JP3301023B2 - ディジタルテレビジョン受像器用クロック信号発生器 - Google Patents
ディジタルテレビジョン受像器用クロック信号発生器Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/14—Details of the phase-locked loop for assuring constant frequency when supply or correction voltages fail or are interrupted
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N11/00—Colour television systems
- H04N11/24—High-definition television systems
- H04N11/30—High-definition television systems with transmission of the extra information by means of quadrature modulation
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- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
- H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
- H04N21/41—Structure of client; Structure of client peripherals
- H04N21/426—Internal components of the client ; Characteristics thereof
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- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
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- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は概して、テレビジョン受像機のディジタル信
号処理回路で使用されるクロック信号を発生するための
装置に関するものである。
号処理回路で使用されるクロック信号を発生するための
装置に関するものである。
特に、チャネル切替えのほぼ直ぐ後に新たなチャネル
についてのビデオ情報が表示できるように、このチャネ
ル切替えの後にクロック信号を発生する装置に関するも
のである。
についてのビデオ情報が表示できるように、このチャネ
ル切替えの後にクロック信号を発生する装置に関するも
のである。
なお、本明細書の記述は本件出願の優先権の基礎たる
米国特許出願第07/735,750号（1991年７月25日出願）の
明細書の記載に基づくものであって、当該米国特許出願
の番号を参照することによって当該米国特許出願の明細
書の記載内容が本明細書の一部分を構成するものとす
る。
米国特許出願第07/735,750号（1991年７月25日出願）の
明細書の記載に基づくものであって、当該米国特許出願
の番号を参照することによって当該米国特許出願の明細
書の記載内容が本明細書の一部分を構成するものとす
る。
背景技術 テレビジョン受像機（単に、“テレビジョン”と称
す）システムの重要な性能特性としては、チャネル切替
えのようなシステム上の変化のほぼ直ぐ後に、画像を表
示できる能力である。ディジタル信号処理回路を有する
テレビジョンの場合に、画像表示を行わせるために必要
な多くの事項の内、最初に行うべき事項は、このディジ
タル信号処理回路で利用される適当なクロックタイミン
グ信号を発生することである。
す）システムの重要な性能特性としては、チャネル切替
えのようなシステム上の変化のほぼ直ぐ後に、画像を表
示できる能力である。ディジタル信号処理回路を有する
テレビジョンの場合に、画像表示を行わせるために必要
な多くの事項の内、最初に行うべき事項は、このディジ
タル信号処理回路で利用される適当なクロックタイミン
グ信号を発生することである。
高品位テレビジョン（HDTV）信号用の１つの有用なデ
ィジタル信号送受信システムが、1991年２月４日出願の
米国特許出願No.650,329（名称、“高品位テレビジョン
兼用システム用変調器／復調器”）に記載されている。
このテレビジョンシステムにおいて、伝送された高品位
テレビジョン情報を、高優先順位情報および低優先順位
情報に分割し、この高優先順位情報は高信頼度で受信す
べきものである。これら高優先順位情報および低優先順
位情報を、テレビジョン信号の周波数スペクトラムの異
なった部分に個別のQAM（直交振幅変調）キャリア（搬
送波）信号として伝送する。この高優先順位情報は、僅
かに超過した帯域幅および狭帯域を有すると共に、低優
先順位情報の振幅に比べて、相当程度、大きな振幅を有
している。
ィジタル信号送受信システムが、1991年２月４日出願の
米国特許出願No.650,329（名称、“高品位テレビジョン
兼用システム用変調器／復調器”）に記載されている。
このテレビジョンシステムにおいて、伝送された高品位
テレビジョン情報を、高優先順位情報および低優先順位
情報に分割し、この高優先順位情報は高信頼度で受信す
べきものである。これら高優先順位情報および低優先順
位情報を、テレビジョン信号の周波数スペクトラムの異
なった部分に個別のQAM（直交振幅変調）キャリア（搬
送波）信号として伝送する。この高優先順位情報は、僅
かに超過した帯域幅および狭帯域を有すると共に、低優
先順位情報の振幅に比べて、相当程度、大きな振幅を有
している。
受像機において、ディジタル信号処理ネットワークと
組合わせて使用されるクロック信号を、非線形信号発生
器およびこれからの出力信号に応答して、位相ロックル
ープ手段によって、高優先順位の狭帯域信号から発生さ
せる。この非線形信号発生器が僅かに超過した帯域幅を
有する狭帯域QAM信号で作動するので、この非線形信号
発生器の出力信号の大きさは小さいものである。このこ
とは、狭帯域位相ロックループの使用を意図し、これに
よって、この位相ロックループは不所望に遅い応答時間
を呈するようになる。このようにクロック信号を発生さ
せるために役立つ信号エネルギーを、パイロット信号の
形態で、テレビジョン信号に付加することが可能である
が、このように付加された信号と組合わされたエネルギ
ーによって、インターフェアレンスや不所望なアーティ
ファクトが導入されてしまい、このテレビジョン信号の
品質が低下してしまう欠点がある。いずれの場合におい
ても、このタイプのシステムにおいては、チャネル切替
えのほぼ直後にクロック信号を供給することが望ましい
ものである。この理由は、視聴者は、一般に、チャネル
切替えの直後に新しいチャネルの画像を見たいからであ
る。従って、本発明はこの点について着目して成された
ものである。
組合わせて使用されるクロック信号を、非線形信号発生
器およびこれからの出力信号に応答して、位相ロックル
ープ手段によって、高優先順位の狭帯域信号から発生さ
せる。この非線形信号発生器が僅かに超過した帯域幅を
有する狭帯域QAM信号で作動するので、この非線形信号
発生器の出力信号の大きさは小さいものである。このこ
とは、狭帯域位相ロックループの使用を意図し、これに
よって、この位相ロックループは不所望に遅い応答時間
を呈するようになる。このようにクロック信号を発生さ
せるために役立つ信号エネルギーを、パイロット信号の
形態で、テレビジョン信号に付加することが可能である
が、このように付加された信号と組合わされたエネルギ
ーによって、インターフェアレンスや不所望なアーティ
ファクトが導入されてしまい、このテレビジョン信号の
品質が低下してしまう欠点がある。いずれの場合におい
ても、このタイプのシステムにおいては、チャネル切替
えのほぼ直後にクロック信号を供給することが望ましい
ものである。この理由は、視聴者は、一般に、チャネル
切替えの直後に新しいチャネルの画像を見たいからであ
る。従って、本発明はこの点について着目して成された
ものである。
発明の開示 本発明の基本原理による装置は、ディジタル式高品位
ビデオ信号プロセッサに包含されており、このプロセッ
サによって、第１テレビジョンチャネル信号および第２
テレビジョンチャネル信号を処理する。チャネルの切替
えのようなシステム上の変化に応答して、すでに同調さ
れたチャネルの情報から発生したクロック信号を、適切
に位相合わせされた新しいクロック信号を新しいチャネ
ルの情報から発生できるようになるまで、この新しいチ
ャネル用のクロック信号として利用する。
ビデオ信号プロセッサに包含されており、このプロセッ
サによって、第１テレビジョンチャネル信号および第２
テレビジョンチャネル信号を処理する。チャネルの切替
えのようなシステム上の変化に応答して、すでに同調さ
れたチャネルの情報から発生したクロック信号を、適切
に位相合わせされた新しいクロック信号を新しいチャネ
ルの情報から発生できるようになるまで、この新しいチ
ャネル用のクロック信号として利用する。
本発明による、図示された実施例によれば、ディジタ
ルテレビジョン受像機に、所謂“部分的に離間した振幅
／位相適応型イコライザ（Fractionally Spaced Amplit
ude and Phase Adaptive Equalizer）を採用する。チャ
ネルの切替えを行うと、前回のチャネルが発生したクロ
ック信号を、以下の条件の下で、新しいチャネル用のク
ロック信号として利用する。すなわち、位相ロックルー
プと協働して、制御ネットワークによって、前のクロッ
ク信号の位相で、位相的に安定した新しいクロック信号
を発生するまでの間に、上記クロック信号を発生する。
このチャネルの切替えに続くある期間中のクロック信号
の位相移動を回避できると共に、テレビジョン受像機
は、チャネル切替えの直後に、正常に動作できる。
ルテレビジョン受像機に、所謂“部分的に離間した振幅
／位相適応型イコライザ（Fractionally Spaced Amplit
ude and Phase Adaptive Equalizer）を採用する。チャ
ネルの切替えを行うと、前回のチャネルが発生したクロ
ック信号を、以下の条件の下で、新しいチャネル用のク
ロック信号として利用する。すなわち、位相ロックルー
プと協働して、制御ネットワークによって、前のクロッ
ク信号の位相で、位相的に安定した新しいクロック信号
を発生するまでの間に、上記クロック信号を発生する。
このチャネルの切替えに続くある期間中のクロック信号
の位相移動を回避できると共に、テレビジョン受像機
は、チャネル切替えの直後に、正常に動作できる。
図面の簡単な説明 第１図は、本発明によるディジタル信号処理ネットワ
ークおよび装置を具備したディジタルテレビジョン受像
機の一部分を示すブロック線図である。
ークおよび装置を具備したディジタルテレビジョン受像
機の一部分を示すブロック線図である。
第２図は、第１図の受像機によって受信および処理さ
れる、同時放送用多重QAM高品位テレビジョン信号の基
準映像周波数スペクトラムを表わす図である。
れる、同時放送用多重QAM高品位テレビジョン信号の基
準映像周波数スペクトラムを表わす図である。
発明を実施するための最良の形態 以下、図面を参照しながら、本発明の実施例を詳述す
る。
る。
高品位（HDTV）テレビジョン信号は、データ圧縮信号
であり、この圧縮信号は、高優先順位情報成分と低優先
順位情報成分とに分割される。本例においては、高信頼
度を持って受信すべき音声、同期、および低周波ビデオ
情報成分に対して、高優先順位を与えている。例えば、
この同期情報は、受像機において信号の回復および処理
を行うための独特な識別またはコードを含んだトレーニ
ング信号の性質を帯びたものであると共に、図示したよ
うに、フィールドレート走査情報（例えば、フィールド
マーカーの開始）を保有することができる。例えば、高
周波ビデオ情報のような余り厳密でない成分には、低い
優先順位を与えている。この高優先順位情報は、低優先
順位情報に比べて、狭い帯域幅を有しており、この高優
先順位情報によって、以下に説明するように、REF信号
に対して参照される、0.96MHzの第１の搬送波抑圧で直
交振幅変調（QAM）する。また、低優先順位情報によっ
て、同様にREF信号に対して参照される3.84MHzの第２の
搬送波抑圧でQAM変調する。この結果として、この時、
合成信号は、マルチQAM信号、すなわち、“ツイン（twi
n）"QAM信号の形態を呈する。このツインQAM複合信号
を、帯域外REF基準信号によって、6MHzの標準テレビジ
ョン帯域に変換する。このREF信号の周波数を以下のよ
うに選択する。すなわち、このREF基準信号を複合QAM信
号で変調した場合に、和および差の信号成分の１つが、
例えば、同時放送VHFチャネル３のような所望の高周波
テレビジョンチャネルと組合わされた周波数の帯域内に
入るように、この信号REFの周波数を選択する。REF信号
をツインQAM複合信号によって変調することによって、
両側帯域の変調信号が生成され、これの下側の側波帯を
除去すると共に、上側の側波帯を第２図で示したように
保持する。
であり、この圧縮信号は、高優先順位情報成分と低優先
順位情報成分とに分割される。本例においては、高信頼
度を持って受信すべき音声、同期、および低周波ビデオ
情報成分に対して、高優先順位を与えている。例えば、
この同期情報は、受像機において信号の回復および処理
を行うための独特な識別またはコードを含んだトレーニ
ング信号の性質を帯びたものであると共に、図示したよ
うに、フィールドレート走査情報（例えば、フィールド
マーカーの開始）を保有することができる。例えば、高
周波ビデオ情報のような余り厳密でない成分には、低い
優先順位を与えている。この高優先順位情報は、低優先
順位情報に比べて、狭い帯域幅を有しており、この高優
先順位情報によって、以下に説明するように、REF信号
に対して参照される、0.96MHzの第１の搬送波抑圧で直
交振幅変調（QAM）する。また、低優先順位情報によっ
て、同様にREF信号に対して参照される3.84MHzの第２の
搬送波抑圧でQAM変調する。この結果として、この時、
合成信号は、マルチQAM信号、すなわち、“ツイン（twi
n）"QAM信号の形態を呈する。このツインQAM複合信号
を、帯域外REF基準信号によって、6MHzの標準テレビジ
ョン帯域に変換する。このREF信号の周波数を以下のよ
うに選択する。すなわち、このREF基準信号を複合QAM信
号で変調した場合に、和および差の信号成分の１つが、
例えば、同時放送VHFチャネル３のような所望の高周波
テレビジョンチャネルと組合わされた周波数の帯域内に
入るように、この信号REFの周波数を選択する。REF信号
をツインQAM複合信号によって変調することによって、
両側帯域の変調信号が生成され、これの下側の側波帯を
除去すると共に、上側の側波帯を第２図で示したように
保持する。
この狭帯域QAM成分の振幅は、広帯域QAM成分のものに
比べて、相当程度、大きなもので、本例では、２倍も大
きなものである。狭帯域QAM成分の−6db（dB）帯域幅は
0.96MHzであり、広帯域QAM成分の−6db帯域幅は3.84MH
z、すなわち、狭帯域QAM成分の帯域幅の４倍である。こ
れら狭帯域および広帯域QAM成分の非線形帯域端部の転
移領域は、上昇コサイン特性の平方根を有する有限イン
パルス応答（FIR）フィルタによって整形され、この結
果として、滑らかな転移領域が形成され、この領域によ
って、鋭い転移領域に起因した不所望な高周波の影響を
回避できる。この狭帯域成分は、約17％の超過帯域を保
有する振幅周波数特性を表わす。すなわち、（1/2）×
（1/T）で規定された理論上の最小帯域幅より17％多い
もので、ここでＴは対象となる信号の符号（symbol）周
期を示す。この帯域端部の転移領域（正規の寸法では図
示しない）における広帯域成分の振幅対周波数応答は、
急峻な狭帯域成分の傾き1/4の傾きを有している。
比べて、相当程度、大きなもので、本例では、２倍も大
きなものである。狭帯域QAM成分の−6db（dB）帯域幅は
0.96MHzであり、広帯域QAM成分の−6db帯域幅は3.84MH
z、すなわち、狭帯域QAM成分の帯域幅の４倍である。こ
れら狭帯域および広帯域QAM成分の非線形帯域端部の転
移領域は、上昇コサイン特性の平方根を有する有限イン
パルス応答（FIR）フィルタによって整形され、この結
果として、滑らかな転移領域が形成され、この領域によ
って、鋭い転移領域に起因した不所望な高周波の影響を
回避できる。この狭帯域成分は、約17％の超過帯域を保
有する振幅周波数特性を表わす。すなわち、（1/2）×
（1/T）で規定された理論上の最小帯域幅より17％多い
もので、ここでＴは対象となる信号の符号（symbol）周
期を示す。この帯域端部の転移領域（正規の寸法では図
示しない）における広帯域成分の振幅対周波数応答は、
急峻な狭帯域成分の傾き1/4の傾きを有している。
これら狭帯域および広帯域QAM成分の各々は、同相成
分“I"および直角位相成分“Q"を有する。このＩ−位相
（同相成分）によって抑圧されたコサインキャリアを変
調し、他方、Ｑ−位相（直角位相）キャリアによって抑
圧されて、サインキャリアを変調する。データの符号
（symbol）は、Ｉ成分およびＱ成分の両方によって表わ
す。本例では、複合QAM信号は、“16QAM"信号である。
“16"QAMは16QAMのＩおよびＱ成分の各々が４つの個別
な振幅レベルを有し、これによって、合計で４×４、す
なわち、16個の振幅レベルまたは値が、これら狭帯域お
よび広帯域QAM信号の各々に対して得られる。これらＩ
成分およびＱ成分の各々の４レベルを特定するために２
ビットが必要となり、この結果、各データ符号は、Ｉお
よびＱの組合わせに対して、16レベルを特定化するため
に４ビット必要となる。従って、3.84MHz（−6db）の広
帯域QAM信号のビットレートは15.36Mbps（3.84MHz×４
ビット）となり、0.96MHz（−6db）の狭帯域QAM信号の
ビットレートは、3.84Mbps（0.96MHz×４ビット）とな
る。64QAMシステムでは、狭帯域および広帯域成分のビ
ットレートは、1.5倍だけ上昇する。上述した多重（ツ
イン）QAM信号は、標準的なNTSCテレビジョン信号によ
る同一チャネル（co−channel）のインターフェアレン
スがほとんど無い特性を有している。すなわち、NTSC信
号は、同一チャネル内の異なった位置からツインQAM信
号として送信されている。ツインQAM信号からNTSC信号
への同一チャネルインターフェアレインスもまた、大き
く減少されている。
分“I"および直角位相成分“Q"を有する。このＩ−位相
（同相成分）によって抑圧されたコサインキャリアを変
調し、他方、Ｑ−位相（直角位相）キャリアによって抑
圧されて、サインキャリアを変調する。データの符号
（symbol）は、Ｉ成分およびＱ成分の両方によって表わ
す。本例では、複合QAM信号は、“16QAM"信号である。
“16"QAMは16QAMのＩおよびＱ成分の各々が４つの個別
な振幅レベルを有し、これによって、合計で４×４、す
なわち、16個の振幅レベルまたは値が、これら狭帯域お
よび広帯域QAM信号の各々に対して得られる。これらＩ
成分およびＱ成分の各々の４レベルを特定するために２
ビットが必要となり、この結果、各データ符号は、Ｉお
よびＱの組合わせに対して、16レベルを特定化するため
に４ビット必要となる。従って、3.84MHz（−6db）の広
帯域QAM信号のビットレートは15.36Mbps（3.84MHz×４
ビット）となり、0.96MHz（−6db）の狭帯域QAM信号の
ビットレートは、3.84Mbps（0.96MHz×４ビット）とな
る。64QAMシステムでは、狭帯域および広帯域成分のビ
ットレートは、1.5倍だけ上昇する。上述した多重（ツ
イン）QAM信号は、標準的なNTSCテレビジョン信号によ
る同一チャネル（co−channel）のインターフェアレン
スがほとんど無い特性を有している。すなわち、NTSC信
号は、同一チャネル内の異なった位置からツインQAM信
号として送信されている。ツインQAM信号からNTSC信号
への同一チャネルインターフェアレインスもまた、大き
く減少されている。
これら広帯域および狭帯域QAM信号のビットレート15.
36Mbpsおよび3.84Mbpsは、有利な4:1の整数比の関係を
保有している。この整数比の関係によって、受像機にお
いて狭帯域および広帯域QAM情報の再生を簡易にするこ
とができる。その理由は、同時に得られたデータクロッ
クを両方のQAM成分のデータ再生動作のタイミング調整
のために容易に利用できるからである。また、後述する
ように、この受像機システムに対する所望のデータクロ
ック速度を再生した高出力狭帯域QAM信号から容易に得
ることができる。
36Mbpsおよび3.84Mbpsは、有利な4:1の整数比の関係を
保有している。この整数比の関係によって、受像機にお
いて狭帯域および広帯域QAM情報の再生を簡易にするこ
とができる。その理由は、同時に得られたデータクロッ
クを両方のQAM成分のデータ再生動作のタイミング調整
のために容易に利用できるからである。また、後述する
ように、この受像機システムに対する所望のデータクロ
ック速度を再生した高出力狭帯域QAM信号から容易に得
ることができる。
第１図の受像機システムにおいて、アンテナ110で受
信したツインQAM放送信号をチューナ111を経てミキサ11
2へ、基準信号REFと一緒に供給する。この基準信号REF
は、送信機で使用されている信号REFの周波数と同じ周
波数である。このチューナ111には、視聴者調整装置が
設けられており、この装置によって、この受像機を一方
のチャネルから他方のチャネルへ従来の方法で同調させ
ている。ミキサ112の出力信号には、和および差の成分
が含まれている。この高い周波数の和の成分が、ローパ
スフィルタ114によって阻止され、この差の成分が通過
してA/D変換器へ供給される。この通過した差成分は、
第２図に示した複合変調信号周波数スペクトルを有し、
これと一緒に約0.96MHzを中心とする狭帯域QAM変調スペ
クトルおよび約3.84MHzを中心とする広帯域QAM変調スペ
クトルも有している。
信したツインQAM放送信号をチューナ111を経てミキサ11
2へ、基準信号REFと一緒に供給する。この基準信号REF
は、送信機で使用されている信号REFの周波数と同じ周
波数である。このチューナ111には、視聴者調整装置が
設けられており、この装置によって、この受像機を一方
のチャネルから他方のチャネルへ従来の方法で同調させ
ている。ミキサ112の出力信号には、和および差の成分
が含まれている。この高い周波数の和の成分が、ローパ
スフィルタ114によって阻止され、この差の成分が通過
してA/D変換器へ供給される。この通過した差成分は、
第２図に示した複合変調信号周波数スペクトルを有し、
これと一緒に約0.96MHzを中心とする狭帯域QAM変調スペ
クトルおよび約3.84MHzを中心とする広帯域QAM変調スペ
クトルも有している。
A/Dコンバータ116からのディジタルサンプリング出力
信号を復調器118に供給し、この復調器118は、他のエレ
メント120,122,124,126および128と協働して、狭帯域の
QAM高優先順位信号プロセッサを構成する。この復調器1
18には、複数個の入力FIRフィルタが設けられており、
これらフィルタによって、狭帯域QAM成分を通過させる
一方、広帯域QAM成分を阻止する。特に、狭帯域QAM復調
器118には、フィルタが設けられており、このフィルタ
の振幅／周波数応答特性は、第２図に示した変調された
狭帯域QAM成分の振幅／周波数特性の形状に実質的に同
一な形成を有している。またA/Dコンバータ116からの出
力信号を広帯域QAM低優先順位信号処理ネットワーク150
にも供給する。このネットワーク150には、上述の狭帯
域QAM高優先順位プロセッサで見られるようなエレメン
トと類似のエレメントが設けられており、このネットワ
ークによって、広帯域QAM成分を通過させ、狭帯域QAM成
分を阻止する。広帯域QAM低優先順位プロセッサ150に
は、フィルタ付き復調器が設けられており、このフィル
タの応答特性は、第２図に示した変調された広帯域QAM
成分の振幅／周波数特性の形状に、実質的に同一な形状
を有している。従って、この受像機システムは、標準品
位のテレビジョン信号における高エネルギー情報が関係
する周波数において信号減衰ノッチ（Ｖ字形状）を呈す
るようになる。
信号を復調器118に供給し、この復調器118は、他のエレ
メント120,122,124,126および128と協働して、狭帯域の
QAM高優先順位信号プロセッサを構成する。この復調器1
18には、複数個の入力FIRフィルタが設けられており、
これらフィルタによって、狭帯域QAM成分を通過させる
一方、広帯域QAM成分を阻止する。特に、狭帯域QAM復調
器118には、フィルタが設けられており、このフィルタ
の振幅／周波数応答特性は、第２図に示した変調された
狭帯域QAM成分の振幅／周波数特性の形状に実質的に同
一な形成を有している。またA/Dコンバータ116からの出
力信号を広帯域QAM低優先順位信号処理ネットワーク150
にも供給する。このネットワーク150には、上述の狭帯
域QAM高優先順位プロセッサで見られるようなエレメン
トと類似のエレメントが設けられており、このネットワ
ークによって、広帯域QAM成分を通過させ、狭帯域QAM成
分を阻止する。広帯域QAM低優先順位プロセッサ150に
は、フィルタ付き復調器が設けられており、このフィル
タの応答特性は、第２図に示した変調された広帯域QAM
成分の振幅／周波数特性の形状に、実質的に同一な形状
を有している。従って、この受像機システムは、標準品
位のテレビジョン信号における高エネルギー情報が関係
する周波数において信号減衰ノッチ（Ｖ字形状）を呈す
るようになる。
従来構造の適応イコライザ120は、復調器118からの復
調された直交位相のＩおよびＱ成分を受信する。このイ
コライザ120は、適応型ディジタルFIRフィルタを採用し
て、振幅および位置の不規則性、例えば、送信チャネル
によって生じる。ゴーストを含む不規則を補償する。本
例では、この適当イコライザ120を、所謂部分的に離間
したイコライザ（Fractionally Spaced Equalizer）と
称し、このイコライザによって、最小要求のインターバ
ルを超えてサンプリングすることが可能となる。従っ
て、出力ＩおよびＱ成分に対して所望の振幅および位相
特性を得るために、どのような位相偏移および振幅変化
を必要とするかが認識できるようになる。このイコライ
ザ120にROMを設け、このROMを、イコライザ120のＩおよ
びＱ出力成分に対する所望の位相および振幅値をプログ
ラムする。これら出力ＩおよびＱ成分の各々の値を、プ
ログラムされた値と比較すると共に、これらI,Q値を、
この比較結果に基づいてこれらプログラム値に近似する
ように調整する。この調整作業は、イコライザ120と組
合わされたフィルタのタップの重みを変化させることに
よって実行される。このイコライザ120は、符号期間内
においてサブサンプリング（sub−sampling）すること
ができ、これによって所望の出力振幅および位相特性を
得るために必要な位相および振幅変化の量を得る。この
ようなサブサンプリング能力により、このイコライザ12
0の動作は、印加されたクロック信号の位相を実質的に
一定にすべきであるが、この位相に対して実質的に反応
しなくなる。一般に、部分的に離間したイコライザは、
印加されたクロック信号の位相特性に対して良好な性能
を有しているが、このイコライザ120を同時イコライザ
とすることもできる。これら部分的に離間したタイプの
イコライザおよび同期適当タイプのイコライザは、文献
“Digtal Communications"LeeおよびMesserschmitt共著
（Kluwer Academic社、米国マサチューセッツ州ボスト
ン、1988年出版）に記載されている。
調された直交位相のＩおよびＱ成分を受信する。このイ
コライザ120は、適応型ディジタルFIRフィルタを採用し
て、振幅および位置の不規則性、例えば、送信チャネル
によって生じる。ゴーストを含む不規則を補償する。本
例では、この適当イコライザ120を、所謂部分的に離間
したイコライザ（Fractionally Spaced Equalizer）と
称し、このイコライザによって、最小要求のインターバ
ルを超えてサンプリングすることが可能となる。従っ
て、出力ＩおよびＱ成分に対して所望の振幅および位相
特性を得るために、どのような位相偏移および振幅変化
を必要とするかが認識できるようになる。このイコライ
ザ120にROMを設け、このROMを、イコライザ120のＩおよ
びＱ出力成分に対する所望の位相および振幅値をプログ
ラムする。これら出力ＩおよびＱ成分の各々の値を、プ
ログラムされた値と比較すると共に、これらI,Q値を、
この比較結果に基づいてこれらプログラム値に近似する
ように調整する。この調整作業は、イコライザ120と組
合わされたフィルタのタップの重みを変化させることに
よって実行される。このイコライザ120は、符号期間内
においてサブサンプリング（sub−sampling）すること
ができ、これによって所望の出力振幅および位相特性を
得るために必要な位相および振幅変化の量を得る。この
ようなサブサンプリング能力により、このイコライザ12
0の動作は、印加されたクロック信号の位相を実質的に
一定にすべきであるが、この位相に対して実質的に反応
しなくなる。一般に、部分的に離間したイコライザは、
印加されたクロック信号の位相特性に対して良好な性能
を有しているが、このイコライザ120を同時イコライザ
とすることもできる。これら部分的に離間したタイプの
イコライザおよび同期適当タイプのイコライザは、文献
“Digtal Communications"LeeおよびMesserschmitt共著
（Kluwer Academic社、米国マサチューセッツ州ボスト
ン、1988年出版）に記載されている。
イコライザ120からの等化処理されたＩおよびＱ出力
信号を推定ネットワーク126に供給し、この推定ネット
ワーク126によって、伝送されたようなＩおよびＱ成分
の値の推定値を表わす出力I,Q成分を発生する。例え
ば、この推定ネットワーク（Estimator network）126の
出力におけるＩおよびＱ成分の値が、伝送中に収集され
たノイズによる歪の影響を補償するのに必要な値として
調整されている。この推定ネットワークは、実質的に、
これら値をサンプルに割当てる解釈機能を実行するもの
で、これらサンプルは、このようなノイズの影響のため
に、16点の直交信号配置中の割当てられた位置に、必ず
しも正確に一致するものではない。この推定ネットワー
ク126からの出力信号を検出器122に供給する。このデコ
ーダ122は、送信機側のエンコーダによって実行された
マッピング動作の逆の動作を実質的に表わすものであ
る。ルックアップテーブルを採用して、この直交信号配
置を“逆のマッピング”処理して二進数形態で、時系列
４ビット（符号）セグメントに変換する。これらセグメ
ントは、送信機でエンコード処理される前に、この送信
機側に存在していたものである。
信号を推定ネットワーク126に供給し、この推定ネット
ワーク126によって、伝送されたようなＩおよびＱ成分
の値の推定値を表わす出力I,Q成分を発生する。例え
ば、この推定ネットワーク（Estimator network）126の
出力におけるＩおよびＱ成分の値が、伝送中に収集され
たノイズによる歪の影響を補償するのに必要な値として
調整されている。この推定ネットワークは、実質的に、
これら値をサンプルに割当てる解釈機能を実行するもの
で、これらサンプルは、このようなノイズの影響のため
に、16点の直交信号配置中の割当てられた位置に、必ず
しも正確に一致するものではない。この推定ネットワー
ク126からの出力信号を検出器122に供給する。このデコ
ーダ122は、送信機側のエンコーダによって実行された
マッピング動作の逆の動作を実質的に表わすものであ
る。ルックアップテーブルを採用して、この直交信号配
置を“逆のマッピング”処理して二進数形態で、時系列
４ビット（符号）セグメントに変換する。これらセグメ
ントは、送信機でエンコード処理される前に、この送信
機側に存在していたものである。
エラー検出器124によって、推定ネットワーク126のＩ
およびＱ入力および出力信号をモニタして、キャリア位
相エラー出力信号を発生する。このエラー出力信号の大
きさは、推定ネットワーク126の入出力Ｉ信号と入出力
Ｑ信号との間の位相エラーに比例したものである。この
位相エラーは、ノイズの影響によって生じるもので、こ
の場合、この位相エラーは、通常、不規則に発生するも
のである。また、この位相エラーは、送信機側で使用し
た対応の信号REFの周波数に、実質的に、一致しない信
号REFの周波数にも起因して生じるものである。この場
合、この位相エラーは、通常、不規則に発生するもので
はない。最終的に、このエラー検出器124からの出力ERR
OR信号を利用して、所望の値から偏移した信号REFの周
波数、すなわち、送信機側の対応する信号REFの周波数
の値から偏移した信号REFの周波数を補償する。エラー
検出器124は、イコライザ120のサンプリング速度より高
いサンプリング速度で動作し、位相および周波数オフセ
ットを検出する。これらオフセットはシンセサイザ135
に帰属した周波数偏移、または、チューナ111の発振器
の周波数偏移に起因して生じるものである。
およびＱ入力および出力信号をモニタして、キャリア位
相エラー出力信号を発生する。このエラー出力信号の大
きさは、推定ネットワーク126の入出力Ｉ信号と入出力
Ｑ信号との間の位相エラーに比例したものである。この
位相エラーは、ノイズの影響によって生じるもので、こ
の場合、この位相エラーは、通常、不規則に発生するも
のである。また、この位相エラーは、送信機側で使用し
た対応の信号REFの周波数に、実質的に、一致しない信
号REFの周波数にも起因して生じるものである。この場
合、この位相エラーは、通常、不規則に発生するもので
はない。最終的に、このエラー検出器124からの出力ERR
OR信号を利用して、所望の値から偏移した信号REFの周
波数、すなわち、送信機側の対応する信号REFの周波数
の値から偏移した信号REFの周波数を補償する。エラー
検出器124は、イコライザ120のサンプリング速度より高
いサンプリング速度で動作し、位相および周波数オフセ
ットを検出する。これらオフセットはシンセサイザ135
に帰属した周波数偏移、または、チューナ111の発振器
の周波数偏移に起因して生じるものである。
特に、このERROR信号をローパスフィルタを内蔵した
電圧制御発振器（VCO）ネットワーク128に供給して、直
交復調器118に供給された直交位相関係を有するサイン
およびコサイン基準信号の値を変更する。また、これら
変更されたサインおよびコサイン基準信号によって、復
調処理を変更する。この変更動作は、エラー検出器124
からのエラー表示出力信号の大きさが、所望値からの信
号REFの周波数のあらゆる偏移が補償されてしまったこ
とを表わすまで行われる。このネットワーク128と組合
わされたローパスフィルタによって、ERROR信号をフィ
ルタ処理するので、このVCO128からの基準信号の値およ
び、その結果として、復調器118の動作が、上述した周
波数偏移のように、不規則に起らないエラーに応答して
変更されると共に、ノイズのような不規則なものに影響
されないようになる。広帯域QAM低優先順位信号プロセ
ッサ150には、上述した狭帯域QAMプロセッサの各ユニッ
ト118,120,126,124および128と同一の形態で動作するエ
レメントが設けられている。推定ネットワーク126、検
出器124、VCO128および復調器118を包含したタイプのコ
ントロールループの動作に関連した追加の情報は、前述
した文献“Digital Communications"（LeeおよびMesser
schmitt共著）に開示されている。
電圧制御発振器（VCO）ネットワーク128に供給して、直
交復調器118に供給された直交位相関係を有するサイン
およびコサイン基準信号の値を変更する。また、これら
変更されたサインおよびコサイン基準信号によって、復
調処理を変更する。この変更動作は、エラー検出器124
からのエラー表示出力信号の大きさが、所望値からの信
号REFの周波数のあらゆる偏移が補償されてしまったこ
とを表わすまで行われる。このネットワーク128と組合
わされたローパスフィルタによって、ERROR信号をフィ
ルタ処理するので、このVCO128からの基準信号の値およ
び、その結果として、復調器118の動作が、上述した周
波数偏移のように、不規則に起らないエラーに応答して
変更されると共に、ノイズのような不規則なものに影響
されないようになる。広帯域QAM低優先順位信号プロセ
ッサ150には、上述した狭帯域QAMプロセッサの各ユニッ
ト118,120,126,124および128と同一の形態で動作するエ
レメントが設けられている。推定ネットワーク126、検
出器124、VCO128および復調器118を包含したタイプのコ
ントロールループの動作に関連した追加の情報は、前述
した文献“Digital Communications"（LeeおよびMesser
schmitt共著）に開示されている。
信号プロセッサ140によって、デコーダ122からの復調
処理された高優先順位データ信号と、プロセッサ150か
らの復調処理された低優先順位データ信号とを合成す
る。このプロセッサ140には、ハフマンデコーダおよび
逆量子化器（inverse quantiqers）のようなデータ復元
（decompression）ネットワークと、エラー訂正ネット
ワークと、テレビジョン音声および映像信号成分を別個
に得るためのデマルチプレクサおよび信号合成ネットワ
ークとが設けられている。この音声信号成分を、音声再
生器146に供給する前に音声信号プロセッサ142によって
処理する。また、この映像信号成分をユニット144で処
理して、画像表示器148に供給する画像表示信号を発生
する。
処理された高優先順位データ信号と、プロセッサ150か
らの復調処理された低優先順位データ信号とを合成す
る。このプロセッサ140には、ハフマンデコーダおよび
逆量子化器（inverse quantiqers）のようなデータ復元
（decompression）ネットワークと、エラー訂正ネット
ワークと、テレビジョン音声および映像信号成分を別個
に得るためのデマルチプレクサおよび信号合成ネットワ
ークとが設けられている。この音声信号成分を、音声再
生器146に供給する前に音声信号プロセッサ142によって
処理する。また、この映像信号成分をユニット144で処
理して、画像表示器148に供給する画像表示信号を発生
する。
ダイレクトディジタル周波数シンセサイザ129は、シ
ステムクロック発生器130からのマスタクロック信号に
応答して、15.36MHzクロック信号を発生する。このシン
セサイザ129は、また周波数シンセサイザ135に対してク
ロック信号を供給する。この周波数シンセサイザ135に
よってミキサ基準信号REFが発生する。このシステムク
ロック発生器130からのクロック信号を用いて、これら
シンセサイザ129と135の動作を同期化する。本例では、
このクロック信号は10MHzの周波数を有するようにな
る。通常、この基準信号REFの周波数は、送信機側で使
用している基準信号REFの周波数に対応している。この
基準信号REFの周波数の所望の周波数からの偏位が、上
述のように補償される。シンセサイザ129からの信号CLK
は、低優先順位プロセッサ150内のディジタル信号処理
回路用のクロック信号である。狭帯域の高優先順位プロ
セッサによって、広帯域信号の帯域の1/4の帯域を有す
る信号を処理する。この結果、この高順位プロセッサエ
レメントは、クロック信号CLK/4に応答し、このクロッ
ク信号は、分周器136によって供給されるようにCLK信号
の周波数の1/4の周波数（3.84MHz）を有する。
ステムクロック発生器130からのマスタクロック信号に
応答して、15.36MHzクロック信号を発生する。このシン
セサイザ129は、また周波数シンセサイザ135に対してク
ロック信号を供給する。この周波数シンセサイザ135に
よってミキサ基準信号REFが発生する。このシステムク
ロック発生器130からのクロック信号を用いて、これら
シンセサイザ129と135の動作を同期化する。本例では、
このクロック信号は10MHzの周波数を有するようにな
る。通常、この基準信号REFの周波数は、送信機側で使
用している基準信号REFの周波数に対応している。この
基準信号REFの周波数の所望の周波数からの偏位が、上
述のように補償される。シンセサイザ129からの信号CLK
は、低優先順位プロセッサ150内のディジタル信号処理
回路用のクロック信号である。狭帯域の高優先順位プロ
セッサによって、広帯域信号の帯域の1/4の帯域を有す
る信号を処理する。この結果、この高順位プロセッサエ
レメントは、クロック信号CLK/4に応答し、このクロッ
ク信号は、分周器136によって供給されるようにCLK信号
の周波数の1/4の周波数（3.84MHz）を有する。
受信機側のクロック信号CLKの周波数は、送信機側で
採用したクロック信号の周波数に対応している。受信機
用の適当なクロック周波数の生成は、受信した、信頼性
が高く、狭帯域の高出力QAM成分に含まれている情報か
ら、受信機用クロック信号を発生させることによって実
行される。特に、LPF114の出力側から得られる複合QAM
信号を非線形信号発生器131、例えば、乗算器のような
Ｎのべき数発生器に供給する。この乗算器は、入力信号
同士で乗算を行い、Ｎは２または４である。この非線形
信号発生器131によって、単一周波数成分を狭帯域QAM成
分の符号レートで発生する。この場合、符号レートは0.
96MHzであり、ビットレートの1/4である。また、この発
生器131によって高度に減衰させた出力成分を、広帯域
の低出力QAM成分の符号レートで発生し、この出力成分
は後続の信号処理ユニットによって無視される。
採用したクロック信号の周波数に対応している。受信機
用の適当なクロック周波数の生成は、受信した、信頼性
が高く、狭帯域の高出力QAM成分に含まれている情報か
ら、受信機用クロック信号を発生させることによって実
行される。特に、LPF114の出力側から得られる複合QAM
信号を非線形信号発生器131、例えば、乗算器のような
Ｎのべき数発生器に供給する。この乗算器は、入力信号
同士で乗算を行い、Ｎは２または４である。この非線形
信号発生器131によって、単一周波数成分を狭帯域QAM成
分の符号レートで発生する。この場合、符号レートは0.
96MHzであり、ビットレートの1/4である。また、この発
生器131によって高度に減衰させた出力成分を、広帯域
の低出力QAM成分の符号レートで発生し、この出力成分
は後続の信号処理ユニットによって無視される。
発生器131からの0.96MHz符号レート出力成分を位相器
133へ供給する前に、フィルタ132によって帯域通過ろ波
処理する。このフィルタ132は、0.96MHz符号周波数に中
心周波数を有している。このフィルタ132の帯域幅は、
厳密なものではないが、十分なS/Nを得られるように設
計すべきである。移相器133によって、以下に説明する
条件の下で、フィルタ132からの0.96MHz出力信号の１ク
ロック周期までの変化可能な遅延量が得られる。正規の
安定動作条件の下で、この移相器133は、静的状態を表
わし、所定の遅延量をフィルタ132からの信号に伝え
る。これは、入力信号の移相を移相検出器137に等化さ
せるために必要なことである。
133へ供給する前に、フィルタ132によって帯域通過ろ波
処理する。このフィルタ132は、0.96MHz符号周波数に中
心周波数を有している。このフィルタ132の帯域幅は、
厳密なものではないが、十分なS/Nを得られるように設
計すべきである。移相器133によって、以下に説明する
条件の下で、フィルタ132からの0.96MHz出力信号の１ク
ロック周期までの変化可能な遅延量が得られる。正規の
安定動作条件の下で、この移相器133は、静的状態を表
わし、所定の遅延量をフィルタ132からの信号に伝え
る。これは、入力信号の移相を移相検出器137に等化さ
せるために必要なことである。
通常の静的条件の下で、電子スイッチ134は、図示の
“A"の位置である。従って、移相器133からの0.96MHz符
号レート出力成分に応答して、位相検出器137は、ロー
パルフィルタ138と、シンセサイザ129および1/16分周器
139と協働して位相ロックループを構成する。フィルタ1
38によって、非線形信号発生器131の動作に併って発生
されたノイズを含んだスプリアス周波数を除去する。分
周器139は、シンセサイザ129から15.36MHz信号を受信す
ると共に、分周した0.96MHz出力信号を位相検出器137の
制御入力に供給する。シンセサイザ129にはレジスタが
設けられており、このレジスタによって、フィルタ138
からこのシンセサイザ129のコントロール入力に供給さ
れた信号によって決定される位相増加分を累積する。こ
の累積速度は、クロック発生器130からの信号の周波数
によって決定される。累積された位相値によって、正弦
波値を含んだROMがアドレス処理され、これによりシン
セサイザ129からの出力信号を合成する。このシンセサ
イザ129の機能は、米国カリフォルニア州サンディエゴ
のQualcomm社より市販されているQ2334タイプの集積回
路で実現できる。
“A"の位置である。従って、移相器133からの0.96MHz符
号レート出力成分に応答して、位相検出器137は、ロー
パルフィルタ138と、シンセサイザ129および1/16分周器
139と協働して位相ロックループを構成する。フィルタ1
38によって、非線形信号発生器131の動作に併って発生
されたノイズを含んだスプリアス周波数を除去する。分
周器139は、シンセサイザ129から15.36MHz信号を受信す
ると共に、分周した0.96MHz出力信号を位相検出器137の
制御入力に供給する。シンセサイザ129にはレジスタが
設けられており、このレジスタによって、フィルタ138
からこのシンセサイザ129のコントロール入力に供給さ
れた信号によって決定される位相増加分を累積する。こ
の累積速度は、クロック発生器130からの信号の周波数
によって決定される。累積された位相値によって、正弦
波値を含んだROMがアドレス処理され、これによりシン
セサイザ129からの出力信号を合成する。このシンセサ
イザ129の機能は、米国カリフォルニア州サンディエゴ
のQualcomm社より市販されているQ2334タイプの集積回
路で実現できる。
本例のシステムにおいては、高優先順位成分は、シャ
ープな帯域外減衰特性、すなわち急峻なスカート特性を
有した狭帯域となる。狭帯域QAM成分の僅かに（17％）
超過した帯域によって、非線形発生器131から出力信号
が発生しないようにする。すなわち、この出力信号は、
もともとチャネル切替えのようなシステムの変化の後
に、同期したクロック信号を迅速に発生させるのに十分
な大きさを有している。この非線形発生器131に供給さ
れた狭帯域QAM成分は、比較的大きな振幅を有している
が、この僅かに超過した狭帯域QAM成分の帯域幅によっ
て、この発生器131から大きな出力信号が発生されるの
を防止できる。QAM入力信号に応答する、この発生器131
のような非線形信号発生器（例えば、乗算器）の出力信
号の大きさは、特に、帯域の端部における入力信号の振
幅／周波数特性の形状の関数となる。所定の通過帯域振
幅特性に対して、この帯域端部における急峻な傾きによ
って、入力信号の符号レートで小振幅／単一周波数出力
成分を発生するのに対し、なだらかな帯域端部の傾斜に
よって大きな振幅出力成分を発生する。
ープな帯域外減衰特性、すなわち急峻なスカート特性を
有した狭帯域となる。狭帯域QAM成分の僅かに（17％）
超過した帯域によって、非線形発生器131から出力信号
が発生しないようにする。すなわち、この出力信号は、
もともとチャネル切替えのようなシステムの変化の後
に、同期したクロック信号を迅速に発生させるのに十分
な大きさを有している。この非線形発生器131に供給さ
れた狭帯域QAM成分は、比較的大きな振幅を有している
が、この僅かに超過した狭帯域QAM成分の帯域幅によっ
て、この発生器131から大きな出力信号が発生されるの
を防止できる。QAM入力信号に応答する、この発生器131
のような非線形信号発生器（例えば、乗算器）の出力信
号の大きさは、特に、帯域の端部における入力信号の振
幅／周波数特性の形状の関数となる。所定の通過帯域振
幅特性に対して、この帯域端部における急峻な傾きによ
って、入力信号の符号レートで小振幅／単一周波数出力
成分を発生するのに対し、なだらかな帯域端部の傾斜に
よって大きな振幅出力成分を発生する。
非線形発生器131からの小信号出力によって、狭帯域
の位相ロックループがこの発生器131の動作に追従する
ようになる。本例で使用したような狭帯域位相ロックル
ープは、広帯域位相ロックループと比較して、遅い応答
時間を呈するので、この位相ロックループからの出力ク
ロック信号は、位相ロック状態が達成されるまでの期間
だけ、位相がゆっくり変化するようになる。このような
位相ロックに先立ってゆっくり変化する位相は、不所望
なものである。その理由は、このように動作速度が遅い
ことによって適応イコライザ120と他のクロック応答回
路との動作に悪影響を与える。部分的に離間したイコラ
イザ120は、異なった固定のクロック位相に対してほと
んど実質的に反応しないが、この位相ロックに先立って
変化するクロック位相によって、トラッキング問題が生
じる。このトラッキング問題によって、ＩおよびＱ入力
／出力の位相エラーおよびキャリアの位相エラーを最小
限に抑える効果を劣化させる。このようなトラッキング
問題は、特に、チャネルの切替えの開始時と、次の位相
ロック時のとの間に起ることが多いが、以下のクロック
信号発生装置によって回避できる。新しい信号の収集中
に変化するクロック位相によって、イコライザのコンバ
ージェンス（convergence）を中断または低下させる。
特に、この状況は、イコライザが新しいチャネルの振幅
および位相特性を補償している間に、チャネルの切替え
の後に発生するようになる。
の位相ロックループがこの発生器131の動作に追従する
ようになる。本例で使用したような狭帯域位相ロックル
ープは、広帯域位相ロックループと比較して、遅い応答
時間を呈するので、この位相ロックループからの出力ク
ロック信号は、位相ロック状態が達成されるまでの期間
だけ、位相がゆっくり変化するようになる。このような
位相ロックに先立ってゆっくり変化する位相は、不所望
なものである。その理由は、このように動作速度が遅い
ことによって適応イコライザ120と他のクロック応答回
路との動作に悪影響を与える。部分的に離間したイコラ
イザ120は、異なった固定のクロック位相に対してほと
んど実質的に反応しないが、この位相ロックに先立って
変化するクロック位相によって、トラッキング問題が生
じる。このトラッキング問題によって、ＩおよびＱ入力
／出力の位相エラーおよびキャリアの位相エラーを最小
限に抑える効果を劣化させる。このようなトラッキング
問題は、特に、チャネルの切替えの開始時と、次の位相
ロック時のとの間に起ることが多いが、以下のクロック
信号発生装置によって回避できる。新しい信号の収集中
に変化するクロック位相によって、イコライザのコンバ
ージェンス（convergence）を中断または低下させる。
特に、この状況は、イコライザが新しいチャネルの振幅
および位相特性を補償している間に、チャネルの切替え
の後に発生するようになる。
チャネル切替えが行われた場合に、新しいチャネルに
対する観察可能な、歪のない映像が迅速に発生されるこ
とが望ましいものである。この理由は、視聴者は、この
チャネル切替えの直後に観察可能な映像を見ることを望
んでいるからである。従って、チャネル切替えによる中
断の後、直ぐに、適当なクロック信号から発生されるこ
とが重要である。このことは、移相器133、スイッチ13
4、コントロールネットワーク155の組合わせによる上述
した装置によって実現される。このネットワーク155は
マイクロプロセッサであり、これには、比較器および後
述するところの、所定の入力信号の大きさの関数とし
て、出力コントロール信号が得られるスイッチングおよ
び論理回路が設けられている。
対する観察可能な、歪のない映像が迅速に発生されるこ
とが望ましいものである。この理由は、視聴者は、この
チャネル切替えの直後に観察可能な映像を見ることを望
んでいるからである。従って、チャネル切替えによる中
断の後、直ぐに、適当なクロック信号から発生されるこ
とが重要である。このことは、移相器133、スイッチ13
4、コントロールネットワーク155の組合わせによる上述
した装置によって実現される。このネットワーク155は
マイクロプロセッサであり、これには、比較器および後
述するところの、所定の入力信号の大きさの関数とし
て、出力コントロール信号が得られるスイッチングおよ
び論理回路が設けられている。
所定チャネルに対する、正規の安定動作条件の下で、
スイッチ134は図示の位置Ａに位置しており、エレメン
ト137,138,134,129および139を含んだ位相ロックループ
は、0.96MHz入力信号（移相器133から移相検出器137へ
供給される）および0.96MHz入力信号（分周器139から移
相器137へ供給される）との間の、ほぼ０゜の位相差を
維持するように協働する。後者の信号は、スイッチ位置
Ａのスイッチ134を介してフィルタ138より供給された、
位相エラーを表わしたコントロール信号に応答して、シ
ンセサイザ129によって発生される。
スイッチ134は図示の位置Ａに位置しており、エレメン
ト137,138,134,129および139を含んだ位相ロックループ
は、0.96MHz入力信号（移相器133から移相検出器137へ
供給される）および0.96MHz入力信号（分周器139から移
相器137へ供給される）との間の、ほぼ０゜の位相差を
維持するように協働する。後者の信号は、スイッチ位置
Ａのスイッチ134を介してフィルタ138より供給された、
位相エラーを表わしたコントロール信号に応答して、シ
ンセサイザ129によって発生される。
チャネルの切替えが視聴者によって開始されると、チ
ューナ111は、出力チャネル切替え表示信号CC、例えば
パルスをコントロールネットワーク155の入力に供給す
る。この信号CCによって、コントロールネットワーク15
5は出力スイッチングコントロール信号Ｓを供給するよ
うになる。この信号の大きさは、このスイッチ134をＡ
の位置からＢの位置へ移動するような大きさを有する。
スイッチ位置Ｂにおいて、フィルタ138の出力からの位
相エラーコントロール信号がシンセサイザ129から移相
器133へ切替えられる。このシンセサイザ129は、予め同
調したチャネルの位相特性を有する出力クロック信号CL
Kを供給し続けるようになる。他方、これらコントロー
ルネットワーク155、スイッチ134、移相器134は協働し
て、新しいチャネルのためのフィルタ出力信号の位相
を、旧チャネルのクロック信号の位相に一致させる。こ
の期間中、高優先順位プロセッサおよび低優先順位プロ
セッサ中のディジタル信号処理回路は、それぞれ固定の
位相クロック信号CLK/4およびCLKを受信するようにな
る。
ューナ111は、出力チャネル切替え表示信号CC、例えば
パルスをコントロールネットワーク155の入力に供給す
る。この信号CCによって、コントロールネットワーク15
5は出力スイッチングコントロール信号Ｓを供給するよ
うになる。この信号の大きさは、このスイッチ134をＡ
の位置からＢの位置へ移動するような大きさを有する。
スイッチ位置Ｂにおいて、フィルタ138の出力からの位
相エラーコントロール信号がシンセサイザ129から移相
器133へ切替えられる。このシンセサイザ129は、予め同
調したチャネルの位相特性を有する出力クロック信号CL
Kを供給し続けるようになる。他方、これらコントロー
ルネットワーク155、スイッチ134、移相器134は協働し
て、新しいチャネルのためのフィルタ出力信号の位相
を、旧チャネルのクロック信号の位相に一致させる。こ
の期間中、高優先順位プロセッサおよび低優先順位プロ
セッサ中のディジタル信号処理回路は、それぞれ固定の
位相クロック信号CLK/4およびCLKを受信するようにな
る。
フィルタ138からの位相エラー表示コントロール信号
を位置Ｂにおけるスイッチ134を介して移相器133の制御
入力に供給する。この信号によって、移相器133によっ
て発生させた位相シフトの大きさおよび方向を決定す
る。コントロールネットワーク155は、フィルタ138から
の位相エラー信号（Ｅ）をモニタして、移相器133の動
作によって、分周器139により伝送されるようなシンセ
サイザ129からの信号と、フィルタ132によって伝送され
るような、新たに選択したチャネルからの移相した信号
との間の位相差を、何時、最小化するかを決定する。こ
の移相信号は、位相検出器137に対する基準信号として
作用する。最小値に到達すると、すなわち、位相検出器
137とフィルタ138との出力が、この位相検出器137の入
力信号間のほぼ０゜の位相差を表わした時に、コントロ
ールネットワーク155は信号Ｓを介してスイッチ134を位
置Ａまで戻すようになる。この結果として、新しいチャ
ネル信号から発生したクロック信号をこのディジタル信
号処理回路へ供給するようにする。この時、移相器133
は、位相偏位（遅延）量を、フィルタ138から受信され
ると共に、移相器133によってストアされた値の関数と
して、供給し続ける。この結果、これら移相器132と133
からの新しいチャネル信号が、位相ロックループの基準
として作用する。
を位置Ｂにおけるスイッチ134を介して移相器133の制御
入力に供給する。この信号によって、移相器133によっ
て発生させた位相シフトの大きさおよび方向を決定す
る。コントロールネットワーク155は、フィルタ138から
の位相エラー信号（Ｅ）をモニタして、移相器133の動
作によって、分周器139により伝送されるようなシンセ
サイザ129からの信号と、フィルタ132によって伝送され
るような、新たに選択したチャネルからの移相した信号
との間の位相差を、何時、最小化するかを決定する。こ
の移相信号は、位相検出器137に対する基準信号として
作用する。最小値に到達すると、すなわち、位相検出器
137とフィルタ138との出力が、この位相検出器137の入
力信号間のほぼ０゜の位相差を表わした時に、コントロ
ールネットワーク155は信号Ｓを介してスイッチ134を位
置Ａまで戻すようになる。この結果として、新しいチャ
ネル信号から発生したクロック信号をこのディジタル信
号処理回路へ供給するようにする。この時、移相器133
は、位相偏位（遅延）量を、フィルタ138から受信され
ると共に、移相器133によってストアされた値の関数と
して、供給し続ける。この結果、これら移相器132と133
からの新しいチャネル信号が、位相ロックループの基準
として作用する。
フィルタ132の出力からの基準信号Ｒを受信するネッ
トワーク155の入力は、例えば、A/D変換器および比較器
と組合わされている。これら回路は、信号Ｒの大きさを
検出すると共に、スイッチ134を位置Ａまで戻す時の遅
延を検出する。この検出動作は、フィルタ132からの出
力信号が、位相ロックループを新しいチャネルの符号信
号を追従することができるような十分な大きさを有する
まで続行する。この新しいチャネルより、クロック周波
数CLKをシンセサイザ129を介して発生する。スイッチ13
4は、このコントロールネットワーク155によって、フィ
ルタ132からの出力信号が、位相ロックループの適切な
動作に対して十分な大きさを有することが検知されるま
で、位置Ａから位置Ｂへ戻ることはない。また、信号Ｅ
が位相検出器137の入力信号間の位相差のほぼ０゜を表
わすことを検知されるまで、位置Ｂへ戻らない。
トワーク155の入力は、例えば、A/D変換器および比較器
と組合わされている。これら回路は、信号Ｒの大きさを
検出すると共に、スイッチ134を位置Ａまで戻す時の遅
延を検出する。この検出動作は、フィルタ132からの出
力信号が、位相ロックループを新しいチャネルの符号信
号を追従することができるような十分な大きさを有する
まで続行する。この新しいチャネルより、クロック周波
数CLKをシンセサイザ129を介して発生する。スイッチ13
4は、このコントロールネットワーク155によって、フィ
ルタ132からの出力信号が、位相ロックループの適切な
動作に対して十分な大きさを有することが検知されるま
で、位置Ａから位置Ｂへ戻ることはない。また、信号Ｅ
が位相検出器137の入力信号間の位相差のほぼ０゜を表
わすことを検知されるまで、位置Ｂへ戻らない。
従って、チャネルの切替えの後で、予め同調されたチ
ャネルから発生したクロック信号を、以下の動作完了ま
で新しいチャネル用のクロック信号として使用する。す
なわち、非線形振幅信号発生器131から得られた新しい
チャネル用の符号レート成分によって、位相ロックルー
プを適切にコントロールすると共に、シンセサイザ129
を介して位相が安定しているクロック信号を適切に発生
できるようになるまで、使用する。適応イコライザのよ
うな、クロック応答ディジタル信号処理回路は、チャネ
ル切替え動作中に、通常の変化のない動作を行うと共
に、新しいチャネルに対する受信機能が、チャネルの切
替え直後に開始できるようになる。
ャネルから発生したクロック信号を、以下の動作完了ま
で新しいチャネル用のクロック信号として使用する。す
なわち、非線形振幅信号発生器131から得られた新しい
チャネル用の符号レート成分によって、位相ロックルー
プを適切にコントロールすると共に、シンセサイザ129
を介して位相が安定しているクロック信号を適切に発生
できるようになるまで、使用する。適応イコライザのよ
うな、クロック応答ディジタル信号処理回路は、チャネ
ル切替え動作中に、通常の変化のない動作を行うと共
に、新しいチャネルに対する受信機能が、チャネルの切
替え直後に開始できるようになる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04N 5/44 H04N 7/015
Claims (8)
- 【請求項１】チャネル送信テレビジョン信号を処理する
システムにおいて、 前記テレビ信号を連結受信し、このシステムが第１チャ
ネルから第２チャネルへ同調したことを表わすチャネル
切替えコントロール信号を供給する手段を含むチューナ
ーと、 前記チューナーと連結して、前記テレビジョン信号を受
信するための信号入力およびクロック信号を受信するた
めのクロック入力とを有するディジタル信号処理手段
と、 前記チューナーと連結し、前記テレビジョン信号および
前記チャネル切替えコントロール信号に応答して、クロ
ック出力端においてクロック信号を発生するクロック発
生手段であって、該クロック発生手段は（ａ）第１クロ
ック信号および（ｂ）第２クロック信号とを、前記クロ
ック出力端に伝送する手段を含み、該第１クロック信号
は、チャネル切替えに続く最初のインターバル中に、前
記第１チャネルに関するテレビ情報から発生され、該第
２クロック信号は、該第２クロック信号が適切な位相特
性を表したら、前記第２のチャネルに関するテレビジョ
ン情報から発生される、クロック発生手段と、 前記クロック発生手段のクロック出力を、前記ディジタ
ル信号処理手段のクロック入力に結合する手段と を具備することを特徴とするクロック信号発生器。 - 【請求項２】前記クロック発生手段は、 前記テレビジョン信号に応答して、選択テレビジョン・
チャネル情報を再生する手段と、 コントロール入力と信号出力とを有する周波数シンセサ
イザ手段と、 位相コントロール入力を有し、前記選択テレビジョン・
チャネル情報および前記周波数シンセサイザからの出力
信号に応答して、位相エラー表示信号を発生する位相コ
ントロール手段と、 前記位相エラー表示信号を、前記最初のインターバル中
に、前記位相コントロール手段の前記位相コントロール
入力に連結すると共に、それ以外の時間には、前記周波
数シンセサイザの前記コントロール入力に連結する連結
手段と、 を有することを特徴とする請求の範囲第１項に記載のク
ロック信号発生器。 - 【請求項３】前記連結手段は、 前記位相エラー表示信号を受信するための入力端子と、
前記周波数シンセサイザの前記コントロール入力に結合
された第１出力端子と、前記位相コントロール手段の前
記位相コントロール入力に結合された第２出力端子とを
有するスイッチ手段と、 前記チャネル切替えコントロール信号と前記位相エラー
表示信号とに応答して、前記第１および第２出力端子の
間での前記スイッチ手段の切り替えを制御するコントロ
ール手段と を有することを特徴とする請求の範囲第２項に記載のク
ロック信号発生器。 - 【請求項４】前記コントロール手段は、さらに、再生さ
れたテレビジョン・チャネル情報に応答して、前記スイ
ッチ手段を制御することを特徴とする請求の範囲第３項
に記載のクロック信号発生器。 - 【請求項５】前記選択テレビジョン・チャネル情報を再
生する手段は、非線形ネットワークであることを特徴と
する請求の範囲第２項に記載のクロック信号発生器。 - 【請求項６】前記ディジタル信号処理手段は、前記クロ
ック発生手段からのクロック信号に応答する適応イコラ
イザを含むことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の
クロック信号発生器。 - 【請求項７】前記適応イコライザを、部分的に離間した
イコライザとしたことを特徴とする請求の範囲第６項に
記載のクロック信号発生器。 - 【請求項８】前記テレビジョン信号は、先在する標準品
位のテレビジョン信号チャネルと両立できる帯域幅を有
すると共に、高優先順位情報を含んだ狭帯域の変調済み
成分、および低優先順位情報を含んだ広帯域の変調済み
成分とを有し、さらに、 前記クロック発生手段は、前記高優先順位情報から前記
クロック信号を発生すること特徴とする請求の範囲第１
項ないし第７項のいずれかに記載のクロック信号発生
器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US735.750 | 1991-07-25 | ||
| US07/735,750 US5175626A (en) | 1991-07-25 | 1991-07-25 | Apparatus providing a clock signal for a digital television receiver in response to a channel change |
| PCT/US1992/003883 WO1993002525A1 (en) | 1991-07-25 | 1992-05-15 | Clock signal generator for a digital television receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06510643A JPH06510643A (ja) | 1994-11-24 |
| JP3301023B2 true JP3301023B2 (ja) | 2002-07-15 |
Family
ID=24957031
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50276993A Expired - Fee Related JP3301023B2 (ja) | 1991-07-25 | 1992-05-15 | ディジタルテレビジョン受像器用クロック信号発生器 |
Country Status (20)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5175626A (ja) |
| EP (1) | EP0595827B1 (ja) |
| JP (1) | JP3301023B2 (ja) |
| KR (1) | KR100234838B1 (ja) |
| CN (1) | CN1041782C (ja) |
| AT (1) | ATE156957T1 (ja) |
| AU (1) | AU662537B2 (ja) |
| BR (1) | BR9206281A (ja) |
| CA (1) | CA2111115C (ja) |
| DE (1) | DE69221623T2 (ja) |
| ES (1) | ES2104926T3 (ja) |
| FI (1) | FI940337A (ja) |
| MX (1) | MX9204372A (ja) |
| MY (1) | MY107034A (ja) |
| PL (1) | PL168665B1 (ja) |
| PT (1) | PT100722B (ja) |
| SG (1) | SG52292A1 (ja) |
| TR (1) | TR26778A (ja) |
| TW (1) | TW197552B (ja) |
| WO (1) | WO1993002525A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| EP0555918A1 (en) * | 1992-02-13 | 1993-08-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Extended television system |
| US5268761A (en) * | 1992-08-19 | 1993-12-07 | Rca Thomson Licensing Corporation | Automatic gain control system for a high definition television signal receiver including an adaptive equalizer |
| US5386239A (en) * | 1993-05-03 | 1995-01-31 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Multiple QAM digital television signal decoder |
| US5410368A (en) * | 1993-12-29 | 1995-04-25 | Zenith Electronics Corp. | Carrier acquisition by applying substitute pilot to a synchronous demodulator during a start up interval |
| US5627604A (en) * | 1994-04-04 | 1997-05-06 | Zenith Electronics Corporation | Stabilizing the lock up of a bi-phase stable FPLL by augmenting a recovered DC pilot |
| KR960013651B1 (ko) * | 1994-04-12 | 1996-10-10 | 엘지전자 주식회사 | 에이치디티브이(hdtv) 수신기의 디씨(dc)보정장치 |
| US5559562A (en) * | 1994-11-01 | 1996-09-24 | Ferster; William | MPEG editor method and apparatus |
| KR100320450B1 (ko) * | 1994-12-16 | 2002-06-20 | 구자홍 | 고선명티브이수상기의수신기동작상황검출장치 |
| FI98026C (fi) * | 1995-11-08 | 1997-03-25 | Nokia Technology Gmbh | Menetelmä QAM-vastaanottimen yhteydessä ja QAM-vastaanotin |
| US6377312B1 (en) * | 1998-08-24 | 2002-04-23 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Adaptive fractionally spaced equalizer for received radio transmissions with digital content, such as DTV signals |
| FR2785747B1 (fr) * | 1998-11-09 | 2004-02-13 | Commissariat Energie Atomique | Filtre numerique a architecture parallele et recepteur de signaux a etalement de spectre utilisant un tel filtre |
| US6606129B1 (en) * | 1998-12-04 | 2003-08-12 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Digital filtering of DTV I-F signal to avoid low-end boost of the baseband signal resulting from in-phase synchrodyne |
| US6961370B2 (en) * | 2001-03-29 | 2005-11-01 | Acterna | Sweep method using digital signals |
| JPWO2008099545A1 (ja) * | 2007-02-16 | 2010-05-27 | パナソニック株式会社 | 多チャンネル無線信号処理集積回路 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4622578A (en) * | 1983-01-28 | 1986-11-11 | At&T Bell Laboratories | Fully compatible high definition television |
| US4633293A (en) * | 1983-09-26 | 1986-12-30 | Rca Corporation | High definition television signal for film-television standards conversion system |
| US4535352A (en) * | 1984-04-16 | 1985-08-13 | At&T Bell Laboratories | Technique for generating semi-compatible high definition television signals for transmission over two cable TV channels |
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| US4980899A (en) * | 1988-06-21 | 1990-12-25 | Siemens Ag | Method and apparatus for synchronization of a clock signal generator particularly useful in a digital telecommunications exchange |
| US4980767A (en) * | 1989-11-30 | 1990-12-25 | At&T Bell Laboratories | Technique for determining signal dispersion characteristics in communications systems |
| US5028885A (en) * | 1990-08-30 | 1991-07-02 | Motorola, Inc. | Phase-locked loop signal generation system with control maintenance |
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1991
- 1991-07-25 US US07/735,750 patent/US5175626A/en not_active Expired - Lifetime
-
1992
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- 1992-05-15 ES ES92912212T patent/ES2104926T3/es not_active Expired - Lifetime
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- 1992-05-15 PL PL92302048A patent/PL168665B1/pl unknown
- 1992-05-15 CA CA002111115A patent/CA2111115C/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-05-15 DE DE69221623T patent/DE69221623T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-05-15 WO PCT/US1992/003883 patent/WO1993002525A1/en active IP Right Grant
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