KR100577199B1 - Ｄｔｖ 수신기에서의 반송파 복구 장치 - Google Patents

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VSB 방식의 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치에 관한 것으로서, 특히 반송파 복구 장치 중 주파수 위상 에러 검출기(FPED)의 Q 신호 입력 패스에 DC 파일롯 성분을 제거할 수 있도록 DC 제거기를 구비하므로써, VSB 전송 시스템이 구조적으로 가지고 있던 단점인 반송파 동기의 추적 성능 저하와 원거리 고스트에 대한 데이터 패턴 지터 현상을 개선할 수 있다. 따라서, 수신 채널의 변화에 보다 견고하게 동작할 수 있는 VSB 수신기 제조가 가능하다.
반송파 복구, FPED, 파일롯 신호, DC 제거기

Description

ＤＴＶ 수신기에서의 반송파 복구 장치{Apparatus for recovering carrier in digital TV receiver}
도 1은 일반적인 디지털 TV 수신기의 블록 구성도
도 2는 현재 한국과 미국의 DTV 규격에 정의된 공중파 신호의 주파수 특성을 나타낸 도면
도 3은 종래 기술에 따른 주파수 위상 오차 감지부를 나타낸 도면
도 4는 잔류측파대(VSB) 전송 시스템의 기저대역 신호 스펙트럼을 나타낸 도면
도 5는 본 발명에 따른 반송파 복구 장치 중 주파수 위상 오차 감지부를 나타낸 도면
도 6은 DC 제거기의 구성을 나타낸 도면
도 7은 Q 신호에 DC가 인가되었을 때 종래 기술과 본 발명의 반송파 동기 수렴 특성을 비교하기 위한 시뮬레이션 파형도
도 8은 Q 신호에 DC가 인가되었을 때 종래 기술과 본 발명의 심볼 복원기의 수렴 특성을 비교하기 위한 시뮬레이션 파형도
도 9는 원거리 고스트가 인가된 채널에서 종래 기술과 본 발명의 반송파 동기 수렴 특성을 비교하기 위한 시뮬레이션 파형도
**도면의 주요 부분에 대한 부호 설명**
501 : DC 제거기 502 : 제 1 저역 통과 필터
503 : 제 2 저역 통과 필터 504 : 지연기
505 : 부호 추출기 506 : 곱셈기
본 발명은 디지털 TV(DTV) 수신기에 관한 것으로 특히, VSB 방식의 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치에 관한 것이다.
일반적으로 미국 및 국내에서 디지털 TV(예, HDTV) 전송 방식의 표준으로 채택된 그랜드 얼라이언스(Grand Alliance)의 VSB 방식은 신호를 진폭 변조했을 때, 반송파를 중심으로 위아래가 생기는 두 개의 측대역 중 한쪽 측대역 신호를 크게 감쇄시켰을 때의 나머지 부분만을 변조하는 방식이다.
즉, 기저대역의 한쪽 측파대역 스펙트럼만을 취해 통과대역으로 옮겨서 전송하는 방식으로 밴드 영역을 효율적으로 사용하는 방식 중의 하나이다.
이때, 상기 VSB 변조시 기저 대역(base band)의 DC 스펙트럼이 통과대역(pass band)으로 옮겨가면 톤 스펙트럼으로 바뀌게 되고, 이 신호를 흔히 파이롯(pilot) 신호라 부른다. 즉, 방송국에서 VSB 변조를 할 때 수신기에서 신호를 정확히 복조하게 하기 위해서 파이롯 신호를 실어서 공중으로 날려보내게 된다.
도 1은 일반적인 디지털 TV 수신기의 블록 구성도로서, A/D 변환부(103), 위 상 분할부(104), 믹서(105), 정합 필터(106), 채널 등화부(107), 타이밍 복원부(108), 반송파 복구부(109)를 VSB 복조기라 칭하기도 한다.
즉, VSB 방식으로 변조된 RF 신호가 안테나를 통해 수신되면 튜너(101)는 헤테로다인 변조 방식을 사용하여 원하는 채널 주파수를 선택한 후 상기 채널 주파수에 실려진 RF 대역의 VSB 신호를 고정된 중간 주파수 대역(IF : 보통 44MHz나 43.5MHz가 널리 사용됨)으로 내리고 타 채널 신호를 적절히 걸러낸다.
그리고, 임의의 채널의 스팩트럼을 고정된 IF대역으로 옮겨서 출력해주는 튜너(101)의 출력 신호는 타 밴드 신호의 제거, 잡음 신호 제거, 그리고 아날로그 정합 필터의 기능으로 채용된 SAW(Surface Acoustic Wave) 필터(102)를 통과하게 된다.
이때, 디지털 방송 신호는 일 예로 44MHz의 중간 주파수로부터 6MHz의 대역만 남기고 나머지 구간을 모두 제거한 후 A/D 변환부(103)로 출력한다. A/D 변환부(103)는 타이밍 복원부(108)로부터 출력되는 VSB 심볼 클럭의 2배로 상기 SAW 필터(102)의 출력을 샘플링하여 상기 SAW 필터(102)의 출력을 디지털화한다.
상기 A/D 변환부(103)의 출력은 위상 분할부(104)로 입력되어 I, Q 신호와 곱하여 I, Q 성분으로 분리된 후 믹서(105)로 출력된다.
상기 믹서(105)는 반송파 복구가 이루어진 복소 반송파 즉, 정현파(SIN)와 여현파(COS)를 복소 발진기(Numerically Controlled Oscillator : NCO)(112)를 통해 입력받은 후 상기 위상 분할부(104)를 통해 출력되는 통과대역의 I, Q 신호와 각각 곱하여 통과 대역의 I, Q 신호를 기저대역의 I, Q신호로 천이시킨다.
기저대역의 I, Q 신호는 정합필터(106)로 출력됨과 동시에 반송파 복구를 위하여 반송파 복구부(109)로 출력된다.
상기 반송파 복구부(109)는 믹서(105)에서 출력되는 기저대역의 파일롯 신호로부터 반송파의 주파수 오프셋(frequency offset) 및 위상 잡음(phase jitter)을 제거한 후, 상기 믹서(105)로 해당 복소 정현파를 피드백시킨다. 따라서, 상기 믹서(105)는 주파수 오프셋 및 위상 잡음이 복구된 기저대역 디지털 신호를 정합 필터(106)로 출력하게 된다.
이때, 모든 아날로그 처리과정을 거친 신호는 A/D 변환기(103)에서 디지털 신호로 변환되고 위상 분할부(104)를 통해 I, Q 신호로 분리된 후에 반송파 복구부(109)에 출력된다. 따라서, 반송파 복구부(109) 후단의 모든 디지털 처리 블록들은 반송파 복구부(109)에서 반송파 복구가 이루어지지 않으면 정상적인 동작을 할 수 없다.
도 2는 현재 한국과 미국의 DTV 규격에 정의된 공중파 신호의 주파수 특성을 보여준다. 각 채널마다 중심 주파수(fc) 및 파이롯(pilot) 주파수(fp)는 다르지만, 여기서는 중심 주파수를 fc, 파일롯 주파수를 fp로 표기하기로 한다.
일 예로, 각 지상파 채널의 대역폭(width)은 6MHz의 가장 중간의 주파수가 중심 주파수(fc)이고, 전송 신호 상 반송파 신호가 존재하는 주파수를 파일롯 주파수(fp)라 한다. 이때, 반송파 대신 파일롯이라는 용어를 사용하는 것은 기존의 방송중인 아날로그 TV 신호에 DTV 신호가 영향을 주지 않도록 하기 위하여 반송파 신호 의 크기를 아주 작도록 줄여(약 13dB) 전송하기 때문이다.
DTV 수신기내의 반송파 복구부(109)에서는 전송 신호의 주파수상에 존재하는 파일롯 주파수(fp)의 위치를 정확하게 복원하여 이를 기저대역 신호로 변환한다.
현재 반송파 복구부(109)의 가장 일반적인 알고리즘으로는 도 1의 점선으로 표시한 블록에 나타난 바와 같이 DFPLL(Digital Frequency Phase Loop Lock)이라는 것을 사용하는데, 그 회로의 구현이 간단하며 성능이 우수하여 많이 사용하고 있다. 즉, DFPLL 구조의 반송파 복구부(109)는 위상 분할부(104)에서 출력되는 통과대역의 I, Q 신호를 기저대역의 I, Q 신호로 복조하여 주파수와 위상을 록킹(locking)한다.
도 1을 보면, A/D 변환기(103) 및 위상 분리기(104)를 통해 디지털화된 통과대역의 I, Q 신호는 믹서(105)로 입력되고, 믹서(105)는 반송파 복구가 이루어진 복소 반송파 즉, 정현파(SIN)와 여현파(COS)를 NCO(112)를 통해 입력받은 후 상기 위상 분리기(104)를 통해 출력되는 통과대역의 I, Q 신호와 각각 곱하여 통과 대역의 I, Q 신호를 기저대역의 I, Q신호로 천이시킨다.
기저대역의 I, Q 신호는 정합필터(106)로 출력됨과 동시에 반송파 복구를 위하여 반송파 복구부(109)의 주파수 위상 오차 감지부(Frequency Phase Error Detector : FPED)(110)로 출력된다.
상기 FPED(110)는 수신 신호의 반송파 성분과 수신기 자체의 기준 반송파 성분의 주파수 차이를 제거하는 FLL(Frequency Locked Loop) 과정을 수행한 다음에, 주파수 차이가 제거된 상기 두 개의 반송파 신호 사이의 위상 오차를 제거하는 PLL(Phase Locked Loop) 과정을 수행한다.
즉, 상기 FPED(110)는 상기 믹서(105)에서 출력되는 기저대역의 파일롯 신호로부터 주파수 오프셋과 위상 오차를 검출한 후 루프 필터(111)로 출력한다.
상기 루프 필터(111)는 상기 FPED(110)의 출력을 여과하고 적산한 후 복소 발진기(NCO)(112)로 출력한다. 상기 NCO(112)는 상기 루프 필터(111)의 출력에 비례하는 복소 정현파를 생성해 내어 믹서(105)로 출력한다.
도 3은 종래 기술에 따른 주파수 위상 오차 감지부(FPED)의 구조를 나타낸 도면으로, 제 1, 제 2 저역 통과 필터(301)(302)와, 지연기(303), 부호 추출기(304), 곱셈기(305)로 구성된다.
상기 믹서(105)에서 출력된 기저대역의 I, Q 신호는 FPED(110)에 입력되게 되는데, 기저대역의 I 신호는 FPED(110)의 제 1 저역 통과 필터(301)로 입력되고, 기저대역의 Q 신호는 제 2 저역 통과 필터(302)로 입력된다.
이때, 반송파 복구하는 반송파 복구부(109)에서는 6MHz의 대역폭 중 파일롯 주파수(fp)가 존재하는 주파수 주변의 신호만을 필요로 한다.
따라서, 상기 제 1, 제 2 저역 통과 필터(301)(302)는 데이터 성분들이 존재하는 나머지 주파수 성분을 I, Q 신호로부터 제거하여 데이터에 의한 반송파 복구부의 성능이 저하되는 것을 방지한다. 즉, 기저대역의 I, Q 신호에서 파일롯 신호는 DC 성분으로 변하게 된다. 엄밀하게는 DC 성분 주변의 주파수 성분으로 변한다.
이는 입력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 NCO(112)에서 생성된 반송파 주파수 성분의 차이에 의하여 발생된다. 따라서, DC 주변의 성분만 있으면 반송파 복구는 가능하므로, DC 성분 주변의 신호를 제외한 나머지 데이터 성분을 제 1, 2 저역 통과 필터(301)(302)에서 제거한다.
상기 제 1 저역 통과 필터(301)의 출력은 지연기(303)로 입력된다. 상기 지연기(303)는 데이터 성분이 제거된 I 신호를 일정시간 지연시켜 부호 추출기(304)로 출력한다.
이때, 제 1 저역 통과 필터(302)에서 출력되는 파일롯 성분의 I 신호가 지연기(303)를 통과하면서 정확히 DC 성분으로 파일롯이 변하지 않으면 그 만큼에 해당하는 위상 오차가 발생할 것이다. 따라서, 지연기(303)는 입력되는 통과대역 신호의 파일롯 주파수 성분과 NCO(112)의 반송파 주파수 성분의 차이를 위상 오차의 형태로 변환시켜 부호 추출기(304)로 출력한다.
상기 부호 추출기(304)는 상기 지연기(303)에서 출력되는 신호의 부호를 추출하여 1 또는 -1의 신호를 상기 곱셈기(305)로 출력한다. 곱셈기(305)는 상기 I 신호의 부호와 데이터 성분이 제거된 Q 신호와 곱한 후 위상 오차로서 루프 필터(111)로 출력한다.
이에, 루프 필터(111)는 입력되는 위상 오차를 여과하고 적산하여 NCO(112)로 출력하고, 상기 NCO(112)는 상기 루프 필터(111)의 출력에 비례하는 복소 반송파(COS, SIN)를 생성해 내어 상기 믹서(105)로 출력한다.
이러한 과정을 거치게 되면, 상기 복소 반송파는 이전에 비해 좀 더 입력되 는 신호의 반송파 주파수 성분에 가까운 신호가 된다. 이러한 과정을 반복하면 입력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 거의 비슷한 반송파 주파수 신호가 NCO(112)에서 발생되어 믹서(106)로 출력되고, 믹서(106)는 통과대역의 신호를 원하는 기저대역의 신호로 천이시킨다.
즉, 입력되는 통과대역에 존재하는 반송파 신호 성분의 파일롯의 주파수와 NCO(112)에서 발생되는 반송파 신호의 주파수 성분이 정확히 일치한다면 FLL 과정은 끝난 것이다. 그러나, 실제 상황에서는 NCO(112)의 자연적인 특성과 전송 선로의 특성의 영향으로 서로 비슷한 주파수 성분을 가지고 있을 뿐 두 개의 반송파 신호의 주파수가 정확하게 일치되지는 않는다. 따라서, 반송파 복구부(109)에서는 서로 불일치되는 주파수 성분을 보정하여 NCO(112)의 주파수를 바꾸어 두 개의 반송파 신호의 주파수가 일치가 되도록 해준다.
FLL이 완료되기 전에는 상기 부호 추출기(304)는 1과 -1을 번갈아 가면서 출력하나, 일단 FLL이 완료되고 나면 1 또는 -1 중 어느 하나의 신호만을 출력한다.
이처럼, 부호 추출기(304)에서 일정한 신호가 출력되면 상기 제 1 역 통과 필터(301), 지연기(303), 부호 검출기(304)는 동작하지 않고 오직 제 2 저역 통과 필터(302)만 동작하게 된다.
즉, FLL 과정이 완료되면 자동적으로 두 개의 반송파 신호 사이의 위상 오차를 제거하는 PLL(Phase Locked Loop) 과정이 수행되게 된다.
상기 제 2 저역 통과 필터(302)는 믹서(106)로부터의 Q 신호를 수신하여 데이터 성분을 제거한다. 제 2 저역 통과 필터(302)의 출력 신호는 곱셈기(305)를 통 해 I 신호의 부호와 곱해진 후 위상 오차로서 루프 필터(111)에 출력된다.
이에, 루프 필터(111)는 입력되는 위상 오차를 여과하고 적산하여 NCO(112)로 출력하고, 상기 NCO(112)는 상기 루프 필터(111)의 출력에 비례하는 복소 반송파(COS, SIN)를 생성해 내어 상기 믹서(105)로 출력한다.
이러한 과정을 통해 상기 복소 반송파는 이전에 비해 좀 더 입력되는 신호의 위상에 가까운 위상을 갖는 신호가 되며, 복소 반송파의 위상 오차가 제거되게 된다.
이러한 DFPLL 알고리즘은 간단한 구성에 비하여 포착 성능이 뛰어나고 시스템의 안정성이 높은 장점을 갖는다.
그러나, 종래 기술은 다음과 같은 문제점이 있다.
DFPLL 알고리즘은 기본적으로 수신되는 신호의 파일롯(pilot) 성분을 통해서 동작하기 때문에 파일롯 신호의 세기에 따라서 영향을 많이 받는다. 따라서, 파일롯 신호의 세가가 천천히 변하면서 동작하는 슬로우 무빙 고스트(slow moving ghost)가 인가된 경우에 특히 취약한 특성을 보이게 된다.
도 4는 잔류측파대(VSB) 전송 시스템의 기저대역 신호 스펙트럼을 나타낸 도면이다.
반송파 동기의 주파수와 위상이 맞추어지면 I 신호에서만 DC에 해당하는 파일롯 신호가 보이고, Q 신호에서는 DC 파일롯 신호가 상쇄되어 보이지 않는다. 이것은 VSB 전송 시스템의 특징이라고 볼 수 있다.
그러나, VSB 전송 신호에서 반송파의 위상이 90도 혹은 특정 위상의 상태로 입력되는 경우에 Q 신호에서 DC 파일롯 성분이 나타나게 된다.
반송파 동기의 주파수가 동기된 상태 즉, FLL이 완료된 상태에서 Q 신호에 나타나는 DC 파일롯 신호는 그 값이 그대로 루프 필터(loop filter)로 입력되게 된다. 이렇게 루프 필터로 DC 파일롯 신호가 입력되게 되면 VSB 기저대역 신호는 DC 파일롯 신호의 세기에 따라서 주파수 오프셋을 갖는 효과를 나타내게 된다.
이러한 주파수 오프셋은 심볼 클럭을 복원하는 블록 측면에서 보면 심볼 클럭이 변하는 것처럼 느껴지게 되는데, 이로 인해 VSB 수신기는 화면 에러를 보이게 된다.
또한, VSB 전송 시스템은 구조적으로 원거리 고스트(ghost)에 대해서 나쁜 특성을 갖는다. 이는 메인 신호에 대해서 먼 고스트(ghost)가 들어올수록 데이터 패턴 지터(data pattern jitter) 현상이 심하게 나타나기 때문으로, 원거리 고스트가 인가된 채널에서는 심한 성능 저하가 유발되게 된다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출한 것으로 고스트(ghost) 신호의 슬로우 무빙(slow moving)에 대한 추적 성능을 향상시킬 수 있는DTV 수신기에서의 디지털 복조 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적은 반송파 동기시 필연적으로 발생되는 패턴 지터의 양을 줄임으로써 백색잡음에 대한 TOV(Threshold Of Visibility) 특성을 개선할 수 있는 DTV 수신기에서의 디지털 복조 장치를 제공하는데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 VSB 전송 시스템이 구조적으로 안고 있는 원거리 고스트에 대한 성능 열화 문제를 해결하는데 있다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 DTV 수신기에서의 디지털 복조 장치는 반송파 동기의 주파수 동기가 맞추어진 이후에 구동되어 디지털화된 통과대역의 I, Q 신호를 기저대역의 I, Q 신호로 변환하는 믹서로부터 수신되는 기저 대역의 Q 신호에서 DC 파일롯 성분을 제거하는 DC 제거기와, 상기 기저대역 I 신호에서 파일롯 성분을 제외한 데이터 성분을 제거하는 제 1 저역 통과 필터와, 상기 DC 제거기에서 출력되는 Q 신호에서 데이터 성분을 제거하는 제 2 저역 통과 필터와, 상기 제 1 저역 통과 필터에서 출력되는 파일롯 성분의 I 신호를 DC 성분으로 변환하는 지연기와, 상기 지연기의 출력 신호로부터 I 신호의 부호를 추출하는 부호 추출기와, 상기 I 신호의 부호와 데이터 성분이 제거된 Q 신호를 승산하여 위상 오차를 생성하는 곱셈기로 구성됨을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 DC 제거기는 반송파 동기의 주파수 동기가 이루어지기 전에는 구동하지 않고, 수신되는 Q 신호를 바이패스(bypass)시키는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 곱셈기에서 생성된 위상 오차를 여과 적산하는 루프 필터와, 상기 루프 필터의 출력에 비례하는 복소 반송파를 생성하여 상기 믹서로 궤환시키는 복소 발진기를 더 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 DC 제거기는 반송파 동기의 주파수 동기가 이루어지기 전에는 믹서로부터 수신되는 Q 신호를 상기 제 2 저역 통과 필터로 바이패스(bypass) 시키는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 지연기는 상기 파일롯 성분의 I 신호가 정확히 DC 성분으로 변환될 수 있도록 파일롯 성분의 I 신호를 일정 시간 지연시키도록 구성되는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 DC 제거기는 믹서로부터 수신되는 Q 신호로부터 이전 신호로부터 검파된 Q 신호의 DC 추정치를 제거하는 뺄셈기와, 상기 뺄셈기의 출력 신호에서 잔류 DC 성분을 추출하는 누산기와, 상기 잔류 DC 성분으로부터 Q 신호의 DC 추정치를 산출하여 상기 뺄셈기로 궤환시키는 곱셈기로 구성되는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 곱셈기는 상기 누산기로부터 출력되는 잔류 DC값에 스텝 사이즈를 승산하여 Q 신호의 DC 추정치를 산출하도록 구성되는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 스텝 사이즈가 커질수록 DC 제거기의 수렴 속도는 빨라지고 정상 상태에서의 잔류 DC값이 증가되며, 스텝 사이즈가 작아질수록 잔류 DC값은 줄어들고 DC 제거기의 수렴 속도는 느려지는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 이점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예의 구성과 그 작용을 설명하며, 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 상기한 본 발명의 기술적 사상 과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지 는 않는다.
VSB 복조 장치의 A/D 변환기 및 위상 분리기를 통해 디지털화된 통과대역의 I, Q 신호는 믹서로 입력되는데, 믹서는 반송파 복구가 이루어진 복소 반송파 즉, 정현파(SIN)와 여현파(COS)를 복소 발진기(NCO)를 통해 입력받은 후 상기 위상 분리기를 통해 출력되는 통과대역의 I, Q 신호와 각각 곱하여 통과 대역의 I, Q 신호를 기저대역의 I, Q 신호로 천이시킨다.
기저대역의 I, Q 신호는 정합필터로 출력됨과 동시에 반송파 복구를 위하여 반송파 복구부의 주파수 위상 오차 감지부(Frequency Phase Error Detector : FPED)로 출력된다.
도 5는 본 발명에 따른 반송파 복구 장치 중 주파수 위상 오차 감지부(FPED)의 상세 구조도이다.
도 5를 보면, FPED는 반송파 동기의 주파수 동기가 된 후에 구동되어 믹서로부터 수신되는 기저대역 Q 신호의 DC 파이롯 성분을 제거하는 DC 제거기(501)와, 믹서로부터 수신되는 기저대역 I 신호로부터 데이터 성분이 존재하는 주파수 성분을 제거하는 제 1 저역 통과 필터(502)와, 상기 DC 제거기(501)를 통과한 Q 신호로부터 데이터 성분이 존재하는 주파수 성분을 제거하는 제 2 저역 통과 필터(503)와, 상기 데이터 성분이 제거된 I 신호를 일정시간 지연시키는 지연기(504)와, 상기 지연기(504)에서 출력되는 신호의 부호만을 추출하는 부호 추출기(505)와, 상기 부호 추출기(505)에서 출력되는 I 신호의 부호와 상기 제 2 저역 통과 필터(503)에서 출력되는 데이터 성분이 제거된 Q 신호를 곱한 후 위상 오차로서 후단의 루프 필터로 출력하는 곱셈기(506)로 구성된다.
VSB 전송 시스템의 특성상 반송파 동기의 주파수 동기가 맞추어지면 I 신호에서만 DC에 해당하는 파일롯 신호가 보이고, Q 신호에서는 DC 파일롯 신호가 상쇄되어 보이지 않아야 한다.
그러나, VSB 전송 신호에서 반송파의 위상이 90도 혹은 특정 위상의 상태로 입력되는 경우에 Q 신호에서 DC 파일롯 성분이 나타나게 되는데, 상기 DC 제거기(501)는 반송파 동기의 주파수 동기가 이루어진 이후에 믹서로부터 수신되는 기저대역 Q 신호로부터 DC 성분을 제거하여 Q 신호의 DC 성분에 의하여 반송파 복구부의 성능이 저하되는 것을 방지한다.
즉, 반송파 동기의 주파수 동기가 이루어지기 전에는 상기 DC 제거기(501)는 구동하지 하지 않고 수신되는 Q 신호를 그대로 바이패스(bypass)시키고, 이후 반송파 동기의 주파수 동기가 이루어져 즉, FLL이 완료되어 반송파 동기의 주파수 동기가 이루어졌음을 나타내는 Frequency Locking Indication Signal이 수신된 이후에야 구동되게 된다.
도 6은 상기 DC 제거기의 상세 회로도이다.
도 6을 보면, DC제거기(501)는 믹서로부터 수신되는 Q 신호에서 이전 신호로부터 검파된 현재 Q 신호의 DC 추정치를 제거하여 상기 제 2 저역 통과 필터(503)로 출력하는 뺄샘기(501a)와, 상기 뺄샘기(501a) 출력 신호를 평균화하여 DC 성분을 추출하는 누산기(501b)와, 상기 누산기(501b)로부터 출력되는 DC값에 스텝 사이즈(step-size), μ를 승산하여 현재 입력 신호의 DC 추정치를 산출하고 이를 상기 뺄셈기(501a)로 궤환(feedback)시키는 곱셈기(501c)로 구성된다.
따라서, 상기 뺄셈기(501a)는 상기 곱셈기(501c)에서 출력되는 DC 추정치를 수신하고, 믹서로부터 입력되는 Q 신호에서 DC 추정치를 감산하므로써, Q 신호의 DC 성분을 제거할 수 있다.
여기서 주목할 점은 상기 DC 추정치는 이전 뺄셈기(501a) 출력 신호의 DC값에 스텝 사이즈(μ)를 곱해서 얻은 '현재 Q 신호의 DC 추정치'로, 실제로 현재 입력되는 Q 신호의 DC값과는 다른 값이다.
따라서, 뺄셈기(501a)의 출력 신호는 DC 성분이 완전히 제거되지 않고 잔류 DC 성분이 남아 있는 상태가 된다. 이 잔류 DC 성분은 상기 누산기(501b)를 통해 추출되고 승산기(501c)에서 스텝 사이즈, μ와 곱해져서 새로운 DC 추정값으로 산출되게 된다.
따라서, 상기 뺄셈기(501a), 누산기(501b), 승산기(501c)로 구성되는 루프(loop)를 여러 번 거칠수록 잔류 DC값은 점점 줄어들게 된다.
상기 스텝 사이즈, μ는 DC 제거기의 수렴 속도와 정상 상태의 잔류 DC값을 결정하는 값이다.
즉, 스텝 사이즈, μ가 클 경우 수렴 속도는 빨라지지만 정상 상태에서의 잔류 DC값이 크다. 반면, 스텝 사이즈, μ가 작을 경우 잔류 값은 작아지지만 수렴 속도는 느려지게 된다.
이와 같이 구성되는 반송파 복구 장치 동작은 다음과 같다.
반송파 복구 장치는 우선, FLL이 동작하여 반송파 복구 중 주파수 포착을 수 행하며, 주파수 포착이 이루어지면 자동으로 PLL로 동작하여 위상 포착 과정을 수행한다.
반송파 복구부에서는 6MHz의 대역폭 중 파일롯 주파수가 존재하는 주파수 주변의 신호만을 필요로 하므로 우선, 상기 제 1, 제 2 저역 통과 필터(502)(503)는 데이터 성분이 존재하는 나머지 주파수 성분을 I 신호 및 Q 신호로부터 제거한다.
이때에는 FLL이 이루어지기 전이므로, 상기 DC제거기(501)는 구동되지 않고, 입력되는 Q 신호는 DC 제거기(501)에서 그대로 바이패스(bypass)되게 된다.
기저 대역의 I 신호는 제 1 저역 통과 필터(502)를 통과함에 따라 DC 파이롯 성분으로 변하게 된다. 이는 입력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 복소 발진기에서 생성된 반송파 주파수 성분의 차이에 의하여 발생된다. 즉, 반송파 복구는 파일롯 성분만 있으면 반송파 복구는 가능하므로 DC 주변의 신호를 제외한 나머지 성분을 제 1 저역 통과 필터(502)에서 제거한다.
한편, 기저 대역의 Q 신호는 제 2 저역 통과 필터(503)를 통과함에 따라서 DC 주변의 신호를 제외한 데이터 성분이 제거되게 된다.
그리고, 상기 제 1 저역 통과 필터(502)의 출력은 지연기(504)로 입력된다.
상기 지연기(504)는 데이터 성분이 제거된 I 신호를 일정 시간 지연시켜 부호 추출기(505)로 출력하는데, 이때 제 1 저역 통과 필터(502)에서 출력되는 파일롯 성분의 I 신호가 지연기(504)를 통과하면서 정확히 DC 성분으로 파일롯이 변하지 않으면 그 만큼에 해당하는 위상 오차가 발생할 것이다.
따라서, 상기 지연기(504)는 입력되는 통과대역 신호의 파일롯 주파수 성분 과 복소 발진기의 반송파 주파수 성분의 차이를 위상 오차의 형태로 변환시켜 부호 추출기(505)로 출력한다.
그리고, 상기 부호 추출기(505)는 상기 지연기(504)로부터 출력되는 신호의 부호만을 추출하여 곱셈기(506)로 출력하고, 곱셈기(506)에서는 I 신호의 부호와 데이터 성분이 제거된 Q 신호를 곱한 후 위상 오차로서 후단의 루프 필터로 출력한다.
이에, 루프 필터는 입력되는 위상 오차를 여과하고 적산하여 복소 발진기(NCO)로 출력하고, 상기 NCO는 상기 루프 필터의 출력에 비례하는 복소 반송파(COS, SIN)를 생성해 내어 상기 믹서로 출력한다.
이러한 과정을 거치게 되면, 상기 복소 반송파는 이전에 비해 좀 더 입력되는 신호의 반송파 주파수 성분에 가까운 신호가 된다. 이러한 과정을 반복하면 입력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 거의 비슷한 반송파 주파수 신호가 NCO(112)에서 발생되어 믹서(106)로 출력되고, 믹서(106)는 통과대역의 신호를 원하는 기저대역의 신호로 천이시킨다.
즉, 입력되는 통과대역에 존재하는 반송파 신호 성분의 파일롯의 주파수와 NCO(112)에서 발생되는 반송파 신호의 주파수 성분이 정확히 일치한다면 FLL 과정은 끝난 것이다. 그러나, 실제 상황에서는 NCO(112)의 자연적인 특성과 전송 선로의 특성의 영향으로 서로 비슷한 주파수 성분을 가지고 있을 뿐 두 개의 반송파 신호의 주파수가 정확하게 일치되지는 않는다. 따라서, 반송파 복구부(109)에서는 서로 불일치되는 주파수 성분을 보정하여 NCO(112)의 주파수를 바꾸어 두 개의 반송 파 신호의 주파수가 일치가 되도록 해준다.
FLL이 완료되기 전에는 상기 부호 추출기(505)는 1과 -1을 번갈아 가면서 출력하나, FLL이 완료되고 나면 1 또는 -1 중 어느 하나의 신호만을 출력한다.
이처럼, 부호 추출기(505)에서 일정한 값이 출력되면 상기 제 1 저역 통과 필터(502), 지연기(504), 부호 검출기(505)는 구동되지 않게 되므로 FLL이 완료된 다음에는 오직 제 2 저역 통과 필터(503)만 동작하게 된다.
즉, FLL 과정이 완료되면 자동적으로 두 개의 반송파 신호 사이의 위상 오차를 제거하는 PLL(Phase Locked Loop) 과정이 수행되게 되는 것이다.
한편, 상기 DC 제거기(501)는 FLL이 완료되어 반송파 동기의 주파수 동기가 이루어졌음을 나타내는 Frequency Locking Indication Signal을 수신하여 구동되게 된다.
따라서, 믹서(106)로부터 입력되는 기저대역의 Q 신호는 DC 제거기(501)를 통해 DC 파일롯 성분이 제거되게 되고, DC 파일롯 성분이 제거된 Q 신호는 제 2 저역 통과 필터(503)로 입력되게 되며, 제 2 저역 통과 필터(503)에서 데이터 성분이 제거되게 된다.
그리고, 상기 데이터 성분이 제거된 Q 신호를 곱셈기(506)를 통해 위상 오차로서 루프 필터(111)로 출력되게 된다. 상기 루프 필터(111)에서는 위상 오차를 여과하고 적산하여 NCO(112)로 출력하고, 상기 NCO(112)는 상기 루프 필터(111)의 출력에 비례하는 복소 반송파(COS, SIN)를 생성해 내어 상기 믹서(105)로 출력한다.
이와 같은 과정을 통해, 복소 반송파의 위상 오차가 제거되게 된다.
도 7은 Q 신호에 DC가 인가되었을 때 종래 기술과 본 발명의 반송파 동기 수렴 특성을 비교하기 위한 시뮬레이션 파형도이고, 도 8은 Q 신호에 DC가 인가되었을 때 종래 기술과 본 발명의 심볼 복원기의 수렴 특성을 비교하기 위한 시뮬레이션 파형도이다.
이때, 시뮬레이션에 사용한 DC값은 0.5이다.
도 7을 보면, 종래 기술에서는 인가된 DC 신호에 의해 반송파 동기의 주파수 수렴 특성이 갑자기 큰 변화를 보이고 있다.
이와 같은 반송파 동기의 주파수 수렴 특성 변화는 후단의 심볼 복원기에 영향을 주게 되어, 도 8에 나타난 바와 같이 심벌 클럭 복원 동기의 심벌 주파수 특성이 큰 변화를 겪게 되는 것을 확인할 수 있다. 이는 심벌 클럭의 슬립(silp) 현상으로 나타나게 된다.
그러나, 본 발명의 FPED를 적용한 반송파 복구부의 주파수 수렴 특성을 살펴보면 DC가 인가된 전후의 특성이 별로 차이가 나지 않음을 알 수 있다. 그리고, 반송파 복구부 후단의 심볼 복원기 역시, 심벌 클럭 복원 동기의 심벌 주파수 특성이 크게 변화되지 않는다.
한편, 본 발명의 FPED는 DC 제거기에서 신호를 평균화하여 DC 신호를 검출하고 있는데, 이때 반송파의 위상 에러도 함께 평균화하는 효과를 가져와 정상상태에서 노이즈에 대한 성능을 향상시킬 수 있게 된다.
이러한 사실은 도 9의 시뮬레이션 파형도를 통해 확인할 수 있다.
도 9는 원거리 고스트가 인가된 채널에서 종래 기술과 본 발명의 반송파 동 기 수렴 특성을 비교하기 위한 시뮬레이션 파형도이다.
통상, VSB 시스템은 구조적으로 원거리 고스트에 대해서 아주 나쁜 특성을 나타내는데, 이는 메인 신호에 대해서 먼 고스트 신호가 들어올수록 패턴 지터(jitter) 현상이 심하게 나타나기 때문이다.
도 9를 보면, 종래 기술은 원거리 고스트가 인가된 채널에서 심한 성능 저하가 발생됨을 확인할 수 있다. 그러나, 본 발명에서 제시하는 FPED를 채용한 시스템에서는 원거리 고스트에 대한 데이터 패턴 지터 현상이 현저히 줄어들었음을 확인할 수 있다.
상기와 같은 본 발명의 DTV 수신기에서의 디지털 복조 장치에 의하면, DC 제거기를 통해 Q 신호의 DC 성분을 제거하므로써, 심볼 클럭이 심하게 변동되는 현상을 방지할 수 있다.
따라서, VSB 전송 시스템이 구조적으로 가지고 있던 단점인 반송파 동기의 추적 성능 저하를 줄일 수 있으며, 특히 슬로우 무빙 고스트가 인가된 경우에 VSB 전송 시스템의 구조적인 문제로 인해 취약해지는 반송파 동기 시스템의 추적 성능을 향상시킬 수 있다. 그리고, 반송파 복구부의 주파수 수렴 특성 향상으로 인하여 반송파 복구부 후단의 심볼 복원기의 심벌 주파수 특성 역시 향상되게 된다.
또한, 원거리 고스트에 대한 패턴 지터 현상을 줄일 수 있으므로 VSB 시스템이 구조적으로 안고 있는 원거리 고스트에 대한 성능 열화를 방지할 수 있으며, 반송파 동기시 필연적으로 발생되는 패턴 지터의 양을 줄일 수 있으므로 백색 잡음에 대한 TOV(Threshold Of Visibility) 특성을 향상시킬 수 있다.
또한, DC 제거기를 통해 반송파 위상 에러를 평균화하는 효과를 가져와 정상상태에서의 노이즈에 대한 성능이 향상되게 된다.
결과적으로, 수신 채널의 변화에 보다 견고하게 동작할 수 있는 VSB 수신기 제조가 가능해지게 된다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 이탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정하는 것이 아니라 특허 청구범위에 의해서 정해져야 한다.

Claims (7)

  1. 반송파 동기의 주파수 동기가 맞추어진 이후에 구동되어 디지털화된 통과대역의 I, Q 신호를 기저대역의 I, Q 신호로 변환하는 믹서로부터 수신되는 기저 대역의 신호 중 Q 신호를 수신하여 Q 신호의 DC 파일롯 성분을 제거하는 DC 제거기;
    상기 기저대역 I 신호에서 파일롯 성분을 제외한 데이터 성분을 제거하는 제 1 저역 통과 필터;
    상기 DC 제거기에서 출력되는 Q 신호에서 데이터 성분을 제거하는 제 2 저역 통과 필터;
    상기 제 1 저역 통과 필터에서 출력되는 파일롯 성분의 I 신호를 DC 성분으로 변환하는 지연기;
    상기 지연기의 출력 신호로부터 I 신호의 부호를 추출하는 부호 추출기; 그리고,
    상기 I 신호의 부호와 데이터 성분이 제거된 Q 신호를 승산하여 위상 오차를 생성하는 곱셈기로 구성됨을 특징으로 하는 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 DC 제거기는
    반송파 동기의 주파수 동기가 이루어지기 전에는 믹서로부터 수신되는 Q 신호를 상기 제 2 저역 통과 필터로 바이패스(bypass)시키는 것을 특징으로 하는 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 곱셈기에서 생성된 위상 오차를 여과 적산하는 루프 필터; 그리고,
    상기 루프 필터의 출력에 비례하는 복소 반송파를 생성하여 상기 믹서로 궤환시키는 복소 발진기를 더 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 지연기는
    상기 파일롯 성분의 I 신호가 정확히 DC 성분으로 변환될 수 있도록 파일롯 성분의 I 신호를 일정 시간 지연시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신기에의 반송파 복구 장치.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 DC 제거기는
    믹서로부터 수신되는 Q 신호로부터 이전 신호로부터 검파된 Q 신호의 DC 추정치를 제거하는 뺄셈기;
    상기 뺄셈기의 출력 신호에서 잔류 DC 성분을 추출하는 누산기; 그리고,
    상기 잔류 DC 성분으로부터 Q 신호의 DC 추정치를 산출하여 상기 뺄셈기로 궤환시키는 곱셈기로 구성되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 곱셈기는
    상기 누산기로부터 출력되는 잔류 DC값에 스텝 사이즈를 승산하여 Q 신호의 DC 추정치를 산출하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 스텝 사이즈가 커질수록 DC 제거기의 수렴 속도는 빨라지고 정상 상태에서의 잔류 DC값이 증가되며, 스텝 사이즈가 작아질수록 잔류 DC값은 줄어들고 DC 제거기의 수렴 속도는 느려지는 것을 특징으로 하는 DTV 수신기에서의 반송파 복구 장치.
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