CN1073779C - 数字解调器、高清晰度信号接收机及数字解调方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于高清晰度电视(HDTV)接收机中的数字解调器及解调方法，可排除在数字信号中存在的频率和相位误差并把排除误差后的数字信号变换成基带信号。该数字解调器采用二倍发送速率的频率作为模数(A/D)变换器取样时钟信号的频率，并在数字处理中使用低速A/D变换器来解调接收信号。因此接收信号的处理可以全部数字化。

Description

数字解调器、高清晰度信号接收机 及数字解调方法
本发明涉及一种用于接收高清晰度信号的接收机，尤其涉及一种用于高清晰度电视(以下称作HDTV)接收机的数字解调器及数字解调方法。
自从出现黑白电视和彩色电视以来，一直存在着开发更逼真、更大型、清晰度更高的电视的持续倾向。因此，在美国已经提出了大联盟(GA)-HDTV系统，在该系统中采纳残留边带(VSB)调制方法作为GA-HDTV的调制方法。从而，随着美国的HDTV发送标准确定为8-VSB调制方法，HDTV广播将在不久的将来得到实现。
同时，现有GA-HDTV接收机的解调采用模拟解调方法来完成。在对接收信号模拟解调之后，进行数字信号处理以恢复原始信号。
图1是采用8-电平VSB调制法的常规GA-HDTV接收机的方框图。参照图1，接收到的射频(RF)信号经过二次变频调谐器102的二次变频后输出作为中频(IF)信号。即，合成器104按照频道的调谐向二次变频调谐器102提供第一本振(LO)频率。二次变频调谐器102内的第一混频器(未示出)使收到的RF信号和第一本振(LO)频率混频以从而输出预定频率(920MHz)的第一IF信号，然后根据由AGC产生器138产生的自动增益控制(以下称作AGC)信号经常地调节第一IF信号的幅度。此时，频道的调谐受微处理器(未示出)控制。在二次变频调谐器102的第二混频器(未示出)中，经过自动增益控制的第一IF信号和受锁频锁相环(FPLL)电路111控制的第二LO频率混频，并作为所需预定频率(44MHz)的第二IF信号输出。
二次变频调谐器102并不准确地只通过具有6MHz频带的HDTV信号，由于其滤波特性不完善，它也通过邻近频道的信号。这些邻近频道信号引起对所需频道信号的干扰。因此，为了解决上述问题，二次变频调谐器102的输出通过声表面波(SAW)滤波器106，该滤波器相当于一具有正好为6MHz带宽的带通滤波器。
IF放大器108用于保持模数(A/D)变换器132输入信号的恒定电平，该放大器根据AGC产生器138产生的AGC信号来控制已通过SAW滤波器106的IF信号的幅度。
乘法器110使通过SAW滤波器106的6MHz带宽的IF信号与移相器114输出的正弦波信号相乘。移相器114接收由本振112产生的固定的第三LO频率，因此乘法器110输出解调成基带的信号。这里，第一乘法器110相当于第三混频器，而固定的第三LO频率是对应于导频信号的46.69MHz。
第一低通滤波器(LPF)116排除解调后产生的第二次谐波分量，而只通过基带信号。第一LPF116输出在同相轴上的I信号。这里，如果在频率截获时进行自动频率控制(AFC)，则利用了全部I信号、正交轴上的Q信号和导频信号。然而，在接收机的其余的数据处理单元中只利用I信号。
这就是说，自动频率控制低通滤波器(AFC LPF)118输出由内部的电压控制振荡器(VCO)的输出与输入导频信号之间的频率差产生的差频信号。因此，射频几乎被AFC LPF 118完全排除而只剩下引导差频。
当AFC LPF 118的输出大于“0”时，限幅器120输出“+1”，否则输出“-1”。于是，引导差频信号被限制为具有恒幅(±1)的信号±1。
同时，第二乘法器122使IF放大器108输出的IF信号与本地振荡器112输出的固定的第三LO频率相乘，因而输出在正交轴上的Q信号。
第二LPF 124以与第一LPF 116相同的方式排除第二乘法器122输出的二次谐波分量，而只通过具有基带频率的Q信号。第三乘法器126使限幅器120的输出与第二LPF 124的输出相乘。相乘的结果去驱动自动相位控制低通滤波器(APC LPF)128。
APC LPF 128输出“直流(DC)”信号，并根据该DC信号驱动VCO 130。即，APC LPF 128输出的DC信号被反馈到二次变频调谐器102以减少上述的频率差及控制第二LO频率。
当通过重复这样的操作而锁定频率时，限幅器120输出“-1”和“+1”的二者之一。此时，第三乘法器126把限幅器120的输出锁定到通过第二LPF 124输出的第三固定LO频率的相位上。通过这样的控制过程，在基带频率中载波频率的相位误差变成“0”。
同时，A/D变换器132根据码元定时恢复器134恢复的码元时钟信号对FPLL电路111的输出取样并将其变换成数字数据。码元定时恢复器134通过对模数(A/D)变换器132的取样时刻的预测来产生码元时钟信号和整个系统的运转时钟信号。同步信号检测器136利用A/D变换器132的输出信号检测出种种同步信号并向HDTV信号处理器142输出各部所需的同步信号，还检测出数据段同步信号及把此结果输出至AGC产生器138。AGC产生器138根据数据段同步信号的幅度产生AGC信号，然后把结果加到二次变频调谐器102和IF放大器108。
DC排除器140排除由A/D变换器132的非线性特性所产生的DC成分。HDTV信号处理器142处理DC排除器142的输出并将结果恢复成原始信号。
如图1所示，作为HDTV接收机的模拟解调器的FPLL电路111设置了通向系统小型化的障碍。因此，如果实现的是数字解调器而不是模拟解调器，接收机的信号处理就可以全部数字化。在此情况下，就容易研制一种使用单个ASIC芯片的解调器，就可以保证接收机的低成本和各接收机的一致性能。
然而，由于一般的数字解调器直接对44MHz的IF信号取样，它应当采用比IF信号频率(44MHz)的二倍或更高的频率作为取样频率。因此，需要高速的A/D变换器，从而增加了成本。
为了解决以上诸问题，本发明的一个目的是在接收高清晰度信号的接收机中提供一种只使用低速A/D变换器的数字解调器，用于对所有接收信号进行数字处理。
本发明的另一个目的是在接收高清晰度信号的接收机中提供一种解调方法，用于实现接收信号解调处理的数字化。
为实现上述目的，本发明提供一种在接收高清晰度信号的接收机中使用的数字解调器，用于排除在数字信号中存在的频率和相位误差及把已排除误差的数字信号变换成基带信号，所述数字解调器包括：相位分离器，用于把所述数字信号分离成具有实数分量的第一信号及具有虚数分量的第二信号；复数乘法器，用于分别使所述第一和第二信号乘以具有预定频率的第一和第二相位信号，及输出第一和第二基带信号；鉴频器，用于接收所述第一基带信号及检测频率偏移；相位检测器，用于使所述鉴频器的输出信号乘以所述第二基带信号及从相乘后的输出中检测相位偏移，以便把所述相位分离器的输出信号锁定到所述第二基带信号的相位上；以及数字振荡器，用于根据所述相位检测器的输出信号而振荡成为预定频率的导频信号及产生所述第一和第二相位信号；其中所述鉴频器包括：自动频率控制低通滤波器(AFC LPF)，用于输出由内置的电压控制振荡器的输出和所述复数乘法器输出的所述导频信号之间的频差所产生的差频信号；以及限幅器，用于把所述AFC LPF输出的所述差频信号限制为具有恒定幅度的信号；其中所述相位检测器包括：乘法器，用于使所述鉴频器的输出信号乘以所述第二基带信号；以及自动相位控制低通滤波器(APC LPF)，用于把所述乘法器的输出信号变换成直流信号。
本发明还提供一种接收高清晰度信号的接收机，包括：调谐器，用于把射频(RF)频带的高清晰度信号变换成中频(IF)信号；模数(A/D)变换器，用于根据取样时钟信号把所述IF信号变换成数字IF信号，其中所述取样时钟信号的频率是所述高清晰度信号发送速率的预定倍数且低于所述IF频率；以及数字解调器，用于排除在所述数字IF信号中存在的频率和相位误差及把已排除误差的IF信号变换成基带信号；其中，所述数字解调器包括：相位分离器，用于把所述A/D变换器的输出信号分离成具有实数分量的第一信号和具有虚数分量的第二信号；复数乘法器，用于使所述第一和第二信号分别乘以具有预定频率的第一和第二相位信号，并且输出第一和第二基带信号；鉴频器，用于接收所述第一基带信号和检测频率偏移；相位检测器，用于使所述鉴频器的输出信号乘以所述第二基带信号和从相乘后的输出中检测相位偏移，以便把所述相位分离器的输出信号锁定到所述第二信号的相位上；以及数字振荡器，用于根据所述相位检测器的输出信号振荡出预定频率的导频信号和产生所述第一和第二相位信号；其中所述鉴频器包括：自动频率控制低通滤波器(AFC LPF)，用于输出由内置的电压控制振荡器的输出和所述复数乘法器输出的所述导频信号之间的频差所产生的差频信号；以及限幅器，用于把所述AFC LPF输出的所述差频信号限制为具有恒定幅度的信号；其中所述相位检测器包括：乘法器，用于使所述鉴频器的输出信号乘以所述第二基带信号；以及自动相位控制低通滤波器(APCLPF)，用于把所述乘法器的输出信号变换成直流信号。
本发明还提供一种把数字信号解调成基带信号的数字解调方法，所述数字解调方法包括以下步骤：(a)把所述数字信号分别输出成具有实数分量和虚数分量的第一和第二信号；(b)使所述第一和第二信号分别乘以具有预定频率的第一和第二相位信号，并输出第一和第二基带信号；(c)接收所述第一基带信号和检测频率偏移；(d)使所述第二基带信号乘以所述检测到的频率偏移，并根据相乘后的信号检测相位偏移；以及(e)产生具有导频信号预定频率的第一和第二相位信号，以抵偿所述检测到的频率和相位偏移及将结果反馈至所述步骤(b)。
通过结合附图对优选实施例的详细描述将更清楚地了解本发明的以上目的和优点。附图中：
图1是根据GA-VSB方法的高清晰度电视(HDTV)接收机的方框图；
图2是应用本发明的HDTV接收机的方框图；
图3A是表示图1中所示的二次变频调谐器输出信号频率的频谱图；
图3B是表示图2中所示的二次变频调谐器输出信号频率的频谱图；
图3C是表示已由图2中所示的A/D变换器取样的二次变频调谐器输出信号频率的频谱图；
图4是图2中所示数字解调器的详细电路图；
图5A是表示图4中所示的相位分离器输出信号频率的频谱图；
图5B是表示图4中所示的复数乘法器输出信号频率的频谱图；以及
图5C是表示已解调信号频率的频谱图。
参照图2，通过天线接收HDTV信号。由二次变频调谐器202接收的HDTV信号的RF信号与第一LO频率混频，从而输出具有预定频率(920MHz)的第一IF信号。根据AGC产生器220产生的AGC信号，第一IF信号的幅度得到经常的控制。已经增益控制的IF信号与第二LO频率混频，变换成44MHz的IF基带信号。
在图1中示出的二次变频调谐器102根据未示出的微处理器和合成器104的频道选择接收第一LO频率，及从相当于模拟解调器的FPLL电路111中的VCO 130接收第二本振频率。然而，在图2中示出的二次变频调谐器202中，与每一频道有关的第一LO频率直接由微处理器204控制，而第二LO频率则成为预定的固定频率。
从二次变频调谐器202通过的信号具有略大于所需信号带宽的带宽，所以邻近频道的信号也被输出，结果降低了接收机的性能。因此，SAW滤波器206起着具有优良截止特性的带通滤波器的作用，用以排除所通过的邻近频道信号。
IF放大器208根据AGC产生器220产生的AGC信号输出已通过SAW滤波器206的信号作为具有恒定幅度的信号。
用于把IF放大器208的输出信号变换成数字信号的A/D变换器210的取样频率是HDTV信号发送速率(10.76MHz)的二倍，即21.52MHz。取样时刻由码元定时恢复器216确定。如此，本发明采用二倍发送速率的频率作为取样频率而不采用IF频率的预定倍数，以便能采用低速A/D变换器。
由于DC分量对于完成解调后的实际信号起着不利的干扰噪声的作用，DC排除器212排除由A/D变换器210的非线性特性所产生的DC分量。数字解调器214排除在使用数字IF信号的接收信号中存在的频率和相位误差并且把结果变换成可由HDTV信号处理器222处理的基带信号。
码元定时恢复器216从数字解调器214的输出中恢复出码元定时信号从而预测A/D变换器210的取样时刻。同步信号检测器218用数字解调器214的输出检测种种同步信号并把各部所需的同步信号输出到HDTV信号处理器222，该同步信号检测器218还检测数据段同步信号。AGC产生器220根据数据段同步信号的幅度产生AGC信号并把该AGC信号加到二次变频调谐器202。
众所周知，HDTV信号处理器222可由以下部件组成：NTSC排除滤波器，用于在同时广播HDTV信号和NTSC信号的场合防止由邻近频道条件下的NTSC信号引起HDTV信号的恶化；均衡器，用于排除发送信号在通过发送信道时产生的多路径噪声；相位跟踪环(PTL)电路，用于排除未被数字解调器214排除的相位噪声(相位误差)；网格解码器，用于对PTL电路的输出进行削波(slicing)和卷积解码以保护该输出不受诸如脉冲噪声或NTSC邻近频道干扰之类的突发干扰影响；解交错器，用于解除网格解码器的输出的交错；里德-索洛蒙(R/S)解码器，用于用奇偶校验码纠正已解交错的数据的差错；以及去随机化器(de-randomizer)，用于把已纠错数据输出为伪随机序列(PRS)码。
同时，图3A表示在图1中示出的二次变频调谐器102输出信号的频谱，图3B则表示在图2中示出的二次变频调谐器202输出信号的频谱。
本发明提出的二次变频调谐器202的特征在于它使接收的HDTV信号的引导单音信号位于6MHz信号频段中的低频部分，如图3B所示。如果在二次变频调谐器202中的本振的第二固定的LO频率由微处理器204改变，则以上特征得以容易地实现。
这就是说，仅当调谐器202的输出频谱特性与图3B所示的相同时，虽然设置A/D变换器210的取样速率为21.52MHz但是不出现混叠。如果调谐器202的输出频谱特性与图3A所示的相同，IF信号的取样就不能设置到21.52MHz。
图3C表示当作为图2中示出的二次变频调谐器202输出的44MHz的IF频带信号以相当于二倍发送速率的频率的码元速率取样时的频谱。即，按照图3C，当二次变频调谐器202的输出以二倍发送速率的码元速率(21.52MHz)频率取样时，根据取样原理，在整个频带上复制了若干个信号频谱。
所以，由于接收信号不是基带信号，数字解调器214把已A/D变换的接收信号变换成了基带信号，并且跟踪由二次变频调谐器202产生的频率和相位偏移。
图4示出根据本发明一实施例的数字解调器214的详细电路图。参照图4，相位分离器232把输入信号分离成实数和虚数分量并产生复数信号I和Q。作为一实例，相位分离器232可以包括二个有限冲激响应(FIR)滤波器，即各由一FIR滤波器组成的延迟器和希尔伯特(Hilbert)变换器。
复数乘法器234使从相位分离器232输出的复数信号I和Q分别乘以由数控振荡器(NCO)244产生的相位信号(cosθ)和(sinθ)，从而地把结果变换成如图5B所示的基带。
即，复数乘法器234的输出可以用下列公式(1)来表示。
(I+jQ)(cosθ+jsinθ)
=(I·cosθ-Q·sinθ)+j(I·cosθ+Q·sinθ)……(1)
相应地，复数乘法器234输出的实数分量在输出到图2中示出的HDTV信号处理器222的同时输出到AFC LPF 236，而其虚数分量则输入到乘法器240。此时，NCO 244的初始自由振荡频率被设置成与图5A所示诸引导单音信号中的一个3.65MHz的引导单音信号的频率相同。
此时，AFC LPF 236和限幅器238起着鉴频器的作用，它推测频率偏移的程度。即，当未完成频率锁定时，AFC LPF 236输出由内部VCO的输出和复数乘法器234输出的导频信号之间的频差所产生的差频信号。如果APC LPF 236的输出大于数值“0”，限幅器238输出数值“+1”，否则输出数值“-1”，从而使引导差频信号限制成具有恒定幅度(±1)的信号(±1)。
乘法器240使限幅器238的输出与复数乘法器234输出的虚数分量相乘。APC LPF 242把相乘结果输出为DC信号。此后，NCO 244根据DC信号来调整本振频率并将结果反馈到复数乘法器234。这里，由NCO 244产生的本振频率相当于第三LO频率。图1中示出的第三LO频率是固定的，但是在本发明中，有待输入到调谐器202的第二LO频率是固定的，而第三LO频率则是可变的。
在如此地出现频率截获，即，实现频率锁定之后，APC LPF 242起着锁相环(PLL)的作用，该APC LPF 242是确定PLL特性的低通滤波器。APCLPF 242的输出值输入到NCO 244,NCO 244控制具有本振频率的相位信号(cosθ)和(sinθ)。然后，相位信号(cosθ)和(sinθ)反馈到复数乘法器234。于是，复数乘法234把相位分离器232的输出信号锁定到相位信号(cosθ)和(sinθ)的相位上。
图5C表示在数字解调器214完成解调之后所需接收信号的频谱。相应地，仅当IF信号以仅为二倍发送速率的频率取样并通过数字解调器214时，才能获得所需的结果。
如上所述，本发明通过采用二倍发送速率的频率作为取样频率就能使用低速的A/D变换器，通过数字地处理解调就能使接收信号的整个处理数字化。于是，获得了一低价格和性能一致的接收机。

Claims (17)

1．一种在接收高清晰度信号的接收机中使用的数字解调器，用于排除在数字信号中存在的频率和相位误差及把已排除误差的数字信号变换成基带信号，所述数字解调器包括：
相位分离器，用于把所述数字信号分离成具有实数分量的第一信号及具有虚数分量的第二信号；
复数乘法器，用于分别使所述第一和第二信号乘以具有预定频率的第一和第二相位信号，及输出第一和第二基带信号；
鉴频器，用于接收所述第一基带信号及检测频率偏移；
相位检测器，用于使所述鉴频器的输出信号乘以所述第二基带信号及从相乘后的输出中检测相位偏移，以便把所述相位分离器的输出信号锁定到所述第二基带信号的相位上；以及
数字振荡器，用于根据所述相位检测器的输出信号而振荡成为预定频率的导频信号及产生所述第一和第二相位信号；
其中所述鉴频器包括：
自动频率控制低通滤波器(AFC LPF)，用于输出由内置的电压控制振荡器的输出和所述复数乘法器输出的所述导频信号之间的频差所产生的差频信号；以及
限幅器，用于把所述AFC LPF输出的所述差频信号限制为具有恒定幅度的信号；
其中所述相位检测器包括：
乘法器，用于使所述鉴频器的输出信号乘以所述第二基带信号；以及
自动相位控制低通滤波器(APC LPF)，用于把所述乘法器的输出信号变换成直流信号。
2．如权利要求1所述的数字解调器，其中所述数字振荡器包括数控振荡器(NCO)。
3．如权利要求1所述的数字解调器，其中所述第一和第二信号分别为I(同相)信号和Q(正交)信号。
4．如权利要求1所述的数字解调器，其中所述具有预定频率的导频信号是3.65MHz的引导单音信号。
5．如权利要求4所述的数字解调器，其中所述第一和第二相位信号分别是各具3.65MHz的引导单音频率的正弦和余弦波信号。
6．如权利要求1所述的数字解调器，其中所述导频信号位于诸预定的高清晰度信号频带之中的低频频带内。
7．一种接收高清晰度信号的接收机，包括：
调谐器，用于把射频(RF)频带的高清晰度信号变换成中频(IF)信号；
模数(A/D)变换器，用于根据取样时钟信号把所述IF信号变换成数字IF信号，其中所述取样时钟信号的频率是所述高清晰度信号发送速率的预定倍数且低于所述IF频率；以及
数字解调器，用于排除在所述数字IF信号中存在的频率和相位误差及把已排除误差的IF信号变换成基带信号；
其中，所述数字解调器包括：
相位分离器，用于把所述A/D变换器的输出信号分离成具有实数分量的第一信号和具有虚数分量的第二信号；
复数乘法器，用于使所述第一和第二信号分别乘以具有预定频率的第一和第二相位信号，并且输出第一和第二基带信号；
鉴频器，用于接收所述第一基带信号和检测频率偏移；
相位检测器，用于使所述鉴频器的输出信号乘以所述第二基带信号和从相乘后的输出中检测相位偏移，以便把所述相位分离器的输出信号锁定到所述第二信号的相位上；以及
数字振荡器，用于根据所述相位检测器的输出信号振荡出预定频率的导频信号和产生所述第一和第二相位信号；
其中所述鉴频器包括：
自动频率控制低通滤波器(AFC LPF)，用于输出由内置的电压控制振荡器的输出和所述复数乘法器输出的所述导频信号之间的频差所产生的差频信号；以及
限幅器，用于把所述AFC LPF输出的所述差频信号限制为具有恒定幅度的信号；
其中所述相位检测器包括：
乘法器，用于使所述鉴频器的输出信号乘以所述第二基带信号；以及
自动相位控制低通滤波器(APC LPF)，用于把所述乘法器的输出信号变换成直流信号。
8．如权利要求7所述的接收机，其中所述数字振荡器包括数控振荡器(NCO)。
9．如权利要求7所述的接收机，其中所述第一和第二信号分别是I(同相)信号和Q(正交)信号。
10．如权利要求7所述的接收机，其中所述具有预定频率的导频信号是3.65MHz的引导单音信号。
11．如权利要求10所述的接收机，其中所述第一和第二相位信号分别是各具3.65MHz的引导单音频率的正弦和余弦波信号。
12．如权利要求7所述的接收机，其中所述导频信号受调谐器控制使得所述导频信号位于诸预定的高清晰度信号频带之中的低频频带内。
13．如权利要求7所述的接收机，其中所述鉴频器包括：
自动频率控制低通滤波器(AFC LPF)，用于输出由内置的电压控制振荡器的输出和所述复数乘法器输出的所述导频信号之间的频差所产生的差频信号；以及
限幅器，用于把所述AFC LPF输出的所述差频信号限制为具有恒定幅度的信号。
14．如权利要求7所述的接收机，其中所述相位检测器包括：
乘法器，用于使所述鉴频器的输出信号乘以所述第二基带信号；以及
自动相位控制低通滤波器(APC LPF)，用于把所述乘法器的输出信号变换成直流信号。
15．一种把数字信号解调成基带信号的数字解调方法，所述数字解调方法包括以下步骤：
(a)把所述数字信号分别输出成具有实数分量和虚数分量的第一和第二信号；
(b)使所述第一和第二信号分别乘以具有预定频率的第一和第二相位信号，并输出第一和第二基带信号；
(c)接收所述第一基带信号和检测频率偏移；
(d)使所述第二基带信号乘以所述检测到的频率偏移，并根据相乘后的信号检测相位偏移；以及
(e)产生具有导频信号预定频率的第一和第二相位信号，以抵偿所述检测到的频率和相位偏移及将结果反馈至所述步骤(b)。
16．如权利要求15所述的数字解调方法，其中所述第一和第二信号分别是I(同相)信号和Q(正交)信号。
17．如权利要求15所述的数字解调方法，其中所述第一和第二相位信号分别是各具3.65MHz的引导单音频率的正弦和余弦波信号。
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