JPH09238171A - 直交位相成分を含む変調信号の復調回路 - Google Patents
直交位相成分を含む変調信号の復調回路Info
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- JPH09238171A JPH09238171A JP8042765A JP4276596A JPH09238171A JP H09238171 A JPH09238171 A JP H09238171A JP 8042765 A JP8042765 A JP 8042765A JP 4276596 A JP4276596 A JP 4276596A JP H09238171 A JPH09238171 A JP H09238171A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 アナログ変調信号に対する増幅手段のゲイン
をベースバンド信号の振幅情報に基づいて制御する。 【解決手段】 受信して得られたアナログ変調信号（Ｑ
ＰＳＫ信号、ＱＡＭ信号）をアンプ１４が増幅し、これ
をＡ／Ｄ変換部１６がデジタル変調信号に変換する。直
交検波部２０は、このデジタル変調信号に対して９０度
位相の異なる再生キャリアを乗算して検波する。振幅検
出部３０は、検波によって得られた２つのベースバンド
信号Ｉ，Ｑに基づいてこのベースバンド信号をベクトル
合成し、ベースバンド信号の振幅レベルＡ＝｛（Ｉ2 ＋
Ｑ2 ）1/2 ｝を検出する。Ｄ／Ａ変換部１８は、このデ
ジタルの振幅レベルをアナログ信号に変換し、これをゲ
イン制御信号としてアンプ１４に供給する。これによ
り、ベースバンド信号の振幅レベルに応じてアナログ変
調信号のゲインが制御される。
をベースバンド信号の振幅情報に基づいて制御する。 【解決手段】 受信して得られたアナログ変調信号（Ｑ
ＰＳＫ信号、ＱＡＭ信号）をアンプ１４が増幅し、これ
をＡ／Ｄ変換部１６がデジタル変調信号に変換する。直
交検波部２０は、このデジタル変調信号に対して９０度
位相の異なる再生キャリアを乗算して検波する。振幅検
出部３０は、検波によって得られた２つのベースバンド
信号Ｉ，Ｑに基づいてこのベースバンド信号をベクトル
合成し、ベースバンド信号の振幅レベルＡ＝｛（Ｉ2 ＋
Ｑ2 ）1/2 ｝を検出する。Ｄ／Ａ変換部１８は、このデ
ジタルの振幅レベルをアナログ信号に変換し、これをゲ
イン制御信号としてアンプ１４に供給する。これによ
り、ベースバンド信号の振幅レベルに応じてアナログ変
調信号のゲインが制御される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＱＰＳＫ（Quadra
ture Phase Shift Keying ）や、ＱＡＭ（Quadrature A
mplitude Modulation ）などの方式によってデジタル変
調された信号の復調回路の構成に関する。
ture Phase Shift Keying ）や、ＱＡＭ（Quadrature A
mplitude Modulation ）などの方式によってデジタル変
調された信号の復調回路の構成に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＱＰＳＫ方式やＱＡＭ方式などは、衛星
放送の音声信号の変調や移動体通信の通信信号の変調等
に広く用いられている。
放送の音声信号の変調や移動体通信の通信信号の変調等
に広く用いられている。
【０００３】図５は、このうちのＱＰＳＫ方式の変調信
号の復調回路の構成例を示している。
号の復調回路の構成例を示している。
【０００４】受信したアナログＱＰＳＫ信号は、例えば
中間周波数に変換された後に、アンプ１４で所定レベル
に増幅されＡ／Ｄ変換部１６に供給される。Ａ／Ｄ変換
部１６は、このアナログＱＰＳＫ信号を基準レベルに基
づいてデジタルＱＰＳＫ信号に変換する。変換されたデ
ジタルＱＰＳＫ信号は、直交検波部２０に供給され、こ
こで、デジタルＱＰＳＫ信号に対して、キャリア再生部
３４から供給される互いに位相の９０度異なる再生キャ
リアがそれぞれ乗算される。直交検波部２０における検
波によって、ＱＰＳＫ信号は、互いに９０度位相の異な
るＩ軸成分のベースバンド信号Ｉ及びＱ軸成分のベース
バンド信号Ｑに分離・復調される。得られたベースバン
ド信号Ｉ，Ｑは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６、２
８を介してそれぞれフリップフロップ（ＤＦＦ）４０、
４２のデータ端子Ｄに供給され、このＤＦＦ４０、４２
において、そのクロック端子ＣＫに供給されるビットタ
イミングクロックに基づいて２値化、即ちベースバンド
信号の復調が行われる。このようにして得られたベース
バンド信号の復調データは、次に、例えば、データ判定
や誤り訂正処理が施され、音声信号等として再生され
る。また、送信側でデータ信号にスクランブルがかけら
れている場合にはデ・スクランブル処理回路に供給され
てスクランブルが解除される。
中間周波数に変換された後に、アンプ１４で所定レベル
に増幅されＡ／Ｄ変換部１６に供給される。Ａ／Ｄ変換
部１６は、このアナログＱＰＳＫ信号を基準レベルに基
づいてデジタルＱＰＳＫ信号に変換する。変換されたデ
ジタルＱＰＳＫ信号は、直交検波部２０に供給され、こ
こで、デジタルＱＰＳＫ信号に対して、キャリア再生部
３４から供給される互いに位相の９０度異なる再生キャ
リアがそれぞれ乗算される。直交検波部２０における検
波によって、ＱＰＳＫ信号は、互いに９０度位相の異な
るＩ軸成分のベースバンド信号Ｉ及びＱ軸成分のベース
バンド信号Ｑに分離・復調される。得られたベースバン
ド信号Ｉ，Ｑは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６、２
８を介してそれぞれフリップフロップ（ＤＦＦ）４０、
４２のデータ端子Ｄに供給され、このＤＦＦ４０、４２
において、そのクロック端子ＣＫに供給されるビットタ
イミングクロックに基づいて２値化、即ちベースバンド
信号の復調が行われる。このようにして得られたベース
バンド信号の復調データは、次に、例えば、データ判定
や誤り訂正処理が施され、音声信号等として再生され
る。また、送信側でデータ信号にスクランブルがかけら
れている場合にはデ・スクランブル処理回路に供給され
てスクランブルが解除される。
【０００５】また、位相検出器３２は、ベースバンドが
復元されたベースバンド信号Ｉ，Ｑに基づき、例えば、
ＱＰＳＫ信号のキャリアと再生キャリアとの位相ずれを
角度θとすると、θ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を演算するこ
とによって、ＱＰＳＫ信号のキャリアと再生キャリアと
の位相ずれを検出し、この位相ずれをなくすように位相
制御信号を発生する。位相制御信号はキャリア再生部３
４に供給され、キャリア再生部３４は、位相制御信号に
基づいて再生キャリアの位相を調整し、これを直交検波
部２０に出力する。直交検波部２０において、この再生
キャリアは、乗算器２２と、π／２位相器２４を介して
乗算器２１とにそれぞれ供給され、よって、デジタルＱ
ＰＳＫ信号に乗算される互いに９０度位相の異なる再生
キャリアの位相が調整されることとなる。
復元されたベースバンド信号Ｉ，Ｑに基づき、例えば、
ＱＰＳＫ信号のキャリアと再生キャリアとの位相ずれを
角度θとすると、θ＝ｔａｎ-1（Ｑ／Ｉ）を演算するこ
とによって、ＱＰＳＫ信号のキャリアと再生キャリアと
の位相ずれを検出し、この位相ずれをなくすように位相
制御信号を発生する。位相制御信号はキャリア再生部３
４に供給され、キャリア再生部３４は、位相制御信号に
基づいて再生キャリアの位相を調整し、これを直交検波
部２０に出力する。直交検波部２０において、この再生
キャリアは、乗算器２２と、π／２位相器２４を介して
乗算器２１とにそれぞれ供給され、よって、デジタルＱ
ＰＳＫ信号に乗算される互いに９０度位相の異なる再生
キャリアの位相が調整されることとなる。
【０００６】上述のような従来の信号復調処理において
は、受信したアナログＱＰＳＫ信号をまずＡ／Ｄ変換し
て、その後の信号処理をデジタル信号で行っている。こ
こで、信号復調処理をデジタル処理とするのは、復調回
路をＩＣ化した際に、外付け部品等を少なくでき、また
回路の調整が容易で、かつ低コストで製造することが可
能であるためである。
は、受信したアナログＱＰＳＫ信号をまずＡ／Ｄ変換し
て、その後の信号処理をデジタル信号で行っている。こ
こで、信号復調処理をデジタル処理とするのは、復調回
路をＩＣ化した際に、外付け部品等を少なくでき、また
回路の調整が容易で、かつ低コストで製造することが可
能であるためである。
【０００７】ところが、最初の段階でデジタル変換処理
を行う場合、デジタル変換処理で発生する量子化誤差
は、その後の信号復調性能に多大な影響を与える。よっ
て、Ａ／Ｄ変換部１６におけるデジタル変換処理の精度
を高くする必要がある。このため、従来の回路では、図
５に示されるように、Ａ／Ｄ変換部１６に供給されるア
ナログＱＰＳＫ信号の信号レベルがＡ／Ｄ変換部１６の
レンジに対して適切となるようにアンプ１４にて増幅す
ると共に、このアンプ１４のゲインをアナログＱＰＳＫ
信号に応じて制御するＡＧＣ回路５０が設けられてい
る。
を行う場合、デジタル変換処理で発生する量子化誤差
は、その後の信号復調性能に多大な影響を与える。よっ
て、Ａ／Ｄ変換部１６におけるデジタル変換処理の精度
を高くする必要がある。このため、従来の回路では、図
５に示されるように、Ａ／Ｄ変換部１６に供給されるア
ナログＱＰＳＫ信号の信号レベルがＡ／Ｄ変換部１６の
レンジに対して適切となるようにアンプ１４にて増幅す
ると共に、このアンプ１４のゲインをアナログＱＰＳＫ
信号に応じて制御するＡＧＣ回路５０が設けられてい
る。
【０００８】ＡＧＣ回路５０は、全波整流部５２及び平
坦化部５４を含み、全波整流部５２が周波数変換部より
供給されるアナログＱＰＳＫ信号を直接全波整流し、平
坦化部５４がこの全波整流信号を平坦化してアナログＱ
ＰＳＫ信号に応じた直流レベルを得ている。そして、こ
の直流レベルに応じたゲイン制御信号がアンプ１４に供
給されてそのゲインが制御されている。
坦化部５４を含み、全波整流部５２が周波数変換部より
供給されるアナログＱＰＳＫ信号を直接全波整流し、平
坦化部５４がこの全波整流信号を平坦化してアナログＱ
ＰＳＫ信号に応じた直流レベルを得ている。そして、こ
の直流レベルに応じたゲイン制御信号がアンプ１４に供
給されてそのゲインが制御されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
ようにＡＧＣ回路５０のゲイン制御信号は、アナログＱ
ＰＳＫ信号から直接形成したものであり、ＤＦＦ４０、
４２においてベースバンド信号Ｉ，Ｑを復調する際に、
その復調誤差に直接影響を与えるベースバンド信号Ｉ，
Ｑの振幅情報が、ゲイン制御信号に全くフィードバック
されていない。従って、アンプ１４のゲインを制御して
も、後段におけるベースバンド信号Ｉ，Ｑの復調性能が
最適となるように制御することができなかった。特に、
ＱＡＭ方式の変調信号の場合には、ベースバンドの振幅
方向にも情報が重畳されているため、ベースバンドの振
幅レベルを精度良くコントロールする必要がある。この
ため、図５に示すような回路構成は、ＱＰＳＫ信号の復
調回路として最適でないだけでなく、高い復調性能の要
求されるＱＡＭ信号の復調回路としても適切でない。
ようにＡＧＣ回路５０のゲイン制御信号は、アナログＱ
ＰＳＫ信号から直接形成したものであり、ＤＦＦ４０、
４２においてベースバンド信号Ｉ，Ｑを復調する際に、
その復調誤差に直接影響を与えるベースバンド信号Ｉ，
Ｑの振幅情報が、ゲイン制御信号に全くフィードバック
されていない。従って、アンプ１４のゲインを制御して
も、後段におけるベースバンド信号Ｉ，Ｑの復調性能が
最適となるように制御することができなかった。特に、
ＱＡＭ方式の変調信号の場合には、ベースバンドの振幅
方向にも情報が重畳されているため、ベースバンドの振
幅レベルを精度良くコントロールする必要がある。この
ため、図５に示すような回路構成は、ＱＰＳＫ信号の復
調回路として最適でないだけでなく、高い復調性能の要
求されるＱＡＭ信号の復調回路としても適切でない。
【００１０】また、従来の構成では、予めベースバンド
信号の復調性能の最適ポイントに一致するようにアンプ
１４及びＡＧＣ回路５０を構成したとしても、ＡＧＣ回
路５０にばらつきがあった場合には、後発的にゲインを
制御しても最適ポイントでのベースバンド信号の復調を
行うことができない可能性があった。
信号の復調性能の最適ポイントに一致するようにアンプ
１４及びＡＧＣ回路５０を構成したとしても、ＡＧＣ回
路５０にばらつきがあった場合には、後発的にゲインを
制御しても最適ポイントでのベースバンド信号の復調を
行うことができない可能性があった。
【００１１】さらに、上記構成に替え、キャリア再生部
３４からの再生キャリアがＱＰＳＫ信号のキャリアに同
期していれば、ベースバンド信号Ｉ，Ｑを全波整流し、
平坦化して得られた信号に基づいてアンプ１４のゲイン
を制御することも考えられる。しかしながら、再生キャ
リアがＱＰＳＫ信号のキャリアに対して非同期状態であ
る場合には、ベースバンド信号Ｉ，Ｑ自身のレベルが不
安定となり、ベースバンド信号Ｉ，Ｑに基づいてアンプ
１４のゲインを制御することができない。常に再生キャ
リアとＱＰＳＫ信号のキャリアとの同期状態を確保する
ことは実際上困難であるから、結果としてベースバンド
信号を全波整流して平坦化して得られた信号をアンプ１
４のゲイン制御信号に利用することはできない。
３４からの再生キャリアがＱＰＳＫ信号のキャリアに同
期していれば、ベースバンド信号Ｉ，Ｑを全波整流し、
平坦化して得られた信号に基づいてアンプ１４のゲイン
を制御することも考えられる。しかしながら、再生キャ
リアがＱＰＳＫ信号のキャリアに対して非同期状態であ
る場合には、ベースバンド信号Ｉ，Ｑ自身のレベルが不
安定となり、ベースバンド信号Ｉ，Ｑに基づいてアンプ
１４のゲインを制御することができない。常に再生キャ
リアとＱＰＳＫ信号のキャリアとの同期状態を確保する
ことは実際上困難であるから、結果としてベースバンド
信号を全波整流して平坦化して得られた信号をアンプ１
４のゲイン制御信号に利用することはできない。
【００１２】本発明は、このような課題を解決するため
になされ、直交検波して得られるベースバンド信号の振
幅情報に基づいて増幅手段のアナログ変調信号に対する
ゲインを制御することが可能な復調回路を提供すること
を目的とする。
になされ、直交検波して得られるベースバンド信号の振
幅情報に基づいて増幅手段のアナログ変調信号に対する
ゲインを制御することが可能な復調回路を提供すること
を目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係る直交位相成分を含む変調信号の復調回
路は以下のような特徴を有する。
に、本発明に係る直交位相成分を含む変調信号の復調回
路は以下のような特徴を有する。
【００１４】即ち、増幅手段によって増幅されたアナロ
グ変調信号であって、直交位相成分を含むアナログ変調
信号をデジタル変調信号に変換するデジタル変換手段
と、前記デジタル変調信号を直交検波する直交検波手段
と、前記直交検波によって得られた互いに直交する位相
成分の２つのベースバンド信号に基づいてベースバンド
信号の振幅を検出する振幅検出手段と、を有する。そし
て、前記振幅検出手段が検出した前記ベースバンド信号
の振幅情報に基づいて、前記増幅手段における前記アナ
ログ変調信号に対するゲインを制御する。
グ変調信号であって、直交位相成分を含むアナログ変調
信号をデジタル変調信号に変換するデジタル変換手段
と、前記デジタル変調信号を直交検波する直交検波手段
と、前記直交検波によって得られた互いに直交する位相
成分の２つのベースバンド信号に基づいてベースバンド
信号の振幅を検出する振幅検出手段と、を有する。そし
て、前記振幅検出手段が検出した前記ベースバンド信号
の振幅情報に基づいて、前記増幅手段における前記アナ
ログ変調信号に対するゲインを制御する。
【００１５】さらに、前記振幅検出手段から出力される
デジタルのベースバンド振幅信号をアナログのゲイン制
御信号に変換するアナログ変換手段を有する。また、前
記振幅検出手段は、前記２つのベースバンド信号をベク
トル合成して前記ベースバンド振幅信号を発生する。
デジタルのベースバンド振幅信号をアナログのゲイン制
御信号に変換するアナログ変換手段を有する。また、前
記振幅検出手段は、前記２つのベースバンド信号をベク
トル合成して前記ベースバンド振幅信号を発生する。
【００１６】このように、振幅検出手段がベースバンド
信号に基づいてその振幅を検出し、振幅レベルに応じて
増幅手段のゲインが制御される。このため、ベースバン
ド信号の復調性能の最適ポイントになるように、まず、
アナログ変調信号が増幅され、増幅されたアナログ変調
信号をデジタル変換し、得られたデジタル変調信号を直
交検波すれば、常時、ベースバンド信号のレベルが最大
の復調性能が得られるように制御されることとなる。従
って、容易かつ正確にベースバンド信号を復調すること
が可能となる。
信号に基づいてその振幅を検出し、振幅レベルに応じて
増幅手段のゲインが制御される。このため、ベースバン
ド信号の復調性能の最適ポイントになるように、まず、
アナログ変調信号が増幅され、増幅されたアナログ変調
信号をデジタル変換し、得られたデジタル変調信号を直
交検波すれば、常時、ベースバンド信号のレベルが最大
の復調性能が得られるように制御されることとなる。従
って、容易かつ正確にベースバンド信号を復調すること
が可能となる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態について
図面を用いて説明する。なお、既に説明した図５と同一
部分には同一符号を付して説明を省略する。
図面を用いて説明する。なお、既に説明した図５と同一
部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００１８】図１は、本実施形態に係るＱＰＳＫ信号の
復調回路の構成例を示している。そして、本実施形態の
特徴は、この図１に示されるように、直交検波して得ら
れたベースバンド信号Ｉ，Ｑよりベースバンド信号の振
幅情報を検出する振幅検出部３０を設け、検出された振
幅情報に基づいてアンプ１４のゲインを制御することで
ある。
復調回路の構成例を示している。そして、本実施形態の
特徴は、この図１に示されるように、直交検波して得ら
れたベースバンド信号Ｉ，Ｑよりベースバンド信号の振
幅情報を検出する振幅検出部３０を設け、検出された振
幅情報に基づいてアンプ１４のゲインを制御することで
ある。
【００１９】受信され、その後、例えば中間周波数に周
波数変換されたアナログＱＰＳＫ信号は、まず、アンプ
１４に供給される。アンプ１４には、後述するようにＤ
／Ａ変換部１８からゲイン制御信号が供給されており、
アンプ１４は、このゲイン制御信号に応じたゲインで上
記アナログＱＰＳＫ信号を増幅する。
波数変換されたアナログＱＰＳＫ信号は、まず、アンプ
１４に供給される。アンプ１４には、後述するようにＤ
／Ａ変換部１８からゲイン制御信号が供給されており、
アンプ１４は、このゲイン制御信号に応じたゲインで上
記アナログＱＰＳＫ信号を増幅する。
【００２０】所定レベルに増幅されたアナログＱＰＳＫ
信号は、Ａ／Ｄ変換部１６にてデジタルＱＰＳＫ信号に
変換され、さらに直交検波部２０にて直交検波される。
なお、この直交検波部２０及び位相比較部３２は、ＲＯ
Ｍによって構成することが可能である。
信号は、Ａ／Ｄ変換部１６にてデジタルＱＰＳＫ信号に
変換され、さらに直交検波部２０にて直交検波される。
なお、この直交検波部２０及び位相比較部３２は、ＲＯ
Ｍによって構成することが可能である。
【００２１】直交検波によって得られた２つのベースバ
ンド信号Ｉ，Ｑは、ＬＰＦ２６、２８を介し、振幅検出
部３０及び位相検出器３２に供給され、さらに各ベース
バンド信号Ｉ，Ｑに対応したベースバンド復調部である
ＤＦＦ４０，４２にそれぞれ供給される。
ンド信号Ｉ，Ｑは、ＬＰＦ２６、２８を介し、振幅検出
部３０及び位相検出器３２に供給され、さらに各ベース
バンド信号Ｉ，Ｑに対応したベースバンド復調部である
ＤＦＦ４０，４２にそれぞれ供給される。
【００２２】振幅検出部３０は、供給される２つのベー
スバンド信号Ｉ，Ｑに基づいて次式（１）を演算し、ベ
ースバンドの振幅レベルＡを検出する。
スバンド信号Ｉ，Ｑに基づいて次式（１）を演算し、ベ
ースバンドの振幅レベルＡを検出する。
【００２３】
【数１】 Ａ＝（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）1/2 ・・・・・（１） 上記振幅レベルＡは、振幅検出部３０内に演算部を設
け、この演算部が、常時、供給されるベースバンド信号
Ｉ，Ｑに基づいて（１）式を演算することによって検出
することができる。また、振幅検出部３０内に（１）式
に基づいたデータを格納したＲＯＭテーブルを設け、供
給されるベースバンド信号Ｉ，Ｑに基づいてこのＲＯＭ
テーブルを参照して対応する振幅レベルＡを検出するこ
とも可能である。
け、この演算部が、常時、供給されるベースバンド信号
Ｉ，Ｑに基づいて（１）式を演算することによって検出
することができる。また、振幅検出部３０内に（１）式
に基づいたデータを格納したＲＯＭテーブルを設け、供
給されるベースバンド信号Ｉ，Ｑに基づいてこのＲＯＭ
テーブルを参照して対応する振幅レベルＡを検出するこ
とも可能である。
【００２４】振幅検出部３０において、デジタルデータ
として検出された振幅レベルＡは、Ｄ／Ａ変換部１８に
供給されてアナログデータに変換され、これがゲイン制
御信号としてアンプ１４に供給される。よって、アンプ
１４は、このゲイン制御信号に基づいたゲイン、即ち、
ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅レベルＡに基づいたゲイ
ンでアナログＱＰＳＫ信号を増幅する。
として検出された振幅レベルＡは、Ｄ／Ａ変換部１８に
供給されてアナログデータに変換され、これがゲイン制
御信号としてアンプ１４に供給される。よって、アンプ
１４は、このゲイン制御信号に基づいたゲイン、即ち、
ベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅レベルＡに基づいたゲイ
ンでアナログＱＰＳＫ信号を増幅する。
【００２５】図２は、ベースバンド信号Ｉ，Ｑ及びこれ
らをベクトル合成して得られる合成ベルトル、即ち、上
記（１）式によって求められるベースバンド信号の振幅
レベルＡを示している。そして、図２において、縦軸は
復調ＱＰＳＫ信号のＱ軸、横軸はそのＩ軸を示してい
る。図１のキャリア再生部３４からの再生キャリアがＱ
ＰＳＫ信号のキャリアに対して角度θだけ位相がずれて
いる場合には、この再生キャリアを用いて直交検波して
得られたベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’の合成ベクトル
（振幅レベル）Ａ’｛但し、Ａ’＝（Ｉ’2 ＋Ｑ’2 ）
1/2 ｝も、振幅レベルＡに対して角度θだけ位相がずれ
ることとなる。このように、再生キャリアの位相がずれ
ていても、ＱＰＳＫ方式や、ＱＡＭ方式等の直交変調方
式の場合には、合成ベクトルＡの方向が原点を中心に角
度θ回転するだけで、この合成ベクトルについは、その
大きさの同一性が保持される（Ａ＝Ａ’）。
らをベクトル合成して得られる合成ベルトル、即ち、上
記（１）式によって求められるベースバンド信号の振幅
レベルＡを示している。そして、図２において、縦軸は
復調ＱＰＳＫ信号のＱ軸、横軸はそのＩ軸を示してい
る。図１のキャリア再生部３４からの再生キャリアがＱ
ＰＳＫ信号のキャリアに対して角度θだけ位相がずれて
いる場合には、この再生キャリアを用いて直交検波して
得られたベースバンド信号Ｉ’、Ｑ’の合成ベクトル
（振幅レベル）Ａ’｛但し、Ａ’＝（Ｉ’2 ＋Ｑ’2 ）
1/2 ｝も、振幅レベルＡに対して角度θだけ位相がずれ
ることとなる。このように、再生キャリアの位相がずれ
ていても、ＱＰＳＫ方式や、ＱＡＭ方式等の直交変調方
式の場合には、合成ベクトルＡの方向が原点を中心に角
度θ回転するだけで、この合成ベクトルについは、その
大きさの同一性が保持される（Ａ＝Ａ’）。
【００２６】また、デジタルＱＰＳＫ信号のキャリアと
再生キャリアの周波数が異なり、ＱＰＳＫ信号のキャリ
アと再生キャリアが非同期状態となった場合には、ベー
スバンド信号の合成ベクトルの軌跡は、図３に示すよう
原点Ｏを中心として回転することとなる。この非同期状
態の場合には、合成ベクトルＡ’は、合成ベクトルＡに
は必ずしも一致しないが、得られる合成ベクトルＡ’
は、多くの場合、図３の点線内に存在する。
再生キャリアの周波数が異なり、ＱＰＳＫ信号のキャリ
アと再生キャリアが非同期状態となった場合には、ベー
スバンド信号の合成ベクトルの軌跡は、図３に示すよう
原点Ｏを中心として回転することとなる。この非同期状
態の場合には、合成ベクトルＡ’は、合成ベクトルＡに
は必ずしも一致しないが、得られる合成ベクトルＡ’
は、多くの場合、図３の点線内に存在する。
【００２７】このように、再生キャリアとＱＰＳＫ信号
のキャリアとが非同期状態であっても、本実施形態で
は、上記（１）式に基づいて、安定して振幅レベルＡ’
を検出することができる。このため、得られた振幅レベ
ル（合成ベクトル）Ａ’に基づいてアンプ１４のゲイン
を制御すれば、ベースバンド信号の振幅レベルを最適レ
ベルＡ（図３の実線の円周上）に一致するように制御す
ることができる。従って、所望レベルでのＡ／Ｄ変換が
容易であり、正確なデジタル変換が行われる。また、上
述のように再生キャリアとＱＰＳＫ信号のキャリアとが
非同期状態であっても、アナログＱＰＳＫ信号を所望の
レベルに増幅できるので、位相検出が容易となり、同期
を速く確立させることも可能となる。
のキャリアとが非同期状態であっても、本実施形態で
は、上記（１）式に基づいて、安定して振幅レベルＡ’
を検出することができる。このため、得られた振幅レベ
ル（合成ベクトル）Ａ’に基づいてアンプ１４のゲイン
を制御すれば、ベースバンド信号の振幅レベルを最適レ
ベルＡ（図３の実線の円周上）に一致するように制御す
ることができる。従って、所望レベルでのＡ／Ｄ変換が
容易であり、正確なデジタル変換が行われる。また、上
述のように再生キャリアとＱＰＳＫ信号のキャリアとが
非同期状態であっても、アナログＱＰＳＫ信号を所望の
レベルに増幅できるので、位相検出が容易となり、同期
を速く確立させることも可能となる。
【００２８】次に、図１のＤＦＦ４０、４２におけるベ
ースバンド信号Ｉ，Ｑの２値化処理、即ちベースバンド
信号Ｉ，Ｑの復調処理について図４を用いて説明する。
なお、図４において横軸は時間、縦軸はベースバンド信
号Ｉ，Ｑの電圧レベルを示している。
ースバンド信号Ｉ，Ｑの２値化処理、即ちベースバンド
信号Ｉ，Ｑの復調処理について図４を用いて説明する。
なお、図４において横軸は時間、縦軸はベースバンド信
号Ｉ，Ｑの電圧レベルを示している。
【００２９】ＤＦＦ４０、４２のデータ端子Ｄには、上
述のようにベースバンド信号の振幅情報がフィードバッ
クされて所望のレベルに増幅され、デジタル変換され、
そして直交検波されて得られたベースバンド信号Ｉ，Ｑ
が供給される。そして、このベースバンド信号Ｉ，Ｑ
は、図４に示されるようないわゆるアイパターンとなっ
ており、このアイパターンが最大に開いた状態がベース
バンド信号の復調処理においてノイズに対する余裕度が
最も大きくなる。よって、アイパターンが最大に開いて
いるタイミングでビットタイミングクロックが変化する
ように設定し（図４では立ち上がるように設定してい
る。）、このクロックの変化タイミングでＤＦＦ４０、
４２にベースバンド信号Ｉ，Ｑを取り込むようにすれ
ば、復調誤差を最小限とし、復調性能を最大とすること
ができる。
述のようにベースバンド信号の振幅情報がフィードバッ
クされて所望のレベルに増幅され、デジタル変換され、
そして直交検波されて得られたベースバンド信号Ｉ，Ｑ
が供給される。そして、このベースバンド信号Ｉ，Ｑ
は、図４に示されるようないわゆるアイパターンとなっ
ており、このアイパターンが最大に開いた状態がベース
バンド信号の復調処理においてノイズに対する余裕度が
最も大きくなる。よって、アイパターンが最大に開いて
いるタイミングでビットタイミングクロックが変化する
ように設定し（図４では立ち上がるように設定してい
る。）、このクロックの変化タイミングでＤＦＦ４０、
４２にベースバンド信号Ｉ，Ｑを取り込むようにすれ
ば、復調誤差を最小限とし、復調性能を最大とすること
ができる。
【００３０】本実施形態では、上述のように振幅検出部
３０が、ベースバンド信号の振幅レベルＡを検出し、こ
れに基づいてアンプ１４のゲインが制御される。ここ
で、図３に実線で示す半径Ａの円は、ベースバンド信号
の復調性能の最適ポイントであり、ベースバンド信号の
振幅がこの半径Ａの円周上に乗るようにアンプ１４のゲ
インを制御すれば、図４に示すアイパターンが最大に開
くように制御されることとなる。よって、常に、ＤＦＦ
４０、４２に供給されるベースバンド信号のアイパター
ンが最大となるようにアンプ１４のゲインが制御され
る。
３０が、ベースバンド信号の振幅レベルＡを検出し、こ
れに基づいてアンプ１４のゲインが制御される。ここ
で、図３に実線で示す半径Ａの円は、ベースバンド信号
の復調性能の最適ポイントであり、ベースバンド信号の
振幅がこの半径Ａの円周上に乗るようにアンプ１４のゲ
インを制御すれば、図４に示すアイパターンが最大に開
くように制御されることとなる。よって、常に、ＤＦＦ
４０、４２に供給されるベースバンド信号のアイパター
ンが最大となるようにアンプ１４のゲインが制御され
る。
【００３１】また、図４のアイパターンの線幅ｄは、図
１のＡ／Ｄ変換部１６における量子化誤差に基づくもの
であり、アイパターンが閉じてくるとノイズ余裕度に対
してこの量子化誤差が相対的に大きくなる。しかし、本
実施形態では、常にアイパターンが最大限開くように制
御されているため、量子化誤差による符号誤り等を最小
限とすることができる。
１のＡ／Ｄ変換部１６における量子化誤差に基づくもの
であり、アイパターンが閉じてくるとノイズ余裕度に対
してこの量子化誤差が相対的に大きくなる。しかし、本
実施形態では、常にアイパターンが最大限開くように制
御されているため、量子化誤差による符号誤り等を最小
限とすることができる。
【００３２】さらに、アイパターンが開きすぎる場合も
ベースバンド信号Ｉ，Ｑの復調性能が低下するが、本実
施形態では、図３に示されるように実線の外側にベース
バンド信号の振幅レベルが存在する場合にも実線の円周
上に戻るように制御される。従って、アイパターンの開
きすぎという問題も未然に防止することが可能となって
いる。
ベースバンド信号Ｉ，Ｑの復調性能が低下するが、本実
施形態では、図３に示されるように実線の外側にベース
バンド信号の振幅レベルが存在する場合にも実線の円周
上に戻るように制御される。従って、アイパターンの開
きすぎという問題も未然に防止することが可能となって
いる。
【００３３】以上のように、そのレベルが最適ポイント
に一致するように制御されて得られたベースバンド信号
は、ＤＦＦ４０，４２において最大復調性能で復調され
る。得られた復調データに対しては、次に、例えば、デ
ータ判定や誤り訂正処理が施され、更に必要に応じてデ
・スクランプル処理が施され、衛星放送や移動体通信に
おける音声信号等として再生される。
に一致するように制御されて得られたベースバンド信号
は、ＤＦＦ４０，４２において最大復調性能で復調され
る。得られた復調データに対しては、次に、例えば、デ
ータ判定や誤り訂正処理が施され、更に必要に応じてデ
・スクランプル処理が施され、衛星放送や移動体通信に
おける音声信号等として再生される。
【００３４】なお、以上ＱＰＳＫ信号の復調回路の構成
を例にとって説明したが、ＱＡＭ信号の復調回路の場合
も、基本的に同様な構成となる。即ち、直交検波により
得られるベースバンド信号Ｉ，Ｑより、振幅検出部が上
記（１）式に基づいてベースバンド信号の振幅レベルを
検出し、これに基づいてアナログＱＰＳＫ信号を増幅す
るアンプのゲインを制御する。但し、ＱＡＭ信号の場合
には、信号の振幅にも情報が重畳されているため、
（１）式に基づいてベースバンド信号の振幅レベルを検
出する際には、最大振幅レベル以外の重畳信号はマスキ
ングする必要がある。また、ＱＡＭ信号のベースバンド
信号の復調の際には、ＱＰＳＫ信号の復調と異なり、単
なる２値化処理ではなく、ベースバンド信号の振幅レベ
ルも量子化される。
を例にとって説明したが、ＱＡＭ信号の復調回路の場合
も、基本的に同様な構成となる。即ち、直交検波により
得られるベースバンド信号Ｉ，Ｑより、振幅検出部が上
記（１）式に基づいてベースバンド信号の振幅レベルを
検出し、これに基づいてアナログＱＰＳＫ信号を増幅す
るアンプのゲインを制御する。但し、ＱＡＭ信号の場合
には、信号の振幅にも情報が重畳されているため、
（１）式に基づいてベースバンド信号の振幅レベルを検
出する際には、最大振幅レベル以外の重畳信号はマスキ
ングする必要がある。また、ＱＡＭ信号のベースバンド
信号の復調の際には、ＱＰＳＫ信号の復調と異なり、単
なる２値化処理ではなく、ベースバンド信号の振幅レベ
ルも量子化される。
【００３５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
簡単な構成で、かつ変調信号のキャリアに対して再生キ
ャリアが非同期状態であって、ベースバンド信号の振幅
情報を検出でき、この振幅情報に基づいてアナログ変調
信号のゲインを制御することができる。このため、ベー
スバンド信号の復調性能の最適ポイントで復調が行われ
るようにアナログ変調信号を増幅することができる。
簡単な構成で、かつ変調信号のキャリアに対して再生キ
ャリアが非同期状態であって、ベースバンド信号の振幅
情報を検出でき、この振幅情報に基づいてアナログ変調
信号のゲインを制御することができる。このため、ベー
スバンド信号の復調性能の最適ポイントで復調が行われ
るようにアナログ変調信号を増幅することができる。
【図１】 本発明の実施形態に係るＱＰＳＫ信号の復調
回路の構成を示す図である。
回路の構成を示す図である。
【図２】 ２つのベースバンド信号とこの信号のベクト
ル合成によって得られるベースバンド信号の振幅レベル
とを示す図である。
ル合成によって得られるベースバンド信号の振幅レベル
とを示す図である。
【図３】 再生キャリアが非同期状態の場合に２つのベ
ースバンド信号をベクトル合成して得られるベースバン
ド信号の振幅レベルの分布を示す図である。
ースバンド信号をベクトル合成して得られるベースバン
ド信号の振幅レベルの分布を示す図である。
【図４】 ベースバンド信号Ｉ，Ｑのアイパターン及び
このアイパターンとビットタイミングクロックとの関係
を示す図である。
このアイパターンとビットタイミングクロックとの関係
を示す図である。
【図５】 従来のＱＰＳＫ信号の復調回路の構成を示す
図である。
図である。
１４ アンプ、１６ Ａ／Ｄ変換部、１８ Ｄ／Ａ変換
部、２０ 直交検波部、２１，２２ 乗算器、２４ π
／２位相器、２６，２８ ＬＰＦ、３０ 振幅検出部、
３２ 位相検出器、３４ キャリア再生部、４０，４２
ＤＦＦ。
部、２０ 直交検波部、２１，２２ 乗算器、２４ π
／２位相器、２６，２８ ＬＰＦ、３０ 振幅検出部、
３２ 位相検出器、３４ キャリア再生部、４０，４２
ＤＦＦ。
Claims (3)
- 【請求項１】 増幅手段によって増幅されたアナログ変
調信号であって、直交位相成分を含むアナログ変調信号
をデジタル変調信号に変換するデジタル変換手段と、 前記デジタル変調信号を直交検波する直交検波手段と、 前記直交検波によって得られた互いに直交する位相成分
の２つのベースバンド信号に基づいてベースバンド信号
の振幅を検出する振幅検出手段と、を有し、 前記振幅検出手段が検出した前記ベースバンド信号の振
幅情報に基づいて、前記増幅手段における前記アナログ
変調信号に対するゲインを制御することを特徴とする直
交位相成分を含む変調信号の復調回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載の復調回路において、 さらに、前記振幅検出手段から出力されるデジタルのベ
ースバンド振幅信号をアナログのゲイン制御信号に変換
するアナログ変換手段を有することを特徴とする直交位
相成分を含む変調信号の復調回路。 - 【請求項３】 請求項１又は２のいずれかに記載の復調
回路において、 前記振幅検出手段は、前記２つのベースバンド信号をベ
クトル合成して前記ベースバンド振幅信号を発生するこ
とを特徴とする直交位相成分を含む変調信号の復調回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8042765A JPH09238171A (ja) | 1996-02-29 | 1996-02-29 | 直交位相成分を含む変調信号の復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8042765A JPH09238171A (ja) | 1996-02-29 | 1996-02-29 | 直交位相成分を含む変調信号の復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09238171A true JPH09238171A (ja) | 1997-09-09 |
Family
ID=12645083
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8042765A Pending JPH09238171A (ja) | 1996-02-29 | 1996-02-29 | 直交位相成分を含む変調信号の復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09238171A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100414362B1 (ko) * | 2001-05-29 | 2004-01-07 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 변조에서의 아이/큐 에러 보상 장치 및 방법 |
| KR100458063B1 (ko) * | 2002-10-28 | 2004-11-26 | 엘지전자 주식회사 | 통신망에서의 신호 변조 및 복조 방법 |
| WO2007029727A1 (ja) | 2005-09-06 | 2007-03-15 | Nihon University | 多値変調・復調方法、多値変調・復調装置 |
| US7602865B2 (en) | 2003-11-22 | 2009-10-13 | Lg Electronics Inc. | Apparatus and method for enhancing a reception rate of a receiver |
| US7664163B2 (en) | 2004-12-02 | 2010-02-16 | Renesas Technology Corp. | Receiver |
-
1996
- 1996-02-29 JP JP8042765A patent/JPH09238171A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100414362B1 (ko) * | 2001-05-29 | 2004-01-07 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 변조에서의 아이/큐 에러 보상 장치 및 방법 |
| KR100458063B1 (ko) * | 2002-10-28 | 2004-11-26 | 엘지전자 주식회사 | 통신망에서의 신호 변조 및 복조 방법 |
| US7602865B2 (en) | 2003-11-22 | 2009-10-13 | Lg Electronics Inc. | Apparatus and method for enhancing a reception rate of a receiver |
| US7664163B2 (en) | 2004-12-02 | 2010-02-16 | Renesas Technology Corp. | Receiver |
| US8265122B2 (en) | 2004-12-02 | 2012-09-11 | Renesas Electronics Corporation | Receiver |
| WO2007029727A1 (ja) | 2005-09-06 | 2007-03-15 | Nihon University | 多値変調・復調方法、多値変調・復調装置 |
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