PL168665B1

PL168665B1 - Urzadzenie do wytwarzania sygnalów zegarowych dla ukladów przetwarzania cyfrowegoodbiornika telewizyjnego PL PL PL

Info

Publication number: PL168665B1
Application number: PL92302048A
Authority: PL
Inventors: Hugh E White
Original assignee: Rca Thomson Licensing Corp
Priority date: 1991-07-25
Filing date: 1992-05-15
Publication date: 1996-03-29
Also published as: CN1041782C; CN1069612A; AU662537B2; MX9204372A; FI940337A0; WO1993002525A1; PT100722A; CA2111115A1; DE69221623T2; MY107034A; PT100722B; JP3301023B2; BR9206281A; DE69221623D1; TR26778A; FI940337A; EP0595827B1; CA2111115C; AU1995192A; EP0595827A1

Abstract

1. Urzadzenie do wytwarzania sygnalów zegarowych dla ukladów przetwarzania cyfrowego odbiornika telewizyjnego o wyso- kiej jakosci, zawierajace uklad strojenia, którego wejscie jest dolaczo- ne do anteny, a wyjscie jest dolaczone poprzez polaczone szeregowo mikser, filtr dolnoprzepustowy i przetwornik analogowo-cyfrowy do procesora wysokiego priorytetu majacego wejscie sygnalu telewizyj- nego i wejscie sygnalu zegarowego oraz zawierajacego na wejsciu sygnalu telewizyjnego demodulator, do którego sa dolaczone uklad generatora sterowanego napieciowo i filtru dolnoprzepustowego oraz polaczone szeregowo korektor adaptacyjny, estymator i dekoder, a do estymatora jest dolaczony równolegle detektor bledu, znamienne tym, ze zawiera uklad sterujacy (155), którego pierwsze wejscie jest dola- czone do ukladu strojenia(111), drugie wejscie jest dolaczone, poprzez filtr srodkowo-przepustowy (132) i generator (131) sygnalów nie- liniowych, do wezla laczacego filtr dolnoprzepustowy (114) i prze- twornik analogowo-cyfrowy (116), trzecie wejscie i wyjscie sa dolaczone do dwupozycyjnego przelacznika (134) dolaczonego do ukladu przesuwajacego (133) faze, który jest dolaczony do detektora (137) fazy, do którego jest dolaczony filtr dolnoprzepustowy (138) i dzielnik (139) czestotliwosci dzielacy przez 16, dolaczony do wezla laczacego dzielnik (136) czestotliwosci dzielacy przez4, dolaczony do wejscia estymatora (126) procesora wysokiego priorytetu i laczacego procesor (150) niskiego priorytetu. FIG. 1 PL PL PL

Description

Przedmiotem wynalazku jest urządzenie do wytwarzania sygnałów zegarowych dla układów przetwarzania cyfrowego odbiornika telewizyjnego, zwłaszcza urządzenie do wytwarzania

168 665 sygnałów zegarowych po zmianie kanału tak, żeby umożliwić odtwarzanie informacji wizyjnej związanej z nowym kanałem prawie natychmiast po zmianie kanału.

Ważną cechą odbiornika telewizyjnego o dobrej jakości jest zdolność odtwarzania obrazu prawie natychmiast po zakłóceniu pracy odbiornika, takim jak zmiana kanału. W przypadku odbiornika telewizyjnego zawierającego układu przetwarzania sygnałów cyfrowych, ważne jest otrzymanie właściwego sygnału zegarowego synchronizacji, wykorzystywanego przez układy przetwarzania sygnałów cyfrowych.

Znane jest z opisu zgłoszenia patentowego Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 650 329 urządzenie do nadawania i odbioru sygnałów cyfrowych dla odbiornika telewizyjnego o dużej rozdzielczości, w którym przesyłana informacja telewizyjna o dużej rozdzielczości jest dzielona na informację o wysokim priorytecie, przeznaczoną do odbioru z duża niezawodnością oraz informację o niskim priorytecie. Informacja o wysokim priorytecie i informacja o niskim priorytecie są przenoszone jako oddzielne sygnały nośne QAM modulowane amplitudowo-kwadraturowo w zakresie różnych części widma częstotliwości sygnału telewizyjnego. Informacja o wysokim priorytecie posiada małą szerokość pasma nadmiarowego i węższe pasmo oraz znacznie większą amplitudę niż informacja o niskim priorytecie.

W odbiorniku telewizyjnym sygnał zegarowy wykorzystywany przez układy przetwarzania sygnałów cyfrowych jest otrzymywany z wąskopasmowego sygnału o wysokim priorytecie przy pomocy generatora sygnałów nieliniowych oraz pętli synchronizacji fazowej reagującej na sygnał wyjściowy z generatora sygnałów nieliniowych. Ponieważ generator sygnałów nieliniowych poddaje obróbce wąskopasmowy sygnał QAM modulowany amplitudowo-kwadraturowo z pasmem nadmiarowym o małej szerokości, wartość sygnału wyjściowego z generatora nieliniowego jest mała. To narzuca użycie wąskopasmowej pętli synchronizacji fazowej, która ma niekorzystnie krótki czas odpowiedzi. Sygnał energetyczny, wspomagający otrzymywanie sygnału zegarowego, może być dodany do sygnału telewizyjnego w postaci sygnału pilotującego, lecz energia związana z takim dodanym sygnałem może pogorszyć sygnał telewizyjny w wyniku wprowadzenia interpretacji i niepożądanych błędów. W każdym przypadku w systemie tego typu jest pożądane dostarczenie sygnału zegarowego prawie natychmiast po zmianie kanału, ponieważ widzowie zwykle wolą, gdy odtwarzany obraz dla nowego kanału jest widoczny prawie natychmiast po zmianie kanału.

Znane jest z europejskiego opisu patentowego nr 0 262 481 urządzenie do wytwarzania sygnałów synchronizacji synchronicznych częstotliwościowo względem doprowadzanej częstotliwości odniesienia. Urządzenie zawiera, obok pierwszego układu porównywania fazy, układ całkujący, pierwszy filtr i generator sterowany napięciowo o stosunkowo małym współczynniku stabilizacji, generatora częstotliwości o dużym współczynniku stabilizacji, drugi układ porównywania fazy oraz drugi i trzeci filtru. Do pierwszego układu porównywania fazy są doprowadzane sygnał o częstotliwości odniesienia i sygnał synchronizacji dostarczany z generatora sterowanego napięciowo. Do drugiego układu porównywania fazy są doprowadzane sygnał synchronizacji i sygnał o częstotliwości normalnej, wytwarzany przez generator częstotliwości. Przy braku sygnału o częstotliwości odniesienia lub przy przekroczeniu zadanej wartości różnicy faz, przez drugi układ porównywania faz, drugi filtr, trzeci filtr i generator sterowany napięciowo jest tworzony układ regulacji.

Znany jest z europejskiego opisu patentowego nr 0 347 737 sposób synchronizacji generatora synchronizacji, zwłaszcza generatora synchronizacji cyfrowego, telefonicznego stanowiska pośredniczącego. Przy krótkotrwałym braku sygnału synchronizacji odniesienia, układ regulacji fazy, którego sygnał wyjściowy synchronizuje generator synchronizacji, jest sterowany przez generator sterowany napięciowo. Przy ponownym wystąpieniu sygnału odniesienia, określa się znowu różnicę faz sygnału odniesienia i sygnału wyjściowego generatora i koryguje się ją przy pomocy wartości różnicy faz, odpowiadającej prawidłowemu sygnałowi odniesienia przed wystąpieniem zmiany. Uzyskuje się przez to skorygowaną wartość regulacji częstotliwości.

Znane jest z opisu patentowego Stanów Zjednoczonych Ameryki nr 5 028 885 urządzenie do wytwarzania sygnałów pętli synchronizacji fazowej ze sterowaniem, mające na wejściu stabilny sygnał synchronizacji odniesienia i na wyjściu główny sygnał zegarowy. Faza sygnału odniesienia jest porównywana z fazą określonego głównego sygnału zegarowego, a różnica

168 665 reprezentująca analogowy sygnał błędu jest przetwarzana w przetworniku analogowo-cyfrowym. Sygnał cyfrowy jest następnie przetwarzany w analogowy sygnał sterujący przez przetwornik cyfrowo-analogowy i doprowadzany do generatora sterowanego napięciowo, który wytwarza główny sygnał zegarowy. Jeżeli sygnał odniesienia pogorszy się lub nie występuje, przetwornik analogowo-cyfrowy, który uzyskuje próbkujący sygnał zegarowy częściowo z sygnału odniesienia, zaprzestaje próbkowania, a zatem wytwarzania sygnałów cyfrowych. Zostają zachowane ostatni dobry sygnał cyfrowy, ostatni dobry analogowy sygnał sterujący, a więc także główny sygnał zegarowy.

Urządzenie, według wynalazku, zawiera układ sterujący, którego pierwsze wejście jest dołączone do układu strojenia, drugie wejście jest dołączone, poprzez filtr środkowo przepustowy i generator sygnałów nieliniowych, do węzła łączącego filtr dolnoprzepustowy i przetwornik analogowo-cyfrowy, trzecie wejście i wyjście są dołączone do dwupozycyjnego przełącznika dołączonego do układu przesuwającego fazę, który jest dołączony do detektora fazy, do którego jest dołączony filtr dolnoprzepustowy i dzielnik częstotliwości dzielony przez 16, dołączony do węzła łączącego dzielnik częstotliwości dzielący przez 4, dołączony do wejścia estymatora procesora wysokiego priorytetu i łączącego procesor niskiego priorytetu.

Wyjście układu sterującego jest dołączone, poprzez bezpośredni syntezator częstotliwości cyfrowych, do węzła łączącego dzielnik częstotliwości dzielący przez 4 i procesor niskiego priorytetu.

Drugie wejście bezpośredniego syntezatora częstotliwości cyfrowych jest dołączone, poprzez generator zegarowy, do syntezatora częstotliwości dołączonego, poprzez mikser, do układu strojenia.

Dwupozycyjny przełącznik ma odprowadzanie położenia pierwszego dołączone bezpośrednio do syntezatora częstotliwość cyfrowych, odprowadzenie położenia drugiego dołączone do układu przesuwającego fazę, a doprowadzenie dołączone do filtru dolnoprzepustowego.

Trzecie wejście i wyjście układu sterującego są dołączone do procesora wysokiego priorytetu, poprzez przełącznik i bezpośredni syntezator częstotliwości cyfrowych dołączony, do estymatora dołączonego do detektora błędu.

Korzystnie detektor fazy jest układem nieliniowym.

Wyjście dzielnika częstotliwości dzielącego przez 4 jest dołączone do wejścia demodulatora, korektora adaptacyjnego, estymatora i dekodera.

Korzystnie korektor adaptacyjny jest korektorem ułamkowo przestrzennym.

W urządzeniu według wynalazku, w odpowiedzi na zakłócenia odbiornika telewizyjnego, takie jak zmiana kanału, sygnał zegarowy otrzymany z informacji poprzednio nastrojonego kanału jest stosowany jako sygnał zegarowy dla nowego kanału aż do czasu, gdy można otrzymać nowy sygnał zegarowy o właściwej fazie z informacji nowego kanału. Po zapoczątkowaniu zmiany kanału, sygnał zegarowy otrzymywany ze starego kanału jest stosowany jako sygnał zegarowy dla nowego kanału aż do czasu, gdy układ sterowania, wraz z pętlą synchronizacji fazowej, wytworzy stabilny fazowo, nowy sygnał zegarowy o fazie starego sygnału zegarowego.

Zaletą wynalazku jest zapewnienie takiego stanu pracy od odbiornika telewizyjnego, że jest zdolny do odtwarzania obrazu natychmiast po zmianie kanału. Wynalazek zapobiega zmianom fazy sygnału zegarowego w okresie czasu następującym po zmianie kanału, dzięki czemu odbiornika działa normalnie natychmiast po zakłóceniu jego pracy, jakim jest zmiana kanału.

Przedmiot wynalazku jest uwidoczniony w przykładzie wykonania na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia w schemacie blokowym część cyfrowego odbiornika telewizyjnego zawierającego układy przetwarzania sygnałów cyfrowych i urządzenie do wytwarzania sygnałów zegarowych według wynalazku i fig. 2 - widmo częstotliwości wizyjnych pasma podstawowego dla kompatybilnego, wielokrotnego sygnału telewizyjnego o dużej rozdzielczości, modulowanego amplitudowo-kwadraturowo, odbieranego i przetwarzanego przez odbiornik telewizyjny z fig. 1.

Figura 1 przedstawia część odbiornika telewizyjnego o dużej rozdzielczości, do odbioru i przetwarzania sygnału cyfrowego pokazanego na fig. 2. Sygnał ten zostanie opisany przed przejściem do omówienia układów odbiornika telewizyjnego, pokazanych na fig. 1.

168 665

Figura 2 przedstawia widmo częstotliwości wizyjnych sygnału telewizyjnego o dużej rozdzielczości, który jest kompatybilny z szerokością pasma 6 MHz standardowego kanału sygnału telewizyjnego i który może być użyty jako sygnał jednoczesny. Częstotliwości na skali częstotliwości z fig. 2, od - 1,25 MHz do 4,5 MHz, są odniesione do wartości częstotliwości nośnej 0,0 MHz obrazu w standardowym systemie NTSC.

Sygnał telewizyjny o dużej rozdzielczości jest sygnałem danych poddanych kompresji, podzielonym na składowe informacje o wysokim i niskim priorytecie. W tym przykładzie sygnałom informacji akustycznej, synchronizacji i wizyjnej niskoczęstotliwościowej, które są przeznaczone do odbioru z dużą niezawodnością, jest przypisany wysoki priorytet. Sygnał informacji synchronizacji może mieć na przykład postać sygnału impulsowego zawierającego unikalny zapis lub kod ułatwiający otrzymywania i przetwarzanie sygnału w odbiorniku oraz przykładowo może zawierać informację częstotliwości wybierania pola na przykład początek znaczników pola. Inne mniej krytyczne składowe, takie jak informacja wizyjna wysokoczęstotliwościowa, są przypisane niższemu priorytetowi. Informacja o wysokim priorytecie posiada wąskie pasmo względem informacji o niskim priorytecie, a amplituda kwadraturowa moduluje pierwszą tłumioną nośną 0,96 MHz, odniesioną do sygnału odniesienia REF, co omówiono poniżej. Amplituda kwadraturowa informacji o niskim priorytecie moduluje drugą tłumioną nośną 3,84 MHz, która jest także odniesiona do sygnału odniesienia REF. Otrzymany sygnał złożony ma postać wielokrotnego sygnału QAM modulowanego amplitudowo-kwadraturowo, to jest bliźniaczego sygnału modulowanego amplitudowo-kwadraturowo. Ten złożony sygnał bliźniaczy jest przesuwany do standardowego pasma telewizyjnego 6 MHz przy pomocy sygnału odniesienia REF poza pasmem. Częstotliwość sygnału odniesienia REF jest wybrana tak, że gdy sygnał odniesienia REF jest modulowany przez złożony sygnał QAM modulowany amplitudowo-kwadraturowo, jedna z uzyskanych składowych sumacyjnych i różnicowych wchodzi do pasma częstotliwości związanego z wymaganym kanałem telewizyjnym częstotliwości radiowych, takim jak jednoczesny kanał VHF. Sygnał odniesienia REF jest modulowany przez złożony sygnał bliźniaczy, aby wytwarzać modulowany sygnał o podwójnej wstędze bocznej, którego dolna wstęga boczna jest odrzucana, a górna wstęga boczna jest zachowywana, jak to przedstawiono na fig. 2.

Amplituda wąskopasmowej składowej sygnału QAM modulowanej amplitudowo-kwadraturowej jest znaczenie większa niż szerokopasmowej składowej sygnału QAM modulowanego amplitudowo-kwadraturowo, w tym przykładzie dwa razy większa. Szerokość pasma -6dB składowej wąskopasmowej wynosi 0,96 MHz oraz szerokość pasma -6dB składowej szerokopasmowej wynosi 3,84 MHz, czyli czterokrotną szerokość pasma składowej wąskopasmowej. Nieliniowe obszary przejściowe krańców pasm wąskopasmowej i szerokopasmowej składowej sygnału QAM są ukształtowane przez filtry o skończonej odpowiedzi impulsowej w postaci pierwiastka kwadratowego z podniesionej charakterystyki cosinusowej, w celu wytwarzania gładkich obszarów przejściowych, które zapobiegają niepożądanym skutkom wielkoczęstotliwościowym, powodowanym przez ostre obszary przejściowe. Składowa wąskopasmowa posiada charakterystykę amplitudy w funkcji częstotliwości z pasmem nadmiarowym o szerokości w przybliżeniu 17%, to jest o 17% więcej niż teoretyczna minimalna szerokość pasma określona przez wyrażenie 1/2 x 1/T, gdzie T jest okresem symbolu dla omawianego sygnału. Odpowiedź amplitudy w funkcji częstotliwości składowej szerokopasmowej w obszarach przejściowych krańców pasma, nie narysowanych w skali, ma nachylenie równe jednej czwartej nachylenia stromej składowej wąskopasmowej.

Składowe wąskopasmowe i szerokopasmowe posiadają składową I i składową Q fazy kwadraturowej. Składowa I fazy moduluje tłumioną nośną cosinusową, a składowe Q fazy moduluje tłumioną nośną sinusową. Symbol danych jest reprezentowany przez obie składowe I i Q. Złożony sygnał QAM jest w danym przykładzie sygnałem 16 QAM. Każda składowa I, Q sygnału 16 QAM posiada cztery dyskretne poziomy amplitud, dając w sumie 4x4 czyli 16 możliwych poziomów amplitud, czyli wartości dla każdego z wąskopasmowych i szerokopasmowych sygnałów QAM, stąd wychodzi 16 QAM. Potrzebne są dwa bity do określenia czterech poziomów każdej składowej I i Q, skutkiem czego każdy symbol danych wymaga czterech bitów do określenia szesnastu poziomów dla kombinacji składowych I, Q. Zatem szybkość danych składowej szerokopasmowej 3,84 MHz (-6 dB) jest 15,35 Mbps (3,84 MHz x 4 bity), a szybkość

168 665 danych składowej wąskopasmowej 0,96 MHz (-6dB) jest 3,84 Mbps (0,96 MHz x 4 bity). W systemie 64 QAM szybkości danych składowych wąskopasmowej i szerokopasmowej wzrosłyby o współczynnik 1,5. Opisany wielokrotny, bliźniaczy sygnał QAM posiada znaczną współkanałową niewrażliwość na interferencję, związaną ze standardowym sygnałem telewizyjnym NTSC, to jest sygnałem NTSC przesyłanym z różnych miejsc w tym samym kanale jako sygnał bliźniaczy. Interferencja współkanałowa bliźniaczego sygnału QAM z sygnałem NTSC jest także znacznie zmniejszona.

Szybkości danych szerokopasmowego i wąskopasmowego sygnału QAM, odpowiednio 15,36 Mbps i 3,84 Mbps, mają korzystnie stosunek całkowity 4:1. Taki stosunek upraszcza uzyskiwanie wąskopasmowej i szerokopasmowej informacji w odbiorniku, ponieważ ten sam dostarczany sygnał zegarowy danych może zostać łatwo użyty do synchronizacji operacji uzyskiwania danych obu składowych sygnału QAM. Wymagane szybkości danych zegarowych dla systemu odbiorczego można łatwo dostarczyć z uzyskiwanego bez trudu wąskopasmowego sygnału QAM o dużej mocy, co zostanie omówione.

Figura 1 przedstawia urządzenie odbiorcze, w którym transmisyjny sygnał bliźniaczy modulowany amplitudowo-kwadraturowo, odbierany przez antenę 110, jest dostarczany przez układ strojenia 111 do miksera 112 wraz z sygnałem odniesienia REF nominalnie przy częstotliwości sygnału odniesienia REF stosowanego w nadajniku. Układ strojenia 111 zawiera regulowany przez widza układ strojenia odbiornika zjednego kanału na drugi. Sygnał wyjściowy z miksera 112 zawiera składowe sumaryczne i różnicowe. Składowa sumaryczna o większej częstotliwości jest usuwana przez filtr dolnoprzepustowy 114, który przepuszcza składową różnicową do przetwornika analogowo-cyfrowego 116. Przepuszczana składowa różnicowa posiada złożone widmo częstotliwości modulacji, pokazane na fig. 2, z widmem modulacji składowej wąskopasmowej sygnału QAM modulowanego amplitudowo-kwadraturowo, ześrodkowanym wokół 0,96 MHz i z widmem składowej szerokopasmowej sygnału QAM modulowanego amplitudowo-kwadraturowo, ześrodkowanym wokół 3,84 MHz.

Cyfrowy, próbkowany sygnał wyjściowy z przetwornika analogowo-cyfrowego 116 jest dostarczany do demodulatora 118, który wraz z korektorem adaptacyjnym 120, dekoderem 122, detektorem 124 błędu, estymatorem 126 i układem 128 generatora sterowanego napięciowo i filtru dolnoprzepustowego, tworzy procesor wąskopasmowej składowej sygnału QaM o wysokim priorytecie, pokazanego na fig. 2. Demodulator 118 zawiera wiele filtrów wejściowych do selektywnego przepuszczania wąskopasmowej składowej sygnału QAM, przy odrzuceniu szerokopasmowej składowej sygnału qAm. Demodulator 118 zawiera filtr mający charakterystykę amplitudy w funkcji częstotliwości zasadniczo zgodną z kształtem charakterystyki amplitudy w funkcji częstotliwości modulowanej, wąskopasmowej składowej sygnału QAM, jak to pokazano na fig. 2. Sygnał wyjściowy z przetwornika analogowo-cyfrowego 116 jest także dostarczany do procesora 150 szerokopasmowej składowej sygnału QAM o niskim priorytecie, który zawiera elementy podobne do występujących w procesorze wąskopasmowym składowej sygnału QAM o wysokim priorytecie, do selektywnego przepuszczania szerokopasmowej składowej sygnału QAM, przy odrzuceniu wąskopasmowej składowej sygnału QAM. Procesor 150 szerokopasmowej składowej sygnału QAM o niskim priorytecie zawiera demodulator z filtrem mającym odpowiedź zasadniczo zgodną z kształtem charakterystyki amplitudy w funkcji częstotliwości modulowanej, szerokopasmowej składowej sygnału QaM, jak to pokazano na fig. 2. Urządzenie odbiorcze posiada więc własności tłumiące sygnał przy częstotliwościach związanych z informacją wysokoenergetyczną w sygnale telewizyjnym o standardowej rozdzielczości.

Korektor adaptacyjny 120 odbiera demodulowane składowe I i Q faz kwadraturowych z demodulatora 118. Korektor adaptacyjny 120 wykorzystuje filtr cyfrowy do kompensacji nieregulamości amplitudy i fazy, na przykład zjaw powodowanych przez kanał transmisyjny. W tym przykładzie korektor adaptacyjny 120jest tak zwanym korektorem ułamkowo przestrzennym, który jest zdolny do próbkowania dłużej niż w minimalnie wymaganych przedziałach, a zatem są wprowadzane pewne przesunięcia fazowe oraz są wymagane zmiany amplitudy w celu wytworzenia wymaganych charakterystyk amplitudy i fazy dla wyjściowych składowych I i Q fazy. Korektor adaptacyjny 120 zawiera pamięć ROM programowaną przy wymaganych wartościach fazy i amplitudy dla wyjściowych składowych I i Q fazy korektora adaptacyjnego 120.

168 665

Wartości wyjściowych składowych I i Q fazy są odpowiednio porównywane z programowanymi wartościami, a wejściowe składowe I i Q fazy są regulowane dla przybliżenia programowanych wartości w oparciu o wyniku porównywania. Regulację uzyskuje się przez zmianę odprowadzeń filtrów związanych z korektorem adaptacyjnym 120. Korektor adaptacyjny 120 jest zdolny do zapewnienia wytworzenia wymaganych charakterystyk wyjściowych amplitudy i fazy. Praca korektora adaptacyjnego 120 jest zasadniczo nieczuła na fazę dostarczanego sygnału zegarowego, chociaż taka faza powinna być stała. Korektor adaptacyjny 120 może być korektorem synchronicznym, chociaż korektor ułamkowo przestrzenny daje lepsze osiągi względem charakterystyk fazowych dostarczanego sygnału zegarowego.

Korygowane wyjściowe składowe I i Q fazy z korektora adaptacyjnego 120 są dostarczane do estymatora 126, który wytwarza wyjściowe składowe I, Q fazy, reprezentujące najbardziej prawdopodobną estymację składowych I i Q fazy przy transmisji. Dla przykładu składowe I i Q fazy na wyjściu estymatora 126 zostały wyregulowane w celu kompensacji szumu powstałego podczas transmisji. Estymator 126 realizuje funkcję interpretującą przypisania wartości próbkom, które w związku z efektami takimi, jak szum, nie pasują dokładnie do przypisanych miejsc w 16-punktowym, czterokwadrantowym zespole sygnałów. Sygnały wyjściowe z estymatora 126 są dostarczane do dekodera 122, który realizuje operację odwrotną do odwzorowania, wykonywaną przez koder w nadajniku. Wykorzystywane są tablice przeglądowe do przetwarzania bez odwzorowania czterokwadrantowego zespołu sygnałów w sekwencyjne, czterobitowe segmenty czy symbole, w postaci cyfrowej dwójkowej, która istniała w nadajniku przed kodowaniem.

Detektor 124 błędu kontroluje sygnały wejściowe i wyjściowe estymatora 126 dla wytwarzania sygnału wyjściowego błędu fazy nośnej o wartości proporcjonalnej do błędu fazy pomiędzy wejściową i wyjściową składową I fazy oraz wejściową i wyjściową składową Q fazy estymatora 126. Błąd fazy może być związany ze zjawiskiem szumu, które jest przypadkowe i z częstotliwością sygnału odniesienia REF, nie będąca równą częstotliwości sygnału odniesienia REF stosowanego w nadajniku, co nie jest przypadkowe. Wyjściowy sygnał BŁĄD z detektora 124 błędu jest stosowany do kompensacji częstotliwości sygnału odniesienia REF, różniącej się od wymaganej wartości, to jest wartości częstotliwości sygnału odniesienia REF w nadajniku. Detektor 124 błędu pracuje z większą szybkością próbkowana niż korektor adaptacyjny 120, aby wyczuwać przesunięcia fazy i częstotliwości, które mogą być związane z odchyleniem częstotliwości wprowadzanej do syntezatora lub odchyleniem częstotliwości generatora związanego z układem strojenia 111.

Sygnał BŁĄD jest dostarczany do układu 128 generatora sterowanego napięciowo i filtru dolnoprzepustowego dla modyfikacji wartości sinusowych i cosinusowych sygnałów odniesienia o fazie kwadraturowej, dostarczanych do kwadraturowego demodulatora 118. Modyfikowane sinusowe i kosinusowe sygnały odniesienia zmieniają proces demodulacji, aż wartość sygnału wyjściowego, reprezentującego błąd z detektora 124 błędu, wskaże, że zostało skompensowane każde odchylenie częstotliwości sygnału odniesienia REF od wymaganej wartości. Filtr dolnoprzepustowy w układzie 128 filtruje sygnał BŁĄD tak, że wartości sygnałów odniesienia z układu 128 i skutkiem tego działania demodulatora 118 są modyfikowane w odpowiedzi na błędy o charakterze nieprzypadkowym, takie jak wymienione odchylenie częstotliwości, i nie podlegają wpływom zjawisk przypadkowych, takich jak szum. Procesor 150 szerokopasmowej składowej sygnału QAM o niskim priorytecie zawiera elementy, które działają w taki sam sposób, jak elementy procesora wąskopasmowej składowej sygnału QAM, omówionego powyżej.

Procesor 140 sygnałów łączy demodulowany sygnał danych o wysokim priorytecie z dekodera 122 i demodulowany sygnał danych o niskim priorytecie z procesora 150. Procesor 140 sygnałów może zawierać układy dekompresji danych, takie jak dekodery Huffmana i inwersyjne układy kwantujące, układy korekcji błędu oraz układy demultipleksowania i łączenia sygnałów do dostarczania oddzielnych, akustycznych i wizyjnych składowych sygnału telewizyjnego. Składowa akustyczna jest przetwarzana przez procesor 142 sygnałów akustycznych przed dostarczeniem jej do urządzenia odtwarzającego 146 dźwięk. Składowa wizyjna jest

168 665 przetwarzana przez procesor 144 sygnałów wizyjnych do wytwarzania sygnału reprezentującego obraz, który jest dostarczany do urządzenia wyświetlającego 148 obraz.

Bezpośredni syntezator 129 częstotliwości cyfrowych wytwarza sygnał zegarowy CLK o częstotliwości 15,36 MHz w odpowiedzi na główny sygnał zegarowy z generatora zegarowego

130 systemu, który to generator dostarcza również sygnał zegarowy do syntezatora 135 częstotliwości dla uzyskania sygnału odniesienia REF miksera 112. Sygnał zegarowy z generatora zegarowego 130jest stosowany do synchronizacji działania syntezatorów 129 i 135 oraz posiada w tym przykładzie częstotliwości 10 MHz. Częstotliwość sygnału odniesienia REF odpowiada częstotliwości sygnału odniesienia REF stosowanego w nadajniku. Jakiekolwiek odchylenie częstotliwości sygnału odniesienia REF od wymaganej częstotliwości jest kompensowana tak jak opisano powyżej. Sygnał zegarowy CLK z bezpośredniego syntezatora 129 częstotliwości cyfrowych jest sygnałem zegarowym dla układów przetwarzania sygnałów cyfrowych w procesorze 150 szerokopasmowej składowej o niskim priorytecie. Procesor wąskopasmowej składowej o wysokim priorytecie przetwarza sygnał o szerokości pasma równej jednej czwartej szerokości pasma składowej szerokopasmowej. Elementy procesora składowej o wysokim priorytecie odpowiadają na sygnał zegarowy cLk/4 o częstotliwości 3,84 MHz, równej jednej czwartej częstotliwości sygnału zegarowego CLK, co zapewnia dzielnik 136 częstotliwości.

Częstotliwość sygnału zegarowego CLK w odbiorniku odpowiada częstotliwości sygnału zegarowego w nadajniku. Ustalenia właściwej częstotliwości zegarowej odbiornika jest ułatwione przez otrzymanie sygnału zegarowego odbiornika z informacji zawartej w odbieranej składowej wąskopasmowej sygnału QAM o dużej mocy. Złożony sygnał QAM z wyjścia filtru dolnoprzepustowego 114 jest dostarczany do generatora 131 sygnałów nieliniowych, takiego jak układ mnożący, który mnoży sygnał wejściowy przez N, gdzie N może być 2 lub 4. Generator

131 sygnałów nieliniowych wytwarza składową o pojedynczej częstotliwości z szybkością symboli składowej wąskopasmowej sygnału QAM. W tym przypadku szybkość symboli wynosi 0,96 MHz, jedną czwartą szybkości danych. Generator 131 sygnałów nieliniowych wytwarza również tłumioną w dużym stopniu składową wyjściową z szybkością symboli niskoenergetycznej składowej szerokopasmowej sygnału QAM, która to składowa wyjściowa jest ignorowana przez kolejne układy przetwarzania sygnałów.

Składowa wyjściowa o szybkości symboli 0,96 MHz jest filtrowana przez filtr środkowoprzepustowy 132 przed dostarczeniem jej do układu przesuwającego 133 fazę. Filtr środkowoprzepustowy 132 ma częstotliwość środkową przy częstotliwości symboli równej 0,96 MHz. Szerokość pasma filtru środkowo-przepustowego 132 nie jest krytyczna, lecz powinna być wystarczająca do zapewnienia właściwego współczynnika sygnał-szum. Układ przesuwający 133 fazę zapewma zmienne opóźnienie do jednego ol<i^^u zegarowego ss/y^r^^au wyjściowego o częstotliwości 0,96 MHz z filtru środkowo-przepustowego 132 w warunkach, które zostaną opisane dalej. W normalnych warunkach roboczych stanu ustalonego, układ przesuwający 133 fazę wykazuje stan statyczny i powoduje opóźnienie sygnału z filtru środkowo-przepustowego

132 o wartości potrzebnej do wyrównania fazy sygnałów wejściowych względem detektora 137 fazy.

W normalnych warunkach stanu ustalonego dwupozycyjny przełącznik 134 jest w położeniu A. Detektor 137 fazy, reagujący na składową wyjściową o częstotliwości 0,96 MHz z układu przesuwającego 133 fazę, tworzy pętlę synchronizacji fazowej wraz z filtrem dolnoprzepustowym 138, bezpośrednim syntezatorem 129 częstotliwości cyfrowych i dzielnikiem 139 częstotliwości dzielącym przez 16. Filtr dolnoprzepustowy 138 usuwa niepożądane częstotliwości, w tym szum wytwarzany w wyniku działania generatora 131 sygnałów nieliniowych. Dzielnik 139 częstotliwości odbiera sygnał o częstotliwości 15,36 MHz z bezpośredniego syntezatora 129 częstotliwości cyfrowych i dostarcza sygnał wyjściowy o częstotliwości 0,96 MHz dzielony częstotliwościowo na wejście sterowania detektora 137 fazy. Bezpośredni syntezator 129 częstotliwości cyfrowych zawiera rejestr, który gromadzi przyrosty fazy określone przez sygnał dostarczany najego wejście sterowania z filtru dolnoprzepustowego 138, z szybkością określoną przez częstotliwość sygnału generatora zegarowego 130 systemu. Zapamiętana wartość fazy adresuje pamięć ROM zawierającą wartości sinusoidalne, które syntezują sygnał wyjściowy z bezpośredniego syntezatora 129 częstotliwości cyfrowych.

168 665

Składowa o wysokim priorytecie posiada wąskie pasmo o ostrym tłumieniu poza pasmem. Mała, do 17%, nadwyżka szerokości pasma składowej wąskopasmowej sygnału QAM uniemożliwia generatorowi 131 sygnałów nieliniowych wytworzenie sygnału wyjściowego o wartości wystarczającej do szybkiego uzyskiwania właściwie synchronizowanego sygnału zegarowego po zakłóceniu odbiornika telewizyjnego, takim jak zmiana kanału. Chociaż składowa wąskopasmowa sygnału QAM, dostarczana do generatora 131 sygnałów nieliniowych, ma stosunkowo dużą amplitudę, mała nadmierna szerokość pasma składowej wąskopasmowej sygnału QAM zapobiega uzyskiwaniu przez generator 131 sygnałów nieliniowych dużego sygnału wyjściowego. Wartość sygnału wyjściowego z generatora 131 sygnałów nieliniowych, na przykład układu mnożącego, w odpowiedzi na sygnał QAM, zależy od kształtu charakterystyki amplitudy w funkcji częstotliwości dla sygnału wejściowego, szczególnie przy krańcach pasma. Dla danej charakterystyk amplitudowej pasma przepustowego, strome nachylenie przy krańcach pasma daje składową wyjściowa o małej amplitudzie i pojedynczej częstotliwości przy szybkości symboli sygnału wej ściowego, podczas gdy słabe nachylenie przy krańcach pasma daje składową wyjściową o dużej amplitudzie.

Mały sygnał wyjściowy z generatora 131 sygnałów nieliniowych sugeruje, że wąskopasmowa pętla synchronizacji fazowej nadąża za generatorem 131 sygnałów nieliniowych. Wąskopasmowa pętla synchronizacji fazowej ma w tym przypadku mały czas odpowiedzi w porównaniu z szerokopasmową pętlą synchronizacji fazowej, skutkiem czego wyjściowy sygnał zegarowy z pętli synchronizacji fazowej ma wolno zmieniającą się fazę przez okres czasu aż do osiągnięcia synchronizacji fazowej. Ta wolno zmieniająca się faza przed synchronizacją fazową jest niepożądana, ponieważ niekorzystnie wpływa na działanie korektora adaptacyjnego 120 i inne układy reagujące na sygnał zegarowy. Chociaż ułamkowo przestrzenny korektor adaptacyjny 120 jest zasadniczo nieczuły na różne ustalone fazy zegarowe, zmieniająca się faza zegarowa przed synchronizacją fazy może stwarzać problemy z synchronizacją, uwzględniając minimalizację błędu fazy wejściowych i wyjściowych sygnałów I i Q oraz błędu fazy nośnej. Takie problemy z synchronizacją występują najczęściej w okresie pomiędzy początkiem zmiany kanału i następną synchronizację fazową, natomiast nie występują w urządzeniu wytwarzającym sygnały zegarowe omawianym poniżej. Zmieniająca się faza zegarowa podczas otrzymywania nowego sygnału będzie przerywać lub zwalniać zbieżność korektora. W szczególności ten stan wystąpi po zmianie kanału, podczas gdy korektor jest przystosowywany do kompensacji charakterystyk amplitudowych i fazowych nowego kanału.

Po wystąpieniu zmiany kanału pożądane jest wytworzenie widzialnego, niezakłóconego obrazu dla nowego kanału w sposób szybki, ponieważ widzowie wolą widzieć obraz natychmiast po zmianie kanału. Ważne jest szybkie uzyskanie właściwego sygnału zegarowego po zmianie kanału. Realizuje się to przez opisane urządzenie w połączeniu z układem przesuwającym 133 fazę, przełącznikiem 134 i układem sterującym 155. Układ sterujący 155 jest mikroprocesorem zawierającym komparatory, obwody przełączające i logiczne do dostarczania wyjściowych sygnałów sterujących w funkcji wartości pewnych sygnałów wejściowych, co zostanie omówione.

W normalnych warunkach pracy stanu ustalonego dla danego kanału, przełącznik 134 jest w położeniu A, co pokazano na fig. 1, a pętla synchronizacji fazowej, zawierająca detektor 137 fazy, filtr dolnoprzepustowy 138, przełącznik 134, syntezator 129 i dzielnik 136 częstotliwości, współpracujące dla utrzymania różnicy fazowej zasadniczo 0° pomiędzy sygnałem wejściowym o częstotliwości 0,96 MHz, dostarczanym do detektora 137 fazy z układu przesuwającego 133 fazę, a sygnałem wejściowym o częstotliwości 0,96 MHz, dostarczanym do detektora 137 fazy z dzielnika 139 częstotliwości. Ten ostatni sygnał jest uzyskiwany przez bezpośredni syntezator 129 częstotliwości cyfrowych w odpowiedzi na sygnał sterujący reprezentujący błąd fazy, przesyłany z filtru dolnoprzepustowego 138 poprze przełącznik 134 w położeniu A.

Wówczas, gdy przez widzajest wprowadzana zmiana kanału, układ strojenia 111 dostarcza sygnał wyjściowy CC wskazujący zmianę kanału, na przykład impuls, na wejście układu sterującego 155. Sygnał wyjściowy CC powoduje, że układ sterujący 155 dostarcza wyjściowy, przełączający sygnał sterujący S o wartości powodującej, że przełącznik 134 zajmuje położenie B zamiast położenia A. W położeniu B sygnał sterujący błędem fazy z wyjścia filtru dolnoprze10

168 665 pustowego 138 jest przełączany z bezpośredniego syntezatora 129 częstotliwości cyfrowych na układ przesuwający 133 fazę. Bezpośredni syntezator 129 częstotliwości cyfrowych nadal dostarcza wyjściowy sygnał zegarowy CLK o charakterystyce fazowej poprzednio strojonego kanału, podczas gdy układ sterujący 155, przełącznik 134 i układ przesuwający 133 fazę współpracują dla ustawienia fazy sygnału wyjściowego z filtru środkowo-przepustowego 132 dla nowego kanału względem fazy sygnału zegarowego związanego ze starym kanałem. W tym czasie układy przetwarzania sygnałów cyfrowych w procesorze wysokiego priorytetu i w procesorze 150 niskiego priorytetu odbierają sygnały zegarowe CLK/4 i CLK o ustalonej fazie.

Sygnał sterujący reprezentujący błąd fazy jest dostarczany z filtru dolnoprzepustowego 138 do wejścia sterowania układu przesuwającego 133 fazę przez przełącznik 134 w położeniu B dla określenia wartości i kierunku przesunięcia fazy, powodowanego przez układ przesuwający 133 fazę. Układ sterujący 155 kontroluje sygnał E błędu fazy z filtru dolnoprzepustowego 138 dla określenia, kiedy działanie układu przesuwającego 133 fazę zmniejszyło do minimum różnicę faz pomiędzy sygnałem z bezpośredniego syntezatora 129 sygnałów cyfrowych, przesyłanym przez dzielnik 139 dzielący przez 16 oraz sygnałem o przesuniętej fazie z nowo wybranego kanału, przesyłanym przez filtr środkowo-przepustowy 132, który działa jako sygnał odniesienia dla detektora 137 fazy. Po osiągnięciu minimum, to jest gdy sygnały wyjściowe detektora 137 fazy i filtru dolnoprzepustowego 138 wskazują przesunięcie fazy zasadniczo 0° pomiędzy sygnałami wejściowymi detektora 137 fazy, układ sterujący 155 poprzez sygnał S przywraca przełącznik 134 do położenia A, skutkiem czego sygnały zegarowe uzyskiwane z sygnału nowego kanału są dostarczane do układów przetwarzania sygnałów cyfrowych. W tym czasie układ przesuwający 133 fazę nadal zapewnia przesunięcie fazy, opóźnienie o wartości będącej funkcją ostatniej wartości odebranej z filtru dolnoprzepustowego 138 i zapamiętanej przez układ przesuwający 133 fazę, skutkiem czego sygnał nowego kanału z filtru środkowoprzepustowego 132 i układu przesuwającego 133 fazę działa jako odniesienie dla pętli synchronizacji fazowej.

Wejście układu sterującego 155, które odbiera sygnał odniesienia R z wyjścia filtru środkowoprzepustowego 132, ma związane z nim układy, na przykład przetwornik analogowo-cyfrowy i komparator. Te układy wyczuwają wartość sygnału odniesienia R i opóźniają ustawienie przełącznika 134 z powrotem z p<^^t^:ż<^r^iu A, taż s^^y^i^i^ł^ wyjściowy z ffltru 132 jest dość duży dla umożliwienia nadążania przez pętlę synchronizacji fazowej za sygnałem symboli nowego kanału, z którego sygnał zegarowy CLK jest uzyskiwany prze bezpośredni syntezator 129 sygnałów cyfrowych. Przełącznik 134 nie powraca do położenia A z położenia B, zanim układ sterujący 155 nie wyczuje, że sygnał wyjściowy z filtru środkowo-przepustowego 132 jest dość duży dla właściwej pracy pętli synchronizacji fazowej i że sygnał E reprezentuje różnicę fazową zasadniczo równą 0° pomiędzy sygnałami wejściowymi detektora 137 fazy.

Po zmianie kanału sygnał zegarowy, uzyskiwany z poprzednio strojonego kanału, jest stosowany jako sygnał zegarowy dla nowego kanału, aż do czasu gdy składowa o szybkości symboli dla nowego kanału, uzyskiwana przez generator 131 sygnałów nieliniowych, może właściwie sterować pętlą synchronizacji fazowej i wytwarzać stabilny fazowo sygnał zegarowy przez bezpośredni syntezator 129 sygnałów zegarowych. Czułe na sygnał zegarowy układy przetwarzania sygnałów cyfrowych, takie jak korektory adaptacyjne, wykazują normalne, niezakłócone działanie podczas zmiany kanału i odbiornik działa natychmiast po zmianie kanału.

168 665

TŁUMIONA WĄSKOPASMOWA NOŚNA QAM

WYCIĘCIE A

NOŚNEJ CHARAKTERYS-! OBRAZU _TYRA ŃYQUISTAi NTSC _w ODBIORNIKU] NTSC i

-1.11 ¹ -0.63' 0.0 I 0.75 •1.25 -0.75 -0.15 0.33

0.96 MHz

3.84 MHz

TŁUMIONA SZEROKOPASMOWA NOŚNA QAM

15.36 16 G —i—

225

-KANAŁ TV 6 MHz·

FIG. 2

WYCIĘCIE

NOŚNEJ

AKUSTYCZNEJ

NTSC

4.17 4.5 MHz

168 665

PROCESOR no wysokiego;

PRIORYTETU

-111

Departament Wydawnictw UP RP. Nakład 90 egz. Cena 1,50 zł

Claims

Zastrzeżenia patentowe

1. Urządzenie do wytwarzania sygnałów zegarowych dla układów przetwarzania cyfrowego odbiornika telewizyjnego o wysokiej jakości, zawierające układ strojenia, którego wejście jest dołączone do anteny, a wyjście jest dołączone poprzez połączone szeregowo mikser, filtr dolnoprzepustowy i przetwornik analogowo-cyfrowy do procesora wysokiego priorytetu mającego wejście sygnału telewizyjnego i wejście sygnału zegarowego oraz zawierającego na wejściu sygnału telewizyjnego demodulator, do którego są dołączone układ generatora sterowanego napięciowo i filtru dolnoprzepustowego oraz połączone szeregowo korektor adaptacyjny, estymator i dekoder, a do estymatorajest dołączony równolegle detektor błędu, znamienne tym, że zawiera układ sterujący (155), którego pierwsze wejście jest dołączone do układu strojenia (111), drugie wejściejest dołączone, poprzez filtr środkowo-przepustowy (132) i generator (131) sygnałów nieliniowych, do węzła łączącego filtr dolnoprzepustowy (114) i przetwornik analogowo-cyfrowy (116), trzecie wejście i wyjście są dołączone do dwupozycyjnego przełącznika (134) dołączonego do układu przesuwającego (133) fazę, który jest dołączony do detektora (137) fazy, do którego jest dołączony filtr dolnoprzepustowy (138) i dzielnik (139) częstotliwości dzielący przez 16, dołączony do węzła łączącego dzielnik (136) częstotliwości dzielący przez 4, dołączony do wejścia estymatora (126) procesora wysokiego priorytetu i łączącego procesor (150) niskiego priorytetu.
2. Urządzenie według zastrz. 1, znamienne tym, że wyjście układu sterującego (155) jest dołączone, poprzez bezpośredni syntezator (129) częstotliwości cyfrowych, do węzła łączącego dzielnik (136) częstotliwości dzielący przez 4 i procesor (150) niskiego priorytetu.
3. Urządzenie według zastrz. 2, znamienne tym, że drugie wejście bezpośredniego syntezatora (129) częstotliwość cyfrowych jest dołączone, poprzez generator zegarowy (130), do syntezatora (135) częstotliwości dołączonego, poprzez mikser (112), do układu strojenia (111).
4. Urządzenie według zastrz. 1, znamienne tym, że dwupozycyjny przełącznik (134) ma odprowadzenie położenia (A) dołączone bezpośrednio do syntezatora (129) częstotliwości cyfrowych, odprowadzenie położenia (B) dołączone do układu przesuwającego (133) fazę, a doprowadzenie dołączone do filtru dolnoprzepustowego (138).
5. Urządzenie według zastrz. 1, znamienne tym, że trzecie wejście i wyjście układu sterującego (155) są dołączone do procesora wysokiego priorytetu, poprzez przełącznik (134) i bezpośredni syntezator (129) częstotliwości cyfrowych dołączony, do estymatora (126) dołączonego do detektora (124) błędu.
6. Urządzenie według zastrz. 3, znamienne tym, że detektor (137) fazy jest układem nieliniowym.
7. Urządzenie według zastrz. 1, znamienne tym, że wyjście dzielnika (136) częstotliwości dzielącego przez 4jest dołączone do wejścia demodulatora (118), korektora adaptacyjnego (120), estymatora (126) i dekodera (122).
8. Urządzenie według zastrz. 2, znamienne tym, że korektor adaptacyjny (120) jest korektorem ułamkowo przestrzennym.