JP3241098B2 - 多方式対応の受信装置 - Google Patents

多方式対応の受信装置

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、映像信号または音声
信号が地上電波またはケーブルＴＶ伝送によりアナログ
変調方式あるいはデジタル変調方式で伝送された場合
に、この信号を適応的に受信することができ、または衛
星通信及び衛星放送によりアナログ変調方式あるいはデ
ジタル変調方式で伝送された場合にこの信号を適応的に
受信することができる多方式対応の受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】映像信号または音声信号を地上波または
ケーブルで伝送するシステムにおいては、アナログの残
留側波帯振幅変調（以下単にＶＳＢ−ＡＭ変調という）
が多く用いられている。特に地上放送においては、この
ＶＳＢ−ＡＭ変調のみが用いられている。この理由は、
従来の技術ではこの変調方式の周波数利用効率が最も優
れているからである。
【０００３】ＶＳＢ−ＡＭ変調方式及びその受信装置に
ついては、例えば「カラーテレビ技術」（オーム者）等
に詳しく述べられている。この装置の主な特徴は、以下
の通りである。
【０００４】１）搬送波付近の周波数スペクトルを残し
た残留側波帯伝送である。故に、全帯域で平坦な復調出
力を得るためには、搬送周波数に対して対象なスロープ
を有するナイキストフィルタでスペクトル整形しなけれ
ばならない。２）この復調出力は、エンベロープ検波等
でも可能であるが復調時の歪みを生じないためには同期
検波が必要である。
【０００５】図１１には、従来のＶＳＢ−ＡＭ変調の受
信機のブロックを示している。入力信号は、ＲＦ増幅器
８０１で増幅された後、チューナ８０２で選局され、中
間周波数帯の信号（ＩＦに信号）として出力される。Ｉ
Ｆ信号は、自動利得制御回路（以下ＡＧＣ）８０３、ナ
イキストフィルタ８０７を経て分岐される。この分岐出
力の一方は、ＰＬＬ等による搬送波再生回路８０８で搬
送波再生が行われ、分岐された他方の信号とミキサ８０
９で乗算される。狭帯域の再生特性での再生搬送波で検
波する復調方式は同期検波であり、単に振幅変調の包絡
線を検波するものに比べて原理的に復調歪みを生じない
利点がある。復調出力は、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
８１０で高調波成分及び雑音が除去されて出力端子８１
１に出力される。
【０００６】チューナ回路８０２は、例えば周波数シン
セサイザ等を用いて安定な局部発振周波数を得ることが
可能であるが、一般に入力信号の周波数自体が安定では
ないので周波数離調が生じるおそれがある。例えば、Ｖ
ＴＲに内挿されている安価なＲＦモジュレータの周波数
は必ずしも安定ではないので、図に示したように一般的
な受信機のチューナには、周波数誤差（Δｆ）検出回路
８０４を有する自動周波数制御（以下ＡＦＣという）ル
ープが設けられており、ナイキストフィルタ前で周波数
離調分が抑圧されるようになっている。Δｆ検出回路８
０４から得られる周波数誤差信号は、局部発振器８０５
の周波数制御端子に供給されている。
【０００７】ところで近年、デジタル映像または音声信
号を高能率符号化した後、直接デジタル変調して従来の
アナログ変調と同一の伝送帯域幅でデジタル伝送する地
上及びケーブル伝送が提案されている。このような方式
は、上記アナログ変調方式に比べてより多くの情報が伝
送できたり、伝送雑音に影響されない等の特徴があり、
将来広く普及していくものと考えられる。
【０００８】上記デジタル放送に用いられるデジタル変
調方式としては、通信分野で広く用いられている直交振
幅変調（以下ＱＡＭという）方式が最も一般的な変調方
式として考えられる。ＱＡＭにはその多値化にともない
１６ＱＡＭ、３２ＱＡＭまたは６４ＱＡＭ及び２５６Ｑ
ＡＭ等が提案され、実用化されている。
【０００９】この変調方式の復調装置は、従来からもデ
ジタルマイクロ波回線に多く実用化されており、例えば
電子通信学会論文（１９８５／３，ＶOL．J68-B ＮO.3
）の松江他「モード切替機能を有する１６ＱＡＭ搬送
波再生回路の構成と特性」に見られる。
【００１０】図１２は、従来の一般的な多値ＱＡＭ復調
器を示している。入力端子８３０に入力されたＱＡＭ変
調波は、ＲＦ増幅器８３１、チューナ８３２、局部発振
器８３３、ＡＧＣ増幅器８３４などにより上述の例と同
様に増幅、選局されてＩＦ信号とされる。ＩＦ信号は、
直交検波器８３５内で分配されて同相検波部８３６及び
直交検波部８３７へ供給される。各検波部へ与えられる
局部発振信号（以下局発）は、局部発振器８３８の局発
を０度位相の局発として同相検波部８３６に与え、９０
度位相の局発として９０°移相器８３９を介して直交検
波部８３７に与えるようにしている。検波部８３７、８
３６の出力は、それぞれさらに同一の周波数伝達特性を
有する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８４１及び８４２に
それぞれ入力され、スペクトル整形される。これらのフ
ィルタ８４１、８４２は、デジタルデータ伝送における
符号間干渉防止に要求される伝送特性を形成するフィル
タであり、送受の特性でいわゆるロールオフ特性となる
ように設計されることが多い。故に、フィルタ８４１、
８４２の出力では、各検波出力はアイ開口率が充分大き
くされ、Ａ／Ｄ変換器８４３、８４４でこのアイ中心タ
イミングでデジタル値に変換される。デジタル化された
復調出力は、同相軸及び直交軸上のシンボル振幅である
から、これからデータ識別回路８４５は各シンボルを識
別することができる。
【００１１】なお、アイ開口の中心タイミングのクロッ
クは、クロック再生回路８４６で作られる。また、デー
タ識別回路８４５において同相軸及び直交軸上のシンボ
ル振幅から伝送シンボルの位相を検出し、これを搬送波
再生回路（ＰＬＬ回路）の位相誤差信号とし、これをル
ープフィルタ８４７及びＤ／Ａ変換器８４８を経て局発
８３８にフィードバックすることにより入力と再生搬送
波の位相同期を達成している。
【００１２】ここで、図１１でいうアナログ変調波と、
図１２でいうデジタル変調波に共用できる受信機を想定
してみると、図１３のような構成が考えられる。ＩＦ信
号までは、前述の例（例えば図１１）と同じであるので
説明は省略する。ＩＦ信号は、アナログ変調波復調部８
５１とデジタル変調波復調部８５２に入力される。そし
て各復調部８５１と８５２で適切な信号処理を受けて、
その出力は、それぞれ信号処理回路８５３、デジタル復
号化部８５４に入力される。信号処理回路８５３、デジ
タル復号化部８５４の出力は、スイッチ８５５に入力さ
れ、適切な信号が選択されて出力端子８５６に導出され
る。このスイッチ８５６の切り換えは、操作者が操作部
から端子８５７を介して切り換え信号を与えることによ
り達成される。
【００１３】従来、例えばＶＳＢ−ＡＭ変調（アナログ
変調）と例えばＱＡＭ変調（デジタル変調）は独立した
伝送システムでそれぞれ用いられており、これらが混在
するような伝送または放送は存在しなかった。しかし、
前述のように近年のデジタル伝送技術の進展により、従
来アナログ変調方式であるＶＳＢ−ＡＭ変調が用いられ
いた伝送または放送システムにおいても、デジタル変調
であるＱＡＭ変調を用いることが可能となっている。こ
の結果、デジタル伝送が普及するにつれて両方の変調方
式が混在する状況が予想され、受信機は両方の変調方式
に対応したものが要求される。
【００１４】しかしながら、上述した構成例では、復調
装置が独立であり、受信者は、予めどちらの変調方式で
信号が伝送または放送されているかを知り、適当な復調
器を選択しなければならない。受信者にとっては変調方
式がなんであるかは重要ではなく、受信者にこの選択を
強いるのは普及の妨げになる。
【００１５】上記アナログ復調装置とデジタル復調装置
を一体化しようとすると、異なる装置を用意することに
なり、これらの変調方式が混在して伝送または放送され
るような場合には、両方の復調装置を用意しなけれ場な
らない（受信機のアンテナ及び高周波増幅器、周波数変
換器等はどちらの変調方式を用いても共用できるが、復
調器は共用できない）。故に、装置の低廉化に課題があ
る。
【００１６】一方、映像信号または音声信号を衛星伝送
するシステムにおいては、アナログ周波数変調（以下単
にＦＭ変調とする）が多く用いられている。特に、衛星
放送においてはこのＦＭ変調が一般的であり、国内及び
海外のほとんどの放送において用いられている。これ
は、ＦＭ変調は振幅変調等と比べてその復調後のＳ／Ｎ
特性が優れているためである。
【００１７】ＦＭ復調装置の従来例は、伊藤祐弥、藤井
章の共著「わかりやすいＦＭ技術」産報出版（１９６
８）に詳しく記述されている。代表的なものは複同調回
路及びＰＬＬ（位相同期ループ）であり、現在市販され
ている多くのＦＭ復調回路はＰＬＬ回路を採用してい
る。
【００１８】図１４は、ＰＬＬ回路を用いたＦＭ復調回
路の従来例である。この図では説明を簡単にするために
簡略化して示している。図において、検波を容易にする
ために周波数変換器９０１で中間周波数帯に変換された
ＦＭ波は、位相検波器９０２へ入力される。位相検波器
９０２は、後述の電圧制御発振器９０３の出力と入力Ｆ
Ｍ変調波の乗算を行い、この結果をループフィルタ９０
４へ出力する。ループフィルタ９０４は、位相検波出力
の高次高調波成分を除去すると同時に、不要な雑音成分
を除去する。ループフィルタ９０４の出力は、電圧制御
発振器９０３の周波数制御入力端子に供給され、ＰＬＬ
が構成される。ＰＬＬが正常に動作している状態では、
ループフィルタ９０４の出力、即ち電圧制御発振器９０
３の入力は入力ＦＭ波の瞬時周波数に追従して変化す
る。故に、この信号を取り出せば、ＦＭ復調出力が得ら
れる。
【００１９】なお、一般的に存在する伝送系の周波数離
調を補償するために、自動周波数制御（ＡＦＣ）が用い
られる。ＦＭ変調におけるＡＦＣは、例えばＦＭ波の平
均周波数が規定の周波数となるように送信されている場
合、受信側ではやはりＦＭ波の平均周波数を求め、これ
が規定値からずれていれば、周波数変換器（例えば上記
９０１）の局部発振周波数を制御して、その出力が規定
の平均周波数を有するように行われる。
【００２０】ところで近年、デジタル映像または音声信
号を直接デジタル変調し、デジタル伝送する衛星通信ま
たは衛星放送が提案されている。この方式は、上記ＦＭ
に比べて、伝送雑音に影響されないなどの特徴があり、
将来広く普及していくものと考えられる。
【００２１】上記のデジタル衛星放送に用いられるデジ
タル変調としては、通信分野で広く用いられる４相位相
変調（または４相位相シフトキーイング、以下ＱＰＳＫ
とする）が、最も一般的な変調方式として考えられる。
この変調方式における復調装置は、従来からも多く実用
化されており、例えば電子情報通信学会秋期全国大会
（１９９０）の八木他「衛星通信用デジタル復調ＬＳＩ
の開発」に見られる。図１５は従来のＱＰＳＫ復調装置
を示しており、集積回路化及び性能向上を図ってデジタ
ル回路でこれを実現したものである。
【００２２】入力端子９２１からのＱＰＳＫ変調波は、
分配されて同相検波器９２２及び直交検波器９２３へ供
給される。検波器９２２及び９２３へ与えられる局部発
振信号（以下局発という）は、固定周波数の局部発振器
９２５の局発が分配器９２４で分配され０度位相及び９
０度位相の局部発振信号とされたものである。検波器９
２２、９２３の各検波出力は、それぞれアナログデジタ
ル（Ａ／Ｄ）変換器９２６、９２７へ入力され、デジタ
ル値に変換される。さらにデジタル化された検波出力
は、複素乗算器９２８に入力される。複素乗算器９２８
には、一方で後述のサイン変換回路、コサイン変換回路
からｓｉｎ及びｃｏｓ特性の信号が入力されており、複
素乗算された結果が得られる。複素乗算器９２８は、中
間周波数帯における周波数変換器、即ちミキサと全く同
じ動作をベースバンドで実現できる。この結果は、同一
の周波数特性を有するデジタル低域通過フィルタ９３
１、９３２に入力されスペクトル整形される。デジタル
低域通過フィルタ９３１、９３２は、デジタルデータ伝
送における符号間干渉防止に要求される伝達特性を形成
するフィルタであり、一般に送信側のフィルタ特性と組
み合わせられたとき、いわゆるロールオフ特性が得られ
るように設計されている。故に、デジタル低域通過フィ
ルタ９３１、９３２の出力において、各検波出力はアイ
開口率が充分大きくなるようにスペクトル整形される。
【００２３】デジタル低域通過フィルタ９３１、９３２
の出力は、分岐されて、一方はクロック再生回路９３３
に入力され、他方は位相検波器９３４に入力され基準位
相との位相差が検出される。位相検波器９３４の検波出
力（位相差情報）は、データ判定回路９３５に入力され
る。このデータ判定回路９３５は、位相差情報からＱＰ
ＳＫデータを判定し、即ち復調して出力する。
【００２４】位相検波器９３４からの位相差情報は、同
期検波用搬送波再生のためにループフィルタ９３６を介
して数値制御発振器（ＮＣＯ）９３７の周波数制御端子
へ入力される。数値制御発振器９３７は、オーバーフロ
ーを禁止しない累積加算回路であり、周波数制御端子に
入力される信号の値に応じてそのダイナミックレンジま
で加算動作を行うため、発振状態となりその発振周波数
は制御信号の値で変化される。この数値制御発振器９３
７の出力は、２つに分配されてそれぞれサイン変換回路
９３８及びコサイン変換回路９３９に供給される。この
変換回路９３８、９３９の出力が、先の複素乗算器９２
８に入力される。ここに形成された一巡のループは、完
全デジタル構成のＰＬＬである。上記した復調装置は、
伝送系の周波数離調を考慮していないので、このような
離調が存在する場合、別途ＡＦＣ回路が必要である。
【００２５】従来、ＦＭ変調（アナログ変調）とＱＰＳ
Ｋ変調（デジタル変調）は、独立の伝送システムでそれ
ぞれ用いられており、これらが混在するような伝送また
は放送は存在しなかった。しかし、前述のように近年の
デジタル伝送技術の進展により、従来アナログ変調方式
であるＦＭが用いられた伝送及び放送システムにおいて
も、デジタル変調であるＱＰＳＫ変調が用いられること
が可能となっている。この結果、将来は両方の変調方式
が混在する状況が予想される。しかし上記した両方の変
調方式が混在する場合も、以下のような２つの課題が生
じる。
【００２６】１）それぞれの復調装置が独立であると、
受信者は予めどちらの変調方式で伝送または放送されて
いるかを知り、適当な復調器を選択しなければならな
い。受信者にとって見れば変調方式が何であるかは、重
要ではなく受信者にこの選択を強いるのは普及の妨げに
なる。２）上記ＦＭ復調装置とＱＰＳＫ復調装置は、上
記のように独立した装置でありこれらの変調方式が混在
して伝送または放送されるような場合には、両方の復調
装置を用意しなければならない。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】上記したように地上及
びケーブル伝送において、ＶＳＢ−ＡＭ変調（アナログ
変調）と例えばＱＡＭ変調（デジタル変調）の信号が混
在するような場合には、ユーザは、受信中の信号がどの
ような変調方式であるのかを予め知る必要があり、装置
の切り換え操作が必要となり、使い勝手の上で問題があ
る。また、各変調方式の信号に適応する独立した復調装
置を複数用意すると、装置全体が非常に大型化し、また
高価となってしまう。
【００２８】同様に、衛星通信及び衛星放送において、
ＦＭ変調とＱＰＳＫ変調による信号が混在するような場
合も両方の復調装置を用意しなければならない。このよ
うな場合ユーザは、受信中の信号がどのような変調方式
であるのかを予め知る必要があり、装置の切り換え操作
が必要となり、使い勝手の上で問題がある。さらにま
た、異なる方式の変調波をそれぞれ受信できる装置を、
単純に組み合わせた形で実現すると、非常に高価なもの
となり低廉価が要求される。
【００２９】そこでこの発明は、（Ａ１）地上ＴＶ放送
またはケーブル伝送において、アナログ変調とデジタル
変調が混在する場合にも、両方の信号を自動的に判定し
て受信することができ使い勝手が良く、かつ（Ａ２）低
廉価を得ることができる受信装置を提供することを目的
とする。
【００３０】またこの発明は、（Ｂ１）衛星伝送または
衛星放送において、ＦＭ波とＱＰＳＫ波が混在する場合
にも、両方の信号を自動的に判定して受信することがで
き、しかも使い勝手が良く、かつ（Ｂ２）低廉価を得る
ことができる受信装置を提供することを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】この発明は、課題（Ａ
１）、（Ｂ１）に対して、（Ｃ１）デジタル変調方式の
信号受信時に復調出力もしくは搬送波再生用の位相ロッ
クループ等に現れる特有の情報を検出する手段と、この
検出手段の出力情報の内容に基づいて受信信号の変調方
式に適合した復調手段を自動的に選択切り換えするる手
段とを備えるものである。
【００３２】またこの発明は、課題（Ａ２）に対して、
（Ｃ２）入力変調波をベースバンド帯の周波数に変換す
べく同期直交検波する周波数変換手段と、この手段の検
波出力である複素ベースバンドの信号をそれぞれの変調
方式に応じたスペクトル整形を行う複素フィルタ手段
と、この複素フィルタ手段の出力に再生搬送波を乗算す
ることにより信号再生する複素乗算手段とを備える。
【００３３】さらにこの発明は、課題（Ｂ２）に対し
て、（Ｃ３）入力変調波を局部発振器出力で直交同期検
波する直交同期検波手段と、この直交同期検波手段の検
波出力の規定位相との位相差を検出する位相検波手段
と、前記位相差出力を入力とする第１のループフィルタ
手段と、前記第１のループフィルタ手段の出力を周波数
制御入力として前記局部発振器に与える手段と、前記位
相差出力から周波数検出を行う周波数検波手段と、この
周波数検波手段の周波数検出出力を入力とする第２のル
ープフィルタ手段と、この第２のループフィルタ手段の
出力で前記位相検波手段に入力する信号の周波数離調を
抑圧する手段と、前記周波数検出出力からＦＭ復調出力
を得る手段と、前記位相検出出力からデジタル変調デー
タを検出する手段と、前記デジタル変調波とＦＭ波のど
ちらが前記直交同期検波手段に入力されているかを判定
する手段とを備える。
【００３４】
【作用】上記の手段（Ｃ１）により、変調方式の応じ
て、装置の復調処理モードが自動的に切り替わり、使い
勝手が良い。
【００３５】また、上記手段（Ｃ２）により信号再生部
の前段に複素フィルタ手段を設けているために、ＶＳＢ
−ＡＭ波処理時にはナイキストフィルタ特性を得、ＱＡ
Ｍ変調波処理時には送受信側でルート配分されたロール
オフ特性を実現でき、入力変調波に適応したフィルタ特
性を得ることができ、その後の再生信号に歪みや、ビッ
ト誤り率の劣化を生じることがなく、各変調方式に対し
て複素乗算手段までを共有化できる。
【００３６】さらに複素フィルタの前段では、ＡＦＣル
ープに組み込まれた発振手段からの発振信号を用いる周
波数変換手段が作用しているために、スペクトル整形の
前に予め信号と各フィルタの周波数ずれを除去できるよ
うになっており、自動的に入力信号の周波数ずれが抑圧
され、スペクトル整形が各変調波に適合したものとなり
上記共有化の実現性を助長できる。
【００３７】さらに上記手段（Ｃ３）により、デジタル
変調波の復調のための位相検波出力から、さらに周波数
検出を行い、その周波数検出出力からＦＭ波の復調出力
を得るので、デジタル変調波とＦＭ変調波のそれぞれの
変調方式に応じて共通部分を多数有する装置を得ること
ができる。
【００３８】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して説
明する。
【００３９】図１はこの発明の一実施例である。入力端
子１には、高周波信号（ＲＦ信号）が導入され、ＲＦ増
幅器２により増幅されてチューナ３に供給される。チュ
ーナ３では、局部発振器４からの発振信号を用いてチャ
ンネル選択がなされ、チューナ３から出力された中間周
波信号（ＩＦ信号）は、自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器
５で利得制御される。ＡＧＣ増幅器５から出力されたＩ
Ｆ信号は、周波数誤差（Δｆ）検出回路６に入力される
と共に、アナログ変調波復調器１００及びデジタル変調
波復調器２００に入力される。
【００４０】周波数誤差（Δｆ）検出回路６は、ＩＦ信
号の周波数ずれを検出する。この周波数誤差情報は、ス
イッチを介して局部発振器４の発振周波数制御信号とし
て用いられ、ＩＦ信号の安定化を図っている。このよう
に局部発振器４の周波数制御を行うのは、アナログ変調
信号受信時のみ有効であり、アナログ変調信号受信時に
は、スイッチ７がオンしてループが形成される。これ
は、アナログ変調信号入力としては、ＶＴＲのＲＦモジ
ューレータ出力のように周波数安定度が悪いものもある
からである。この種の周波数制御は、一般の受像機にお
いても行われている。アナログ変調波復調器１００の出
力は、信号処理部１０１で処理されスイッチ８の一方に
供給され、デジタル変調波復調器２００の出力は、デジ
タル復号化回路２０１で復号処理されてスイッチ８の他
方に供給される。スイッチ８は、これから説明する制御
信号により、適切な復調出力を選択して、出力端子９に
導出する。
【００４１】デジタル変調波復調器２００には、デジタ
ル変調波判定回路３００が接続されている。このデジタ
ル変調波判定回路３００は、デジタル変調波復調器２０
０における信号が正常なものであるあるかどうかを判定
し、正常なものであれば、現在入力している信号はデジ
タル変調波であるものと判定し、スイッチ７をオフし、
スイッチ８をデジタル復号化回路２０１の出力を選択す
るように制御する。現在受信している信号が、デジタル
変調波でないものと判定した場合には、スイッチ７をオ
ンし、スイッチ８を信号処理部の出力を選択するように
制御する。
【００４２】このように構成することにより、自動的に
周波数制御ループを動作させたり、停止させたりするこ
とができ、また、適切な復調器の出力を選択できるため
に、使い勝手が良い。次に、上記したデジタル変調波判
定回路３００について、４つの具体的実施例を説明する
ことにする。
【００４３】図２（Ａ）に示すようにこのデジタル変調
波判定回路３００は、デジタル符号化された映像または
音声データシーケンスの中に周期的（周期Ｔ）で他のデ
ータと相関の小さい同期語が挿入されていることを前提
としている。そしてこの同期語を検出したときが、入力
信号がデジタル変調波であると判定する。入力信号がデ
ジタル変調波であれば、その復調出力に同期語が周期的
に現れることになるからであり、現れないのであれば規
定のデジタル変調波を受信していない、即ちアナログ変
調波を受信しているものと判定して良い。
【００４４】図２（Ｂ）はデジタル変調波判定回路３０
０の具体例である。入力端子３０１には、デジタル変調
波復調器２００からの復調出力（データ識別回路からの
出力）が導入される。この入力端子３０１の信号は、出
力端子３０２を通してデジタル復号化回路２０１へ供給
されると共に、同期語検出回路３０３に入力される。同
期語検出回路３０３は、復調出力と基準パターン（同期
語パターン）を比較し、復調出力に含まれる同期語の到
来を検出する。これはパターン相関器等が用いられる。
この検出出力は、雑音等により伝送ビット誤りがなけれ
ば正確に周期的に得られるが、一般にはある程度のビッ
ト誤りがあるので、この検出出力の周期性を確認してか
ら最終的な判定を行っている。即ち、同期語が検出され
ると、同期語検出回路３０３は、検出パルスを出力し、
カウンタ３０４及び周期性判定回路３０５に供給する。
カウンタ３０４は、同期語の周期的到来を予測し、予測
したタイミングでゲートパルスを発生し、周期判定回路
３０５の判定を許容している。なおこの判定にはヒステ
リシス特性があるので周期性判定回路３０５の出力をフ
ィードバックするようにしてある。
【００４５】上記の例では、周期的に伝送される同期語
を用いる例を説明したが、必ずしも周期的に伝送される
必要はない。このような場合は、一定期間観測して同期
語が一度も検出されないことなどを判定し実現すること
ができる。
【００４６】図３に示すデジタル変調波判定回路３００
の実施例は、デジタルデータ伝送における伝送路符号
化、即ち誤り訂正符号化の性質を利用して、入力信号が
デジタル変調波であるかどうかを判定する回路である。
即ち、図３（Ａ）のデジタル伝送における映像または音
声等の情報データ（Ｄｎ）とブロック符号化における検
査データ（Ｐｎ）を示している。デジタルデータ伝送に
おいては、このように誤り訂正などを行うための検査デ
ータが付加されている。通常の受信状態でも伝送誤り率
は、訂正符号の訂正領域の範囲を大幅に越えることはな
い。そこで、復号化時に求められているブロック当たり
の誤りビット数は、ほぼその伝送状態におけるビット誤
りを表現していると見て良い。ここで、もし規定のデジ
タル変調波（規定の伝送路符号化が用いられている）が
入力され、かつ通常の受信状態であれば、このブロック
当たりの誤りビット数は比較的少ない。しかしアナログ
変調波が入力されている場合には、この伝送路復号化動
作はまったく無意味であるから、検出されるブロック当
たりのビット誤りは非常に大きなものとなる。従って、
ビット誤りが少ないか、非常に大きいかを判定すること
により、デジタル変調波が入力されているか、アナログ
変調波が入力されているかを知ることができる。
【００４７】図３（Ｂ）はビット誤り率を利用して入力
信号がデジタル変調波か否かを判定する具体的回路例で
ある。入力端子３１１にはデータ識別回路からの復調出
力が供給される。この入力端子３１１の信号は、出力端
子３１２に導出されると共に、シンドローム計算回路３
１３に入力される。シンドローム計算回路３１３は、ブ
ロック符号における誤りパターン（シンドローム）を求
めるものであり、例えば２元符号の除算回路で構成され
る。この回路で求めたシンドロームから誤りビットの位
置を検出することができ、すなわち誤り訂正が可能であ
るわけであるが、ここでは誤り数を検出するだけで充分
である。従って、シンドロームは、エラー数判定回路３
１４に入力されて、誤り数が検出される。エラー数判定
回路３１４は、例えばシンドロームのビット数だけのア
ドレス入力を有し、かつ最大誤り数だけの出力ビット数
を有するＲＯＭ（読み出し専用メモリ）で実現されてい
る。エラー数判定回路３１４の出力は、ある程度、実際
の伝送誤りを許容するために大きな誤り数が連続して検
出されたときのみ入力信号がデジタル変調波ではないも
のと判定するように、連続性検出回路３１５に入力され
る。そして誤り数が大きい状態が連続した場合に、出力
端子３１６からデジタル変調波受信中という識別フラッ
グが得られるようになっている。連続性検出回路３１５
は、例えば簡単なカウンタ回路で実現できる。なお上記
の説明では、入力信号がブロック符号化されているとし
たが、畳み込みのような非ブロック符号化された信号で
あっても同様に適用できる。
【００４８】図４は、さらに別のデジタル変調波判定回
路３００の実施例であり、搬送波再生ＰＬＬ回路のルー
プフィルタ出力を用いて、入力変調波がデジタル変調波
であるかどうかを判定する回路である。
【００４９】図４（Ａ）の（ａ）図と（ｂ）図に示すよ
うに、ＱＡＭによる変調波とＶＳＢ−ＡＭによる変調波
とは、そのスペクトルの形が異なる。一般にデジタル変
調波の場合、スクランブルが施されているのでスペクト
ルは平坦になる。また搬送波周波数は帯域の中心に存在
する（（ａ）図）。（ｂ）図は、ＮＴＳＣコンポジット
信号でＶＳＢ−ＡＭによる変調波のスペクトルである。
映像搬送波周波数は、中心から１．７５ＭＨｚだけ周波
数の低いところに位置している。故に、ＱＡＭとＶＳＢ
−ＡＭによる変調波では、搬送波の周波数が１．７５Ｍ
Ｈｚ異なる。従って、検波出力の周波数誤差を見て、周
波数誤差が大きい場合、つまりループフィルタの出力が
大きい場合はＶＳＢ−ＡＭによる変調波、ある程度以内
ＱＡＭによるで変調波であると判定するようにすれば良
い。
【００５０】図４（Ｂ）は判定回路の例である。入力端
子３２１には、搬送波再生ＰＬＬ回路のループフィルタ
出力が供給される。この信号は、出力端子３２２を介し
てＰＬＬ回路内のＤ／Ａ変換器に入力されると共に、比
較器３２３の一方の端子に入力される。比較器３２３
は、入力信号Ａと基準レベルＢとを比較して、Ａ＞Ｂで
あるかどうか、つまりループフィルタ出力が１．７５Ｍ
Ｈｚ程度の搬送波ずれを示す信号であるかどうかを判定
し、その識別フラッグを出力端子３２４に出力するよう
になっている。
【００５１】図５はさらにまた別のデジタル変調波判定
回路３００の実施例である。この変調波判定回路３００
は、変調波ベクトルがＱＡＭとＶＳＢ−ＡＭの変調波と
で異なることを利用している。図５（Ａ）の（ａ）図と
（ｂ）図はＱＡＭとＶＳＢ−ＡＭによる変調波の典型的
な変調波ベクトルを示している。（ａ）図は１６ＱＡＭ
の変調波のシンボル位相であり、１６個のベクトルが存
在する。（ｂ）図はＶＳＢ−ＡＭによる変調波であり、
両側波とも伝送される映像低域成分のベクトルＶと、片
側波伝送される高域成分（例えば色副搬送波成分）Ｃの
合成ベクトル、つまり変調波ベクトル（Ｖ＋Ｃ）を示し
ている。なお２つの変調波の搬送波周波数は異なるので
それぞれの搬送波周波数でベクトルの回転を０としてあ
る。この図からわかるように、ＱＡＭはすべての位相象
限に変調波のベクトルが存在しているのに対して、ＶＳ
Ｂ−ＡＭでは第１象限、第４象限にのみ変調波ベクトル
が存在する。従って、一定時間変調波ベクトルの存在を
調べて、第１象限、第４象限にのみ変調波ベクトルが存
在する場合にはＶＳＢ−ＡＭの変調波を受信していると
判定しても良い。
【００５２】図５（Ｂ）は、この判定回路の具体例を示
している。デジタル変調波復調器には、同相検波部と直
交検波部が備えられ、同相検波出力Ｑと直交検波出力Ｉ
を得ることができる。この検波出力Ｑ、Ｉはデータ識別
回路に入力されて、位相検波データに変換されるように
なっている。ここで判定回路では、例えば検波出力Ｉが
利用されるもので、Ｉ信号がインバータ３３１を介して
連続性検出回路３３２に入力される。
【００５３】真理値表に示されるように、Ｉ信号は、Ｑ
ＡＭの場合、ベクトルが第１、第４象限のときは
“１”、第２、第３象限のときは“０”であるが、ＶＳ
Ｂ−ＡＭのときは、第２、第３象限にはベクトルは存在
しない、つまり第２、第３象限が“１”になることは有
り得ないことになる。故に、ＱＡＭの場合は、Ｉ信号
は、“０”と“１”のデータ入力として作用するが、Ｖ
ＳＢ−ＡＭの場合は、第２、第３象限にデータが連続し
て存在し、インバータ出力は常に“０”ということにな
る。そこで、連続性検出回路３３２は、マルチパス（ゴ
ースト）等の影響で過変調になるのを想定して、“０”
が連続する場合のみＶＳＢ−ＡＭの変調波が入力してお
り、他の場合はＱＡＭの変調波が入力しているものとし
て識別フラッグを出力端子３３３に出力するようになっ
ている。連続性の判定回路は、カウンタにより実現可能
である。
【００５４】図６は、この発明を適用してＱＡＭとＶＳ
Ｂ−ＡＭの変調波のいずれを受信しても、信号処理モー
ドが自動的に切り換わり、かつできるだけ共用回路を多
くして低廉価を図った受信装置である。図１に示した回
路構成に共通する部分には、同一符号を付している。
【００５５】入力としては規定のアナログ変調波または
デジタル変調波である。この入力変調波は、入力端子
１、ＲＦ増幅器２を介してチューナ３に入力され、局部
発振器４の発振出力と混合されて中間周波（ＩＦ）信号
に変換される。この実施例では、局発に周波数制御ルー
プを接続する必要はなく、この理由については後述す
る。このＩＦ信号は、ＡＧＣ増幅器５を介して、直交検
波部４０１及び同相検波部４０２に入力される。同相検
波部４０２には、局部発振器４０３からの局部発振出力
が直接供給され、直交検波部４０１には、局部発振出力
が９０°移相器４１０を介して供給されている。直交検
波部４０１、同相検波部４０２の出力であるＱ、Ｉ信号
は、それぞれアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器４０
４、４０５にてデジタル信号に変換され、複素フィルタ
４０７に入力される。なおアナログ変調波の入力信号に
対しては、信号帯域の２倍以上の任意の周波数のサンプ
リングクロックでデジタル変換すればよく、デジタル変
調波の入力信号に対してはシンボルの中心タイミングと
なるサンプリングクロックでデジタル変換すればよい。
このために、Ａ／Ｄ変換器４０４、４０５にクロックを
与えるクロック再生回路４０６に対しては、入力信号が
アナログ変調波かデジタル変調波かを判別した識別フラ
ッグが供給されている。この識別フラッグは、先にも説
明したデジタル変調波判定回路３００から得られてい
る。
【００５６】Ｑ、Ｉ信号は、ベースバンドに極めて近い
信号になっておりデジタル化され、複素フィルタ４０７
でスペクトル整形される。１６ＱＡＭのようなデジタル
変調波にはルート配分されたロールオフ特性が用いら
れ、ＶＳＢ−ＡＭのようなアナログ変調波にはナイキス
トフィルタが用いられる。
【００５７】図７には、同図（Ａ）にＱＡＭ波に対する
スペクトル整形特性を示し、同図（Ｂ）にはＶＳＢ−Ａ
Ｍ波に対するスペクトル整形特性を示している。ここで
ＱＡＭ波に対するスペクトル整形について考えると、Ｑ
ＡＭ波は正負周波数で対象であるから、実際には複素フ
ィルタを用いる必要はなく、複素信号Ｉ、Ｑの各々に対
して同じ特性のデジタルＬＰＦを用いれば充分である
が、複素フィルタの係数を適当に与えることによっても
希望の特性を実現できる。ところが、ＶＳＢ−ＡＭ波の
場合は、同図（Ｂ）からも分かるようにスペクトル整形
特性は正負周波数が非対称であるために、負の周波数を
虚数で現すことができる複素フィルタが必要である。こ
の実施例では、種類の異なる入力信号に対して共通に用
いることができる回路を実現しようとしているので、各
入力信号に適切なフィルタ特性を得るように、デジタル
変調波判定回路３００からの識別フラッグにより係数を
変更することで実現されている。なお、複素フィルタ４
０７の入力は、完全に同期検波された信号ではないが、
周波数離調に関しては除去されているので、フィルタ特
性と信号の周波数ずれは存在しない。このフィルタの性
能は、デジタル変調波入力の場合はビット誤り率、アナ
ログ変調波入力の場合には波形歪みに直接影響するの
で、重要な位置を占めているが、複素フィルタ４０７は
デジタル回路で構成されるので、従来のアナログ部品
（コイル、トランス、コンデンサ等によるフィルタ及び
ＳＡＷフィルタ）よりも高精度で実現できる。
【００５８】次に、複素フィルタ４０７の出力は複素乗
算器４０８に入力され、位相同期検波される。即ち、複
素乗算器４０８の局発入力には、後述するＰＬＬ回路で
再生された搬送波が入力されている。複素乗算器４０８
の出力は、クロック再生回路４０６に入力さると共に、
データ判定回路４０９に入力される。クロック再生回路
４０６ではクロックとデータとのタイミング位相誤差が
検出されて、これによりクロック再生用のＰＬＬ回路を
制御している。
【００５９】さらに複素乗算器４０８の出力は、アーク
タンジェント（ＴＡＮ-1）回路４１１に入力されてい
る。アークタンジェント回路４１１は、変調波の位相誤
差を検出している。ここで、入力信号がデジタル変調波
であった場合、変調シンボル毎の入力変調波位相と局発
の位相誤差、入力信号がアナログ変調波であった場合、
入力搬送波成分（線スペクトル）と局発の位相誤差を求
める。この位相誤差信号は、ループ制御回路４１２を経
てループフィルタ４１３に入力されて平滑された後、数
値制御発振器（ＮＣＯ）４１４の周波数制御入力端子に
供給される。ＮＣＯ４１４はいわゆる鋸波を発生し、こ
の出力はサイン特性を有したサイン変換回路４１５とコ
サイン特性を有したコサイン変換回路４５６に入力され
る。サイン変換回路４１４、コサイン変換回路４１５の
局発出力は、複素正弦波信号、複素余弦波信号として複
素乗算器４０８に供給されている。このループが搬送波
再生ＰＬＬである。
【００６０】一方、アークタンジェント回路４１１の出
力は、ループ制御回路４１２で分岐されて周波数誤差
（Δｆ）検出回路４１７にも入力される。Δｆ検出回路
４１７は、単位時間当りの位相変化を検出することによ
り、周波数離調分を検出する。この出力は、第２のルー
プフィルタ４１８で平滑された後、Ｄ／Ａ変換器４１９
でアナログ制御信号となり、局部発振器４０３の周波数
制御端子に供給される。このループがＡＦＣループであ
る。
【００６１】ループ制御回路４１２は、ＰＬＬとＡＦＣ
ループを時間的に切り換えて動作させるための回路であ
り、受信動作開始時はＰＬＬを停止状態にしてＡＦＣル
ープのみを動作させて、周波数誤差を除去し、この周波
数誤差が充分小さくなったと判定された場合にはＡＦＣ
ループへの信号出力を停止して、搬送波再生ＰＬＬにの
み誤差信号を供給するものである。この結果、ＰＬＬが
動作状態となるときには、すでに周波数離調は除去され
ており、容易にかつ高速に位相同期を達成することがで
きる。また、搬送波再生ＰＬＬ内部には大きな遅延要素
である複素フィルタ４０７が含まれておらず、これによ
り搬送波再生特性（特に位相ジッタ）が劣化することも
ない。
【００６２】上記したように、この実施例においてはＩ
Ｆ信号に周波数離調が存在しても復調器側でこれを除去
できるために、従来のアナログ変調の選局のようにその
局発に周波数制御を用いる必要はなくこの部分が簡素化
かつ高性能化される。
【００６３】複素乗算器４０９の出力は、データ判定回
路４０９及び信号処理部１０１に入力されている。デー
タ判定回路４０９は、デジタル変調におけるシンボル復
号化回路であり、Ｉ及びＱ信号からデジタル変調波のデ
ータを判定し、これをデジタル復号化回路２０１、デジ
タル変調波判定回路３００に供給している。デジタル復
号化回路２０１では、高能率符号化された映像信号等が
複合化される。
【００６４】アナログ変調波（ＶＳＢ−ＡＭ波）が入力
している場合は、Ｉ信号（Ｉ軸側）として同期検波出力
が得られている。これは、図５（Ａ）にて説明したベク
トルから明らかである。従って、Ｉ信号を信号処理部１
０１に導き直流再生等の信号処理を行えば良い。信号処
理部１０１、デジタル復号化回路２０１の出力は、スイ
ッチ８に導かれ、このスイッチ８により適切な復調出力
が選択されることは、図１で説明した通りである。
【００６５】以上説明したように、この実施例によると
単に２つの変調方式の復調回路を共有するのではなく、
共通の回路で２つの復調機能を同時に実現できる。また
Ａ／Ｄ変換器以降はすべてデジタル化が容易であるの
で、回路の性能の安定化、高精度化及び集積回路化に適
している。言い替えれば装置の高性能化及び回路部品の
削減、無調整化による装置の低廉価を得ることができ
る。
【００６６】図８は、この発明のさらに他の実施例であ
る。図６の実施例と同一部分には同一符号を付して説明
は省略する。先の実施例と異なる部分は、Ａ／Ｄ変換器
４０４、４０５と複素フィルタ４０７との間に、複素乗
算器４２１が設けられている点である。そして、ＡＦＣ
ループを形成するΔｆ検出回路４１７の出力がループフ
ィルタ４１８を介して数値制御発振器（ＮＣＯ）４２２
の周波数制御端子に入力され、このＮＣＯ４２２の出力
が、サイン変換回路４２３、コサイン変換回路４２４で
複素信号に変換されて複素乗算器４２１に供給されてい
る点である。この実施例の場合、直交検波部と同相検波
部に用いられる局部発振器４０３にはＡＦＣループが作
用していない。この実施例では、複素乗算器４２１等に
より構成されるＡＦＣループが周波数離調を除去するた
めの周波数変換回路として機能している。
【００６７】先の実施例では、周波数離調を除去するた
めに、局部発振器４０４の周波数を制御したが、この局
発回路は比較的高い周波数を発生する回路であるため、
可変容量ダイオード等を用いたアナログ回路で構成され
る。このような回路は一般的にその周波数可変範囲を大
きくすると発振出力の周波数安定度が劣化する。そこで
この実施例では、アナログの局発は固定の発振出力を得
るようにして安定化させ、代わりにデジタル回路で安定
した局発回路を実現したものである。
【００６８】上記したように、この実施例によるとさら
にデジタル化を進めており、回路の性能の安定化、高精
度化及び集積回路化をさらに進めやすくし、装置の高性
能化、低廉価を得られるものである。
【００６９】以上説明したように上記した実施例による
と、アナログ変調方式とデジタル変調方式の変調波が混
在するような放送、伝送システムの受信装置において、
どちらの変調方式の信号が受信されても、その種類を自
動的に判定でき、自動的に適切なモードに切り替わるた
めに使い勝手が優れている。また、アナログ変調とデジ
タル変調の共用受信装置において、回路的に共通な復調
器を実現しており、大幅な装置の低廉価が得られ、産業
上有用である。
【００７０】上記の実施例は、デジタル変調波としてＱ
ＡＭ波、アナログ変調波としてＶＳＢ−ＡＭ波を考えた
ものである。しかし、これに限らず、アナログ波として
ＦＭ波、デジタル変調波としてＱＰＳＫによる変調波も
伝送され、両者が混在する場合がある。
【００７１】図９はこのような信号が混在する場合に、
双方を判別し、自動的に適切な信号処理モードに切り換
えることができる実施例を示している。またこの実施例
はできるだけ共用回路部を多くして装置の低廉価を図っ
ている。
【００７２】入力端子５０１に入力されたＱＰＳＫ波あ
るいはＦＭ波は、ＡＧＣ増幅器５０２で利得制御されて
広帯域ＢＰＦ５０３に入力される。ＡＧＣ増幅器５０２
の制御端子には、振幅検出回路５１８からの利得制御信
号が供給されている。広帯域ＢＰＦ５０３で雑音が除去
された信号は、直交検波部５０４及び同相検波部５０５
に入力される。直交検波部５０４には、局部発振器５０
６からの局発が９０°移相器５０７を介して与えられ、
同相検波部５０５には局部発振器５０６からの局発が直
接与えられている。検波部５０４、５０５の各出力は、
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５０８、５０９に入力され
高域成分を除去された後、Ａ／Ｄ変換器５１１、５１２
にそれぞれ供給され、デジタル化される。
【００７３】デジタル化された各信号は、さらに周波数
変換を実現する複素乗算器５１３に入力される。この複
素乗算器５１３には、周波数変換キャリアとして、後述
するＡＦＣループからの局発が供給されている。複素乗
算器５１３から得られた各出力は、同一の周波数伝達特
性を有するデジタル低域通過フィルタ（デジタルＬＰ
Ｆ）５１４、５１５にそれぞれ入力される。
【００７４】これらデジタルＬＰＦ５１４、５１５には
後述するＱＰＳＫ／ＦＭ切り換え信号も与えられてお
り、入力変調波がＦＭ波の場合は高域成分除去用のＬＰ
Ｆとして動作するようになっている。入力変調波がＱＰ
ＳＫ変調波の場合は、デジタルデータ伝送における符号
間干渉防止に要求される伝達特性を形成するフィルタと
して機能するようになっている。この場合のフィルタ
は、一般に送信側のフィルタ特性と組み合わせられたと
き、いわゆるロールオフ特性が得られるように設計され
ている。故に、デジタルＬＰＦ５１４、５１５の出力に
おいて、各検波出力はアイ開口率が充分大きくなるよう
にスペクトル整形される。
【００７５】デジタルＬＰＦ５１４、５１５の各出力
は、クロック再生回路５１６に供給される。クロック再
生回路５１６は、Ａ／Ｄ変換器５１１、５１２に用いる
サンプリングクロックを再生しており、後述するＱＰＳ
Ｋ／ＦＭ切り換え信号により、入力変調波に応じてＱＰ
ＳＫ変調波用のクロックとＦＭ波用のクロックとを再生
できるようになっている。入力信号がＱＰＳＫ変調波の
場合は、信号中のシンボルタイミング成分が抽出されて
シンボル中央のタイミングのクロックをＡ／Ｄ変換器５
１１、５１２に与えている。またＦＭ波の場合は、入力
信号帯域の２倍以上の周波数のクロックをＡ／Ｄ変換器
５１１、５１２に与えている。
【００７６】デジタルＬＰＦ５１４、５１５の出力は、
複素乗算器５１７に入力される。複素乗算器５１７は、
中間周波数帯における周波数変換器、即ちミキサと全く
同じ動作をベースバンド帯で実現できる。複素乗算器を
用いているのは、複素数を用いないで実数形式での乗算
では検波動作を得ることはできても、負の周波数成分表
現できないので一般的な周波数変換器とはならないから
である。複素乗算器を用いると負の周波数成分を虚数と
して扱えるからである。複素乗算器５１７の出力は、振
幅検出回路５１８に入力され、振幅が検出される。この
振幅情報は、先のＡＧＣ増幅器５０２の利得制御情報と
して用いられる。また複素乗算器５１７の出力は、位相
検波器５１９に入力される。位相検波器５１９では、そ
の入力とＱＰＳＫシンボルとの位相差が検出される。位
相検波器５１９の出力（位相差情報）は、デジタルデー
タ検出回路５２１に入力される。デジタルデータ検出回
路５２１では、ＩＦ信号がＱＰＳＫ変調波の場合、位相
差情報と後述の同期語検出回路５２２からの位相補正信
号を用いてＱＰＳＫデータを判定し、つまり復調してそ
の復調データをＱＰＳＫ復調データ出力端子５２３に出
力する。さらに復調データは、同期語検出回路５２２に
入力されている。同期語検出回路５２２は、復調データ
に含まれる同期語を検出し、位相補正信号をデジタルデ
ータ検出回路５２１に与える。
【００７７】図１０は、デジタル符号化された映像また
は音声データシーケンス中に周期的（周期Ｔ）に同期語
（他のデータと相関の小さいデータ）が挿入されている
様子を示している。この同期語が同期語検出回路５２２
で検出された場合、ＱＰＳＫ波が受信されていることで
あり、そのＱＰＳＫ変調波受信中であることを示す識別
フラッグが出力端子５２４より出力される。同期語が検
出されなかった場合、ＦＭ波受信中であることを示す識
別フラッグが出力端子５２４より出力される。この識別
フラッグにより、先のデジタルＬＰＦ５１４、５１５の
特性が受信している変調波に適した特性に切り換えら
れ、またクロック再生回路５１６のクロック周波数も切
り換えられる。さらにまた後述するＰＬＬ回路の動作も
切り換えられる。
【００７８】位相検波器５１９の出力（位相差情報）
は、キャリア再生のためにＰＬＬループフィルタ５４１
に入力される。このループフィルタ５４１の出力は、ス
イッチ５４２を介して数値制御発振器（ＮＣＯ）５４３
の周波数制御端子に入力される。スイッチ５４２は、Ｑ
ＰＳＫ変調波の受信中はオンとなり、ＦＭ波受信中はオ
フとなるように制御される。数値制御発振器５４３は、
オーバーフローを禁止しない累積加算回路であり、周波
数制御端子に入力される信号に応じてそのダイナミック
レンジまでの加算動作を行うため発振状態となりその発
振周波数は制御信号の値で変化する。即ち、アナログ回
路における電圧制御発振器（ＶＣＯ）とまったく同じよ
うに動作する。一般のＶＣＯと異なる点は、発振周波数
が非常に安定していることであり、いわゆる水晶を用い
たＶＣＯ（ＶＣＸＯ）以上の安定性とＶＣＸＯでは実現
できない広い周波数可変範囲を有する特徴がある。この
数値制御発振器５４３の出力は、データ変換特性がサイ
ン特性、コサイン特性を有するサイン変換回路５４４、
コサイン変換回路５４５に入力される。そしてこのサイ
ン変換回路５４４、コサイン変換回路５４５の出力が、
複素乗算器５１７に供給されている。この一巡のループ
は、完全デジタル構成の位相ロックループである。ＰＬ
Ｌループフィルタ５４１に、完全積分系を有する回路が
含まれていれば、ＰＬＬの周波数引き込み範囲は原理的
に無限大でありＰＬＬとして理想的な動作が実現でき
る。ここでＰＬＬループフィルタ５４１は、ループ制御
回路５６０からの出力（ＡＦＣ／ＰＬＬ切り換え信号）
によりオン、オフ制御されるようになっている。ループ
制御回路５６０は、上記ＰＬＬの動作と後述するＡＦＣ
ループの動作の切り換え制御を行うことができる。
【００７９】次に、ＡＦＣループについて説明する。位
相検波器５１９の出力（位相差情報）は周波数検波器５
３１に入力されている。周波数検波器５３１は、単位時
間当りの位相変化を検出することにより周波数成分（Ｆ
Ｍ復調信号）を検出する。この周波数成分は、ＡＦＣル
ープフィルタ５５１に入力されると共にディエンファシ
ス回路５３２に入力される。ＡＦＣループフィルタ５５
１の出力は、ホールド回路５５２を経て数値制御発振器
（ＮＣＯ）５５３の周波数制御端子に入力される。数値
制御発振器５５３の出力は、データ変換特性がサイン特
性、コサイン特性であるサイン変換回路５５４、コサイ
ン変換回路５５５に入力される。このサイン変換回路５
５４、コサイン変換回路５５５の出力が、複素乗算器５
１３に供給されている。先のホールド回路５５２は、ル
ープ制御回路５６０からのＡＦＣ／ＰＬＬ切り換え信号
により制御されるもので、ＡＦＣループが選択されてい
るときは、ＡＦＣループフィルタ５５１の出力をスルー
とし、ＰＬＬループが選択されたときにＡＦＣループフ
ィルタ５５１から供給されている信号を保持するように
なっている。ループ制御回路５６０は、例えばチャンネ
ル選択時からある時間はＡＦＣループを選択し、その後
ＰＬＬを選択するようになっている。
【００８０】周波数検波器５３１の出力（周波数成分）
は、ディエンファシス回路５３２に入力される。ディエ
ンファシス回路５３２は、送信側で行ったプリエンファ
シスと逆と特性を持ち、高域成分を減衰させ、元の平坦
な周波数特性の信号に復元する回路である。ディエンフ
ァシス回路５３２の出力は、クランプ回路５３３と同期
分離回路５３７に入力される。同期分離回路５３７は、
入力信号から同期信号を分離し、その同期信号に基づい
てクランプ回路５３３にクランプパルスを与える。これ
によりクランプ回路５３３では直流再生が行われ、直流
再生されたＦＭ復調信号は、Ｄ／Ａ変換器５３４でアナ
ログ信号に変換された後、ＬＰＦ５３５を介してＦＭ復
調信号出力端子５３６へ導出される。
【００８１】上記した実施例によると、衛星伝送または
衛星放送においてＦＭ波とＱＰＳＫ変調波が混在するよ
うな場合にどちらの変調方式の信号でも復調することが
できる。またＦＭ波とＱＰＳＫ変調波のどちらが受信さ
れているかを自動的に判定し、システムをその変調波を
復調するのに適した動作状態に切り換えることができ
る。
【００８２】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、地上ＴＶ放送またはケーブル伝送において、アナロ
グ変調とデジタル変調が混在する場合にも、両方の信号
を自動的に判定して受信することができ使い勝手が良
く、かつ低廉価を得ることができる。
【００８３】またこの発明は、衛星伝送または衛星放送
において、ＦＭ波とＱＰＳＫ波が混在する場合にも、両
方の信号を自動的に判定して受信することができ、しか
も使い勝手が良く、かつ低廉価を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例を示すブロック図。
【図２】この発明に係わる伝送信号のフォーマットの例
を示す図とデジタル変調判別回路の具体例を示す図。
【図３】この発明に係わる伝送信号のフォーマットの他
の例を示す図とデジタル変調判別回路の他の具体例を示
す図。
【図４】この発明に係わる伝送信号のスペクトルの例を
示す図とデジタル変調判別回路のさらに他の具体例を示
す図。
【図５】この発明に係わる伝送信号の変調方式のベクト
ル位相を示す図とデジタル変調判別回路のさらにまた他
の具体例を示す図。
【図６】この発明を用いた受信装置の一例を示すブロッ
ク図。
【図７】この発明に係わる伝送信号のスペクトル整形特
性を示す説明図。
【図８】この発明を用いた受信装置の他の例を示すブロ
ック図。
【図９】この発明を用いた受信装置のさらに他の例を示
すブロック図。
【図１０】この発明に係わる伝送信号のフォーマットの
他の例を示す図。
【図１１】ＶＳＢ−ＡＭ波受信機の構成例を示す図。
【図１２】多値ＱＡＭ復調器の構成例を示す図。
【図１３】この発明の前提となる多方式対応の受信装置
の例を示す図。
【図１４】ＦＭ復調器の例を示す図。
【図１５】ＱＰＳＫ復調器の例を示す図。
【符号の説明】
２…ＲＦ増幅器、３…チューナ、４…局部発振器、５…
ＡＧＣ増幅器、６…周波数誤差検出回路、７、８…スイ
ッチ、１００…アナログ変調波復調器、２００…デジタ
ル変調波復調器、１０１…信号処理部、２０１…デジタ
ル復号化回路、３００…デジタル変調波判定回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−154534（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−91089（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−318364（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04N 5/44 - 5/46 H04N 9/00

Claims (7)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 それぞれのチャンネルでアナログ変調波
    と伝送路符号化データを含むデジタル変調波のいずれか
    一方による高周波信号が伝送される複数の前記チャンネ
    ルの中からいずれかの前記チャンネルを選択して高周波
    信号を受信する受信装置において、 前記チャンネル選択により選択された高周波信号を中間
    周波に変換して導出する中間周波導出手段と、前記アナログ変調波の復調処理モード、前記デジタル変
    調波の復調処理モードを備え、それぞれの復調処理モー
    ドで前記中間周波導出手段の導出出力を復調処理し、選
    択されたモードの復調処理結果を出力する 復調処理手段
    と、 この復調処理手段のデジタル変調波復調処理モードの復
    調処理における前記伝送路符号化データに対する誤り訂
    正の結果から伝送誤り状態を判定することで受信チャン
    ネルがデジタル変調波の伝送チャネルか否かを判定する
    判定手段と、 この判定手段の判定結果がデジタル変調波であることを
    示すとき、前記復調処理手段のデジタル変調波復調処理
    モードを選択し、デジタル変調波でないことを示すと
    き、前記復調処理手段のアナログ変調波復調処理モード
    を選択する選択制御手段とを具備する ことを特徴とする
    多方式対応の受信装置。
  2. 【請求項２】 それぞれのチャンネルでアナログ変調波
    と同期検波による復調が必要なデジタル変調波のいずれ
    か一方による高周波信号が伝送される複数の前記チャン
    ネルの中からいずれかの前記チャンネルを選択して高周
    波信号を受信する受信装置において、 前記チャンネル選択により選択された高周波信号を中間
    周波に変換して導出する中間周波導出手段と、前記アナログ変調波の復調処理モード、前記デジタル変
    調波の復調処理モードを備え、それぞれの復調処理モー
    ドで前記中間周波導出手段の導出出力を復調処理し、選
    択されたモードの復調処理結果を出力する 復調処理手段
    と、 この復調処理手段のデジタル変調波復調処理モードの復
    調処理における前記同期検波のための搬送波再生状態を
    判定することで受信チャンネルがデジタル変調波の伝送
    チャネルか否かを判定する判定手段と、 この判定手段の判定結果がデジタル変調波であることを
    示すとき、前記復調処理手段のデジタル変調波復調処理
    モードを選択し、デジタル変調波でないことを示すと
    き、前記復調処理手段のアナログ変調波復調処理モード
    を選択する選択制御手段とを具備する ことを特徴とする
    多方式対応の受信装置。
  3. 【請求項３】 前記中間周波導出手段は、受信アンテ
    ナ、高周波増幅回路、周波数変換回路、中間周波増幅回
    路及び選局回路が各変調波のために共用されていること
    を特徴とする請求項１または２記載の多方式対応の受信
    装置。
  4. 【請求項４】 前記アナログ変調波はＶＳＶ−ＡＭ波で
    あり、デジタル変調波はＱＡＭ波であることを特徴とす
    る請求項３記載の多方式対応の受信装置。
  5. 【請求項５】 前記復調処理手段は、入力中間周波を複
    素ベースバンド信号に変換する周波数変換手段を備え、
    前記アナログ変調波復調処理モードでは、前記周波数変
    換手段の出力が前記ＶＳＢ−ＡＭ波であるとき複素ナイ
    キストフィルタでスペクトル整形を行いＶＳＢ−ＡＭ同
    期検波し、前記デジタル変調波復調処理モードでは、前
    記周波数変換手段の出力が前記ＱＡＭ波であるときは規
    定のスペクトル整形を行い直交同期検波しデータ判定す
    ることを特徴とする請求項４記載の多方式対応の受信装
    置。
  6. 【請求項６】 前記アナログ変調波はＦＭ波であり、デ
    ジタル変調波はＱＰＳＫ波であることを特徴とする請求
    項３記載の多方式対応の受信装置。
  7. 【請求項７】 前記復調処理手段は、前記中間周波を直
    交検波し複素ベースバンド信号に変換した後、該複素信
    号の位相を求めることにより位相変調の復調を行い、該
    位相復調出力の時間差分演算で周波数変調の復調を行う
    ことを特徴とする請求項６記載の多方式対応の受信装
    置。
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