JPH07273821A - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
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- JPH07273821A JPH07273821A JP8401494A JP8401494A JPH07273821A JP H07273821 A JPH07273821 A JP H07273821A JP 8401494 A JP8401494 A JP 8401494A JP 8401494 A JP8401494 A JP 8401494A JP H07273821 A JPH07273821 A JP H07273821A
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- signal
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 デジタル位相変調信号を復調する装置におい
て、入力信号の周波数変動を補正する。 【構成】 デジタルＰＬＬ回路を構成するループフィル
タ１０の出力Ｓ１０はマイコン１２に取り込まれ、統計
処理が施されてローカル発振器４の発振周波数の制御に
用いられる。このローカル発振器４の発振周波数は、ユ
ーザーの選局操作に応じて第２ＩＦ信号Ｓ３の周波数が
公称値になるように制御する。さらに、コンバータ２の
ローカル発振器に±２ＭＨｚ程度のドリフトがあったと
しても第２ＩＦ信号Ｓ３が公称周波数に維持されるよう
に制御する。
て、入力信号の周波数変動を補正する。 【構成】 デジタルＰＬＬ回路を構成するループフィル
タ１０の出力Ｓ１０はマイコン１２に取り込まれ、統計
処理が施されてローカル発振器４の発振周波数の制御に
用いられる。このローカル発振器４の発振周波数は、ユ
ーザーの選局操作に応じて第２ＩＦ信号Ｓ３の周波数が
公称値になるように制御する。さらに、コンバータ２の
ローカル発振器に±２ＭＨｚ程度のドリフトがあったと
しても第２ＩＦ信号Ｓ３が公称周波数に維持されるよう
に制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、衛星放送や移動体通信
システム等に用いるデジタル位相変調信号を復調する装
置に関するものである。
システム等に用いるデジタル位相変調信号を復調する装
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の復調装置としては、例え
ば特開平２−１００５４５号公報に記載されたものがあ
った。
ば特開平２−１００５４５号公報に記載されたものがあ
った。
【０００３】図９はこのような復調装置を示す。この図
において、入力される中間周波数信号（以下「ＩＦ信
号」という）Ｉは準同期復調器２１においてローカル発
振器２７の出力（ローカル信号）Ｏに基づいてベースバ
ンド信号Ｂに変換される。
において、入力される中間周波数信号（以下「ＩＦ信
号」という）Ｉは準同期復調器２１においてローカル発
振器２７の出力（ローカル信号）Ｏに基づいてベースバ
ンド信号Ｂに変換される。
【０００４】このベースバンド信号Ｂはチャネルフィル
タ２２において波形整形処理を受けて信号Ｆとなり、同
期復調器２３へ入力される。同期復調器２３は入力信号
ＦをＶＣＯ２６の出力（再生キャリア）Ｖを基に同期復
調し、復調出力Ｓを位相検出器２４へ送る。
タ２２において波形整形処理を受けて信号Ｆとなり、同
期復調器２３へ入力される。同期復調器２３は入力信号
ＦをＶＣＯ２６の出力（再生キャリア）Ｖを基に同期復
調し、復調出力Ｓを位相検出器２４へ送る。
【０００５】位相検出器２４では復調出力Ｓからベース
バンド信号Ｓと再生キャリアＶとの位相誤差θS を検出
し、それをループフィルタ２５へ出力する。位相同期ル
ープのロック状態では位相誤差θｓ＝０となり、復調出
力Ｓは正しい復調データを示す。
バンド信号Ｓと再生キャリアＶとの位相誤差θS を検出
し、それをループフィルタ２５へ出力する。位相同期ル
ープのロック状態では位相誤差θｓ＝０となり、復調出
力Ｓは正しい復調データを示す。
【０００６】ループフィルタ２５は復調出力Ｓについて
ろ波した出力ＬをＶＣＯ２６及びローカル発振器制御回
路２８へ送る。ここで、位相同期ループのロック状態で
はＬは入力信号Ｉの周波数ω0 とローカル発振器２７の
発振周波数ω4 との差に比例する。
ろ波した出力ＬをＶＣＯ２６及びローカル発振器制御回
路２８へ送る。ここで、位相同期ループのロック状態で
はＬは入力信号Ｉの周波数ω0 とローカル発振器２７の
発振周波数ω4 との差に比例する。
【０００７】ＶＣＯ２６はこのＬに対して所定のしきい
値Δωを設定し、Ｌ＞＋Δωのときはω4 を大きくする
制御電圧を、Ｌ＜−Δωのときはω4 を小さくする制御
電圧を発生して、ω0 とω4 の差がしきい値内に収まる
ように制御する。
値Δωを設定し、Ｌ＞＋Δωのときはω4 を大きくする
制御電圧を、Ｌ＜−Δωのときはω4 を小さくする制御
電圧を発生して、ω0 とω4 の差がしきい値内に収まる
ように制御する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来の復調装置では、入力信号の周波数変動に応じてロー
カル発振器の発振周波数を制御しており、ローカル発振
器の発振周波数の制御とＶＣＯの発振周波数の制御を共
にＰＬＬ回路で行っているため、ＰＬＬ制御が２か所と
なる。このため、ハードロジックで構成してもマイコン
のソフトウェアで構成しても負担が大きいという問題点
があった。
来の復調装置では、入力信号の周波数変動に応じてロー
カル発振器の発振周波数を制御しており、ローカル発振
器の発振周波数の制御とＶＣＯの発振周波数の制御を共
にＰＬＬ回路で行っているため、ＰＬＬ制御が２か所と
なる。このため、ハードロジックで構成してもマイコン
のソフトウェアで構成しても負担が大きいという問題点
があった。
【０００９】本発明はこのような問題点に鑑みてなされ
たものであり、ハードウェア又はソフトウェアの負担を
大きくせずに入力信号の周波数変動の補正が行える復調
装置を提供することを目的とする。
たものであり、ハードウェア又はソフトウェアの負担を
大きくせずに入力信号の周波数変動の補正が行える復調
装置を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するため
に、本発明に係る復調装置は、ローカル発振器と、入力
信号とローカル発振器の出力信号とを混合する混合器
と、ローカル発振器の発振周波数を制御する制御装置
と、混合器の出力を復調するＩ／Ｑ復調器と、Ｉ／１Ｑ
復調器の出力をデジタル化するアナログ／デジタル変換
器と、アナログ／デジタル変換器の出力にロックするデ
ジタル位相同期ループ回路とを備え、制御装置はデジタ
ル位相同期ループ回路のループフィルタ出力を統計処理
した結果を基にローカル発振器の発振周波数を制御する
ことを特徴とするものである。
に、本発明に係る復調装置は、ローカル発振器と、入力
信号とローカル発振器の出力信号とを混合する混合器
と、ローカル発振器の発振周波数を制御する制御装置
と、混合器の出力を復調するＩ／Ｑ復調器と、Ｉ／１Ｑ
復調器の出力をデジタル化するアナログ／デジタル変換
器と、アナログ／デジタル変換器の出力にロックするデ
ジタル位相同期ループ回路とを備え、制御装置はデジタ
ル位相同期ループ回路のループフィルタ出力を統計処理
した結果を基にローカル発振器の発振周波数を制御する
ことを特徴とするものである。
【００１１】本発明は、衛星放送受信装置の第１ＩＦ信
号の復調処理に好適である。また、制御装置における統
計処理としては度数分布の作成が簡単かつ有効である。
さらに、統計処理した結果を表示する手段を設けること
により、入力信号のＣ／Ｎをモニターするように構成す
ることもできる。
号の復調処理に好適である。また、制御装置における統
計処理としては度数分布の作成が簡単かつ有効である。
さらに、統計処理した結果を表示する手段を設けること
により、入力信号のＣ／Ｎをモニターするように構成す
ることもできる。
【００１２】
【作用】本発明によれば、デジタル位相同期ループ回路
のループフィルタ出力を統計処理して混合器の入力信号
周波数の変動を検出し、この変動を打ち消すようにロー
カル発振器の発振周波数を制御する。
のループフィルタ出力を統計処理して混合器の入力信号
周波数の変動を検出し、この変動を打ち消すようにロー
カル発振器の発振周波数を制御する。
【００１３】
【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照しな
がら詳細に説明する。図１は本発明をデジタル衛星放送
受信機に適用した実施例の構成を示すブロック図であ
る。
がら詳細に説明する。図１は本発明をデジタル衛星放送
受信機に適用した実施例の構成を示すブロック図であ
る。
【００１４】この図において、衛星から伝送されてきた
１２ＧＨｚ帯の信号Ｓ１はアンテナ１で受信され、コン
バータ２により１ＧＨｚ帯の第１ＩＦ信号Ｓ２（周波数
ω0）に変換され、ケーブルを介して室内ユニット（チ
ューナー）へ入力される。
１２ＧＨｚ帯の信号Ｓ１はアンテナ１で受信され、コン
バータ２により１ＧＨｚ帯の第１ＩＦ信号Ｓ２（周波数
ω0）に変換され、ケーブルを介して室内ユニット（チ
ューナー）へ入力される。
【００１５】チューナーでは、まず混合器３においてロ
ーカル発振器４の発振出力信号Ｓ４（周波数ω4 ）と掛
け合わされ、第２ＩＦ信号Ｓ３（周波数ω1 ）に周波数
変換される。第２ＩＦ信号Ｓ３はＩ／Ｑ復調器５におい
てＩ／Ｑベースバンド信号に変換される。
ーカル発振器４の発振出力信号Ｓ４（周波数ω4 ）と掛
け合わされ、第２ＩＦ信号Ｓ３（周波数ω1 ）に周波数
変換される。第２ＩＦ信号Ｓ３はＩ／Ｑ復調器５におい
てＩ／Ｑベースバンド信号に変換される。
【００１６】図２はＩ／Ｑ復調器５の回路構成を示す。
この図において、ローカル発振器５１は第２ＩＦ信号Ｓ
３の周波数ω1 とほぼ等しい固定周波数ω2 を発振す
る。そして、この発振出力信号とこれを９０°位相シフ
トした信号とを、それぞれ混合器５３，５４へ供給して
第２ＩＦ信号Ｓ３と掛け合わせ、Ｓ５（Ｓ５I ，Ｓ
５Q）を取り出す。
この図において、ローカル発振器５１は第２ＩＦ信号Ｓ
３の周波数ω1 とほぼ等しい固定周波数ω2 を発振す
る。そして、この発振出力信号とこれを９０°位相シフ
トした信号とを、それぞれ混合器５３，５４へ供給して
第２ＩＦ信号Ｓ３と掛け合わせ、Ｓ５（Ｓ５I ，Ｓ
５Q）を取り出す。
【００１７】Ｉ／Ｑ復調器５の出力（Ｓ５I ，Ｓ５Q ）
は、ローパスフィルタで構成されたチャネルフィルタ６
へ送られ、ここで周波数（ω1 −ω2 ）のＩ／Ｑベース
バンド信号が取り出されると共に波形整形処理を受け、
Ａ／Ｄ変換器７により８ビットのデジタルＩ／Ｑ信号Ｓ
７に変換される。
は、ローパスフィルタで構成されたチャネルフィルタ６
へ送られ、ここで周波数（ω1 −ω2 ）のＩ／Ｑベース
バンド信号が取り出されると共に波形整形処理を受け、
Ａ／Ｄ変換器７により８ビットのデジタルＩ／Ｑ信号Ｓ
７に変換される。
【００１８】デジタルＩ／Ｑ信号Ｓ７は準同期信号であ
り、第２ＩＦ信号Ｓ３とローカル発振器５１とのビート
周波数成分（ω1 −ω2 ）を含んでいる。そして、この
ビート周波数成分を再生キャリアとしてそれ以降のデジ
タル位相同期ループ回路（以下「位相同期ループ」を
「ＰＬＬ」という）が動作する。
り、第２ＩＦ信号Ｓ３とローカル発振器５１とのビート
周波数成分（ω1 −ω2 ）を含んでいる。そして、この
ビート周波数成分を再生キャリアとしてそれ以降のデジ
タル位相同期ループ回路（以下「位相同期ループ」を
「ＰＬＬ」という）が動作する。
【００１９】デジタルＰＬＬ回路は複素乗算器８、位相
検出器９、ループフィルタ１０、及びＮＣＯ（Ｎｕｍｅ
ｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔ
ｏｒ：数値制御発振器）１１から構成されており、コス
タスループによりキャリアを再生する。
検出器９、ループフィルタ１０、及びＮＣＯ（Ｎｕｍｅ
ｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔ
ｏｒ：数値制御発振器）１１から構成されており、コス
タスループによりキャリアを再生する。
【００２０】複素乗算器８はデジタル信号Ｉ／Ｑ信号Ｓ
７とＮＣＯ１１が出力する互いに直行する再生キャリア
信号Ｓ１１を掛け合わせ、前記ビート周波数成分を除去
したデジタルＩ／Ｑ信号Ｓ８を取り出す。
７とＮＣＯ１１が出力する互いに直行する再生キャリア
信号Ｓ１１を掛け合わせ、前記ビート周波数成分を除去
したデジタルＩ／Ｑ信号Ｓ８を取り出す。
【００２１】図３は複素乗算器８の回路構成を示す。こ
の図においてデジタルＩ／Ｑ信号Ｓ７のＩ成分（以下
「Ｓ７I 」という）は混合器８１においてＮＣＯ１１が
出力する再生キャリア信号Ｓ１１のｃｏｓ成分（以下
「Ｓ１１I 」という）であるｃｏｓω3 ｔと掛け合わさ
れ、混合器８３においてＮＣＯ１１が出力する再生キャ
リア信号Ｓ１１のｓｉｎ成分（以下「Ｓ１１Q 」とい
う）であるｓｉｎω3 ｔと掛け合わされる。また、デジ
タルＩ／Ｑ信号Ｓ７のＱ成分（以下「Ｓ７Q 」という）
は混合器８２においてＳ１１I と掛け合わされ、混合器
８４においてＳ１１Qと掛け合わされる。そして、減算
器８５において、混合器８１の出力から混合器８４の出
力が減算されてＩ成分（以下「Ｓ８I 」という）とな
り、加算器８６において、混合器８２の出力と混合器８
３の出力が加算されてＱ成分（以下「Ｓ８Q 」という）
となる。
の図においてデジタルＩ／Ｑ信号Ｓ７のＩ成分（以下
「Ｓ７I 」という）は混合器８１においてＮＣＯ１１が
出力する再生キャリア信号Ｓ１１のｃｏｓ成分（以下
「Ｓ１１I 」という）であるｃｏｓω3 ｔと掛け合わさ
れ、混合器８３においてＮＣＯ１１が出力する再生キャ
リア信号Ｓ１１のｓｉｎ成分（以下「Ｓ１１Q 」とい
う）であるｓｉｎω3 ｔと掛け合わされる。また、デジ
タルＩ／Ｑ信号Ｓ７のＱ成分（以下「Ｓ７Q 」という）
は混合器８２においてＳ１１I と掛け合わされ、混合器
８４においてＳ１１Qと掛け合わされる。そして、減算
器８５において、混合器８１の出力から混合器８４の出
力が減算されてＩ成分（以下「Ｓ８I 」という）とな
り、加算器８６において、混合器８２の出力と混合器８
３の出力が加算されてＱ成分（以下「Ｓ８Q 」という）
となる。
【００２２】すなわち、 Ｓ８I ＝Ｓ７I ・Ｓ１１I −Ｓ７Q ・Ｓ１１Q Ｓ８Q ＝Ｓ７Q ・Ｓ１１I ＋Ｓ７I ・Ｓ１１Q である。
【００２３】換言すれば、Ｓ７，Ｓ１１をそれぞれ複素
数Ｓ７＝Ｓ７I ＋ｊＳ７Q 、Ｓ１１＝Ｓ１１I ＋ｊＳ１
１Q で表したとき、複素乗算器８は複素数の乗算であ
る、 Ｓ７×Ｓ１１＝（Ｓ７I ＋ｊＳ７Q ）×（Ｓ１１I ＋ｊ
Ｓ１１Q ） ＝（Ｓ７I ・Ｓ１１I −Ｓ７Q ・Ｓ１１Q ）＋ｊ（Ｓ７
Q ・Ｓ１１I ＋Ｓ７I ・Ｓ１１Q ）＝Ｓ８I ＋ｊＳ８Q を計算している。
数Ｓ７＝Ｓ７I ＋ｊＳ７Q 、Ｓ１１＝Ｓ１１I ＋ｊＳ１
１Q で表したとき、複素乗算器８は複素数の乗算であ
る、 Ｓ７×Ｓ１１＝（Ｓ７I ＋ｊＳ７Q ）×（Ｓ１１I ＋ｊ
Ｓ１１Q ） ＝（Ｓ７I ・Ｓ１１I −Ｓ７Q ・Ｓ１１Q ）＋ｊ（Ｓ７
Q ・Ｓ１１I ＋Ｓ７I ・Ｓ１１Q ）＝Ｓ８I ＋ｊＳ８Q を計算している。
【００２４】ここでデジタルＰＬＬ回路がロック状態の
時には、Ｓ８I ，Ｓ８Q は送信側で作成された情報のＩ
成分，Ｑ成分に一致する。つまり、複素乗算器８におい
て第２ＩＦ信号の周波数ω1 とＩ／Ｑ復調器５のローカ
ル発振器５１の発振周波数ω2 のビート周波数成分が除
去され、ＱＰＳＫ信号が復調される。
時には、Ｓ８I ，Ｓ８Q は送信側で作成された情報のＩ
成分，Ｑ成分に一致する。つまり、複素乗算器８におい
て第２ＩＦ信号の周波数ω1 とＩ／Ｑ復調器５のローカ
ル発振器５１の発振周波数ω2 のビート周波数成分が除
去され、ＱＰＳＫ信号が復調される。
【００２５】このようにして得られたＩ／Ｑ信号成分は
後段のクロック再生回路（図示せず）へ送られ、Ａ／Ｄ
変換器７以降のデジタル回路に用いるシステムクロック
の再生に用いられると共に、この再生クロックを識別タ
イミングとした１と０の識別、ビタビ復号化等のデータ
処理を受けた後、必要に応じてエラー訂正処理を受け、
元のデータが再生される。
後段のクロック再生回路（図示せず）へ送られ、Ａ／Ｄ
変換器７以降のデジタル回路に用いるシステムクロック
の再生に用いられると共に、この再生クロックを識別タ
イミングとした１と０の識別、ビタビ復号化等のデータ
処理を受けた後、必要に応じてエラー訂正処理を受け、
元のデータが再生される。
【００２６】複素乗算器８から出力されたＳ８I 及びＳ
８Q は、位相検出器９へ送られ、ここでＳ７とＳ１１の
位相差が検出される。この位相検出器は、例えば図４に
示すように、Ｓ８I とＳ８Q の極性（ｓｉｇｎ）を表す
符号ビットの排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）を演算するＥ
Ｘ−ＯＲ回路９１と、Ｓ８Q とＳ８I の極性（ｓｉｇ
ｎ）を表す符号ビットの排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）を
演算するＥＸ−ＯＲ回路９２と、ＥＸ−ＯＲ回路９１の
出力からＥＸ−ＯＲ回路９２の出力を減算する減算器９
３とから構成され、 Ｓ９＝Ｓ８I ・ｓｉｇｎ（Ｓ８Q ）−Ｓ８Q ・ｓｉｇｎ
（Ｓ８I ） により位相誤差Ｓ９を演算してループフィルタ１０へ供
給する。
８Q は、位相検出器９へ送られ、ここでＳ７とＳ１１の
位相差が検出される。この位相検出器は、例えば図４に
示すように、Ｓ８I とＳ８Q の極性（ｓｉｇｎ）を表す
符号ビットの排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）を演算するＥ
Ｘ−ＯＲ回路９１と、Ｓ８Q とＳ８I の極性（ｓｉｇ
ｎ）を表す符号ビットの排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）を
演算するＥＸ−ＯＲ回路９２と、ＥＸ−ＯＲ回路９１の
出力からＥＸ−ＯＲ回路９２の出力を減算する減算器９
３とから構成され、 Ｓ９＝Ｓ８I ・ｓｉｇｎ（Ｓ８Q ）−Ｓ８Q ・ｓｉｇｎ
（Ｓ８I ） により位相誤差Ｓ９を演算してループフィルタ１０へ供
給する。
【００２７】ループフィルタ１０は、例えば図５に示す
ように、位相誤差Ｓ９を累積加算するための加算器１０
１と、加算器１０１の出力をＮサンプリングクロッン分
遅延する遅延回路１０２と、位相誤差Ｓ９に係数βを乗
算する乗算器１０３と、加算器１０１の出力に係数αを
乗算する乗算器１０４と、乗算器１０３と乗算器１０４
の出力を加算する加算器１０５とから構成されている。
ように、位相誤差Ｓ９を累積加算するための加算器１０
１と、加算器１０１の出力をＮサンプリングクロッン分
遅延する遅延回路１０２と、位相誤差Ｓ９に係数βを乗
算する乗算器１０３と、加算器１０１の出力に係数αを
乗算する乗算器１０４と、乗算器１０３と乗算器１０４
の出力を加算する加算器１０５とから構成されている。
【００２８】すなわち、ループフィルタ１０は１次の巡
回型デジタルフィルタであって、伝達関数Ｈ（Ｚ）が、 Ｈ（ｚ）＝｛Ｚ／（Ｚ−１）｝×（α＋β）−｛１／
（Ｚ−１）｝×β で示される特性を持っている。位相誤差Ｓ９はこの特性
を持ったループフィルタ１０によりろ波され、位相誤差
Ｓ１０となってＮＣＯ１１へ供給される。
回型デジタルフィルタであって、伝達関数Ｈ（Ｚ）が、 Ｈ（ｚ）＝｛Ｚ／（Ｚ−１）｝×（α＋β）−｛１／
（Ｚ−１）｝×β で示される特性を持っている。位相誤差Ｓ９はこの特性
を持ったループフィルタ１０によりろ波され、位相誤差
Ｓ１０となってＮＣＯ１１へ供給される。
【００２９】ＮＣＯ１１は、例えば図６に示すように、
位相誤差Ｓ１０にアドレスステップδｆを加算する加算
器１１１と、加算器１１１の出力を累積加算する加算器
１１２と、加算器１１２の出力をＮサンプリングクロッ
ク分遅延する遅延回路１１３と、ｃｏｓω3 ｔの波形デ
ータがあらかじめ記憶されているＲＯＭ１１４と、ｓｉ
ｎω3 ｔの波形データがあらかじめ記憶されているＲＯ
Ｍ１１５とから構成されている。
位相誤差Ｓ１０にアドレスステップδｆを加算する加算
器１１１と、加算器１１１の出力を累積加算する加算器
１１２と、加算器１１２の出力をＮサンプリングクロッ
ク分遅延する遅延回路１１３と、ｃｏｓω3 ｔの波形デ
ータがあらかじめ記憶されているＲＯＭ１１４と、ｓｉ
ｎω3 ｔの波形データがあらかじめ記憶されているＲＯ
Ｍ１１５とから構成されている。
【００３０】そして、このＮＣＯ１１は、位相誤差Ｓ１
０にアドレスステップδｆを加算すると共に、アドレス
ステップδｆが加算された位相誤差を累積加算して積分
し、この積分値を読み出しアドレスとして互いに直交し
たキャリアｓｉｎω3 ｔ，ｃｏｓω3 ｔの波形データを
読み出し、複素数乗算器８へ供給する。
０にアドレスステップδｆを加算すると共に、アドレス
ステップδｆが加算された位相誤差を累積加算して積分
し、この積分値を読み出しアドレスとして互いに直交し
たキャリアｓｉｎω3 ｔ，ｃｏｓω3 ｔの波形データを
読み出し、複素数乗算器８へ供給する。
【００３１】このように、複素乗算器８〜ＮＣＯ１１か
ら構成されるデジタルＰＬＬは、位相誤差Ｓ９が０にな
るように互いに直交したキャリアを再生し、このキャリ
アを用いてＩ／Ｑベースバンド信号を復調する。
ら構成されるデジタルＰＬＬは、位相誤差Ｓ９が０にな
るように互いに直交したキャリアを再生し、このキャリ
アを用いてＩ／Ｑベースバンド信号を復調する。
【００３２】また、ループフィルタ１０の出力Ｓ１０は
マイコン１２に取り込まれ、統計処理が施されてローカ
ル発振器４の発振周波数ω4 の制御に用いられる。この
ローカル発振器４の発振周波数は、ユーザーの選局操作
に応じて第２ＩＦ信号Ｓ３の周波数ω1 が公称値になる
ように制御する。さらに、本実施例では、コンバータ２
のローカル発振器に±２ＭＨｚ程度のドリフトがあった
としても第２ＩＦ信号Ｓ３が公称周波数に維持されるよ
うに制御する。次に、図７を参照しながらマイコンの処
理について詳細に説明する。
マイコン１２に取り込まれ、統計処理が施されてローカ
ル発振器４の発振周波数ω4 の制御に用いられる。この
ローカル発振器４の発振周波数は、ユーザーの選局操作
に応じて第２ＩＦ信号Ｓ３の周波数ω1 が公称値になる
ように制御する。さらに、本実施例では、コンバータ２
のローカル発振器に±２ＭＨｚ程度のドリフトがあった
としても第２ＩＦ信号Ｓ３が公称周波数に維持されるよ
うに制御する。次に、図７を参照しながらマイコンの処
理について詳細に説明する。
【００３３】マイコン１２はまずユーザーが設定した受
信チャンネルに応じてローカル発振器４の発振周波数を
設定し（ステップＳＴ１）、この周波数を中心に±数Ｍ
Ｈｚの範囲内で発振周波数を掃引すると共に、後段の同
期パターン検出部（図示せず）から出力される同期フラ
グを見る（ステップＳＴ２）。
信チャンネルに応じてローカル発振器４の発振周波数を
設定し（ステップＳＴ１）、この周波数を中心に±数Ｍ
Ｈｚの範囲内で発振周波数を掃引すると共に、後段の同
期パターン検出部（図示せず）から出力される同期フラ
グを見る（ステップＳＴ２）。
【００３４】第２ＩＦ信号Ｓ３の周波数ω1 がＩ／Ｑ復
調器５の固定ローカル発振器５１の発振周波数ω2 に近
づき、デジタルＰＬＬ回路の引込み範囲にロックイン
し、同期フラグが同期確立を示したら、発振周波数の掃
引を停止し、以後ＡＦＣモードとなる（ステップＳＴ３
でＹＥＳ）。
調器５の固定ローカル発振器５１の発振周波数ω2 に近
づき、デジタルＰＬＬ回路の引込み範囲にロックイン
し、同期フラグが同期確立を示したら、発振周波数の掃
引を停止し、以後ＡＦＣモードとなる（ステップＳＴ３
でＹＥＳ）。
【００３５】ＡＦＣモードでは、位相誤差Ｓ１０を所定
間隔（例、２００ｍｓｅｃ間隔）でサンプリングし（ス
テップＳＴ４）、度数分布を作成する（ステップＳＴ
５）。図８はＳ１０を４ビットかつ２の補数で表した場
合の度数分布の実測値の１例を示す。
間隔（例、２００ｍｓｅｃ間隔）でサンプリングし（ス
テップＳＴ４）、度数分布を作成する（ステップＳＴ
５）。図８はＳ１０を４ビットかつ２の補数で表した場
合の度数分布の実測値の１例を示す。
【００３６】位相誤差Ｓ１０は瞬時位相、すなわち複素
乗算器８の入力信号とＮＣＯ１１の再生キャリアとの周
波数誤差を表しているので、度数分布のピーク値が０か
らどの方向へどれだけずれているかを見れば、混合器３
の出力である第２ＩＦ信号Ｓ３の周波数ω1 が公称周波
数に対してどの方向へどれだけずれているかが分かるこ
とになる。したがって、ピーク値が現れる位相誤差Ｓ１
０が０になるようにローカル発振器４の発振周波数ω4
を制御することにより、コンバータ２に周波数ドリフト
があっても、第２ＩＦ信号Ｓ３の周波数ω1 を公称周波
数に自動調整することができる。ここで、ローカル発振
器４の発振周波数の制御は、具体的には例えばＰＬＬシ
ンセサイザＩＣに対して分周比を制御するコマンドを送
ることにより実現する。
乗算器８の入力信号とＮＣＯ１１の再生キャリアとの周
波数誤差を表しているので、度数分布のピーク値が０か
らどの方向へどれだけずれているかを見れば、混合器３
の出力である第２ＩＦ信号Ｓ３の周波数ω1 が公称周波
数に対してどの方向へどれだけずれているかが分かるこ
とになる。したがって、ピーク値が現れる位相誤差Ｓ１
０が０になるようにローカル発振器４の発振周波数ω4
を制御することにより、コンバータ２に周波数ドリフト
があっても、第２ＩＦ信号Ｓ３の周波数ω1 を公称周波
数に自動調整することができる。ここで、ローカル発振
器４の発振周波数の制御は、具体的には例えばＰＬＬシ
ンセサイザＩＣに対して分周比を制御するコマンドを送
ることにより実現する。
【００３７】この動作は図７のステップＳＴ６〜ＳＴ１
０のようになる。まず、ピーク値が０のときは第２ＩＦ
信号Ｓ３の周波数ω1 が公称周波数になっているので、
ステップＳＴ１０で同期確認の処理を行う。また、ピー
ク値がプラスのときはω1 が高くなっているので、ω1
が低くなるように制御（ステップＳＴ８）した後、同期
確認を行う（ステップＳＴ１０）。そして、ピーク値が
マイナスのときはω1が低くなっているので、ω1 が高
くなるように制御（ステップＳＴ９）した後、同期確認
を行う（ステップＳＴ１０）。ここで、本実施例ではω
1 ＝ω0 −ω4であるから、ω1 を低くするためには、
ω4 を高くすればよい。なお、ピーク値が０のときはス
テップＳＴ１０を省略するように構成してもよい。
０のようになる。まず、ピーク値が０のときは第２ＩＦ
信号Ｓ３の周波数ω1 が公称周波数になっているので、
ステップＳＴ１０で同期確認の処理を行う。また、ピー
ク値がプラスのときはω1 が高くなっているので、ω1
が低くなるように制御（ステップＳＴ８）した後、同期
確認を行う（ステップＳＴ１０）。そして、ピーク値が
マイナスのときはω1が低くなっているので、ω1 が高
くなるように制御（ステップＳＴ９）した後、同期確認
を行う（ステップＳＴ１０）。ここで、本実施例ではω
1 ＝ω0 −ω4であるから、ω1 を低くするためには、
ω4 を高くすればよい。なお、ピーク値が０のときはス
テップＳＴ１０を省略するように構成してもよい。
【００３８】このように、本実施例によれば、コンバー
タ２のローカル発振器に周波数ドリフトが存在し、その
結果第１ＩＦ信号Ｓ２に周波数変動があっても、第２Ｉ
Ｆ信号Ｓ３の周波数ω1 を所定の公称値に維持すること
ができる。したがって、コンバータ２のローカル発振器
はＰＬＬを用いた高価・高精度のものではなく、現行の
民生用衛星放送受信機に用いられているものでよい。
タ２のローカル発振器に周波数ドリフトが存在し、その
結果第１ＩＦ信号Ｓ２に周波数変動があっても、第２Ｉ
Ｆ信号Ｓ３の周波数ω1 を所定の公称値に維持すること
ができる。したがって、コンバータ２のローカル発振器
はＰＬＬを用いた高価・高精度のものではなく、現行の
民生用衛星放送受信機に用いられているものでよい。
【００３９】また、図８の度数分布から受信信号のＣ／
Ｎが分かるので、本実施例では度数分布を表示器１３に
表示するように構成している。これによりアンテナレベ
ルの調整等に利用することができる。
Ｎが分かるので、本実施例では度数分布を表示器１３に
表示するように構成している。これによりアンテナレベ
ルの調整等に利用することができる。
【００４０】なお、前記実施例では度数分布の作成は８
ビットの位相誤差データの内４ビットを用いて行った
が、用いるビット数を多くすればさらに精度の高い制御
を行うことができる。
ビットの位相誤差データの内４ビットを用いて行った
が、用いるビット数を多くすればさらに精度の高い制御
を行うことができる。
【００４１】また、前記実施例におけるＡ／Ｄ変換器７
とチャネルフィルタ６の順序を入れ換えてもよい。さら
に、Ｉ／Ｑ復調器５とチャネルフィルタ６の順序を入れ
換えてもよい。ただし、この場合チャネルフィルタをロ
ーパスフィルタからバンドパスフィルタに変更すること
が必要である。
とチャネルフィルタ６の順序を入れ換えてもよい。さら
に、Ｉ／Ｑ復調器５とチャネルフィルタ６の順序を入れ
換えてもよい。ただし、この場合チャネルフィルタをロ
ーパスフィルタからバンドパスフィルタに変更すること
が必要である。
【００４２】そして、本発明は移動通信システムのよう
なデジタル無線通信システムの受信機にも適用すること
ができる。
なデジタル無線通信システムの受信機にも適用すること
ができる。
【００４３】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば下記（１）〜（３）の効果を奏する。 （１）デジタルＰＬＬ回路のループフィルタから得られ
る瞬時位相信号を基に統計処理を行っているので、精度
の高いＡＦＣが実現できる。
れば下記（１）〜（３）の効果を奏する。 （１）デジタルＰＬＬ回路のループフィルタから得られ
る瞬時位相信号を基に統計処理を行っているので、精度
の高いＡＦＣが実現できる。
【００４４】（２）統計処理の過程において副次的に受
信Ｃ／Ｎのモニターが可能となる。 （３）統計処理自体は簡易なアルゴリズムで実現できる
ため、マイコンのソフトウェアの負担が少ない。
信Ｃ／Ｎのモニターが可能となる。 （３）統計処理自体は簡易なアルゴリズムで実現できる
ため、マイコンのソフトウェアの負担が少ない。
【図１】本発明をデジタル衛星放送受信機に適用した実
施例の構成を示すブロック図である。
施例の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のＩ／Ｑ復調器の回路構成を示すブロック
図である。
図である。
【図３】図１の複素乗算器の回路構成を示すブロック図
である。
である。
【図４】図１の位相検出器の回路構成を示すブロック図
である。
である。
【図５】図１のループフィルタの回路構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図６】図１のＮＣＯの回路構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図７】本発明の実施例におけるマイコンの動作を示す
フローチャートである。
フローチャートである。
【図８】本発明の実施例における度数分布の１例を示す
図である。
図である。
【図９】従来の復調装置の構成を示すブロック図であ
る。
る。
３…混合器、５…Ｉ／Ｑ復調器、７…Ａ／Ｄ変換器、８
…複素数乗算器、９…位相検出器、１０…ループフィル
タ、１１…ＮＣＯ、１２…マイコン、１３…表示器
…複素数乗算器、９…位相検出器、１０…ループフィル
タ、１１…ＮＣＯ、１２…マイコン、１３…表示器
Claims (4)
- 【請求項１】 ローカル発振器と、 入力信号と該ローカル発振器の出力信号とを混合する混
合器と、 前記ローカル発振器の発振周波数を制御する制御装置
と、 前記混合器の出力を復調するＩ／Ｑ復調器と、 該Ｉ／１Ｑ復調器の出力をデジタル化するアナログ／デ
ジタル変換器と、 該アナログ／デジタル変換器の出力にロックするデジタ
ル位相同期ループ回路とを備え、 前記制御装置は前記デジタル位相同期ループ回路のルー
プフィルタ出力を統計処理した結果を基に前記ローカル
発振器の発振周波数を制御することを特徴とする復調装
置。 - 【請求項２】 入力信号が衛星放送の第１中間周波数信
号である請求項１記載の復調装置。 - 【請求項３】 統計処理が度数分布の作成である請求項
１又は２記載の復調装置。 - 【請求項４】 統計処理した結果を表示する手段を有す
る請求項１、２又は３記載の復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8401494A JPH07273821A (ja) | 1994-03-29 | 1994-03-29 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8401494A JPH07273821A (ja) | 1994-03-29 | 1994-03-29 | 復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07273821A true JPH07273821A (ja) | 1995-10-20 |
Family
ID=13818730
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8401494A Withdrawn JPH07273821A (ja) | 1994-03-29 | 1994-03-29 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07273821A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006174439A (ja) * | 2004-12-13 | 2006-06-29 | Korea Electronics Telecommun | 相関係数の対称性を利用した相関装置及びその方法 |
| JPWO2018158876A1 (ja) * | 2017-03-01 | 2019-12-26 | 三菱重工機械システム株式会社 | 到来角度特定装置、料金収受システム及び到来角度特定方法 |
-
1994
- 1994-03-29 JP JP8401494A patent/JPH07273821A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006174439A (ja) * | 2004-12-13 | 2006-06-29 | Korea Electronics Telecommun | 相関係数の対称性を利用した相関装置及びその方法 |
| JPWO2018158876A1 (ja) * | 2017-03-01 | 2019-12-26 | 三菱重工機械システム株式会社 | 到来角度特定装置、料金収受システム及び到来角度特定方法 |
| US11194006B2 (en) | 2017-03-01 | 2021-12-07 | Mitsubishi Heavy Industries Machinery Systems, Ltd. | Angle-of-arrival identification device, toll collection system, and angle-of-arrival identification method |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010605 |