JPH08195781A - 同期検波回路 - Google Patents
同期検波回路Info
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- JPH08195781A JPH08195781A JP7006321A JP632195A JPH08195781A JP H08195781 A JPH08195781 A JP H08195781A JP 7006321 A JP7006321 A JP 7006321A JP 632195 A JP632195 A JP 632195A JP H08195781 A JPH08195781 A JP H08195781A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 受信変調波の周波数変動の影響を受けない同
期検波回路を実現する。 【構成】 受信された変調波Ｓ（ｔ）を周波数変換する
周波数変換器１と該周波数変換器１によって周波数変換
された変調波Ｓｉｆ（ｔ）を同期検波する同期検波器４
とを具えている同期検波回路において、その同期検波回
路はさらに、周波数変換された変調波Ｓｉｆ（ｔ）と同
期検波のために同期検波器４に印加される周波数固定の
基準連続波Ｌl （ｔ）との両者間の位相差を検出する位
相差検出手段６と、その位相差検出手段６からの検出位
相差によって制御される周波数変換器１の局部発振器を
なす可変周波数発振器２とを具えている構成とした。
期検波回路を実現する。 【構成】 受信された変調波Ｓ（ｔ）を周波数変換する
周波数変換器１と該周波数変換器１によって周波数変換
された変調波Ｓｉｆ（ｔ）を同期検波する同期検波器４
とを具えている同期検波回路において、その同期検波回
路はさらに、周波数変換された変調波Ｓｉｆ（ｔ）と同
期検波のために同期検波器４に印加される周波数固定の
基準連続波Ｌl （ｔ）との両者間の位相差を検出する位
相差検出手段６と、その位相差検出手段６からの検出位
相差によって制御される周波数変換器１の局部発振器を
なす可変周波数発振器２とを具えている構成とした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、同期検波の手法によっ
て受信された振幅変調波、位相変調波もしくは振幅位相
変調波、ないしテレビジョン信号のような残留側波帯の
振幅変調波から変調信号を再生（復調）する同期検波回
路に関するものである。
て受信された振幅変調波、位相変調波もしくは振幅位相
変調波、ないしテレビジョン信号のような残留側波帯の
振幅変調波から変調信号を再生（復調）する同期検波回
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】受信された振幅変調波、位相変調波もし
くは振幅位相変調波（以下、単に受信された変調波とい
う）をその変調波の周波数から同期検波器の中心周波数
に周波変換し、その後に同期検波する構成の従来の同期
検波回路においては、同期検波用の基準連続波を発振す
る局部発振器としてはＶＣＸＯ（Voltage Controlled C
rystal Oscillator ）等の電圧制御発振器を用いて入力
信号の位相変動に追従する方法（第１の方法と呼ぶ）が
一般的である。
くは振幅位相変調波（以下、単に受信された変調波とい
う）をその変調波の周波数から同期検波器の中心周波数
に周波変換し、その後に同期検波する構成の従来の同期
検波回路においては、同期検波用の基準連続波を発振す
る局部発振器としてはＶＣＸＯ（Voltage Controlled C
rystal Oscillator ）等の電圧制御発振器を用いて入力
信号の位相変動に追従する方法（第１の方法と呼ぶ）が
一般的である。
【０００３】また、この方法のほかにも変調波を復調す
るに際して、周波数変換用ＶＣＯ（Voltage Controlled
Oscillator ）の周波数を掃引してＰＬＬ(Phase lock
loop) が同期状態になったとき掃引を停止する方法（Ｔ
Ｖ学会技報 Vol.１１, Ｎo.３１，pp. ７−１２参照）
（第２の方法と呼ぶ）、および周波数変換用局部発振器
の発振周波数および検波用の局部発振器の発振周波数を
一定とし、周波数誤差検出器、数値制御発振器、ｓｉｎ
およびｃｏｓ変換回路、および複素乗算器を用いて同相
および直交復調出力に対して演算処理を行うことにより
自動周波数追従制御を行う方法（ＴＶ学会技報 Vol.１
６, Ｎo.５２，pp. １９−２４参照）（第３の方法と呼
ぶ）も知られている。
るに際して、周波数変換用ＶＣＯ（Voltage Controlled
Oscillator ）の周波数を掃引してＰＬＬ(Phase lock
loop) が同期状態になったとき掃引を停止する方法（Ｔ
Ｖ学会技報 Vol.１１, Ｎo.３１，pp. ７−１２参照）
（第２の方法と呼ぶ）、および周波数変換用局部発振器
の発振周波数および検波用の局部発振器の発振周波数を
一定とし、周波数誤差検出器、数値制御発振器、ｓｉｎ
およびｃｏｓ変換回路、および複素乗算器を用いて同相
および直交復調出力に対して演算処理を行うことにより
自動周波数追従制御を行う方法（ＴＶ学会技報 Vol.１
６, Ｎo.５２，pp. １９−２４参照）（第３の方法と呼
ぶ）も知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術によ
る同期検波回路においては、まず、第１の方法において
は、検波回路用の局部発振器として前述のＶＣＸＯを用
いた場合、受信変調波の周波数の変動に対して発振周波
数の追従できる範囲はＶＣＸＯの周波数制御感度によっ
て制約を受ける。とくに、商用ＶＣＸＯの周波数制御感
度としては±１００ｐｐｍ程度が一般的であり、変調波
の周波数が１ＧＨｚの高周波に対しては±１００ｋＨｚ
以上の周波数変動に追従して搬送波を再生することは困
難である。これに対して、ＶＣＸＯを逓倍して周波数制
御感度を広げる方法もあるが回路は複雑になる。
る同期検波回路においては、まず、第１の方法において
は、検波回路用の局部発振器として前述のＶＣＸＯを用
いた場合、受信変調波の周波数の変動に対して発振周波
数の追従できる範囲はＶＣＸＯの周波数制御感度によっ
て制約を受ける。とくに、商用ＶＣＸＯの周波数制御感
度としては±１００ｐｐｍ程度が一般的であり、変調波
の周波数が１ＧＨｚの高周波に対しては±１００ｋＨｚ
以上の周波数変動に追従して搬送波を再生することは困
難である。これに対して、ＶＣＸＯを逓倍して周波数制
御感度を広げる方法もあるが回路は複雑になる。
【０００５】また、第２の方法におけるように、検波回
路用の局部発振器としてＶＣＯを用いた場合、第１の方
法に比して受信変調波の周波数変動に対して局部発振器
の発振周波数が追従できる範囲は広がる。しかし局部発
振器の発振周波数が検波器の中心周波数から離調するに
従い、検波出力は検波器の周波数特性により変化する。
またこの方法では受信変調波の周波数が変動すると検波
器の前段に配置されるＢＰＦ（Band Pass Filter）の特
性の影響を受けることになる。
路用の局部発振器としてＶＣＯを用いた場合、第１の方
法に比して受信変調波の周波数変動に対して局部発振器
の発振周波数が追従できる範囲は広がる。しかし局部発
振器の発振周波数が検波器の中心周波数から離調するに
従い、検波出力は検波器の周波数特性により変化する。
またこの方法では受信変調波の周波数が変動すると検波
器の前段に配置されるＢＰＦ（Band Pass Filter）の特
性の影響を受けることになる。
【０００６】また、第３の方法のように、検波出力に対
して演算処理を行い周波数追従制御を行う方法は、回路
が複雑になり、これを用いて受信機を構成する際に、受
信機の小型化および低廉化には不向きである。
して演算処理を行い周波数追従制御を行う方法は、回路
が複雑になり、これを用いて受信機を構成する際に、受
信機の小型化および低廉化には不向きである。
【０００７】本発明の目的は、上述した問題点を解消
し、受信変調波の周波数変動に対する回路の周波数追従
範囲が拡大されるとともに、受信変調波の周波数変動に
よらない検波性能が得られる同期検波回路を実現するこ
とにあり、また、本発明によれば、受信機の構成に際
し、同期検波回路と選局回路を一体化することにより受
信機の小型化および低廉化を図ることができる。
し、受信変調波の周波数変動に対する回路の周波数追従
範囲が拡大されるとともに、受信変調波の周波数変動に
よらない検波性能が得られる同期検波回路を実現するこ
とにあり、また、本発明によれば、受信機の構成に際
し、同期検波回路と選局回路を一体化することにより受
信機の小型化および低廉化を図ることができる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明同期検波回路は、
受信された変調波を周波数変換する周波数変換器と該周
波数変換器によって周波数変換された変調波を同期検波
する同期検波器とを具えている同期検波回路において、
該同期検波回路はさらに、前記周波数変換された変調波
と同期検波のために前記同期検波器に印加される周波数
固定の基準連続波との両者間の位相差を検出する位相差
検出手段と、該位相差検出手段からの検出位相差によっ
て制御される前記周波数変換器の局部発振器をなす可変
周波数発振器とを具えていることを特徴とするものであ
る。
受信された変調波を周波数変換する周波数変換器と該周
波数変換器によって周波数変換された変調波を同期検波
する同期検波器とを具えている同期検波回路において、
該同期検波回路はさらに、前記周波数変換された変調波
と同期検波のために前記同期検波器に印加される周波数
固定の基準連続波との両者間の位相差を検出する位相差
検出手段と、該位相差検出手段からの検出位相差によっ
て制御される前記周波数変換器の局部発振器をなす可変
周波数発振器とを具えていることを特徴とするものであ
る。
【０００９】また、本発明同期検波回路は、該回路が前
記同期検波器として直交同期検波器を使用し、該直交同
期検波器の同相成分出力および直交成分出力の両出力に
含まれる前記周波数変換された変調波と前記周波数固定
の基準連続波との両者間の位相差をコスタスループによ
って検出するように構成されていることを特徴とするも
のである。
記同期検波器として直交同期検波器を使用し、該直交同
期検波器の同相成分出力および直交成分出力の両出力に
含まれる前記周波数変換された変調波と前記周波数固定
の基準連続波との両者間の位相差をコスタスループによ
って検出するように構成されていることを特徴とするも
のである。
【００１０】また、本発明同期検波回路は、前記周波数
変換器と前記同期検波器との間に帯域通過フィルタが、
前記位相差検出手段と前記可変周波数発振器との間にル
ープフィルタがそれぞれ介挿されていることを特徴とす
るものである。
変換器と前記同期検波器との間に帯域通過フィルタが、
前記位相差検出手段と前記可変周波数発振器との間にル
ープフィルタがそれぞれ介挿されていることを特徴とす
るものである。
【００１１】
【実施例】以下に添付図面を参照し実施例により本発明
を詳細に説明する。図１は、本発明同期検波回路の一実
施例をブロック線図にて示している。図１において、受
信された変調波（故意に無変調とした場合および変調信
号が零レベルとなり一時的に無変調となる場合も含め
て、本発明では変調波と呼ぶことにする）Ｓ（ｔ）は周
波数変換器１に供給される。周波数変換器１にはまた、
局部発振器２で発生させた局部発振信号Ｌo （ｔ）が供
給され、その出力側に受信された変調波（高周波入力信
号）Ｓ（ｔ）と局部発振信号Ｌo （ｔ）の差の周波数を
有する中間周波数（ＩＦ）の変調波Ｓｉｆ（ｔ）が得ら
れる。この変調波は適宜の通過帯域幅を有する帯域通過
フィルタ（ＢＰＦ）３を介して同期検出器の一形態とし
ての直交同期検波器４に供給される。
を詳細に説明する。図１は、本発明同期検波回路の一実
施例をブロック線図にて示している。図１において、受
信された変調波（故意に無変調とした場合および変調信
号が零レベルとなり一時的に無変調となる場合も含め
て、本発明では変調波と呼ぶことにする）Ｓ（ｔ）は周
波数変換器１に供給される。周波数変換器１にはまた、
局部発振器２で発生させた局部発振信号Ｌo （ｔ）が供
給され、その出力側に受信された変調波（高周波入力信
号）Ｓ（ｔ）と局部発振信号Ｌo （ｔ）の差の周波数を
有する中間周波数（ＩＦ）の変調波Ｓｉｆ（ｔ）が得ら
れる。この変調波は適宜の通過帯域幅を有する帯域通過
フィルタ（ＢＰＦ）３を介して同期検出器の一形態とし
ての直交同期検波器４に供給される。
【００１２】直交同期検波器４には、また局部発振器５
から参照信号としての基準連続波Ｌ l （ｔ）が供給さ
れ、変調波（ＩＦ入力信号）Ｓｉｆ（ｔ）と基準連続波
Ｌl （ｔ）の両信号の周波数および位相が一致している
とき、送信側から送信されたとおりの正しい（歪みのな
い）変調信号をその出力側に得ることができる。本発明
では上記局部発振器５を固定周波数の発振器として構成
する。
から参照信号としての基準連続波Ｌ l （ｔ）が供給さ
れ、変調波（ＩＦ入力信号）Ｓｉｆ（ｔ）と基準連続波
Ｌl （ｔ）の両信号の周波数および位相が一致している
とき、送信側から送信されたとおりの正しい（歪みのな
い）変調信号をその出力側に得ることができる。本発明
では上記局部発振器５を固定周波数の発振器として構成
する。
【００１３】上記のように、直交同期検波器４は、それ
に供給される変調波Ｓｉｆ（ｔ）と基準連続波Ｌ
l （ｔ）の両周波数が一致（同期状態）しているとき正
しい信号の再生が行われる。そのため、本発明において
は、直交同期検波器４に印加される変調波Ｓｉｆ（ｔ）
と基準連続波Ｌl （ｔ）の両者の位相差を検出し、その
検出位相差によって制御される局部発振信号Ｌo （ｔ）
を用いて受信された変調信号Ｓ（ｔ）を周波数変換する
ことによって、上記変調波Ｓｉｆ（ｔ）および連続波Ｌ
l （ｔ）の関係を自動的に同期状態に追い込んでいる。
に供給される変調波Ｓｉｆ（ｔ）と基準連続波Ｌ
l （ｔ）の両周波数が一致（同期状態）しているとき正
しい信号の再生が行われる。そのため、本発明において
は、直交同期検波器４に印加される変調波Ｓｉｆ（ｔ）
と基準連続波Ｌl （ｔ）の両者の位相差を検出し、その
検出位相差によって制御される局部発振信号Ｌo （ｔ）
を用いて受信された変調信号Ｓ（ｔ）を周波数変換する
ことによって、上記変調波Ｓｉｆ（ｔ）および連続波Ｌ
l （ｔ）の関係を自動的に同期状態に追い込んでいる。
【００１４】図１に示す実施例においては、同期検波器
への入力変調波Ｓｉｆ（ｔ）と連続波Ｌl （ｔ）とが同
期していないとき、同期検波器として直交同期検波器４
を使用した場合、その同期検波器４による直交同期検波
出力の同相成分Ｉと直交成分Ｑとにはともに変調波Ｓｉ
ｆ（ｔ）と連続波Ｌl （ｔ）との位相差成分（いま、こ
の位相差成分をθe とする）が含まれているということ
を利用して、変調波Ｓｉｆ（ｔ）と連続波Ｌl （ｔ）を
直接位相比較する代わりに、図２に回路図にて示すコス
タスループ６によって上記位相差成分θe を検出するよ
うにしている。
への入力変調波Ｓｉｆ（ｔ）と連続波Ｌl （ｔ）とが同
期していないとき、同期検波器として直交同期検波器４
を使用した場合、その同期検波器４による直交同期検波
出力の同相成分Ｉと直交成分Ｑとにはともに変調波Ｓｉ
ｆ（ｔ）と連続波Ｌl （ｔ）との位相差成分（いま、こ
の位相差成分をθe とする）が含まれているということ
を利用して、変調波Ｓｉｆ（ｔ）と連続波Ｌl （ｔ）を
直接位相比較する代わりに、図２に回路図にて示すコス
タスループ６によって上記位相差成分θe を検出するよ
うにしている。
【００１５】すなわち、位相差成分θe を含む直交同期
検波器の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの出力を、それぞ
れＩ＝ｃｏｓ（π／４＋θe ）およびＱ＝ｓｉｎ（π／
４＋θe ）と表記すると、ＩおよびＱはさらに、Ｉ＝
（１／√２）・（ｃｏｓθe −ｓｉｎθe ）およびＱ＝
（１／√２）・（ｃｏｓθe ＋ｓｉｎθe ）のように書
き替えられる。これら書き替えられたＩおよびＱについ
て、図２に示すコスタスループの論理演算を進めると最
終的に−ｓｉｎ４θe が得られ、これは、いま
検波器の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑの出力を、それぞ
れＩ＝ｃｏｓ（π／４＋θe ）およびＱ＝ｓｉｎ（π／
４＋θe ）と表記すると、ＩおよびＱはさらに、Ｉ＝
（１／√２）・（ｃｏｓθe −ｓｉｎθe ）およびＱ＝
（１／√２）・（ｃｏｓθe ＋ｓｉｎθe ）のように書
き替えられる。これら書き替えられたＩおよびＱについ
て、図２に示すコスタスループの論理演算を進めると最
終的に−ｓｉｎ４θe が得られ、これは、いま
【数１】 と仮定すると、−ｓｉｎ４θe ≒−４θe と書くことが
できる。従って、コスタスループ６によって位相差成分
θe が検出されたことになる。
できる。従って、コスタスループ６によって位相差成分
θe が検出されたことになる。
【００１６】コスタスループ６で検出された位相差出力
θe （電圧値）は、ループフィルタ７を介して周波数変
換器１の局部発振器を構成する電圧制御発振器２に供給
される。これにより、周波数変換された変調波Ｓｉｆ
（ｔ）と連続波Ｌl （ｔ）の位相が同期して変調波Ｓｉ
ｆ（ｔ）の中心周波数が連続波Ｌl （ｔ）の周波数にな
るような自動周波数追従制御を行う負帰還ループが構成
される。
θe （電圧値）は、ループフィルタ７を介して周波数変
換器１の局部発振器を構成する電圧制御発振器２に供給
される。これにより、周波数変換された変調波Ｓｉｆ
（ｔ）と連続波Ｌl （ｔ）の位相が同期して変調波Ｓｉ
ｆ（ｔ）の中心周波数が連続波Ｌl （ｔ）の周波数にな
るような自動周波数追従制御を行う負帰還ループが構成
される。
【００１７】以上説明した本発明同期検波回路の一実施
例において、好ましい周波数関係の一例としては、受信
された変調波Ｓ（ｔ）の周波数は１．０４９４８ＧＨ
ｚ、電圧制御発振器２の中心周波数は１．４５２２６Ｇ
Ｈｚ、従って周波数変換された変調波Ｓｉｆ（ｔ）の周
波数は４０２．７８ＭＨｚ、また局部発振器５（固定周
波数発振器）の発振周波数は変調波Ｓｉｆ（ｔ）の周波
数と同じ４０２．７８ＭＨｚとすることが、また、変調
波の変調方式としては多値ＱＡＭ、例えば、１６ＱＡＭ
とすることがそれぞれ考えられる。
例において、好ましい周波数関係の一例としては、受信
された変調波Ｓ（ｔ）の周波数は１．０４９４８ＧＨ
ｚ、電圧制御発振器２の中心周波数は１．４５２２６Ｇ
Ｈｚ、従って周波数変換された変調波Ｓｉｆ（ｔ）の周
波数は４０２．７８ＭＨｚ、また局部発振器５（固定周
波数発振器）の発振周波数は変調波Ｓｉｆ（ｔ）の周波
数と同じ４０２．７８ＭＨｚとすることが、また、変調
波の変調方式としては多値ＱＡＭ、例えば、１６ＱＡＭ
とすることがそれぞれ考えられる。
【００１８】図３は、変調方式を１６ＱＡＭとした場合
の本発明同期検波回路の特性、特に周波数引き込み(cap
ture) および追従 (lock) の両特性の測定結果を示して
いる。図３の横軸および縦軸はそれぞれ受信ＣＮ比（ｄ
Ｂ）および周波数偏差（ＭＨｚ）を示している。同図か
ら自動周波数追従制御による引き込み範囲 (captureran
ge ）および追従範囲 (lock range）は受信ＣＮ比に依
存するが、受信ＣＮ比が１１．５ｄＢの場合、引き込み
範囲、追従範囲ともに±２ＭＨｚ以上であることが分か
る。
の本発明同期検波回路の特性、特に周波数引き込み(cap
ture) および追従 (lock) の両特性の測定結果を示して
いる。図３の横軸および縦軸はそれぞれ受信ＣＮ比（ｄ
Ｂ）および周波数偏差（ＭＨｚ）を示している。同図か
ら自動周波数追従制御による引き込み範囲 (captureran
ge ）および追従範囲 (lock range）は受信ＣＮ比に依
存するが、受信ＣＮ比が１１．５ｄＢの場合、引き込み
範囲、追従範囲ともに±２ＭＨｚ以上であることが分か
る。
【００１９】また、図４は、受信ＣＮ比をパラメータと
して本発明同期検波回路の入力周波数偏差対ＢＥＲ（Bi
t-Error-Rate）特性を測定結果により示している。同図
から引き込み範囲内において、本発明回路は平坦なＢＥ
Ｒ特性を示していることが分かる。
して本発明同期検波回路の入力周波数偏差対ＢＥＲ（Bi
t-Error-Rate）特性を測定結果により示している。同図
から引き込み範囲内において、本発明回路は平坦なＢＥ
Ｒ特性を示していることが分かる。
【００２０】最後に、本発明同期検波回路を用いて残留
側波帯（ＶＳＢ）方式のテレビジョン映像信号を検波す
る場合について説明する。ＶＳＢ信号を同期検波する場
合、図１の回路における帯域通過フィルタＢＰＦ３はナ
イキストフィルタに相当する。このような構成を採らな
い場合、周波数変換後のＶＳＢ信号の周波数が同期検波
器５の中心周波数から離れたとき、両側波帯域が非対称
になり、検波出力の周波数特性が劣化する。ＶＳＢ−Ａ
Ｍ方式のテレビジョン映像信号においては、両側波帯域
には輝度成分が支配的である。従って、本発明による同
期検波回路を用いることにより、ＶＳＢ信号を常に検波
器の中心周波数に維持することができるため、ＶＳＢ信
号の周波数変動による検波されたテレビジョン映像信号
の劣化を防ぐことができる。
側波帯（ＶＳＢ）方式のテレビジョン映像信号を検波す
る場合について説明する。ＶＳＢ信号を同期検波する場
合、図１の回路における帯域通過フィルタＢＰＦ３はナ
イキストフィルタに相当する。このような構成を採らな
い場合、周波数変換後のＶＳＢ信号の周波数が同期検波
器５の中心周波数から離れたとき、両側波帯域が非対称
になり、検波出力の周波数特性が劣化する。ＶＳＢ−Ａ
Ｍ方式のテレビジョン映像信号においては、両側波帯域
には輝度成分が支配的である。従って、本発明による同
期検波回路を用いることにより、ＶＳＢ信号を常に検波
器の中心周波数に維持することができるため、ＶＳＢ信
号の周波数変動による検波されたテレビジョン映像信号
の劣化を防ぐことができる。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば、受信変調波の周波数変
動に対する回路の周波数追従範囲を拡大することがで
き、従って、受信変調波の周波数変動の影響を受けない
同期検波回路を実現することができる。また、本発明回
路は構成が複雑でないことから、これを用いて受信機を
構成するとき、本発明による同期検波回路と選局回路を
一体化することにより、受信機の小型化および低廉化を
図ることができる。
動に対する回路の周波数追従範囲を拡大することがで
き、従って、受信変調波の周波数変動の影響を受けない
同期検波回路を実現することができる。また、本発明回
路は構成が複雑でないことから、これを用いて受信機を
構成するとき、本発明による同期検波回路と選局回路を
一体化することにより、受信機の小型化および低廉化を
図ることができる。
【００２２】また、ＶＳＢテレビジョン映像信号を同期
検波する場合に本発明同期検波回路を使用することによ
り、ＶＳＢ信号を常に検波器動作の中心周波数に維持す
ることができるため、ＶＳＢ信号の周波数変動による検
波されたテレビジョン映像信号の劣化を防ぐことができ
る。
検波する場合に本発明同期検波回路を使用することによ
り、ＶＳＢ信号を常に検波器動作の中心周波数に維持す
ることができるため、ＶＳＢ信号の周波数変動による検
波されたテレビジョン映像信号の劣化を防ぐことができ
る。
【図１】本発明同期検波回路の一実施例をブロック線図
にて示している。
にて示している。
【図２】図１に示す本発明同期検波回路の一実施例に位
相差検出手段として使用されているコスタスループの回
路図を示している。
相差検出手段として使用されているコスタスループの回
路図を示している。
【図３】変調方式を１６ＱＡＭとした場合の本発明同期
検波回路の周波数の引き込み特性および追従特性の測定
結果を示している。
検波回路の周波数の引き込み特性および追従特性の測定
結果を示している。
【図４】受信ＣＮ比をパラメータとして本発明同期検波
回路の入力周波数偏差対ＢＥＲ特性の測定結果を示して
いる。
回路の入力周波数偏差対ＢＥＲ特性の測定結果を示して
いる。
１ 周波数変換器 ２ 局部発振器（電圧制御発振器） ３ 帯域通過フィルタ ４ 直交同期検波器 ５ 局部発振器 ６ コスタスループ ７ ループフィルタ Ｓ（ｔ） 受信された変調波（高周波入力信号） Ｓｉｆ（ｔ） 周波数変換された（中間周波）変調波 Ｌo （ｔ） 局部発振信号 Ｌl （ｔ） 基準連続波
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 27/38 Ｈ０４Ｎ 5/455
Claims (3)
- 【請求項１】 受信された変調波を周波数変換する周波
数変換器と該周波数変換器によって周波数変換された変
調波を同期検波する同期検波器とを具えている同期検波
回路において、該同期検波回路はさらに、前記周波数変
換された変調波と同期検波のために前記同期検波器に印
加される周波数固定の基準連続波との両者間の位相差を
検出する位相差検出手段と、該位相差検出手段からの検
出位相差によって制御される前記周波数変換器の局部発
振器をなす可変周波数発振器とを具えていることを特徴
とする同期検波回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の同期検波回路において、
該回路は前記同期検波器として直交同期検波器を使用
し、該直交同期検波器の同相成分出力および直交成分出
力の両出力に含まれる前記周波数変換された変調波と前
記周波数固定の基準連続波との両者間の位相差をコスタ
スループによって検出するように構成されていることを
特徴とする同期検波回路。 - 【請求項３】 請求項１または２記載の同期検波回路に
おいて、前記周波数変換器と前記同期検波器との間に帯
域通過フィルタが、前記位相差検出手段と前記可変周波
数発振器との間にループフィルタがそれぞれ介挿されて
いることを特徴とする同期検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7006321A JPH08195781A (ja) | 1995-01-19 | 1995-01-19 | 同期検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7006321A JPH08195781A (ja) | 1995-01-19 | 1995-01-19 | 同期検波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08195781A true JPH08195781A (ja) | 1996-07-30 |
Family
ID=11635109
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7006321A Pending JPH08195781A (ja) | 1995-01-19 | 1995-01-19 | 同期検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08195781A (ja) |
-
1995
- 1995-01-19 JP JP7006321A patent/JPH08195781A/ja active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20040302 |