JP3335873B2 - ディジタル復調器及び方法 - Google Patents
ディジタル復調器及び方法Info
- Publication number
- JP3335873B2 JP3335873B2 JP14939397A JP14939397A JP3335873B2 JP 3335873 B2 JP3335873 B2 JP 3335873B2 JP 14939397 A JP14939397 A JP 14939397A JP 14939397 A JP14939397 A JP 14939397A JP 3335873 B2 JP3335873 B2 JP 3335873B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- phase
- signals
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 17
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 28
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 13
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 10
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 30
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 7
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 5
- 101000860173 Myxococcus xanthus C-factor Proteins 0.000 description 1
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 238000010897 surface acoustic wave method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/015—High-definition television systems
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/455—Demodulation-circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高解像度信号を受信
する受信器分野に係り、特に高解像度のテレビ（以
下、"HDTV"という）受信器のためのディジタル復調器及
び方法に関する。
する受信器分野に係り、特に高解像度のテレビ（以
下、"HDTV"という）受信器のためのディジタル復調器及
び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】白黒テレビとカラーテレビが開発されて
以来、最近ではテレビの開発方向が現場感に溢れ、大型
画面及び高解像度を追求する方に進んでいる。従って、
米国ではGA(Grand Alliance)-HDTV システムが提案され
ており、GA-HDTV の変調方法としてはVSB （残留側波
帯）変調方式を採択している。よって、米国のHDTVの伝
送規格が8-VSB 変調方式に決定されるにつれて、近い将
来にHDTV放送が行われる見込みである。
以来、最近ではテレビの開発方向が現場感に溢れ、大型
画面及び高解像度を追求する方に進んでいる。従って、
米国ではGA(Grand Alliance)-HDTV システムが提案され
ており、GA-HDTV の変調方法としてはVSB （残留側波
帯）変調方式を採択している。よって、米国のHDTVの伝
送規格が8-VSB 変調方式に決定されるにつれて、近い将
来にHDTV放送が行われる見込みである。
【０００３】一方、既存のGA-HDTV 受信器の復調はアナ
ログ復調方式を用いている。かつ、受信信号のアナログ
復調が行われた後にディジタル信号処理を行い元の信号
を復元している。図１は８−レベルVSB 変調方式を用い
た従来のGA-HDTV 受信器のブロック図である。図１を参
照するに、受信された高周波(RF)信号は二重変換チュー
ナー102により二重変換を通して中間周波数(IF)信号と
して出力される。即ち、合成器104 はチャンネルチュー
ニングに応じて第１局部発振（第１LO）周波数を二重変
換チューナー102 に供給し、二重変換チューナー102 の
内部の第１ミキサー（図示せず）から受信されたRF信号
と第１局部発振（第１LO）周波数をミキシングして所定
周波数(920MHz)の第１IF信号を出力した後、自動利得調
節（以下、"AGC" という）発生器138 から発生されるAG
C 信号に応じて第１IF信号の振幅を一定に調節する。
ログ復調方式を用いている。かつ、受信信号のアナログ
復調が行われた後にディジタル信号処理を行い元の信号
を復元している。図１は８−レベルVSB 変調方式を用い
た従来のGA-HDTV 受信器のブロック図である。図１を参
照するに、受信された高周波(RF)信号は二重変換チュー
ナー102により二重変換を通して中間周波数(IF)信号と
して出力される。即ち、合成器104 はチャンネルチュー
ニングに応じて第１局部発振（第１LO）周波数を二重変
換チューナー102 に供給し、二重変換チューナー102 の
内部の第１ミキサー（図示せず）から受信されたRF信号
と第１局部発振（第１LO）周波数をミキシングして所定
周波数(920MHz)の第１IF信号を出力した後、自動利得調
節（以下、"AGC" という）発生器138 から発生されるAG
C 信号に応じて第１IF信号の振幅を一定に調節する。
【０００４】この際、チャンネルチューニングはマイク
ロプロセッサ（図示せず）により制御される。自動利得
調節された第１IF信号は二重変換チューナー102 の第２
ミキサー（図示せず）でFPLL（周波数及び位相ロックド
ループ）111 により制御される第２局部発振（第２LO）
周波数とミキシングして所望する所定周波数(44MHz)の
第２IF信号を出力する。
ロプロセッサ（図示せず）により制御される。自動利得
調節された第１IF信号は二重変換チューナー102 の第２
ミキサー（図示せず）でFPLL（周波数及び位相ロックド
ループ）111 により制御される第２局部発振（第２LO）
周波数とミキシングして所望する所定周波数(44MHz)の
第２IF信号を出力する。
【０００５】二重変換チューナー102 の出力特性が完璧
でないため、二重変換チューナー102 は6MHz帯域のHDTV
信号のみを正確に通過させるだけでなく隣接チャンネル
の信号まで通過させる。隣接チャンネルの信号は所望す
るチャンネルの信号に対して干渉を招くので、これを防
止するために、二重変換チューナー102 の出力は帯域幅
がちょうど6MHz帯域幅を有する帯域通過フィルターの表
面弾性波(SAW）フィルター106 を通るようになる。
でないため、二重変換チューナー102 は6MHz帯域のHDTV
信号のみを正確に通過させるだけでなく隣接チャンネル
の信号まで通過させる。隣接チャンネルの信号は所望す
るチャンネルの信号に対して干渉を招くので、これを防
止するために、二重変換チューナー102 の出力は帯域幅
がちょうど6MHz帯域幅を有する帯域通過フィルターの表
面弾性波(SAW）フィルター106 を通るようになる。
【０００６】IF増幅器108 はアナログ／ディジタル(A/
D) 変換器132 の入力信号を一定なレベルに保たせるた
めのものであり、AGC 発生器138 から発生されるAGC 信
号に応じてSAW フィルター106 を通過してIF信号の振幅
を調節する。第１乗算器110 はSAW フィルター106 を通
過した6MHzの帯域幅を有するIF信号と、局部発振器112
から発生する固定された三番目の局部発振（第３LO）周
波数を入力する位相シフト器114 から出力される正弦波
信号を乗算して基底帯域に復調された信号を出力する。
ここで、第１乗算器110 は第３ミキサーに当たり、固定
された三番目の局部発振（第３LO）周波数はパイロット
周波数に当たる46.69MHzに当たる。
D) 変換器132 の入力信号を一定なレベルに保たせるた
めのものであり、AGC 発生器138 から発生されるAGC 信
号に応じてSAW フィルター106 を通過してIF信号の振幅
を調節する。第１乗算器110 はSAW フィルター106 を通
過した6MHzの帯域幅を有するIF信号と、局部発振器112
から発生する固定された三番目の局部発振（第３LO）周
波数を入力する位相シフト器114 から出力される正弦波
信号を乗算して基底帯域に復調された信号を出力する。
ここで、第１乗算器110 は第３ミキサーに当たり、固定
された三番目の局部発振（第３LO）周波数はパイロット
周波数に当たる46.69MHzに当たる。
【０００７】第１低域通過フィルター（以下、"LPT" と
いう)116は復調後に発生する２次高調波成分を取り除き
基底帯域信号のみを通過させるための低域濾波器であ
る。第１LPF116から同位相軸のＩ信号が出力される。こ
こで、周波数捕捉の間、自動周波数制御（以下、"AFC"
という）時にはＩ信号、直角位相軸のＱ信号、パイロッ
ト信号が全て用いられるが、受信器の他のデータ処理ブ
ロックではＩ信号のみを用いる。
いう)116は復調後に発生する２次高調波成分を取り除き
基底帯域信号のみを通過させるための低域濾波器であ
る。第１LPF116から同位相軸のＩ信号が出力される。こ
こで、周波数捕捉の間、自動周波数制御（以下、"AFC"
という）時にはＩ信号、直角位相軸のＱ信号、パイロッ
ト信号が全て用いられるが、受信器の他のデータ処理ブ
ロックではＩ信号のみを用いる。
【０００８】即ち、自動周波数制御用の低域濾波器(AFC
LPF)118は内部の電圧制御発振器(VCO）の出力と入力さ
れるパイロット信号との周波数差により発生するビート
信号を出力する。従って、ほとんどの高周波数はAFC LP
F118で取り除かれ、パイロットビート周波数のみが残
る。リミッター120 はAFC LPF118の出力が "０" より大
きいと"+1"を出力し、そうでないと"-1"を出力する。従
って、パイロットビート信号は一定な振幅を有する信号
（±）にリミットされる。
LPF)118は内部の電圧制御発振器(VCO）の出力と入力さ
れるパイロット信号との周波数差により発生するビート
信号を出力する。従って、ほとんどの高周波数はAFC LP
F118で取り除かれ、パイロットビート周波数のみが残
る。リミッター120 はAFC LPF118の出力が "０" より大
きいと"+1"を出力し、そうでないと"-1"を出力する。従
って、パイロットビート信号は一定な振幅を有する信号
（±）にリミットされる。
【０００９】一方、第２乗算器122 はIF増幅器108 から
出力されるIF信号と局部発振器112から出力される固定
された第３局部発振（第３LO）周波数を乗算して直角位
相軸のＱ信号を出力する。第２LPF124は第１LPF116と同
様に第２乗算器122 の出力から２次高調波成分を取り除
き基底帯域のＱ信号のみを濾波する。第３乗算器126 は
リミッター120 の出力と第２LPF124の出力を乗算し、そ
の結果により自動位相制御用の低域濾波器(APC LPF)128
が駆動される。
出力されるIF信号と局部発振器112から出力される固定
された第３局部発振（第３LO）周波数を乗算して直角位
相軸のＱ信号を出力する。第２LPF124は第１LPF116と同
様に第２乗算器122 の出力から２次高調波成分を取り除
き基底帯域のＱ信号のみを濾波する。第３乗算器126 は
リミッター120 の出力と第２LPF124の出力を乗算し、そ
の結果により自動位相制御用の低域濾波器(APC LPF)128
が駆動される。
【００１０】APC LPF128の出力は "直流(DC)" 信号状に
出力され、前記DC信号に応じてVCO130を駆動する。即
ち、APC LPF128から出力されるDC信号は前述された周波
数差を減らすために二重変換チューナー102 にフィード
バックされ第２局部発振周波数（第２LO）を調節する。
このような動作を繰り返すことにより周波数がロックさ
れると、リミッター120 は"-１" 又は"+１" のうち何れ
か一つの値を出力する。この際、第３乗算器126 はリミ
ッター120 の出力を第２LPF124を通して出力される固定
された第３局部発振（第３LO）周波数の位相にロックさ
せる。このような制御過程を通り、基底帯域における搬
送波周波数及び位相誤差が "０" になる。
出力され、前記DC信号に応じてVCO130を駆動する。即
ち、APC LPF128から出力されるDC信号は前述された周波
数差を減らすために二重変換チューナー102 にフィード
バックされ第２局部発振周波数（第２LO）を調節する。
このような動作を繰り返すことにより周波数がロックさ
れると、リミッター120 は"-１" 又は"+１" のうち何れ
か一つの値を出力する。この際、第３乗算器126 はリミ
ッター120 の出力を第２LPF124を通して出力される固定
された第３局部発振（第３LO）周波数の位相にロックさ
せる。このような制御過程を通り、基底帯域における搬
送波周波数及び位相誤差が "０" になる。
【００１１】一方、A/D 変換器132 はシンボルタイミン
グ復旧器134 で復元されたシンボルクロックに応じてFP
LL回路111 の出力をサンプリングしてディジタルデータ
に変換する。シンボルタイミング復旧器134 はA/D 変換
器132 のサンプリング時点を予測してシンボルクロック
と全体システムの動作クロックを生成する。同期信号検
出器136 はA/D 変換器132 の出力信号を用い各種同期信
号を検出して各部に必要な同期信号をHDTV信号処理器14
2 に出力し、データセグメント同期信号を検出してAGC
発生器138 に出力する。AGC 発生器138 はデータセグメ
ント同期信号の大きさに応じてAGC 信号を発生して二重
変換チューナー102 及びIF増幅器108 に印加する。
グ復旧器134 で復元されたシンボルクロックに応じてFP
LL回路111 の出力をサンプリングしてディジタルデータ
に変換する。シンボルタイミング復旧器134 はA/D 変換
器132 のサンプリング時点を予測してシンボルクロック
と全体システムの動作クロックを生成する。同期信号検
出器136 はA/D 変換器132 の出力信号を用い各種同期信
号を検出して各部に必要な同期信号をHDTV信号処理器14
2 に出力し、データセグメント同期信号を検出してAGC
発生器138 に出力する。AGC 発生器138 はデータセグメ
ント同期信号の大きさに応じてAGC 信号を発生して二重
変換チューナー102 及びIF増幅器108 に印加する。
【００１２】DC除去器140 はA/D 変換器132 の非線形特
性により発生されたDC成分を取り除く。HDTV信号処理器
142 はDC除去器140 の出力を処理して元の信号に復元す
る。図１に示したように、HDTV受信器のアナログ復調器
のFPLL回路111 はシステムの小型化に妨げとなる。従っ
て、アナログ復調器の代りにディジタル復調器が具現さ
れると、受信器の全ての信号処理をディジタル化するこ
とができる。このような場合、単一ASICチップを用いて
復調器を開発することが容易になり、受信器の低コスト
及び均一な性能が保障できる。
性により発生されたDC成分を取り除く。HDTV信号処理器
142 はDC除去器140 の出力を処理して元の信号に復元す
る。図１に示したように、HDTV受信器のアナログ復調器
のFPLL回路111 はシステムの小型化に妨げとなる。従っ
て、アナログ復調器の代りにディジタル復調器が具現さ
れると、受信器の全ての信号処理をディジタル化するこ
とができる。このような場合、単一ASICチップを用いて
復調器を開発することが容易になり、受信器の低コスト
及び均一な性能が保障できる。
【００１３】しかしながら、従来のディジタル復調器は
44MHz のIF信号を直接サンプリングするので、サンプリ
ング周波数としてIF信号(44MHz) の２倍以上の周波数を
用いなければならない。従って、高速のA/D 変換器が要
求されるため、高コストになる問題点があった。
44MHz のIF信号を直接サンプリングするので、サンプリ
ング周波数としてIF信号(44MHz) の２倍以上の周波数を
用いなければならない。従って、高速のA/D 変換器が要
求されるため、高コストになる問題点があった。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は前記のような
問題点を解決するために案出されたものであり、高解像
度の信号を受信する受信器において、低速のA/D 変換器
を用いながら全ての受信信号の処理をディジタル化する
ディジタル復調器を提供することにその目的がある。
問題点を解決するために案出されたものであり、高解像
度の信号を受信する受信器において、低速のA/D 変換器
を用いながら全ての受信信号の処理をディジタル化する
ディジタル復調器を提供することにその目的がある。
【００１５】かつ、本発明の他の目的は高解像度信号を
受信する受信器において、受信信号の復調処理をディジ
タル化する復調方法を提供することである。
受信する受信器において、受信信号の復調処理をディジ
タル化する復調方法を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明によるディジタル復調器は、高解像度信号を受
信する受信器のディジタル入力信号に存在する周波数誤
差及び位相誤差を取り除き基底帯域信号に変換するディ
ジタル復調器において、高解像度信号と所定の局部発振
周波数信号とをミキシングして得られる所定の中間周波
数信号を、高解像度信号の伝送率の２倍の周波数でサン
プリングして得られたディジタル入力信号を実数成分の
第１信号と虚数成分の第２信号とに分割する位相分割器
と、第１及び第２信号をそれぞれ所定周波数の第１及び
第２位相信号と乗算して基底帯域の第１及び第２信号を
出力する複素数乗算器と、基底帯域の第１信号を入力し
て周波数オフセットを検出する周波数弁別器と、位相分
割器の出力を基底帯域の第２信号の位相にロックさせる
ために、周波数弁別器の出力信号と基底帯域の第２信号
を乗算して、その乗算された出力から位相オフセットを
検出する位相検出器と、位相検出器の出力信号に応じて
所定周波数のパイロット信号に発振して第１及び第２位
相信号を発生するディジタル発振器を含む。
に本発明によるディジタル復調器は、高解像度信号を受
信する受信器のディジタル入力信号に存在する周波数誤
差及び位相誤差を取り除き基底帯域信号に変換するディ
ジタル復調器において、高解像度信号と所定の局部発振
周波数信号とをミキシングして得られる所定の中間周波
数信号を、高解像度信号の伝送率の２倍の周波数でサン
プリングして得られたディジタル入力信号を実数成分の
第１信号と虚数成分の第２信号とに分割する位相分割器
と、第１及び第２信号をそれぞれ所定周波数の第１及び
第２位相信号と乗算して基底帯域の第１及び第２信号を
出力する複素数乗算器と、基底帯域の第１信号を入力し
て周波数オフセットを検出する周波数弁別器と、位相分
割器の出力を基底帯域の第２信号の位相にロックさせる
ために、周波数弁別器の出力信号と基底帯域の第２信号
を乗算して、その乗算された出力から位相オフセットを
検出する位相検出器と、位相検出器の出力信号に応じて
所定周波数のパイロット信号に発振して第１及び第２位
相信号を発生するディジタル発振器を含む。
【００１７】かつ、前記他の目的を達成するために本発
明によるディジタル入力信号を基底帯域信号に変換する
ディジタル復調方法は、高解像度信号と所定の局部発振
周波数信号とをミキシングして得られる所定の中間周波
数信号を、高解像度信号の伝送率の２倍の周波数でサン
プリングして得られたディジタル入力信号を実数と虚数
成分の第１及び第２信号に出力する段階と、第１及び第
２信号をそれぞれ所定周波数の第１及び第２位相信号と
乗算して基底帯域の第１及び第２信号を出力する段階
と、基底帯域の第１信号から周波数オフセットを検出す
る段階と、基底帯域の第２信号と検出された周波数オフ
セットを乗算して乗算された信号から位相オフセットを
検出する段階と、検出された周波数オフセットと位相オ
フセットを補うパイロット信号の所定周波数の第１及び
第２位相信号を発生して、発生された第１及び第２位相
信号を第１及び第２信号出力段階にフィードバックする
段階とを含むことを特徴とする。
明によるディジタル入力信号を基底帯域信号に変換する
ディジタル復調方法は、高解像度信号と所定の局部発振
周波数信号とをミキシングして得られる所定の中間周波
数信号を、高解像度信号の伝送率の２倍の周波数でサン
プリングして得られたディジタル入力信号を実数と虚数
成分の第１及び第２信号に出力する段階と、第１及び第
２信号をそれぞれ所定周波数の第１及び第２位相信号と
乗算して基底帯域の第１及び第２信号を出力する段階
と、基底帯域の第１信号から周波数オフセットを検出す
る段階と、基底帯域の第２信号と検出された周波数オフ
セットを乗算して乗算された信号から位相オフセットを
検出する段階と、検出された周波数オフセットと位相オ
フセットを補うパイロット信号の所定周波数の第１及び
第２位相信号を発生して、発生された第１及び第２位相
信号を第１及び第２信号出力段階にフィードバックする
段階とを含むことを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明を添付した図面に基
づき更に詳細に説明する。図２は本発明が適用されるHD
TV受信器のブロック図である。図２を参照するに、HDTV
信号はアンテナを通して受信され、二重変換チューナー
202から受信されたHDTV信号のRF信号と第１局部発振
（第１LO）周波数をミキシングして所定周波数(920MHz)
の第１IF信号を出力し、AGC 発生器220 から発生される
AGC 信号に応じて第１IF信号の振幅を一定に調節し、利
得調節されたIF信号は第２局部発振周波数とミキシング
して44MHz のIF帯域信号に変換される。
づき更に詳細に説明する。図２は本発明が適用されるHD
TV受信器のブロック図である。図２を参照するに、HDTV
信号はアンテナを通して受信され、二重変換チューナー
202から受信されたHDTV信号のRF信号と第１局部発振
（第１LO）周波数をミキシングして所定周波数(920MHz)
の第１IF信号を出力し、AGC 発生器220 から発生される
AGC 信号に応じて第１IF信号の振幅を一定に調節し、利
得調節されたIF信号は第２局部発振周波数とミキシング
して44MHz のIF帯域信号に変換される。
【００１９】図１に示された二重変換チューナー102 は
チャンネル選曲に応じる第１局部発振周波数をマイクロ
プロセッサ（図示せず）と合成器104 を通して入力し、
第２局部発振周波数をアナログ復調器に対応するFPLL回
路111 のVCO130から入力する。ところが、図２に示され
た二重変換チューナー 202においては、各チャンネルに
対する第１局部発振周波数がマイクロプロセッサ204 に
より直接制御され、第２局部発振周波数は固定された所
定の周波数になる。
チャンネル選曲に応じる第１局部発振周波数をマイクロ
プロセッサ（図示せず）と合成器104 を通して入力し、
第２局部発振周波数をアナログ復調器に対応するFPLL回
路111 のVCO130から入力する。ところが、図２に示され
た二重変換チューナー 202においては、各チャンネルに
対する第１局部発振周波数がマイクロプロセッサ204 に
より直接制御され、第２局部発振周波数は固定された所
定の周波数になる。
【００２０】二重変換チューナー202 が所望する帯域幅
よりやや広い帯域幅を有する出力信号を通過させるの
で、隣接チャンネルの信号も共に出力されて、受信器の
性能を低下させる原因となる。よって、SAW フィルター
206 は隣接チャンネル信号を取り除くためのカットオフ
特性に優れた帯域通過フィルターの役割を果たす。IF増
幅器208 はSAW フィルター206 を通過した信号をAGC 発
生器220 から発生されたAGC 信号に応じて一定な振幅を
有する信号として出力する。
よりやや広い帯域幅を有する出力信号を通過させるの
で、隣接チャンネルの信号も共に出力されて、受信器の
性能を低下させる原因となる。よって、SAW フィルター
206 は隣接チャンネル信号を取り除くためのカットオフ
特性に優れた帯域通過フィルターの役割を果たす。IF増
幅器208 はSAW フィルター206 を通過した信号をAGC 発
生器220 から発生されたAGC 信号に応じて一定な振幅を
有する信号として出力する。
【００２１】IF増幅器208 の出力信号をディジタル信号
に変換するためのA/D 変換器210 のサンプリング周波数
はHDTV信号の伝送率(10.76MHz)の２倍の21.52MHzであ
る。かつ、サンプリング時点はシンボルタイミング復旧
器216 により決定される。従って、本発明はサンプリン
グ周波数として所定倍のIF周波数ではなく伝送率の２倍
の周波数を用いることにより低速のA/D 変換器を用いる
ことができる。
に変換するためのA/D 変換器210 のサンプリング周波数
はHDTV信号の伝送率(10.76MHz)の２倍の21.52MHzであ
る。かつ、サンプリング時点はシンボルタイミング復旧
器216 により決定される。従って、本発明はサンプリン
グ周波数として所定倍のIF周波数ではなく伝送率の２倍
の周波数を用いることにより低速のA/D 変換器を用いる
ことができる。
【００２２】A/D 変換器210 の非線形特性により発生さ
れたDC成分は復調の完了後に実際信号に対する干渉ノイ
ズとして影響を及ぼすので、DC除去器212 はこのような
DC成分を取り除く。ディジタル復調器214 はディジタル
IF信号を用いて受信信号に存在する周波数誤差及び位相
誤差を取り除いてHDTV信号処理器222 で信号処理できる
基底帯域信号に変換する。
れたDC成分は復調の完了後に実際信号に対する干渉ノイ
ズとして影響を及ぼすので、DC除去器212 はこのような
DC成分を取り除く。ディジタル復調器214 はディジタル
IF信号を用いて受信信号に存在する周波数誤差及び位相
誤差を取り除いてHDTV信号処理器222 で信号処理できる
基底帯域信号に変換する。
【００２３】シンボルタイミング復旧器216 はディジタ
ル復調器214 の出力からシンボルタイミングを復旧して
A/D 変換器210 のサンプリング時点を予測する。同期信
号検出器218 はディジタル復調器214 の出力を用い各種
同期信号を検出して各部に必要な同期信号をHDTV信号処
理器222 に出力し、データセグメント同期信号を検出す
る。AGC 発生器220 はデータセグメント同期信号の大き
さに応じてAGC 信号を発生して二重変換チューナー202
に印加する。
ル復調器214 の出力からシンボルタイミングを復旧して
A/D 変換器210 のサンプリング時点を予測する。同期信
号検出器218 はディジタル復調器214 の出力を用い各種
同期信号を検出して各部に必要な同期信号をHDTV信号処
理器222 に出力し、データセグメント同期信号を検出す
る。AGC 発生器220 はデータセグメント同期信号の大き
さに応じてAGC 信号を発生して二重変換チューナー202
に印加する。
【００２４】周知されたように、HDTV信号処理器222 は
HDTV信号とNTSC信号が同時に放送される隣接チャンネル
状況でNTSC信号によるHDTV信号の劣化を防止するための
NTSC除去フィルター、送信信号が伝送チャンネルを通過
する間に発生する多重経路ノイズを取り除く等化器、デ
ィジタル復調器214 で取り除かれなかった位相のノイズ
（位相エラー）を取り除く位相追跡ループ(PTL）回路、
インパルスノイズ又はNTSC隣接チャンネル干渉のような
バースト干渉から守るためにPTL 回路の出力に対してス
ライシングと重畳ディコーディングを行うトレリスデコ
ーダーと、トレリスデコーダーの出力をディインタリー
ブするディインタリーバと、ディインタリーブされたデ
ータをパリティを用いてエラー訂正するR/S （リード−
ソロモン）デコーダーと、エラー訂正されたデータをPR
S(Pseudo random Sequence) コードとして出力するディ
−ランダム化器とから構成することができる。
HDTV信号とNTSC信号が同時に放送される隣接チャンネル
状況でNTSC信号によるHDTV信号の劣化を防止するための
NTSC除去フィルター、送信信号が伝送チャンネルを通過
する間に発生する多重経路ノイズを取り除く等化器、デ
ィジタル復調器214 で取り除かれなかった位相のノイズ
（位相エラー）を取り除く位相追跡ループ(PTL）回路、
インパルスノイズ又はNTSC隣接チャンネル干渉のような
バースト干渉から守るためにPTL 回路の出力に対してス
ライシングと重畳ディコーディングを行うトレリスデコ
ーダーと、トレリスデコーダーの出力をディインタリー
ブするディインタリーバと、ディインタリーブされたデ
ータをパリティを用いてエラー訂正するR/S （リード−
ソロモン）デコーダーと、エラー訂正されたデータをPR
S(Pseudo random Sequence) コードとして出力するディ
−ランダム化器とから構成することができる。
【００２５】一方、図３（Ａ）は図１に示された二重変
換チューナー102 の出力信号の周波数スペクトルを示し
ており、図３（Ｂ）は図２に示された二重変換チューナ
ー202 の出力信号の周波数スペクトルを示している。本
発明による二重変換チューナー202 の特徴は、図３
（Ｂ）に示されたように、受信されたHDTV信号のパイロ
ットトーン信号が6MHzの信号帯域のうち低周波部分に位
置されることである。これはマイクロプロセッサ204 で
二重変換チューナー202 の局部発振器の固定された二番
目の局部発振（第２LO）周波数を変更するとたやすく具
現することができる。
換チューナー102 の出力信号の周波数スペクトルを示し
ており、図３（Ｂ）は図２に示された二重変換チューナ
ー202 の出力信号の周波数スペクトルを示している。本
発明による二重変換チューナー202 の特徴は、図３
（Ｂ）に示されたように、受信されたHDTV信号のパイロ
ットトーン信号が6MHzの信号帯域のうち低周波部分に位
置されることである。これはマイクロプロセッサ204 で
二重変換チューナー202 の局部発振器の固定された二番
目の局部発振（第２LO）周波数を変更するとたやすく具
現することができる。
【００２６】即ち、二重変換チューナー202 の出力スペ
クトル特性が図３（Ｂ）に示されたような特性と同一な
時のみに、A/D 変換器210 のサンプリングレートを21.5
2MHzにセットしてもエーリアシングが発生しない。も
し、二重変換チューナー202 の出力スペクトル特性が図
３（Ａ）に示されたような特性を有するとIF信号のサン
プリングを21.52MHzにすることはできない。
クトル特性が図３（Ｂ）に示されたような特性と同一な
時のみに、A/D 変換器210 のサンプリングレートを21.5
2MHzにセットしてもエーリアシングが発生しない。も
し、二重変換チューナー202 の出力スペクトル特性が図
３（Ａ）に示されたような特性を有するとIF信号のサン
プリングを21.52MHzにすることはできない。
【００２７】図３（Ｃ）は図２に示された二重変換チュ
ーナー202 の出力である44MHz のIF帯域信号を伝送率の
２倍の周波数(21.52MHz)のシンボルレートでサンプリン
グした場合の周波数スペクトルを示している。即ち、図
３（Ｃ）によると、二重変換チューナー202 の出力を伝
送率の２倍のシンボルレート(21.52MHz)でサンプリング
すると複数の信号スペクトルが周波数の全帯域にかけて
複写されるが、これはサンプリング理論に基づいたもの
である。
ーナー202 の出力である44MHz のIF帯域信号を伝送率の
２倍の周波数(21.52MHz)のシンボルレートでサンプリン
グした場合の周波数スペクトルを示している。即ち、図
３（Ｃ）によると、二重変換チューナー202 の出力を伝
送率の２倍のシンボルレート(21.52MHz)でサンプリング
すると複数の信号スペクトルが周波数の全帯域にかけて
複写されるが、これはサンプリング理論に基づいたもの
である。
【００２８】従って、ディジタル復調器214 はA/D 変換
された受信信号が基底帯域信号でないのでこれを基底帯
域に変換し、二重変換チューナー202 により発生する周
波数オフセットと位相オフセットを追跡する役割を果た
す。図４は本発明によるディジタル復調器214 の一実施
例による詳細回路図である。図４において、位相分割器
232 は入力信号を実数と虚数成分とに分離して複素数信
号（Ｉ信号，Ｑ信号）を発生させる。一例として、位相
分割器232 は二つのFIR(Finite Impulse Response)フィ
ルター、即ちFIR フィルターから構成される遅延器とFI
R フィルターから構成されるヒルベルト変換器とから構
成することができる。位相分割器232 の出力信号のスペ
クトルは図５（Ａ）に示されている。
された受信信号が基底帯域信号でないのでこれを基底帯
域に変換し、二重変換チューナー202 により発生する周
波数オフセットと位相オフセットを追跡する役割を果た
す。図４は本発明によるディジタル復調器214 の一実施
例による詳細回路図である。図４において、位相分割器
232 は入力信号を実数と虚数成分とに分離して複素数信
号（Ｉ信号，Ｑ信号）を発生させる。一例として、位相
分割器232 は二つのFIR(Finite Impulse Response)フィ
ルター、即ちFIR フィルターから構成される遅延器とFI
R フィルターから構成されるヒルベルト変換器とから構
成することができる。位相分割器232 の出力信号のスペ
クトルは図５（Ａ）に示されている。
【００２９】複素数乗算器234 は位相分割器232 から出
力される複素数（Ｉ信号，Ｑ信号）とNCO （数値制御発
振器）244 から発生した位相信号(cosθ,sinθ) とそれ
ぞれ乗算して図５（Ｂ）に示したように基底帯域に変換
する。即ち、複素数乗算器234 の出力は下記式(1) のよ
うに示される。 (I+jQ)(cosθ + jsin θ） = (I・cos θ - Q・ sin θ) + j(I ・ sin θ + Q・cos θ) …(1) 従って、複素数乗算器234 の出力のうちの実数成分は図
２に示したHDTV信号処理器222 に出力されると同時にAF
C LPF236に入力され、虚数成分は乗算器240 に入力され
る。この際、NCO244の初期自由発振周波数は図５（Ａ）
に示したパイロットトーン信号のうちの3.65MHz のパイ
ロットトーン信号の周波数と同様にする。
力される複素数（Ｉ信号，Ｑ信号）とNCO （数値制御発
振器）244 から発生した位相信号(cosθ,sinθ) とそれ
ぞれ乗算して図５（Ｂ）に示したように基底帯域に変換
する。即ち、複素数乗算器234 の出力は下記式(1) のよ
うに示される。 (I+jQ)(cosθ + jsin θ） = (I・cos θ - Q・ sin θ) + j(I ・ sin θ + Q・cos θ) …(1) 従って、複素数乗算器234 の出力のうちの実数成分は図
２に示したHDTV信号処理器222 に出力されると同時にAF
C LPF236に入力され、虚数成分は乗算器240 に入力され
る。この際、NCO244の初期自由発振周波数は図５（Ａ）
に示したパイロットトーン信号のうちの3.65MHz のパイ
ロットトーン信号の周波数と同様にする。
【００３０】一方、AFC LPF236とリミッター238 は周波
数弁別器の役割を果たし、周波数オフセットの程度を測
定する。即ち、周波数がロックされていない時はAFC LP
F236が内部のVCO の出力と複素数乗算器234 から出力さ
れるパイロット信号の間に周波数差により発生するビー
ト信号を出力する。リミッター238 はAFC LPF236の出力
が "０" より大きいと"+１" を出力し、そうでないと"-
１" を出力して、パイロットビート信号は一定な振幅
（±1)を有する信号（±1)にリミットされる。
数弁別器の役割を果たし、周波数オフセットの程度を測
定する。即ち、周波数がロックされていない時はAFC LP
F236が内部のVCO の出力と複素数乗算器234 から出力さ
れるパイロット信号の間に周波数差により発生するビー
ト信号を出力する。リミッター238 はAFC LPF236の出力
が "０" より大きいと"+１" を出力し、そうでないと"-
１" を出力して、パイロットビート信号は一定な振幅
（±1)を有する信号（±1)にリミットされる。
【００３１】乗算器240 はリミッター238 の出力と複素
数乗算器234 から出力される虚数成分と乗算し、APC LP
F242は前記乗算された結果をDC信号として出力する。す
ると、NCO244はDC信号に応じて局部発振周波数を調節し
複素数乗算器234 にフィードバックする。ここで、NCO2
44から発生する局部発振周波数は第３局部発振周波数に
当たる。図１に示された第３局部発振周波数は固定され
ているが、本発明では二重変換チューナー202 に入力さ
れる第２局部発振周波数が固定され、第３局部発振周波
数は可変される。
数乗算器234 から出力される虚数成分と乗算し、APC LP
F242は前記乗算された結果をDC信号として出力する。す
ると、NCO244はDC信号に応じて局部発振周波数を調節し
複素数乗算器234 にフィードバックする。ここで、NCO2
44から発生する局部発振周波数は第３局部発振周波数に
当たる。図１に示された第３局部発振周波数は固定され
ているが、本発明では二重変換チューナー202 に入力さ
れる第２局部発振周波数が固定され、第３局部発振周波
数は可変される。
【００３２】このように周波数捕捉が起こった後、即ち
周波数ロックが完了されると位相トラッキングをする間
にAPC LPF242はＰＬＬ（フェーズロッドループ）の役割
を果たすようになるが、これはＰＬＬの特性を決定づけ
る低域通過フィルターである。APC LPF242の出力値はNC
O244に入力されると、NCO244は局部発振周波数の位相信
号(cosθ,sinθ）を制御し、前記位相信号(cosθ,sin
θ）は複素数乗算器234にフィードバックされる。従っ
て、複素数乗算器234 は位相分割器232 の出力信号を前
記位相信号(cosθ,sinθ) に位相ロックさせる。
周波数ロックが完了されると位相トラッキングをする間
にAPC LPF242はＰＬＬ（フェーズロッドループ）の役割
を果たすようになるが、これはＰＬＬの特性を決定づけ
る低域通過フィルターである。APC LPF242の出力値はNC
O244に入力されると、NCO244は局部発振周波数の位相信
号(cosθ,sinθ）を制御し、前記位相信号(cosθ,sin
θ）は複素数乗算器234にフィードバックされる。従っ
て、複素数乗算器234 は位相分割器232 の出力信号を前
記位相信号(cosθ,sinθ) に位相ロックさせる。
【００３３】図５（Ｃ）はディジタル復調器214 で復調
された後の所望の受信信号の周波数スペクトルを示した
図面である。従って、IF信号を伝送率の２倍の周波数で
サンプリングし、ディジタル復調器214 を通る場合のみ
に所望する結果を得ることができる。
された後の所望の受信信号の周波数スペクトルを示した
図面である。従って、IF信号を伝送率の２倍の周波数で
サンプリングし、ディジタル復調器214 を通る場合のみ
に所望する結果を得ることができる。
【００３４】
【発明の効果】以上、本発明はサンプリング周波数とし
て伝送率の２倍の周波数を用いることにより低速のA/D
変換器を用いることができ、復調をディジタルにより処
理することにより全ての受信信号の処理をディジタル化
することができる。よって、受信器の低コスト及び均一
な性能が保障できる。
て伝送率の２倍の周波数を用いることにより低速のA/D
変換器を用いることができ、復調をディジタルにより処
理することにより全ての受信信号の処理をディジタル化
することができる。よって、受信器の低コスト及び均一
な性能が保障できる。
【図１】GA-VSB方式の高解像度のテレビ受信器のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】本発明が適用される高解像度のテレビ受信器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】（Ａ）は図１に示された二重変換チューナーの
出力信号周波数のスペクトル図であり、（Ｂ）は図２に
示された二重変換チューナーの出力信号の周波数スペク
トル図であり、（Ｃ）は図２に示されたA/D 変換器で二
重変換チューナーの出力信号をサンプリングした後の周
波数スペクトル図である。
出力信号周波数のスペクトル図であり、（Ｂ）は図２に
示された二重変換チューナーの出力信号の周波数スペク
トル図であり、（Ｃ）は図２に示されたA/D 変換器で二
重変換チューナーの出力信号をサンプリングした後の周
波数スペクトル図である。
【図４】図２に示されたディジタル復調器の一実施例に
よる詳細回路図である。
よる詳細回路図である。
【図５】（Ａ）は図４に示された位相分割器の出力信号
周波数のスペクトル図であり、（Ｂ）は図４に示された
複素数乗算器の出力信号周波数のスペクトル図であり、
（Ｃ）は復調された信号の周波数スペクトル図である。
周波数のスペクトル図であり、（Ｂ）は図４に示された
複素数乗算器の出力信号周波数のスペクトル図であり、
（Ｃ）は復調された信号の周波数スペクトル図である。
２０２ 二重変換チューナー ２０４ マイクロプロセッサー ２０６ ＳＡＷフィルター ２０８ ＩＦ増幅器 ２１０ Ａ／Ｄ変換器 ２１２ ＤＣ除去器 ２１４ ディジタル復調器 ２１６ シンボルタイミング復旧器 ２１８ 同期信号検出器 ２２０ ＡＧＣ発生器 ２２２ ＨＤＴＶ信号処理器 ２３２ 位相分割器 ２３４ 複素数乗算器 ２３６ ＡＦＣ ＬＰＦ ２３８ リミッター ２４０ 乗算器 ２４２ ＡＰＣ ＬＰＦ ２４４ ＮＣＯ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04N 5/455
Claims (22)
- 【請求項１】 高解像度信号を受信する受信器のディジ
タル入力信号に存在する周波数誤差及び位相誤差を取り
除き基底帯域信号に変換するディジタル復調器におい
て、前記高解像度信号と所定の局部発振周波数信号とをミキ
シングして得られる所定の中間周波数信号を、前記高解
像度信号の伝送率の２倍の周波数でサンプリングして得
られた 前記ディジタル入力信号を実数成分の第１信号と
虚数成分の第２信号とに分割する位相分割器と、 前記第１及び第２信号をそれぞれ所定周波数の第１及び
第２位相信号と乗算して基底帯域の第１及び第２信号を
出力する複素数乗算器と、 前記基底帯域の第１信号を入力して周波数オフセットを
検出する周波数弁別器と、 前記位相分割器の出力を前記基底帯域の第２信号の位相
にロックさせるために、前記周波数弁別器の出力信号と
前記基底帯域の第２信号を乗算して、その乗算された出
力から位相オフセットを検出する位相検出器と、 前記位相検出器の出力信号に応じて所定周波数のパイロ
ット信号に発振して前記第１及び第２位相信号を発生す
るディジタル発振機を含むことを特徴とするディジタル
復調器。 - 【請求項２】 前記ディジタル発振器はNCO(Numericall
y Controlled Oscillator)を含むことを特徴とする請求
項１に記載のディジタル復調器。 - 【請求項３】 前記第１及び第２信号はそれぞれＩ（同
期）信号とＱ（直交）信号であることを特徴とする請求
項１に記載のディジタル復調器。 - 【請求項４】 前記所定周波数のパイロット信号は3.65
MHz のパイロットトーン信号であることを特徴とする請
求項１に記載のディジタル復調器。 - 【請求項５】 前記第１及び第２位相信号は3.65MHz の
パイロットトーン周波数の正弦波及び余弦波信号である
ことを特徴とする請求項４に記載のディジタル復調器。 - 【請求項６】 前記パイロット信号は所定の高解像度信
号帯域のうち低周波帯域に位置可能であることを特徴と
する請求項１に記載のディジタル復調器。 - 【請求項７】 前記周波数弁別器は、 内部の電圧制御発振器の出力と前記複素数乗算器から出
力されるパイロット信号の間に周波数差により発生する
ビート信号を出力する自動周波数制御用の低域濾波器
と、 前記低域濾波器から出力されるビート信号を一定な振幅
を有する信号にリミットするリミッターとを含むことを
特徴とする請求項１に記載のディジタル復調器。 - 【請求項８】 前記位相検出器は、 前記周波数弁別器の出力信号と前記基底帯域の第２信号
を乗算する乗算器と、 前記乗算器の出力信号を直流信号に変換する自動位相制
御用の低域濾波器とから構成されることを特徴とする請
求項１に記載のディジタル復調器。 - 【請求項９】 高周波帯域（ＲＦ）のＨＤＴＶ信号を中
間周波数信号（ＩＦ）に変換するためのチューナーと、 前記中間周波数より低いＨＤＴＶ信号の伝送率の所定倍
周波数を有するサンプリングクロックにより前記ＩＦ信
号をディジタルＩＦ信号に変換するためのアナログ／デ
ィジタル（Ａ／Ｄ）変換器と、 前記ディジタルＩＦ信号に存在する周波数誤差および位
相誤差を取り除いて基底帯域信号に変換するディジタル
復調器とを含み、 前記ディジタル復調器は、 前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号を 実数成分の第１信号と虚
数成分の第２信号とに分割する位相分割器と、 前記第１及び第２信号を所定周波数の第１及び第２位相
信号とそれぞれ乗算して基底帯域の第１及び第２信号を
出力する複素数乗算器と、 前記基底帯域の第１信号を入力して周波数オフセットを
検出する周波数弁別器と、 前記位相分割器の出力を前記基底帯域の第２信号の位相
にロックさせるために、前記周波数弁別器の出力信号と
前記基底帯域の第２信号を乗算して、その乗算された出
力から位相オフセットを検出する位相検出器と、 前記位相検出器の出力信号に応じて所定周波数のパイロ
ット信号に発振して前記第１及び第２位相信号を発生す
るディジタル発振器とを含むことを特徴とする受信器。 - 【請求項１０】 前記ディジタル発振器はNCO を含むこ
とを特徴とする請求項９に記載の受信器。 - 【請求項１１】 前記第１及び第２信号はそれぞれＩ信
号とＱ信号であることを特徴とする請求項９に記載の受
信器。 - 【請求項１２】 前記所定周波数のパイロット信号は3.
65MHz のパイロットトーン信号であることを特徴とする
請求項９に記載の受信器。 - 【請求項１３】 前記第１及び第２位相信号は3.65MHz
のパイロットトーン周波数の正弦波及び余弦波信号であ
ることを特徴とする請求項１２に記載の受信器。 - 【請求項１４】 前記パイロット信号は所定の高解像度
信号帯域のうち低周波帯域に位置可能であることを特徴
とする請求項９に記載の受信器。 - 【請求項１５】 前記周波数弁別器は、 内部の電圧制御発振器の出力と前記複素数乗算器から出
力されるパイロット信号の間に周波数差により発生する
ビート信号を出力する自動周波数制御用の低域濾過器
と、 前記低域濾過器から出力されるビート信号を一定な振幅
を有する信号にリミットするリミッターとを含むことを
特徴とする請求項９に記載の受信器。 - 【請求項１６】 前記位相検出器は、 前記周波数弁別器の出力信号と前記基底帯域の第２信号
を乗算する乗算器と、前記乗算器の出力信号を直流信号
に変換する自動位相制御用の低域濾過器とから構成され
ることを特徴とする請求項９に記載の受信器。 - 【請求項１７】 ディジタル入力信号を基底帯域信号に
変換するディジタル復調方法において、前記高解像度信号と所定の局部発振周波数信号とをミキ
シングして得られる所定の中間周波数信号を、前記高解
像度信号の伝送率の２倍の周波数でサンプリングして得
られた 前記ディジタル入力信号を実数と虚数成分の第１
及び第２信号に出力する段階と、 前記第１及び第２信号をそれぞれ所定周波数の第１及び
第２位相信号と乗算して基底帯域の第１及び第２信号を
出力する段階と、 前記基底帯域の第１信号から周波数オフセットを検出す
る段階と、 前記基底帯域の第２信号と検出された周波数オフセット
を乗算して乗算された信号から位相オフセットを検出す
る段階と、 検出された周波数オフセットと位相オフセットを補うパ
イロット信号の所定周波数の前記第１及び第２位相信号
を発生して、発生された第１及び第２位相信号を前記第
１及び第２信号出力段階にフィードバックする段階とを
含むことを特徴とするディジタル復調方法。 - 【請求項１８】 前記第１及び第２信号はそれぞれＩ信
号とＱ信号であることを特徴とする請求項１７に記載の
ディジタル復調方法。 - 【請求項１９】 前記第１及び第２位相信号は3.65MHz
のパイロットトーン周波数の正弦波及び余弦波信号であ
ることを特徴とする請求項１７に記載のディジタル復調
方法。 - 【請求項２０】 ディジタル入力信号を基底帯域信号に
復調するディジタル復調方法において、 前記ディジタル入力信号を実数と虚数成分の第１及び第
２信号に出力する段階と、 前記第１及び第２信号をそれぞれ所定周波数の第１及び
第２位相信号と乗算して基底帯域の第１及び第２信号を
出力する段階と、 前記基底帯域の第１信号から周波数オフセットを検出す
る段階と、 前記基底帯域の第２信号と検出された周波数オフセット
を乗算して乗算された信号から位相オフセットを検出す
る段階と、 検出された周波数オフセットと位相オフセットを補うパ
イロット信号の所定周波数の前記第１及び第２位相信号
を発生して、発生された第１及び第２位相信号を前記第
１及び第２信号出力段階にフィードバックする段階とを
含むことを特徴とするディジタル復調方法。 - 【請求項２１】 前記第１及び第２信号はそれぞれＩ信
号とＱ信号であることを特徴とする請求項２０に記載の
ディジタル復調方法。 - 【請求項２２】 前記第１及び第２位相信号は3.65MHz
のパイロットトーン周波数の正弦波及び余弦波信号であ
ることを特徴とする請求項２０に記載のディジタル復調
方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019960020984A KR100200589B1 (ko) | 1996-06-12 | 1996-06-12 | 고해상도 텔레비젼 수신기의 디지털 복조회로 및 방법 |
| KR20984/1996 | 1996-06-12 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1093884A JPH1093884A (ja) | 1998-04-10 |
| JP3335873B2 true JP3335873B2 (ja) | 2002-10-21 |
Family
ID=19461570
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14939397A Expired - Fee Related JP3335873B2 (ja) | 1996-06-12 | 1997-06-06 | ディジタル復調器及び方法 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6133964A (ja) |
| EP (1) | EP0813345B1 (ja) |
| JP (1) | JP3335873B2 (ja) |
| KR (1) | KR100200589B1 (ja) |
| CN (1) | CN1073779C (ja) |
| DE (1) | DE69729347T2 (ja) |
| ES (1) | ES2218643T3 (ja) |
Families Citing this family (48)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100463502B1 (ko) * | 1996-12-27 | 2005-04-08 | 엘지전자 주식회사 | 에이치디티브이의디지탈복조기 |
| US6380980B1 (en) * | 1997-08-25 | 2002-04-30 | Intel Corporation | Method and apparatus for recovering video color subcarrier signal |
| US6356598B1 (en) * | 1998-08-26 | 2002-03-12 | Thomson Licensing S.A. | Demodulator for an HDTV receiver |
| GB9723052D0 (en) * | 1997-10-31 | 1998-01-07 | Thomson Consumer Electronics | High definition television vsb receiver |
| KR100450966B1 (ko) * | 1997-11-17 | 2005-01-17 | 삼성전자주식회사 | 멀티코드 방식의 cdma 시스템에서의 데이터 복조기 |
| JPH11284677A (ja) * | 1998-03-27 | 1999-10-15 | Nec Corp | 復調器とこれを用いたディジタル無線通信システム |
| KR100493269B1 (ko) * | 1998-06-05 | 2005-09-07 | 엘지전자 주식회사 | 디지털티브이의자동주파수제어장치 |
| DE19825455C2 (de) * | 1998-06-06 | 2000-04-06 | Micronas Intermetall Gmbh | Frequenzumsetzungseinrichtung für ein Fernsehsignalgemisch |
| WO2000019673A1 (fr) * | 1998-09-28 | 2000-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Recepteur a bande laterale residuelle |
| GB2343815B (en) * | 1998-11-12 | 2003-10-22 | Sony Uk Ltd | Digital receiver |
| KR100275708B1 (ko) * | 1998-12-31 | 2000-12-15 | 윤종용 | 아날로그 방송의 채널 간섭을 개선한 디지털방송 신호 처리 장치 및 방법 |
| US6445752B1 (en) * | 1999-02-12 | 2002-09-03 | Agere Systems Guardian Corp. | Apparatus and method for phase tracking in a demodulator |
| CN1192496C (zh) * | 1999-03-11 | 2005-03-09 | 三菱电机株式会社 | 无线终端装置 |
| KR100306213B1 (ko) * | 1999-08-24 | 2001-11-01 | 윤종용 | 브이에스비/큐에이엠 공용 수신기의 브이에스비 파일럿 톤제거장치 및 방법 |
| US6496230B1 (en) * | 1999-09-15 | 2002-12-17 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Digital TV signal receiver with direct conversion from UHF I-F to Low-Band I-F before digital demodulation |
| EP1089512A1 (en) * | 1999-09-30 | 2001-04-04 | Sony International (Europe) GmbH | Telecommunication device with analog fourier transformation unit |
| US7106388B2 (en) * | 1999-12-15 | 2006-09-12 | Broadcom Corporation | Digital IF demodulator for video applications |
| US7072392B2 (en) * | 2000-11-13 | 2006-07-04 | Micronas Semiconductors, Inc. | Equalizer for time domain signal processing |
| US7352411B2 (en) * | 2000-12-15 | 2008-04-01 | Broadcom Corporation | Digital IF demodulator |
| US6940557B2 (en) * | 2001-02-08 | 2005-09-06 | Micronas Semiconductors, Inc. | Adaptive interlace-to-progressive scan conversion algorithm |
| US7095801B1 (en) * | 2001-03-30 | 2006-08-22 | Skyworks Solutions, Inc. | Phase adjustable polyphase filters |
| US6829297B2 (en) * | 2001-06-06 | 2004-12-07 | Micronas Semiconductors, Inc. | Adaptive equalizer having a variable step size influenced by output from a trellis decoder |
| US7190744B2 (en) * | 2001-06-07 | 2007-03-13 | Micronas Semiconductors, Inc. | Error generation for adaptive equalizer |
| US7418034B2 (en) * | 2001-06-19 | 2008-08-26 | Micronas Semiconductors. Inc. | Combined trellis decoder and decision feedback equalizer |
| EP1300956A1 (en) * | 2001-10-02 | 2003-04-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Receiving apparatus |
| TW543328B (en) * | 2001-12-10 | 2003-07-21 | Silicon Integrated Sys Corp | TV decoder |
| US6512472B1 (en) * | 2002-01-15 | 2003-01-28 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for optimizing dynamic range of a wideband analog-to-digital converter |
| US20030206053A1 (en) * | 2002-04-04 | 2003-11-06 | Jingsong Xia | Carrier recovery for DTV receivers |
| US20030235259A1 (en) * | 2002-04-04 | 2003-12-25 | Jingsong Xia | System and method for symbol clock recovery |
| US6995617B2 (en) * | 2002-04-05 | 2006-02-07 | Micronas Semiconductors, Inc. | Data-directed frequency-and-phase lock loop |
| US7376181B2 (en) * | 2002-04-05 | 2008-05-20 | Micronas Semiconductors, Inc. | Transposed structure for a decision feedback equalizer combined with a trellis decoder |
| US6980059B2 (en) * | 2002-04-05 | 2005-12-27 | Micronas Semiconductors, Inc. | Data directed frequency acquisition loop that synchronizes to a received signal by using the redundancy of the data in the frequency domain |
| US7321642B2 (en) * | 2002-04-05 | 2008-01-22 | Micronas Semiconductors, Inc. | Synchronization symbol re-insertion for a decision feedback equalizer combined with a trellis decoder |
| US7272203B2 (en) * | 2002-04-05 | 2007-09-18 | Micronas Semiconductors, Inc. | Data-directed frequency-and-phase lock loop for decoding an offset-QAM modulated signal having a pilot |
| WO2003090441A2 (en) * | 2002-04-19 | 2003-10-30 | Thomson Licensing S.A. | Channel aquisition processing for a television receiver |
| US7024158B2 (en) * | 2002-04-25 | 2006-04-04 | Northrop Grumman Corporation | Broadband communication satellite |
| US7224759B2 (en) * | 2002-07-11 | 2007-05-29 | Honeywell International Inc. | Methods and apparatus for delay free phase shifting in correcting PLL phase offset |
| KR100640432B1 (ko) * | 2002-10-09 | 2006-10-30 | 삼성전자주식회사 | 통신신호의 위상오차를 최소화하는 위상복조방법 |
| US7489362B2 (en) | 2003-03-04 | 2009-02-10 | Broadcom Corporation | Television functionality on a chip |
| US7567631B2 (en) * | 2003-09-12 | 2009-07-28 | Neil Birkett | Method for amplitude insensitive packet detection |
| DE102004047424A1 (de) * | 2004-09-28 | 2006-04-06 | Micronas Gmbh | Schaltung und Verfahren zur Trägerrückgewinnung |
| DE102004048572A1 (de) * | 2004-10-04 | 2006-04-13 | Micronas Gmbh | Verfahren sowie Schaltungsanordnung zur Unterdrückung einer orthogonalen Störung |
| KR100631203B1 (ko) * | 2004-10-07 | 2006-10-04 | 삼성전자주식회사 | Ｖｓｂ 방식 수신기를 위한 반송파 및 심볼 타이밍복원장치 그리고 그 복원방법 |
| DE102005036446A1 (de) * | 2005-08-03 | 2007-02-08 | Robert Bosch Gmbh | Rundfunkempfangsgerät |
| US8139687B2 (en) * | 2008-11-05 | 2012-03-20 | Himax Media Solutions, Inc. | Method to track a target frequency of an input signal |
| TWI383580B (zh) * | 2008-12-08 | 2013-01-21 | Himax Media Solutions Inc | 數位解調變裝置以及數位解調變方法 |
| CN101764975B (zh) * | 2008-12-25 | 2012-06-27 | 承景科技股份有限公司 | 数字解调装置以及数字解调方法 |
| WO2024100787A1 (ja) * | 2022-11-09 | 2024-05-16 | 日本電信電話株式会社 | 無線通信トランシーバ |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4476960A (en) * | 1982-08-09 | 1984-10-16 | Towmotor Corporation | Adjustable chain anchor for lift trucks |
| US5506036A (en) * | 1991-09-04 | 1996-04-09 | Ab Tetra Pak | Easy-to-recycle laminated material for packaging use |
| US5406587A (en) * | 1993-02-08 | 1995-04-11 | Zenith Electronics Corporation | Error tracking loop |
| US5451948A (en) * | 1994-02-28 | 1995-09-19 | Cubic Communications, Inc. | Apparatus and method for combining analog and digital automatic gain control in receivers with digital signal processing |
| KR0124594B1 (ko) * | 1994-04-12 | 1997-12-01 | 구자홍 | 고선명 텔레비젼 수상기의 복조시스템 |
| US5479449A (en) * | 1994-05-04 | 1995-12-26 | Samsung Electronics Co. Ltd. | Digital VSB detector with bandpass phase tracker, as for inclusion in an HDTV receiver. |
| US5754591A (en) * | 1994-08-03 | 1998-05-19 | Broadcom Corporation | System for, and method of, processing quadrature amplitude modulated signals |
| US5495203A (en) * | 1994-12-02 | 1996-02-27 | Applied Signal Technology, Inc. | Efficient QAM equalizer/demodulator with non-integer sampling |
| KR0143115B1 (ko) * | 1995-06-09 | 1998-07-15 | 김광호 | 심볼 타이밍 복구회로 및 방법 |
| US5841814A (en) * | 1995-10-17 | 1998-11-24 | Paradyne Corporation | Sampling system for radio frequency receiver |
| KR0155900B1 (ko) * | 1995-10-18 | 1998-11-16 | 김광호 | 위상에러검출방법 및 위상 트래킹 루프회로 |
| KR100233658B1 (ko) * | 1996-10-21 | 1999-12-01 | 윤종용 | 고선명 텔레비젼 수신기의 반송파 복구시간을 줄이는 방법 |
-
1996
- 1996-06-12 KR KR1019960020984A patent/KR100200589B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1997
- 1997-06-06 JP JP14939397A patent/JP3335873B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1997-06-09 ES ES97303986T patent/ES2218643T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-09 CN CN97112918A patent/CN1073779C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1997-06-09 EP EP97303986A patent/EP0813345B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-09 DE DE69729347T patent/DE69729347T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-12 US US08/873,718 patent/US6133964A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69729347D1 (de) | 2004-07-08 |
| ES2218643T3 (es) | 2004-11-16 |
| KR100200589B1 (ko) | 1999-06-15 |
| EP0813345A2 (en) | 1997-12-17 |
| DE69729347T2 (de) | 2009-09-24 |
| US6133964A (en) | 2000-10-17 |
| EP0813345A3 (en) | 1999-09-15 |
| CN1177235A (zh) | 1998-03-25 |
| EP0813345B1 (en) | 2004-06-02 |
| CN1073779C (zh) | 2001-10-24 |
| KR980007647A (ko) | 1998-03-30 |
| JPH1093884A (ja) | 1998-04-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3335873B2 (ja) | ディジタル復調器及び方法 | |
| JP4651798B2 (ja) | 復調方法および復調器 | |
| JP4518355B2 (ja) | Ｈｄｔｖ受像機の復調器のための位相誤差算定方法 | |
| USRE38456E1 (en) | Decimation of baseband DTV signals prior to channel equalization in digital television signal receivers | |
| JP3490186B2 (ja) | 高品位テレビジョン受信機において、記号レートの約数で最後の中間周波数搬送波を有するディジタル残留側波帯（ｖｓｂ）検出器 | |
| KR100296661B1 (ko) | 직각진폭변조(qam)텔레비전신호용반송파복원프로세서 | |
| JP3613520B2 (ja) | Ｈｄｔｖ受信機に利用するためのレーダーフィルタを利用した帯域位相トラッカーを有するディジタルｖｓｂ検出器 | |
| US20060055824A1 (en) | World wide analog television signal receiver | |
| JP3301023B2 (ja) | ディジタルテレビジョン受像器用クロック信号発生器 | |
| US6665355B1 (en) | Method and apparatus for pilot-aided carrier acquisition of vestigial sideband signal | |
| KR100260421B1 (ko) | 최종 중간 주파수 신호 포락선의 필드 동기화 코드에 응답하는정합필터를 구비한 디지털 수신기 | |
| JPH11331301A (ja) | 個別的な変換機により供給されるｖｓｂ及びｑａｍ最終中間周波数信号を同期化するｑａｍ／ｖｓｂディジタルテレビジョン受信機 | |
| JP4149662B2 (ja) | Ｈｄｔｖチューナのリカバリネットワーク | |
| AU720014B2 (en) | Decimation of baseband DTV signals prior to channel equalization in digital television signal receivers | |
| JP2004242324A (ja) | デジタルｔｖ受信システムの復調回路及び復調方法 | |
| JP4149664B2 (ja) | 高精細度テレビジョン残留側波帯（ｖｓｂ）受信機 | |
| KR20040066610A (ko) | 디지털 티브이 수신기 및 심볼 클럭 복구 장치 | |
| KR960010494B1 (ko) | 에이치디티브이(hdtv)의 수신장치 | |
| KR101092440B1 (ko) | 반송파 복구 장치 및 이를 이용한 디지털 방송 수신기 | |
| KR100577199B1 (ko) | Ｄｔｖ 수신기에서의 반송파 복구 장치 | |
| KR20000044160A (ko) | 디지털 텔레비젼 수신장치의 타이밍 복원회로 | |
| MXPA01004216A (en) | Methods and compositions for the prevention of tolerance to medications | |
| AU2266500A (en) | Digital television signal receiver | |
| MXPA00004216A (en) | Network for eliminating dc offset in a received hdtv signal |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080802 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080802 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090802 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090802 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100802 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110802 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120802 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130802 Year of fee payment: 11 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |