となる。すなわち、本実施例では初回のパラメータ最適設定を行うだけで済むという利点がある。受信機を設定した後動かすことが無い場合や、ノイズ環境が変化しない場合にこの制御が有用である。なお、本実施例の制御は、実施例１、実施例３の受信機に対しても適用できる。
図２７に、本発明に係る受信装置の第６の実施例における動作フローチャートを示す。待機状態（ＳＴＢＹ）において、開始信号（不図示）が外部から入力されると、本実施例の受信機は図２６にしたがって、待機モード（ＳＴＢＹ）からパラメータの最適設定を行うか、否かの条件判定（ＩＮＩ？）を行い、ＮＯの場合は、予め設定されているパラメータを用いてデータの受信（ＲＸ−Ｄ）を行い、データ受信が完了したら、再び待機モードに入る。一方条件判定（ＩＮＩ？）がＹＥＳの場合にはパラメータの最適設定（ＩＮＩ）を行い、その最適パラメータを用いてデータ受信（ＲＸ−Ｄ）を行う。
すなわち、本実施例は条件に応じてパラメータの最適設定を行う。ここで条件とは、例えば、時間、環境の変化などである。時間を条件にして設定を行う一例として、１時間や１週間周期で設定を行うものがある。このような制御は、例えば、日変化や季節変化がある環境で受信機を使用する場合に有用な方法である。環境の変化に応じて設定を行うものには、例えば、センサを用いて周辺環境の変化を認識するものがある。センサとしては、例えば、温度センサ、湿度センサ、加速度センサ、或いはノイズレベルを測定するセンサなどを用いる。受信装置の他に変化を認識するセンサが必要となるが、環境が変化していない場合にパラメータの設定を行うことが無くなる。環境の変化が突発的に起こる場合や、変化が予測できないような場合に有用な方法である。なお、本実施例の制御は、実施例１、実施例３の受信機に対しても適用できる。
本発明に係る受信装置を搭載したセンサネットの一例を示す構成図。 本発明に係る受信装置の第１の実施例の構成を示す回路ブロック図。 第１の実施例のＲＦフロントエンド部の構成を示す回路ブロック図。 第１の実施例のＡＤ変換部の構成を示す回路ブロック図。 第１の実施例のベースバンド部の構成を示す回路ブロック図。 第１の実施例の受信環境測定部とパラメータ設定部の構成を示す回路ブロック図。 第１の実施例のオフセット・ゲイン調整部の構成を示す回路図。 第１の実施例の入力調整部の構成を示す図。 図８に示した入力調整部の入力信号数が減少する場合の構成を示す図。 第１の実施例のパラメータ設定手順を示すフローチャート。 本発明に係る受信装置の第２の実施例を示す回路ブロック図。 第２の実施例のベースバンド部の構成を示す回路ブロック図。 第２の実施例の受信装置の処理手順を示すフローチャート。 第２の実施例のモード制御部入力信号と動作モードの関係を示す図。 第２の実施例の各動作モード時におけるベースバンド部内の各ブロックの動作／非動作状態を示す図。 第２の実施例において各ブロックを非動作状態にする回路の一例を示す図。 本発明に係る受信装置の第３の実施例の構成を示す回路ブロック図。 第３の実施例のモード制御部入力信号と動作モードの関係を示す図。 第３の実施例の各動作モード時のベースバンド部内における各ブロックの動作／非動作状態を示す図。 空間を伝播するパルス列の一例を示す波形図。 ＲＦフロントエンド部の入力信号と、ＶＧＡのゲイン設定信号及び出力信号の関係を示す説明図。 ＳＮＲ＝ＳＮＲｍｉｎの信号が入力された時のＡＤ変換器の入力波形を示す図。 入力信号のＳＮＲとパケットエラーとの関係を示す図。 受信機の動作タイミング図の一例を示す図。 第４の実施例における受信機の動作フローチャート。 第５の実施例における受信機の動作フローチャート。 第６の実施例における受信機の動作フローチャート 第２の実施例の受信動作時における受信機の消費電力の一例を示す図。
符号の説明
１００…ノード（ＮＯＤ）、１０１…センサ（ＳＥＮ）、１０７…電源（ＰＷＲ）、１１０…基地局（ＢＡＳ）、１２０…インターネット（ＩＮＴ）、１３０…サーバ（ＳＲＶ）、１３１…データベース（ＤＢＳ）、１４０…ターミナル（ＴＲＭ）、１０２…コントローラ（ＣＰＵ）、１０３…不揮発メモリ（ＲＯＭ）、１０４…揮発メモリ（ＲＡＭ）、１０５…送信機（ＴＸ）、１０６…受信機（ＲＸ）、１０７…電源（ＰＷＲ）、２１０…ＲＦフロントエンド部（ＲＦＦ）、２２０…ＡＤ変換部（ＡＤＣ）、２３０…ベースバンド部（ＢＢＭ）、２４０…受信環境測定部（ＲＥＭ）、２５０…パラメータ設定部（ＰＳＭ）、ＡＮＴ…アンテナ、３１０…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）、３２０…ミキサ（ＭＩＸ）、３３０…π／２位相シフト（ＱＰＳ）、３５０…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３４０…クロック発生器（ＣＬＫ）、３６０…可変ゲインアンプ（ＶＧＡ）、２５２，１６１０…デコーダ（ＤＥＣ）、４００…サンプリングクロック生成部（ＳＭＰＣＬＫ）、４１０…ＡＤ変換器（ＡＤ）、５００…オフセット・ゲイン調整部（ＯＧＡＤＪＭ）、５１０…マッチトフィルタ部（ＭＦＭ）、５２０…入力信号調整部（ＳＡＤＪＭ）、５３０…同期捕捉部（ＴＲＰＭ）、５３１…データ保持タイミング制御部（ＤＬＴＣＴＬ）、５５０…データ保持部（ＤＬＭ）、５６０…復調部（ＤＥＭＭ）、５７０…同期追跡部（ＴＲＣＫＭ）、５８０…サンプリングタイミング制御部（ＳＭＰＣＴＬ）、６２０…平均化回路（ＡＶＲ）、６３０…二乗（ＳＱＲ）、６５０，６６０…エンコード（ＥＮＣ）、９００…マッチトフィルタ（ＭＦ）、１１４０…モード制御部（ＭＯＤ）、１７１０…パラメータ格納部（ＰＲＥＧ）、Ｖｆ…ＡＤ変換器のフルスケール電圧、ＰＥＲ…パケットエラーレート、信号対雑音比（ＳＮＲ）。

Claims (21)

  1. 拡散符号によって拡散されたパルス信号が受信される受信装置であって、
    前記受信信号のフィルタリングおよび増幅が行われるＲＦフロントエンド部と、
    前記ＲＦフロントエンド部の出力信号がアナログデジタル変換されるＡＤ変換部と、
    前記ＡＤ変換部の出力が逆拡散され信号検出および復調が行われるベースバンド部と、
    前記ベースバンド部の入力信号を用いて受信環境が測定される受信環境測定部と、
    前記受信環境測定部の出力信号に基づいて上記各部のパラメータが設定されるパラメータ設定部と、を備え、
    前記受信環境測定部で測定されるベースバンド部の入力信号は、送信側から送信されてくるプリアンブル（ＴＸ−ＰＲＥＡＭＢ）に対応する受信側のプリアンブル（ＲＸ−ＰＲＥＡＭＢ）よりも前の受信動作開始前の雑音信号であり、前記受信環境測定部の出力信号は、前記雑音信号の平均値及び分散値であることを特徴とする受信装置。
  2. 請求項１において、
    前記受信環境測定部は、前記受信信号の受信動作開始前に、前記受信信号をサンプリングする周期と異なる周期で前記雑音信号をサンプリングすることを特徴とする受信装置。
  3. 請求項１において、
    受信動作時の前記受信信号の増幅率が、前記受信動作開始前の前記雑音信号に基づいて前記パラメータ設定部により設定されることを特徴とする受信装置。
  4. 請求項１において、
    前記ＲＦフロントエンド部は周波数変換を行うミキサ部を具備し、前記受信信号が直交するＩ信号成分及びＱ信号成分に分離され、Ｉ信号成分を増幅する第１の可変増幅器と、Ｑ信号成分を増幅する第２の可変増幅器でそれぞれ増幅されることを特徴とする受信装置。
  5. 請求項４において、
    受信動作開始時の前記受信信号の増幅率が、前記ＲＦフロントエンド部の第１および第２の可変増幅器による疎調整と、前記ベースバンド部内のオフセット・ゲイン調整部のデジタル処理による微調整とが併用されて、前記パラメータ設定部により設定されることを特徴とする受信装置。
  6. 請求項４において、
    前記Ｉ信号およびＱ信号からなる複数の受信信号の受信動作時のＩ信号およびＱ信号のそれぞれの増幅率が、前記パラメータ設定部により所要の値に設定されることを特徴とする受信装置。
  7. 請求項１において、
    前記ＡＤ変換部は複数のＡＤ変換器を具備し、
    前記ＡＤ変換部で複数に分割された入力信号が前記複数のＡＤ変換器でアナログデジタル変換され、受信動作時に使用する前記ＡＤ変換器の数が前記パラメータ設定部により設定されることを特徴とする受信装置。
  8. 請求項１において、
    前記受信信号のオフセットが、前記受信動作開始前の前記雑音信号に基づいて前記パラメータ設定部により設定されることを特徴とする受信装置。
  9. 請求項１において、
    前記ベースバンド部のパラメータとして同期捕捉閾値または同期確認回数が、前記パラメータ設定部により設定されることを特徴とする受信装置。
  10. 請求項１において、
    前記ベースバンド部の動作モードを制御するためのモード制御部をさらに備えることを特徴とする受信装置。
  11. 請求項１０において、
    前記ベースバンド部は、オフセット・ゲイン調整部、マッチトフィルタ部、入力信号調整部、同期捕捉部、データ保持タイミング制御部、データ保持部、復調部、同期追跡部、及びサンプリングタイミング制御部の各ブロックを具備し、動作モードに応じて前記ベースバンド部内の各ブロックの動作／非動作状態が前記各ブロックに設けた制御回路部により制御されることを特徴とする受信装置。
  12. 請求項１１において、
    前記制御回路部はベースバンド内部のブロックの動作／非動作状態を制御するための電源遮断回路、クロック入力停止回路、および、信号入力停止回路を具備し、
    前記モード制御部により前記電源遮断回路、前記クロック入力停止回路、前記信号入力停止回路の少なくとも一つが選択されることを特徴とする受信装置。
  13. 拡散符号によって拡散されたパルス信号が受信される受信装置であって、
    前記受信信号のフィルタリングおよび増幅が行われるＲＦフロントエンド部と、
    前記ＲＦフロントエンド部の出力信号がアナログデジタル変換されるＡＤ変換部と、
    前記ＡＤ変換部の出力が逆拡散され信号検出および復調が行われるベースバンド部と、
    前記ベースバンド部の入力信号を用いて受信環境が測定される受信環境測定部と、
    前記受信環境測定部の出力信号に基づいて上記各部のパラメータが設定されるパラメータ設定部と、
    前記パラメータ設定部により設定された値が保持されるパラメータ格納部と、
    前記ＡＤ変換部、前記ベースバンド部、前記受信環境測定部、前記パラメータ設定部、および前記パラメータ格納部の動作モードが制御されるモード制御部と、を備えることを特徴とする受信装置。
  14. 請求項１３において、
    前記モード制御部により制御される前記各部は複数のブロックから構成され、
    動作モードに応じて前記各部または各ブロックの動作／非動作状態が前記モード制御部により制御されることを特徴とする受信装置。
  15. 請求項１４において、
    前記各部または各ブロックの動作／非動作状態を制御するための電源遮断回路、クロック入力停止回路、および信号入力停止回路をさらに具備し、
    前記電源遮断回路、クロック入力停止回路、および信号入力停止回路のうち少なくとも１つが、前記モード制御部により選択されることを特徴とする受信装置。
  16. 請求項１３において、
    前記受信信号の増幅率が、前記ＲＦフロントエンド部の増幅器と前記ベースバンド部でのデジタル処理とが併用されて前記パラメータ設定部により設定されることを特徴とする受信装置。
  17. 請求項１３において、
    前記フロントエンド部は周波数変換を行うミキサ部を具備し、前記受信信号が直交するＩ信号及びＱ信号に分離され、前記Ｉ信号およびＱ信号からなる複数の受信信号の増幅率が、前記パラメータ設定部により、それぞれ所要の値に設定されることを特徴とする受信装置。
  18. 請求項１３において、
    前記ＡＤ変換部は複数のＡＤ変換器を具備し、
    前記ＡＤ変換部で複数に分割された入力信号が前記複数のＡＤ変換器でアナログデジタル変換され、前記ＡＤ変換器の使用する数が前記パラメータ設定部により設定されることを特徴とする受信装置。
  19. 請求項１３において、
    前記受信信号のオフセットが、前記パラメータ設定部により設定されることを特徴とする受信装置。
  20. 請求項１３において、
    前記ベースバンド部のパラメータとして、同期捕捉閾値または同期確認回数が前記パラメータ設定部により設定されることを特徴とする受信装置。
  21. パルス信号が受信される受信装置であって、
    前記受信信号のフィルタリングおよび増幅が行われるＲＦフロントエンド部と、
    前記ＲＦフロントエンド部の出力信号がアナログデジタル変換されるＡＤ変換部と、
    前記ＡＤ変換部の出力信号を用いて前記受信信号の同期捕捉および復調が行われるベースバンド部と、
    前記受信信号の受信動作開始前に、前記ベースバンド部の内部信号を用いて雑音信号をサンプリングし、前記雑音信号の平均値および分散値を算出する受信環境測定部と、
    前記受信環境測定部が算出した前記平均値および分散値から上記各部のパラメータを設定するパラメータを設定部と、を備え、
    前記雑音信号をサンプリングする周期が、前記受信信号をサンプリングする周期と異なることを特徴とする受信装置。
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Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4771422B2 (ja) * 2006-09-14 2011-09-14 ルネサスエレクトロニクス株式会社 受信装置
WO2008063132A1 (en) * 2006-11-22 2008-05-29 Agency For Science, Technology And Research Reconfigurable uwb rf transceiver
JP4994865B2 (ja) * 2007-01-26 2012-08-08 パナソニック株式会社 無線受信装置
JP5376762B2 (ja) * 2007-02-07 2013-12-25 日本無線株式会社 衛星信号の雑音推定装置、信号対雑音比演算装置及び衛星信号受信装置
JP4877078B2 (ja) * 2007-06-04 2012-02-15 パナソニック電工株式会社 無線受信装置
KR100918001B1 (ko) * 2007-10-04 2009-09-18 한국전자통신연구원 저전력소비형 임펄스 방식의 송신기, 수신기, 초광대역송수신 시스템 및 그 동작 방법
JP2010232895A (ja) * 2009-03-26 2010-10-14 Fuji Xerox Co Ltd 通信制御装置及び情報処理装置
JPWO2011048713A1 (ja) * 2009-10-19 2013-03-07 パナソニック株式会社 受信機及び送受信システム
US8879407B2 (en) 2010-05-26 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Two-way ranging messaging scheme
US8886148B2 (en) 2010-05-26 2014-11-11 Qualcomm Incorporated Signal based gain control
US8812063B2 (en) * 2010-05-26 2014-08-19 Qualcomm Incorporated Signal characteristic-based leading edge detection
US8837307B2 (en) 2010-05-26 2014-09-16 Qualcomm Incorporated Two-way ranging messaging scheme
US8831141B2 (en) 2010-06-25 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Leading edge detection
US9491758B2 (en) * 2015-04-07 2016-11-08 Freescale Semiconductor, Inc. System for alignment of RF signals

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09238171A (ja) 1996-02-29 1997-09-09 Sanyo Electric Co Ltd 直交位相成分を含む変調信号の復調回路
US5999561A (en) * 1997-05-20 1999-12-07 Sanconix, Inc. Direct sequence spread spectrum method, computer-based product, apparatus and system tolerant to frequency reference offset
US6965630B1 (en) 2000-10-10 2005-11-15 Freescale Semiconductor, Inc. Mode Controller for signal acquisition and tracking in an ultra wideband communication system
EP1415406A1 (en) * 2001-08-10 2004-05-06 Freescale Semiconductor, Inc. Mode controller for signal acquisition and tracking in an ultra wideband communication system
JP3852919B2 (ja) * 2001-12-25 2006-12-06 株式会社東芝 無線受信機
JP2003218722A (ja) * 2002-01-17 2003-07-31 Sanyo Electric Co Ltd Ａｇｃ回路
US7197062B2 (en) * 2002-10-01 2007-03-27 Intel Corporation Method and apparatus to detect and decode information
JP3697714B2 (ja) 2003-01-15 2005-09-21 ソニー株式会社 通信装置及び通信方法
US7356100B2 (en) * 2003-03-03 2008-04-08 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Estimating channel impulse response and equalizer coefficients in UWB communication systems
US20050069052A1 (en) * 2003-09-30 2005-03-31 David Carbonari Ultra-wideband receiver
US7257383B2 (en) * 2004-03-08 2007-08-14 Broadcom Corporation Method and system for improving dynamic range for communication systems using upstream analog information

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