KR100451741B1 - 반송파 복구 장치 - Google Patents

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Abstract

VSB 방식의 디지털 TV 수신기의 반송파 복구 장치에 관한 것으로서, 특히 반송파 복구부에서 반송파 복구 여부에 상관없이 항상 위상 오차가 제거된 기저대역 신호를 후단에 출력함으로써, 입력되는 신호의 반송파 성분의 주파수와 위상 오차 성분을 반송파 복구부에서 완전히 제거하지 않더라도 후단에서는 항상 반송파 복구가 이루어진 것과 같은 신호를 입력받게 되고 이로 인해, 반송파 복구부에서 반송파 복구가 정확하게 이루어지지 않더라도 이때의 위상 오차 즉, 반송파 위상의 부정확한 복구가 후단의 디지털 블록에 영향을 주지 않으므로 디지털 TV 수신기의 성능을 향상시킬 수 있다.

Description

반송파 복구 장치{Apparatus for recovering carrier}
본 발명은 디지털 TV 수신기에 관한 것으로서, 특히 VSB 방식의 디지털 TV수신기의 반송파 복구 장치에 관한 것이다.
기존의 아날로그 TV 방송은 점차로 디지털 TV 방송으로 전환될 예정이다. 디지털 TV 방송은 수신기에서 전송 채널 상에 존재하는 모든 잡음을 완전하게 제거하여 방송국에서 송신된 화면과 같은 상태의 깨끗한 화면을 볼 수 있는 장점이 있다. 그러나, 전송 채널 상에 존재하는 모든 잡음을 완전하게 제거하기 위해서는 아주 복잡한 부호화 방식 등의 사용이 필요하다.
현재 한국 및 미국의 디지털 TV(이하, DTV라 칭함.) 방송 규격으로 채택된 잔류 측파대(VSB) 방식은 기존의 아날로그 TV 방송용으로 할당된 주파수를 이용하여 방송 신호를 보내도록 되어 있다. 그러나, 기존의 아날로그 TV 방송에 주는 영향을 최소화하기 위하여 DTV 신호의 세기를 아날로그 TV 신호 세기에 비해 아주 작은 크기로 전송한다. 물론 DTV 신호 내에는 잡음의 영향을 줄이기 위하여 여러 가지 부호화 방식 및 채널 등화기 등이 사용되어 신호의 세기가 작더라도 DTV 신호의 수신에는 문제가 없도록 규격이 결정되어 있다. 그러나, 전송 채널의 상황이 아주 열악하면 신호를 제대로 수신할 수 없다. 통상 DTV 전송 방식은 방송 수신시 전송 채널 상에서 발생하는 잡음을 완전히 제거하여 전혀 잡음이 없는 화면을 볼 수 있는 장점이 있는 반면, 전송 신호를 완전히 복원하지 못하면 화면을 아예 볼 수 없다는 단점이 있으므로, 수신기는 어떠한 열악한 전송 채널을 통과한 신호라 하더라도 모두 수신할 수 있도록 하여야 한다.
도 1은 현재 국내 및 미국에서 DTV 규격으로 채택된 ATSC 방식에서 이용되는 VSB 변조 방식을 이용한 송신부의 일반적인 구성 블록도이다.
도 1을 보면, 먼저 입력되는 트랜스포트 스트림(Transport Stream)(101)은 ATSC에서 규정한 RS(Reed Solomon) 엔코더, TCM(Trellis Coded Map)등을 수행하는 채널 엔코더(Channel Encoder)(101)를 통과한 후 VSB 변조를 위하여 복소 필터(Complex filter)(102)를 통과하면, I,Q 신호의 주파수 모양은 VSB 변조를 할 수 있는 모양으로 변한다.
즉, 상기 채널 엔코더(101)에서 엔코딩된 디지털 신호가 SRC(Square Root Raised Cosine) 필터를 통과하면 통과대역(passband) I 신호가 되어 중간 주파수(IF) 변조부(103)로 출력된다. 그리고, 상기 채널 엔코더(101)에서 엔코딩된 디지털 신호가 힐버트 변환기와 SRC 필터를 순차적으로 통과하면 통과대역 Q 신호가 되어 상기 IF 변조부(103)로 출력된다.
상기 IF 변조부(103)는 I 신호에 coswct를 곱하고, Q 신호에 sinwct를 곱하여 감산기(104)로 출력하고, 감산기(104)는 입력되는 두 신호의 차 값 즉, 대역폭이 6MHz인 VSB의 IF 신호를 공중파 변조기(105)로 출력한다. 상기 공중파 변조기(105)는 입력되는 신호를 RF 변조하여 송신 안테나를 통해 전송한다. 즉, 복소 필터(102)에서 출력되는 I 신호를 그냥 공중파 신호로 변환시키게 되면 신호의 대역폭이 6MHz보다 큰 신호가 전송되므로 이를 방지하기 위하여, 상기 감산기(104)에서 I 신호로부터 Q 신호를 빼서 신호의 대역폭을 6MHz로 만든 다음 공중파 변조기(105)에서 공중파 신호로 변조하여 전송한다.
상기된 도 1과 같은 송신부에서 발생된 신호가 전송 채널을 통과하여 도 2와같은 수신기에 입력된다.
도 2는 일반적인 VSB 방식의 디지털 TV 수신기의 구성 블록도로서, VSB 방식으로 변조된 RF(Radio Frequency) 신호가 안테나(201)를 통해 수신되면 튜너(202)는 사용자가 원하는 특정 채널 주파수만을 선택한 후 상기 채널 주파수에 실려진 RF 대역의 VSB 신호를 중간 주파수 대역(IF; 보통 44MHz이나 아날로그 TV 방송의 경우 43.75MHz가 널리 사용됨)으로 내리고 타채널 신호를 적절히 걸러낸다.
그리고, 임의의 채널의 스펙트럼을 IF의 통과 대역 신호로 변환하는 튜너(202)의 출력 신호는 인접 채널 신호의 제거, 잡음 신호제거의 기능으로 채용된 소오(Surface Acoustic Wave ; SAW) 필터(202)를 통과하게 된다.
이때, 디지털 방송 신호는 일 예로, 44MHz의 중간 주파수로부터 6MHz의 대역 내에 모든 정보가 존재하므로 SAW 필터(203)에서는 튜너(202)의 출력으로부터 정보가 존재하는 6MHz의 대역만 남기고 나머지 구간을 모두 제거한 후 IF 증폭기(204)로 출력한다.
상기 IF 증폭기(204)는 후단의 A/D 변환기(205)로 출력되는 신호의 크기를 항상 같게 하기 위하여 상기 SAW 필터(203)에서 출력되는 신호에 이미 계산된 이득(gain) 값을 곱해준다. 즉, A/D 변환기(205)의 입력 신호의 크기를 항상 일정하게 하기 위하여 IF 증폭기(204)에서 입력 신호의 이득을 조절하게 되는데, 이에 대한 정보는 아날로그 신호에서 바로 추출할 수 있고, A/D 변환기(205) 후단의 디지털 블록에서 추출하여 전달할 수도 있다. 상기 A/D 변환기(205)로 입력되는 신호는 6MHz의 통과대역 신호이다. 따라서, IF 증폭기(204)에서는 A/D 변환기(205)로입력되는 6MHz의 모든 신호에 대하여 항상 일정한 크기를 가질 수 있도록 이득 조절을 한다.
따라서, 상기 A/D 변환기(205)는 항상 같은 크기의 신호를 상기 IF 증폭기(204)로부터 입력받아 디지털화한다.
상기 A/D 변환기(205)에서 디지털화된 통과대역 신호는 반송파 복구부(206)에서 기저대역으로 천이된 후 DC 제거기(207)로 출력된다. 이때, 상기 반송파 복구부(206)에서 반송파 복구시 사용된 반송파 신호는 반송파 복구 후에 주파수가 0Hz인 DC 성분으로 변한다.
즉, 상기 DC 성분은 반송파 복구부에서 반송파 복구를 수행할 수 있도록 하기 위하여 송신부에서 송신 신호에 강제로 삽입한 것이다. 그러므로, 반송파 복구가 수행된 후에는 송신부에서 삽입된 DC 성분은 필요가 없다. 따라서, 상기 DC 제거기(207)는 상기 반송파 복구부(206)에서 출력되는 기저대역의 신호로부터 DC 성분을 검출하여 제거한다.
상기 DC 성분이 제거된 기저대역의 디지털 신호는 동기화부(209)와 채널 등화기(209)로 출력된다.
통상, 그랜드 얼라이언스(GA)에서 제안한 VSB 전송 방식은 다른 DTV 전송 방식에 비해 가장 주목할 만한 특성은 파일롯 신호, 데이터 세그먼트 동기 신호, 그리고 필드 동기 신호라도 볼 수 있다. 이러한 신호들은 캐리어 복구와 타이밍 복구등의 특성을 향상시키기 위해 송신부에서 삽입하여 전송한다.
따라서, 상기 동기화부(208)는 상기 DC 제거된 신호로부터 송신시 삽입되었던 데이터 세그먼트 동기 신호, 필드 동기 신호들을 복원한다. 이렇게 구해진 동기 신호들은 채널 등화기(209), 위상 추적기(210), 및 FEC부(211)로 출력된다.
상기 채널 등화기(209)는 상기 기저 대역의 디지털 신호와 동기 신호를 이용하여 상기 기저대역의 디지털 신호에 포함된 심볼간 간섭을 일으키는 진폭의 선형 왜곡, 건물이나 산등에서 반사되어 생기는 고스트 등을 제거한 후 위상 추적기(210)로 출력한다.
상기 위상 추적기(210)는 상기 채널 등화기(209)의 출력 신호로부터 상기 튜너(202)에서 야기된 순간적인 잔류 위상 잡음을 제거하여 FEC부(211)로 출력한다. 상기 FEC부(211)는 상기 동기 신호들을 이용하여 위상 잡음이 제거된 신호로부터 송신 심볼을 복구하여 트랜스포트 스트림 형태로 출력한다.
이때, 도 1을 보면, 모든 아날로그 처리 과정을 거친 신호는 A/D 변환기(205)에서 디지털 신호로 변환된 후 반송파 복구부(206)로 출력된다. 따라서, 상기 반송파 복구부(206) 후단의 모든 디지털 처리 블록들은 반송파 복구부(206)에서 반송파 복구가 이루어지지 않으면 정상적인 동작을 할 수 없다.
도 3은 상기 반송파 복구부(206)의 가장 일반적인 알고리즘으로서, FPLL (Frequency Phase Locked Loop)이라는 것을 사용한다.
도 3에서 보면, A/D 변환기(205)에서 디지털화된 통과대역 신호는 지연기(301)와 힐버트 변환기(302)로 출력한다.
이때, 상기 힐버트 변환기(302)는 입력되는 실수(real) 성분의 신호를 90도 반전시켜 허수 성분의 신호로 변환한 후 복소 곱셈기(303)로 출력하고, 상기 지연기(301)는 상기 힐버트 변환기(302)에서의 처리 시간만큼 입력되는 실수 성분의 신호를 지연시켜 r(t)와 rhilbert(t) 신호의 위상을 동일하게 한다.
여기서, 상기 지연기(301)의 출력 r(t)은 하기의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
상기 수학식 1에서 wc는 입력되는 신호에 존재하는 반송파 신호의 주파수이고,는 반송파 신호의 위상 성분이다. 또한, I(t)는 송신부에서 전달하려고 하는 정보 신호이고, Q(t)는 I(t)의 직교 성분이다. 그리고, p는 송신부에서 반송파 복구를 위해 삽입한 파일롯 신호로서, 입력 신호 사이에 존재한다.
또한, 힐버트 변환기(302)는 입력 신호 r(t)의 위상을 -90°로 변환하여 입력되는 r(t) 신호와 직교 성분을 갖는 신호를 생성한다.
상기 힐버트 변환기(302)를 거친 신호는 하기의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
상기 지연기(301)와 힐버트 변환기(302)를 거친 신호는 복소 곱셈기(303)로 입력된다. 이후, 상기 지연기(301)에서 출력되는 신호를 통과대역 I 신호, 힐버트 변환기(302)에서 출력되는 신호를 통과대역 Q 신호라 한다.
상기 복소 곱셈기(303)는 반송파 복구가 이루어진 복소 반송파 즉, 정현파(SIN)와 여현파(COS)를 NCO(Numerically Controlled Oscillator)(310)를 통해 입력받은 후 상기 지연기(301) 및 힐버트 변환기(302)에서 출력되는 통과대역의 I,Q 신호와 곱하여 상기 통과대역 I,Q 신호를 기저대역 I,Q 신호로 천이시킨다.
이때, 반송파 복구가 수행되기 전에는 입력되는 신호의 반송파 신호 성분의 주파수 및 위상과 NCO(310)의 출력에 존재하는 기준 반송파 신호의 그것들과 정확하게 일치하지 않는다. 이러한 경우에 상기 복소 곱셈기(303)로부터 출력되는 신호는 하기의 수학식 3, 4와 같다.
여기서,는 입력 신호에 존재하는 반송파 신호의 주파수 성분과 NCO(310)의 출력에 존재하는 반송파 신호의 주파수 성분과의 차이이다. 또한,는 두 반송파 신호의 위상 성분의 차이이다.
만일, 반송파 복구가 정확하게 수행되었다면및는 모두 '0'으로 변한다. 따라서, 이 경우 상기 복소 곱셈기(303)의 출력은 하기의 수학식 5,6과 같이 표현할 수 있다.
i(t) = {I(t) + p}
q(t) = Q(t)
상기와 같이 반송파 복조가 정확하게 수행되었을 때는 NCO(310)의 출력 주파수 및 위상이 정확히 수신 신호의 주파수 및 위상과 같아서 복소 곱셈기(303)의 출력이 다음 디지털 처리부로 전달되었을 때 후단의 디지털 처리부의 성능이 극대화된다.
그러나, 반송파 복구가 정확하게 이루어지지 않으면 이에 따른 잡음이 추가되어 후단으로 전달된다. 만약 수신 신호와 NCO(310)의 출력신호의 주파수 특성이 정확하게 일치하지 않으면, 복소 곱셈기(303)에서 출력되는 신호는 상기된 수학식 3, 4와 같은 신호가 되며, 이러한 신호가 후단의 디지털 처리부로 전달되면 이들 블럭들의 성능 저하를 초래한다.
따라서, 반송파 복조기는 상기 수학식 3,4에 있는및성분을 정확하게 0으로 만들어야 한다. 상기성분을 '0'으로 만드는 역할을 FLL 과정이라고 한다. 도 3에서 수신 신호와 NCO(310)의 출력 주파수 차이()가 존재하는 경우 이를 보상하기 위하여 i(t) 와 q(t) 신호를 각각 저역 통과 필터링시킨다.
즉, 상기 기저대역 I,Q 신호는 DC 제거기(207)로 출력됨과 동시에 반송파 복구를 위해 기저대역 I 신호 i(t)는 제 1 저역 통과 필터(304)로 출력되고, 기저대역의 Q 신호 q(t)는 제 2 저역 통과 필터(307)로 출력된다.
반송파를 복구하는 반송파 복구부(206)에서는 6MHz의 대역폭 중 파일롯 주파수가 존재하는 주파수 주변의 신호만을 필요로 한다. 따라서, 상기 제 1, 제 2 저역 통과 필터(304,307)는 데이터 성분들이 존재하는 나머지 주파수 성분을 I, Q 신호로부터 제거하여 데이터에 의하여 반송파 복구부의 성능이 저하되는 것을 방지한다. 즉, 기저대역의 I,Q 신호에서 파일롯 신호는 DC 성분으로 변하게 된다. 엄밀하게는, DC 성분 주변의 주파수 성분으로 변한다. 이는 입력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 NCO(308)에서 생성된 반송파 주파수 성분의 차이에 의하여 발생된다. 따라서, DC 주변의 성분만 있으면 반송파 복구는 가능하므로, DC 성분 주변의 신호를 제외한 나머지 데이터 성분을 제 1, 제 2 저역 통과 필터(304,307)에서 제거한다.
상기 제 1 저역 통과 필터(304)의 출력은 지연기(305)로 입력된다. 상기 지연기(305)는 데이터 성분이 제거된 I 신호를 일정시간 지연시켜 부호 추출기(306)로 출력한다. 이때, 상기 제 1 저역 통과 필터(304)에서 출력되는 파일롯 성분의 I 신호가 지연기(305)를 통과하면서 정확히 DC 성분으로 파일롯이 변하지 않으면 그 만큼에 해당하는 위상 오차가 발생한 것이다.
따라서, 상기 지연기(305)는 입력되는 통과대역 신호의 파일롯 주파수 성분과 NCO(310)의 반송파 주파수 성분의 차이를 위상 오차의 형태로 변환시켜 부호 추출기(306)로 출력한다.
상기 부호 추출기(306)는 상기 지연기(305)에서 출력되는 신호의 부호만을 추출하여 곱셈기(308)로 출력한다. 상기 곱셈기(308)는 상기 I 신호의 부호와 데이터 성분이 제거된 Q 신호를 곱한 후 위상 오차로서 루프 필터(309)로 출력한다. 상기 루프 필터(309)는 입력되는 위상 오차를 여과하고 적산하여 NCO(310)로 출력하고, 상기 NCO(310)는 상기 루프 필터(308)의 출력에 비례하는 복소 반송파(COS,SIN)를 생성해 내어 상기 복소 곱셈기(303)로 출력한다. 상기 복소 반송파는 이전에 비해 좀 더 입력되는 신호의 반송파 주파수 성분에 가까운 신호가 된다. 이러한 과정을 반복하면 입력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 거의 비슷한 반송파 주파수 신호가 NCO(310)에서 발생되어 복소 곱셈기(303)로 출력되고, 복소 곱셈기(303)는 통과대역의 신호를 원하는 기저대역의 신호로 천이시킨다.
이러한 일련의 과정이 반송파 복구용으로 사용되는 FPLL의 FLL 과정이다. 또한, 이러한 FLL 과정을 마치면 복소 곱셈기(303)의 출력에는 더 이상 반송파의 주파수 성분이 존재하지 않으므로 상기 수학식 3,4는 하기의 수학식 7,8과 같이 변한다.
상기된 과정에 의해 두개의 반송파 신호의 주파수 차이가 제거되면, 이제는 위상 차이를 제거하는 PLL 과정을 수행한다.
도 3과 같은 FPLL은 FLL과 PLL 과정의 전환이 외부 제어없이 자동으로 전환된다. 이는 FLL 과정이 완료된 후 부호 검출기(306)의 출력에 변화가 없기 때문이다. 따라서, 부호 검출기(306)의 출력은 더 이상 블록에 영향을 미치지 않는다. 다만, 제 2 저역 통과 필터(307)의 출력만이 영향을 미친다. 이러한 경우를 위상차를 보상하는 PLL 과정이라 부른다.
이때의 상기 제 1, 제 2 저역 통과 필터(304,307)의 출력은 다음의 수학식 9,10과 같다.
상기 수학식 7과 8에서 I(t)와 Q(t)는 데이터와 관련있는 성분이므로 모두 제 1, 제 2 저역 통과 필터(304,307)에서 제거된다.
PLL 과정은를 '0'으로 만들어야 한다. 또한,신호는 더 이상 블록에 영향을 주지 못하므로신호만으로를 '0'으로 만들어야 한다. 여기서,신호의 크기는 오로지가 '0'인 경우만 '0'이 된다. 왜냐하면, p의 크기는 항상 '0'이 아닌 값이기 때문이다.
도 3에서 곱셈기(308)의 출력은 부호 검출기(306)의 출력이 항상 양인 경우는이고, 항상 음인 경우는이다. 이는 FLL 과정이 위상이 0°근처와 180°근처에서 수렴할 수 있는 양위상 안정화(biphase stable)라는 특성을 가지고 있는데, 0°근처에서 수렴한 경우는 부호 검출기(306)의 출력이 항상 양의 값을 갖고, 180°근처에서 수렴한 경우는 항상 음의 값을 갖기 때문이다. 두 경우 모두PLL의 동작 및 S-커브의 특성은 같다.
도 4는 도 3과 같은 FPLL을 반송파 복구부의 알고리즘으로 사용하는 경우 상기 수학식 10으로부터 생성되는 PLL의 S-커브이다. 위상이 0°에서 '0'을 지나가는 경우가 FLL이 0°근처에서 수렴한 경우에 사용되는 S-커브이고, 위상이에서 '0'을 지나가는 경우가 180°근처에서 수렴한 경우에 사용되는 S-커브이다.
만약, 도 3과 같은 반송파 복구부의 동작이 잘 이루어져서 입력되는 반송파 신호의 주파수 및 위상을 모두 복구한 경우는 큰 문제가 없지만, 완전히 반송파 복구가 이루어지지 않은 경우에는 후단의 디지털 블록들이 영향을 받는다. 또한 FPLL로 복구되는 주파수 차나 위상 차는 평균적인 차이를 보상하는 것이지 순간적으로 발생하는 차이는 복구하지 못한다.
따라서, 순간적인 주파수 차이나 위상 차가 많이 존재하는 경우에는 수신기의 성능 저하가 발생한다. 이러한 순간적인 위상차를 보상하는 것은 도 2의 위상 추적기(210)이다.
즉, 전술한 바와 같이 도 3과 같은 FPLL을 사용하면 두개의 반송파에 존재하는 순간적인 위상 차는 보정할 수 없다. 또한, 전송 채널이 항상 일정한 왜곡의 형태를 가지지 않고, 시간적으로 변하는 왜곡 특성을 가지고 있는 경우, 이 시간적인 변화의 양이 FPLL에서 보정할 수 없는 정도인 경우에도 반송파 복구부는 이를 완전히 제거하지 못한다. 이러한 경우에는 후단의 디지털 블록이 악영향을 받아 성능 저하가 발생하는데, 일 예로 도 2의 동기화부(208) 내에 존재하는 송신 신호의 심볼 타이밍을 복구하는 심볼 타이밍 복구부(도시되지 않음)는 반송파 복구부에서 완전히 제거하지 못한 위상차에 영향을 받아 수렴 위치의 변화가 발생된다. 이는 심볼 타이밍 복구부에서 사용하는 S-커브가 제거되지 못한 반송파의 위상차에 따라 변하게 되어 원하는 위치에 수렴을 하지 못하기 때문이다.
상기 심볼 타이밍 복구부에서 정확한 심볼 타이밍을 복구하지 못하면 이에 따른 후단 디지털 블록의 성능 저하가 추가로 발생한다.
또한, 전송 채널상의 선형 잡음을 제거하는 역할을 하는 채널 등화기(209)의 경우 이미 반송파 복구부(206)와 심볼 타이밍 복구부에서 출력되는 왜곡된 신호로부터 선형 잡음에 대한 정보를 추출하므로 정확한 동작을 할 수 없다. 또한, 채널 등화기(209)는 반송파 복구부(206)의 부정확한 위상 보정과 이로 인한 심볼 타이밍의 부정확한 보정으로 인한 왜곡을 선형 잡음으로 간주하고 이를 추적하기 위한 동작도 수행한다. 따라서, 상기 채널 등화기(209)는 원래의 목적인 전송 채널상의 선형 잡음을 잡을 수 있는 능력이 저하된다.
또한, 시간적으로 변하는 전송 채널에 의한 반송파 복구부(206)의 부정확한 위상 보정은 채널 등화기(209) 후단의 위상 추적기(210)에도 영향을 준다. 상기 위상 추적기(210)는 수신기 내의 튜너등의 아날로그부에 있는 발진자(oscillator)의 순간적인 위상 변화를 보정하는 것이 주된 목적인데, 반송파 복구부(206)의 부정확한 위상 또한 보정하여야 하므로 원래의 목적인 위상 보정 능력의 저하가 발생한다.
한편, 반송파 복구부(206)의 부정확한 위상 보정으로 인한 심볼 타이밍 복구부의 부정확한 복구는 위상 추적기(210) 후단의 FEC부(211)에도 영향을 준다. FEC부(211)는 입력 신호에 선형 잡음이 제거된 경우에 신호대 잡음비에 대한 이론적인 오류 정정 능력을 가지고 있는데, 심볼 타이밍의 부정확한 복구는 추가적인 신호대 잡음비의 열화를 가져오므로 FEC부(211)의 성능 또한 저하된다.
이와 같이 반송파 복구부(206)의 부정확한 위상 보정은 수신기 전반에 악영향을 주므로 수신기의 성능 저하에 큰 영향을 미친다
본 발명은 목적은 수신기에서 반송파 복구가 완전히 이루어지지 않더라도 수신기가 정상 동작할 수 있는 디지털 TV 수신기의 반송파 복구 장치를 제공함에 있다.
도 1은 일반적인 디지털 TV 송신기의 구성 블록도
도 2는 일반적인 디지털 TV 수신기의 구성 블록도
도 3은 도 2의 반송파 복구부의 상세 블록도
도 4는 도 3의 제 2 저역 통과 필터의 출력으로부터 생성되는 PLL의 S-커브를 보인 도면
도 5는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 반송파 복구 장치의 구성 블록도
도 6은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 반송파 복구 장치의 구성 블록도
도 7a, 도 7b는 도 5, 도 6의 복소 곱셈기의 등가 블록의 예를 보인 도면
도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
501 : 지연기 502 : 힐버트 변환기
503,508,510,511 : 복소 곱셈기 504,509,512 : NCO
505,506 : 저역 통과 필터 507 : 주파수 및 위상 오차 검출기
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 디지털 TV 수신기의 반송파 복구 장치는, 통과 대역 I,Q 신호와 제 1 복소 반송파를 각각 곱하여 상기 통과대역 I,Q 신호를 기저대역 I,Q 신호로 천이시키는 제 1 복소 곱셈기와, 상기 제 1 복소 곱셈기에서 출력되는 기저대역 I,Q 신호 중에서 파일롯 성분의 I,Q 신호만을 각각 필터링하여 출력하는 저역 통과 필터와, 상기 저역 통과 필터에서 출력되는 파일롯 성분의 I 신호를 일정시간 지연시킨 후 부호를 추출하여 상기 저역 통과 필터에서 출력되는 파일롯 성분의 Q 신호와 곱하고 그 곱셈 결과를 여과 및 적산하여 출력하는 주파수 및 위상 오차 검출부와, 상기 주파수 및 위상 오차 검출부에서 출력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 동일한 주파수의 기준 반송파 신호를 제 1 복소 반송파로 하여 상기 제 1 복소 곱셈기로 출력하는 제 1 NCO와, 상기 제 1 NCO와는 다른 기준 반송파 주파수를 이용하여 상기 주파수 및 위상 오차 검출부에서 출력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 다른 제 2 복소 반송파를 출력하는 제 2 NCO와, 상기 통과 대역 I,Q 신호와 상기 제 2 복소 반송파를 복소 곱하여 상기 통과대역 I,Q 신호를 임의의 주파수를 갖는 I,Q 신호로 변환하는 제 2 복소 곱셈기와, 상기 저역 통과 필터의 출력과 제 2 복소 곱셈기의 출력을 복소 곱하여 주파수 및 위상 오차가 제거된 기저대역의 I,Q 신호를 출력하는 제 3 복소 곱셈부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
상기 제 3 복소 곱셈부는 상기 저역 통과 필터에서 필터링된 I,Q 신호와 제 2 복소 곱셈기의 출력을 복소 곱하는 제 3 복소 곱셈기와, 위상 오차로 제로 값을 입력받고 기준 반송파 신호의 주파수 성분은 상기 제 2 복소 곱셈기에서 출력되는 임의의 주파수(w2)를 갖는 제 3 NCO와, 상기 제 3 복소 곱셈기의 출력과 제 3 NCO의 출력을 복소 곱하는 제 4 복소 곱셈기로 구성되는 것을 특징으로 한다.
상기 제 3 복소 곱셈부는 상기 저역 통과 필터에서 필터링된 I,Q 신호와 제 2 복소 곱셈기의 출력을 복소 곱하는 제 3 복소 곱셈기로만 구성 가능하며, 이때는 상기 주파수 및 위상 오차 검출부에서 출력되는 신호의 반송파 주파수와 상기 제 2 NCO의 기준 반송파 주파수가 같아야 함을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 디지털 TV 수신기의 반송파 복구 장치는, 통과 대역 I,Q 신호와 제 1 복소 반송파를 각각 곱하여 상기 통과대역 I,Q 신호를 기저대역 I,Q 신호로 천이시키는 제 1 복소 곱셈기와, 상기 제 1 복소 곱셈기에서 출력되는 기저대역 I,Q 신호 중에서 파일롯 성분의 I,Q 신호만을 각각 필터링하여 출력하는 저역 통과 필터와, 상기 통과 대역 I,Q 신호와 제 2 복소 반송파를 복소 곱하여 상기 통과대역 I,Q 신호를 임의의 주파수를 갖는 I,Q 신호로 변환하는 제 2 복소 곱셈기와, 상기 제 2 복소 곱셈기에서 출력되는 I,Q 신호를 각각 대역 통과 필터링하여 상기 제 2 복소 곱셈기의 출력 신호에 존재하는 반송파 신호 성분의 주파수(w2)에 해당하는 성분만을 추출하는 대역 통과 필터와, 상기 대역 통과 필터에서 필터링된 I 신호를 일정시간 지연시킨 후 부호를 추출하여 상기 대역 통과 필터에서 필터링된 Q 신호와 곱하고 그 곱셈 결과를 여과 및 적산하여 출력하는 주파수 및 위상 오차 검출부와, 상기 주파수 및 위상 오차 검출부에서 출력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 동일한 주파수의 기준 반송파 신호를 제 1 복소 반송파로 하여 상기 제 1 복소 곱셈기에 출력하는 제 1 NCO와, 상기 제 1 NCO와는 다른 기준 반송파 주파수를 이용하여 상기 주파수 및 위상 오차 검출부에서 출력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 다른 제 2 복소 반송파를 생성하여 상기 제 2 복소 곱셈기로 출력하는 제 2 NCO와, 상기 저역 통과 필터의 출력과 제 2 복소 곱셈기의 출력을 복소 곱하여 주파수 및 위상 오차가 제거된 기저대역의 I,Q 신호를 출력하는 제 3 복소 곱셈부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예의 구성과 그 작용을 설명하며, 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 상기한 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.
일반적으로, FPLL을 사용하는 반송파 복구부에서 FLL은 반송파 신호가 존재하는 한 큰 문제없이 잘 동작한다. 또한 약간의 주파수 차이는 PLL 과정에서도 제거할 수 있기에 본 발명에서는 FLL 과정은 완료되었다고 가정하고, PLL 과정에 대해서 제안한다. 또한, 전송 채널 및 A/D 변환기(205) 앞단의 아날로그부에서 발생할 수 있는 선형 잡음(linear noise)등에 의하여 발생하는 PLL의 수렴 위치의 변화도 본 발명에서는 무시한다.
즉, 본 발명은 반송파 복구부의 위상 오차에 영향을 받지 않는 디지털 TV 수신기를 제공하는데 있다. 다시 말해, 입력되는 신호의 반송파 성분의 주파수와 위상 오차 성분을 반송파 복구부에서 완전히 제거하지 않더라도 후단에서는 항상 반송파 복구가 이루어진 것과 같은 신호를 입력받도록 하는데 있다.
도 5는 이를 위한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 반송파 복구 장치의 구성 블록도로서, 위상 오차가 후단의 블록들에 영향을 주지 않도록 한다.
도 5를 보면, A/D 변환기(205)에서 디지털화된 신호를 입력받아 지연시키는 지연기(501), 상기 디지털화된 신호의 위상을 90도 반전시키는 힐버트 변환기(502), 상기 지연기(501)와 힐버트 변환기(502) 그리고, 제 1 NCO(504)에서 출력되는 신호를 복소 곱하는 제 1 복소 곱셈기(503), 상기 제 1 복소 곱셈기(503)에서 출력되는 실수 성분의 신호를 저역 통과 필터링하는 제 1 저역 통과필터(505), 상기 제 1 복소 곱셈기(503)에서 출력되는 허수 성분의 신호를 저역 통과 필터링하는 제 2 저역 통과 필터(506), 상기 제 1, 제 2 저역 통과 필터(505,506)의 출력을 입력받아 주파수 및 위상 오차를 검출하는 주파수 및 위상 오차 검출기(507), 상기 주파수 및 위상 오차 검출기(507)의 위상 오차에 비례하는 주파수를 발생시키는 제 1, 제 2 NCO(504,509), 상기 지연기(501)와 힐버트 변환기(502) 그리고, 제 2 NCO(509)에서 출력되는 신호를 복소 곱하는 제 2 복소 곱셈기(508), 상기 제 2 복소 곱셈기(508)의 출력과 상기 제 1, 제 2 저역 통과 필터(505,506)의 출력을 입력받아 복소 곱하는 제 3 복소 곱셈기(510),을 입력받아 고정된 주파수를 발생시키는 제 3 NCO(512), 및 상기 제 3 복소 곱셈기(510)의 출력과 제 3 NCO(512)의 출력을 입력받아 복소 곱하는 제 4 복소 곱셈기(511)로 구성된다.
상기 주파수 및 위상 오차 검출기(507)는 일 실시예로서, 제 1 저역 통과 필터(505)의 출력을 지연시키는 지연기와 상기 지연기의 출력으로부터 부호만을 검출하는 부호 검출기, 상기 부호 검출기의 출력과 상기 제 2 저역 통과 필터(506)의 출력을 곱하는 곱셈기 및 상기 곱셈기의 출력을 여과하고 적산하는 루프 필터로 구성할 수 있으며, 동일한 작용을 하는 다른 구성으로 이루어질 수도 있다.
이와 같이 구성된 본 발명의 제 1 실시예에서, A/D 변환기(205)에서 디지털화된 신호는 지연기(501)와 힐버트 변환기(502)를 거친다. 이때, 상기 지연기(501)와 힐비터 변환기(502)의 출력은 상기된 수학식 1, 2와 같다.
상기 지연기(501)의 출력 신호 r(t)와 힐버트 변환기(502)의 출력 신호rhilbert(t)는 제 1, 제 2 복소 곱셈기(503,508)로 입력된다. 이때, 상기 제 1 복소 곱셈기(503)는 r(t) 및 rhilbert(t) 신호를 제 1 NCO(504)의 출력과 복소 곱셈을 수행하고, 제 2 복소 곱셈기(508)는 r(t) 및 rhilbert(t) 신호를 제 2 NCO(509)의 출력과 복소 곱셈을 수행하게 되는데, 각각의 복소 곱셈기(503,508)로 입력되는 제 1, 제 2 NCO(504,509)의 출력은 서로 다른 특성을 갖는다.
즉, 상기 제 1 복소 곱셈기(503)는 지연기(501)와 힐버트 변환기(502) 그리고, 제 1 NCO(504)의 복소 곱셈의 결과로서, 두개의 출력 신호(i1(t), q1(t))를 생성한다. 여기서, 상기 제 1 NCO(504)는 입력되는 신호의 반송파 신호 성분과 동일한 주파수의 기준 반송파 신호를 출력한다. 따라서 반송파 복구가 완전히 수행되기 전(= 0,)의 제 1 복소 곱셈기(503)의 출력은 다음의 수학식 11, 12와 같다.
또한, 제 2 복소 곱셈기(508)는 지연기(501)와 힐버트 변환기(502) 그리고, 제 2 NCO(509)의 복소 곱셈의 결과로서, 두개의 출력 신호(i3(t), q3(t))를 생성한다. 이때 제 2 NCO(509)는 입력되는 신호의 반송파 성분을 DC가 아닌 임의의 주파수(w2)로 변형하기 위하여 제 1 NCO(504)와는 다른 기준 반송파 주파수(w1)를 가진다.
본 발명에서는 일 실시예로, 제 2 NCO(509)가 가지는 기준 반송파 신호를 다음의 수학식 13과 같이 설정한다.
여기서, w1은 제 2 NCO(509)의 기준 반송파 신호의 주파수를 나타낸다. 따라서, 제 2 복소 곱셈기(508)의 출력은 다음의 수학식 14,15와 같다.
여기서, w2는 두 반송파 신호의 주파수 차이()이다.
한편, 상기 제 1 복소 곱셈기(503)의 출력인 i1(t)와 q1(t)는 반송파 성분만을 추출하기 위하여 각각 제 1, 제 2 저역 통과 필터(505,506)로 입력된다. 상기 제 1, 제 2 저역 통과 필터(505,506)는 상기 수학식 11,12의 i1(t) 신호와 q1(t) 신호로부터 데이터 성분인 I(t)와 Q(t)를 제거하므로, 상기 제 1, 제 2 저역 통과 필터(505,506)의 출력은 하기의 수학식 16,17과 같이 표현할 수 있다.
상기 수학식 16,17과 같은 제 1, 제 2 저역 통과 필터(505,506)의 출력은 반송파 복구를 위하여 주파수 및 위상 오차 검출기(507)로 입력된다. 상기 주파수 및 위상 오차 검출기(507)는 상기 제 1 저역 통과 필터(505)의 출력을 일정시간 지연시킨다음 부호만을 추출하고 이를 상기 제 2 저역 통과 필터(506)의 출력과 곱하여 위상 오차를 검출한 후 상기 위상 오차를 여과 및 적산하여 제 1, 제 2 NCO(504,509)로 출력한다.
여기서, 상기 제 1 NCO(504)는 전술된 바와 같이 입력되는 신호의 반송파 신호 성분과 동일한 주파수의 기준 반송파 신호를 가지며, 제 2 NCO(509)는 입력되는 신호의 반송파 성분을 DC가 아닌 임의의 주파수(w2)로 변형하기 위하여 제 1 NCO(504)와는 다른 기준 반송파 주파수(w1)를 가진다.
한편, 상기 수학식 16,17과 같은 제 1, 제 2 저역 통과 필터(505,506)의 출력과 상기 수학식 14,15와 같은 제 2 복소 곱셈기(508)의 출력은 제 3 복소 곱셈기(510)로 입력되어 복소 곱셈된다.
상기 제 3 복소 곱셈기(510)의 출력은 하기의 수학식 18,19와 같이 표현할 수 있다.
상기 수학식 18과 19에는 반송파 신호의 위상 오차가 없다. 단지 입력되는 신호의 반송파 신호의 크기에 비례하는 이득이 신호에 추가되었다. 상기 제 3 복소 곱셈기(510)의 출력은 제 4 복소 곱셈기(511)로 입력되어 제 3 NCO(512)의 출력과 복소 곱셈된다. 여기서, 상기 제 3 NCO(512)는 제 1 NCO(504), 및 제 2 NCO(509)와는 달리 검출된 반송파의 주파수 및 위상 오차에 따른 제어를 받지 않고 항상 위상 오차가 '0'인 경우처럼 동작한다. 즉, 상기 제 3 NCO(512)는 제어를 하지 않고 단순히 정해진 주파수를 제 4 복소 곱셈기(511)로 출력한다.
따라서, 상기 제 4 복소 곱셈기(511)의 출력은 다음의 수학식 20,21과 같이 표현할 수 있다.
상기 수학식 20과 21은 반송파 복구가 완전히 이루어지지 않아 ''가 '0'이 아닌 경우에 대한 결과이다.
그러나, 상기 수학식 20과 21에는 완전히 제거되지 않은 위상 오차 성분이 제거되었다.
도 5와 같은 반송파 복구부를 사용하는 경우에는 입력되는 신호에 포함된 반송파 신호의 위상에 대한 정확한 복구가 이루어지지 않더라도 출력 신호에는 이로 인한 어떠한 위상에 의한 왜곡이 존재하지 않는다.
또한, 출력 신호에 추가되는 이득인 입력 신호의 반송파 성분의 크기인 'p'는 이미 알고 있는 값이기에 이에 대한 보상식은 {÷p}를 해주는 블록을 출력단에 추가함으로써, 간단하게 해결할 수 있다.
만일, 상기 수학식 18,19에서 w2가 '0' 즉, w1=wc이라면, 제 4 복소 곱셈기(511)와 제 3 NCO(512)는 필요없게된다. 상기 조건이 만족되면가 되고,가 된다.
한편, 반송파 복구가 완전히 이루어진 경우(즉,), 각 단의 신호들은 하기의 수학식 22 내지 수학식 29와 같다.
여기서, 상기 수학식 28과 29는 반송파 복구가 이루어지기 이전의 출력인 수학식 20, 21과 같다.
따라서, 입력되는 신호의 반송파 성분의 주파수와 위상 오차 성분을 완전히 제거하지 않더라도 후단에서는 항상 반송파 복구가 이루어진 것과 같은 신호를 입력받을 수 있다.
한편, 반송파 복구를 위해서는 복소 곱셈기의 출력에 존재하는 반송파에 대한 신호 성분이 완전히 DC가 아닌 다른 주파수 성분을 가지더라도 입력되는 신호의 반송파 성분의 주파수 오차와 위상 오차를 보정할 수 있다.
도 6은 이를 나타낸 본 발명의 제 2 실시예에 따른 반송파 복구 장치의 구성블록도로서, 주파수 및 위상 오차 검출기(607)는 제 1, 제 2 저역 통과 필터(605,606)의 출력이 아닌 제 2 복소 곱셈기(608)의 출력을 대역 통과 필터링시켜 입력받는다.
즉, 제 2 복소 곱셈기(608)에서 출력되는 실수 성분의 출력에 대해 대역 통과 필터링하여 주파수 및 위상 오차 검출기(607)로 출력하는 제 1 대역 통과 필터(610), 상기 제 2 복소 곱셈기(608)에서 출력되는 허수 성분의 출력에 대해 대역 통과 필터링하여 주파수 및 위상 오차 검출기(607)로 출력하는 제 2 대역 통과 필터(611)가 상기된 도 5에 더 추가되어 구성된다. 또한, 상기 제 1, 제 2 저역 통과 필터(605,606)의 출력은 제 3 복소 곱셈기(612)로만 출력된다.
이 외의 구성 및 작용은 상기된 도 5와 동일하다.
상기 제 1, 제 2 대역 통과 필터(610,611)는 상기 제 2 복소 곱셈기(608)에서 출력되는 신호에 존재하는 반송파 신호 성분의 주파수(w2)에 해당하는 성분만을 각각 추출하여 상기 주파수 및 위상 오차 검출기(607)로 출력한다.
이와 같이, 도 5, 또는 도 6과 같은 반송파 복구를 사용할 경우 항상 반송파의 주파수 및 위상 오차 성분이 제거된 신호가 후단의 디지털 블록으로 입력되므로, 후단에서는 반송파의 주파수 및 위상 오차 성분의 보정에 상관없이 정상적인 동작을 할 수 있다.
또한, 상기 반송파 복구부(206)에서 DC 제거기(207)로 출력되는 신호에는 이미 어떠한 반송파의 위상 오차 성분도 포함되어 있지 않으므로, 이를 제거하기 위한 위상 추적기(210)의 역할이 필요 없다.
따라서, 본 발명에서 제안된 반송파 복구부를 사용할 경우에는 도 1의 위상 추적기(210)를 사용할 필요가 없다.
즉, 도 2와 같은 기존 수신기의 경우는 위상 추적기(210)에서 순간적인 위상의 변화를 제거하므로 심볼 타이밍 복구부(도시되지 않음)나 채널 등화기(209)에는 이들 잡음이 존재하여 이들 블록의 성능을 저하시킨다.
그러나, 도 5나 도 6과 같은 반송파 복구부를 사용한 경우는 반송파 복구부에서 위상 추적기가 제거할 순간적인 위상의 변화까지 제거하므로, 심볼 타이밍 복구부나 채널 등화기(209)의 성능을 극대화할 수 있는 장점이 있다.
따라서, 본 발명에서는 상기된 도 1의 위상 추적기를 제거할 수도 있고, 그대로 사용하여도 되며, 그대로 사용할 경우에도 수신기의 동작에는 전혀 문제가 없다.
한편 본 발명에서 언급하는 복소 곱셈기의 역할은 입력되는 신호의 주파수를 NCO의 주파수에 따라 원하는 주파수로 변환하는 역할을 한다. 따라서 입력되는 신호의 주파수와 이에 사용되는 NCO에서 생성되는 신호의 주파수가 같은 경우에 출력 신호는 주파수 성분이 완전히 제거되고, DC 성분만 남는다.
이러한 역할은 일반적인 통신 방식에 있어서 도 7a와 믹서(701)를 사용하여 입력되는 신호의 주파수인 w를 발진기(702)의 출력과 곱한 후 저역 통과 필터(703)를 사용한 것과 같은 역할을 한다. 또한, 입력 주파수와 NCO의 주파수가 서로 다른 경우에도 도 7b와 같이 믹서(801)와 발진기(802)의 출력을 서로 곱한 후 원하는 주파수 신호 성분만을 추출하는 대역 통과 필터(803)를 사용한 것과 같은 역할을 한다. 즉, 주파수 성분이 있을 경우에는 복소 곱셈기를 도 7a와 같은 등가 블록으로 대체할 수 있고, 주파수 성분이 없는 경우에는 복소 곱셈기를 도 7b와 같은 등가 블록으로 대체할 수 있다. 상기된 도 5를 예로 들면, 제 1, 제 4 복소 곱셈기(503,511)는 도 7a의 등가 블록으로 대체할 수 있고, 제 2, 제 3 복소 곱셈기(508,510)는 도 7b의 등가 블록으로 대체할 수 있다.
또한, 도 5와 도 6에서 새로운 주파수인 w2는 수신 신호의 주파수 특성을 왜곡시키지 않는 한 임의의 주파수를 사용하여도 무방하며, 또한 ATSC 규격에 따른 한국 및 미국의 DTV 규격을 만족하는 수신기 뿐 아니라 반송파를 사용하는 모든 통신 시스템의 반송파 복구부에 사용할 수 있는 장점이 있다.
이상에서와 같이 본 발명에 따른 반송파 복구 장치에 의하면, 입력되는 신호의 반송파 성분의 주파수와 위상 오차 성분을 반송파 복구부에서 완전히 제거하지 않더라도 후단에서는 항상 반송파 복구가 이루어진 것과 같은 신호를 입력받도록 함으로써, 반송파 복구부에서 반송파 복구가 정확하게 이루어지지 않더라도 이때의 위상 오차 즉, 반송파 위상의 부정확한 복구가 후단의 디지털 블록에 영향을 주지 않으므로 디지털 수신기의 성능을 향상시킬 수 있다.
또한, 상기 반송파 복구부에서 순간적인 위상의 변화까지 제거하므로, 심볼 타이밍 복구부나 채널 등화기의 성능을 극대화할 수 있으면서 동시에, 한국 및 미국향 DTV 수신기 제작시 현재 ATSC 규격에 수신기의 구성 요소로 제안된 위상 추적기(Phase Tracker)를 제거할 수 있다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의하여 정해져야 한다.

Claims (6)

  1. 디지털화된 특정 채널의 통과 대역 신호를 반송파 복구를 통해 기저대역 신호로 변환하는 반송파 복구 장치에 있어서,
    상기 통과 대역 I,Q 신호와 제 1 복소 반송파를 각각 곱하여 상기 통과대역 I,Q 신호를 기저대역 I,Q 신호로 천이시키는 제 1 복소 곱셈기;
    상기 제 1 복소 곱셈기에서 출력되는 기저대역 I,Q 신호 중에서 파일롯 성분의 I,Q 신호만을 각각 필터링하여 출력하는 저역 통과 필터;
    상기 저역 통과 필터에서 출력되는 파일롯 성분의 I 신호를 일정시간 지연시킨 후 부호를 추출하여 상기 저역 통과 필터에서 출력되는 파일롯 성분의 Q 신호와 곱하고 그 곱셈 결과를 여과 및 적산하여 출력하는 주파수 및 위상 오차 검출부;
    상기 주파수 및 위상 오차 검출부에서 출력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 동일한 주파수의 기준 반송파 신호를 제 1 복소 반송파로 하여 상기 제 1 복소 곱셈기로 출력하는 제 1 NCO;
    상기 제 1 NCO와는 다른 기준 반송파 주파수(w1)를 이용하여 상기 주파수 및 위상 오차 검출부에서 출력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 다른 제 2 복소 반송파를 출력하는 제 2 NCO;
    상기 통과 대역 I,Q 신호와 상기 제 2 복소 반송파를 복소 곱하여 상기 통과대역 I,Q 신호를 임의의 주파수(w2)를 갖는 I,Q 신호로 변환하는 제 2 복소 곱셈기;그리고
    상기 저역 통과 필터의 출력과 제 2 복소 곱셈기의 출력을 복소 곱하여 주파수 및 위상 오차가 제거된 기저대역의 I,Q 신호를 출력하는 제 3 복소 곱셈부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기의 반송파 복구 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 복소 곱셈기의 임의의 주파수(w2)는 상기 주파수 및 위상 오차 검출기에서 출력되는 반송파 주파수 성분과 상기 제 2 NCO의 기준 반송파 주파수(w1)와의 차이 값인 것을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기의 반송파 복구 장치.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 제 3 복소 곱셈부는
    상기 저역 통과 필터에서 필터링된 I,Q 신호와 제 2 복소 곱셈기의 출력을 복소 곱하는 제 3 복소 곱셈기와,
    위상 오차로 제로 값을 입력받고 기준 반송파 신호의 주파수 성분은 상기 제 2 복소 곱셈기에서 출력되는 임의의 주파수(w2)를 갖는 제 3 NCO와,
    상기 제 3 복소 곱셈기의 출력과 제 3 NCO의 출력을 복소 곱하는 제 4 복소 곱셈기로 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기의 반송파 복구 장치.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 제 3 복소 곱셈부는
    상기 저역 통과 필터에서 필터링된 I,Q 신호와 제 2 복소 곱셈기의 출력을 복소 곱하는 제 3 복소 곱셈기로만 구성 가능하며, 이때는 상기 주파수 및 위상 오차 검출부에서 출력되는 신호의 반송파 주파수와 상기 제 2 NCO의 기준 반송파 주파수(w1)가 같아야 함을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기의 반송파 복구 장치.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 복소 곱셈기의 출력을 각각 대역 통과 필터링하여 상기 주파수 및 위상 오차 검출부로 출력하는 대역 통과 필터를 더 포함하여 구성되며, 이때 상기 저역 통과 필터의 출력은 제 3 복소 곱셈부로만 출력되는 것을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기의 반송파 복구 장치.
  6. 디지털화된 특정 채널의 통과 대역 신호를 반송파 복구를 통해 기저대역 신호로 변환하는 반송파 복구 장치에 있어서,
    상기 통과 대역 I,Q 신호와 제 1 복소 반송파를 각각 곱하여 상기 통과대역 I,Q 신호를 기저대역 I,Q 신호로 천이시키는 제 1 복소 곱셈기;
    상기 제 1 복소 곱셈기에서 출력되는 기저대역 I,Q 신호 중에서 파일롯 성분의 I,Q 신호만을 각각 필터링하여 출력하는 저역 통과 필터;
    상기 통과 대역 I,Q 신호와 제 2 복소 반송파를 복소 곱하여 상기 통과대역 I,Q 신호를 임의의 주파수(w2)를 갖는 I,Q 신호로 변환하는 제 2 복소 곱셈기;
    상기 제 2 복소 곱셈기에서 출력되는 I,Q 신호를 각각 대역 통과 필터링하여 상기 제 2 복소 곱셈기의 출력 신호에 존재하는 반송파 신호 성분의 주파수(w2)에 해당하는 성분만을 추출하는 대역 통과 필터;
    상기 대역 통과 필터에서 필터링된 I 신호를 일정시간 지연시킨 후 부호를 추출하여 상기 대역 통과 필터에서 필터링된 Q 신호와 곱하고 그 곱셈 결과를 여과 및 적산하여 출력하는 주파수 및 위상 오차 검출부;
    상기 주파수 및 위상 오차 검출부에서 출력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 동일한 주파수의 기준 반송파 신호를 제 1 복소 반송파로 하여 상기 제 1 복소 곱셈기에 출력하는 제 1 NCO;
    상기 제 1 NCO와는 다른 기준 반송파 주파수(w1)를 이용하여 상기 주파수 및 위상 오차 검출부에서 출력되는 신호의 반송파 주파수 성분과 다른 제 2 복소 반송파를 생성하여 상기 제 2 복소 곱셈기로 출력하는 제 2 NCO; 그리고
    상기 저역 통과 필터의 출력과 제 2 복소 곱셈기의 출력을 복소 곱하여 주파수 및 위상 오차가 제거된 기저대역의 I,Q 신호를 출력하는 제 3 복소 곱셈부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 TV 수신기의 반송파 복구 장치.
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