JP3490186B2 - 高品位テレビジョン受信機において、記号レートの約数で最後の中間周波数搬送波を有するディジタル残留側波帯（ｖｓｂ）検出器 - Google Patents
高品位テレビジョン受信機において、記号レートの約数で最後の中間周波数搬送波を有するディジタル残留側波帯（ｖｓｂ）検出器Info
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- H03D1/24—Homodyne or synchrodyne circuits for demodulation of signals wherein one sideband or the carrier has been wholly or partially suppressed
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04N7/015—High-definition television systems
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- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
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- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/455—Demodulation-circuits
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル方式における
残留側波帯情報の検出に関するもので、特に、ディジタ
ル高品位テレビジョン（ＨＤＴＶ）信号無線受信機に関
するものである。
残留側波帯情報の検出に関するもので、特に、ディジタ
ル高品位テレビジョン（ＨＤＴＶ）信号無線受信機に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＨＤＴＶ信号送信に利用される残留側波
帯（ＶＳＢ）信号は変調率により振幅が変化し、前記変
調率に対応する固定振幅を有するパイロット搬送波によ
り代替可能なそれら固有の搬送波を有する。このような
変調率は記号コードレベルの非常に小さい変化と関連し
たものと同一につくられ得る。そのうよなＶＳＢ信号
は、例えば米国で無線放送に利用可能であり、有線放送
システムにも利用可能である。
帯（ＶＳＢ）信号は変調率により振幅が変化し、前記変
調率に対応する固定振幅を有するパイロット搬送波によ
り代替可能なそれら固有の搬送波を有する。このような
変調率は記号コードレベルの非常に小さい変化と関連し
たものと同一につくられ得る。そのうよなＶＳＢ信号
は、例えば米国で無線放送に利用可能であり、有線放送
システムにも利用可能である。
【０００３】これらの信号を受信するディジタルＨＤＴ
Ｖ信号無線受信機が提案されてきており、この形態の受
信機は同期検出後にチューナ内で二重変換をする。周波
数合成器は第１中間周波数（例えば、９２０ＭＨｚ搬送
波）を発生するために受信されたＴＶ信号と共にヘテロ
ダインされる第１局部発振を発生する。受動ＬＣ帯域通
過フィルタは第１中間周波数増幅器によって増幅の影像
（イメージ）周波数からこのような第１中間周波数を選
択し、前記増幅された第１中間周波数は隣接したチャネ
ル応答を取り除く第１中間弾性表面波（ＳＡＷ）フィル
タによってフィルタされる。前記第１中間周波数は第２
中間周波数（例えば、４１ＭＨｚ搬送波）を発生するた
めに第２局部発振によってヘテロダインされ、第２ＳＡ
Ｗフィルタは第２中間周波数増幅器によって振幅の残留
隣接したチャネル応答と影像からこのような第２中間周
波数を選択する。前記第２中間周波数増幅器の応答は固
定周波数を有する第３局部発振によりベースバンドでシ
ンクロダインされる。
Ｖ信号無線受信機が提案されてきており、この形態の受
信機は同期検出後にチューナ内で二重変換をする。周波
数合成器は第１中間周波数（例えば、９２０ＭＨｚ搬送
波）を発生するために受信されたＴＶ信号と共にヘテロ
ダインされる第１局部発振を発生する。受動ＬＣ帯域通
過フィルタは第１中間周波数増幅器によって増幅の影像
（イメージ）周波数からこのような第１中間周波数を選
択し、前記増幅された第１中間周波数は隣接したチャネ
ル応答を取り除く第１中間弾性表面波（ＳＡＷ）フィル
タによってフィルタされる。前記第１中間周波数は第２
中間周波数（例えば、４１ＭＨｚ搬送波）を発生するた
めに第２局部発振によってヘテロダインされ、第２ＳＡ
Ｗフィルタは第２中間周波数増幅器によって振幅の残留
隣接したチャネル応答と影像からこのような第２中間周
波数を選択する。前記第２中間周波数増幅器の応答は固
定周波数を有する第３局部発振によりベースバンドでシ
ンクロダインされる。
【０００４】固定周波数を有する前記第３局部発振は０
°と９０°整相で供給され、同相と直角位相同期検出手
続が進行される。ＨＤＴＶ信号が送信されるとき、前記
同相同期検出の結果でディジタル記号は８レベル符号化
され、前記直角同期検出の結果でディジタル記号は通常
零値となる。アナログ方式で発生した、分離されディジ
タル化される同相と直角位相同期検出の結果として、デ
ィジタル化後にそれぞれ明らかに予想される前記同期検
出結果に対する問題が提示される。この問題は、量子化
雑音がフェーザーとしてみなされる複合信号に顕著な位
相誤差をもたらす。この問題点は前記ディジタル方式内
に同相と直角位相同期検出手続が進行されることによ
り、既に提案された本形態のＨＤＴＶ信号無線受信機で
解消される。
°と９０°整相で供給され、同相と直角位相同期検出手
続が進行される。ＨＤＴＶ信号が送信されるとき、前記
同相同期検出の結果でディジタル記号は８レベル符号化
され、前記直角同期検出の結果でディジタル記号は通常
零値となる。アナログ方式で発生した、分離されディジ
タル化される同相と直角位相同期検出の結果として、デ
ィジタル化後にそれぞれ明らかに予想される前記同期検
出結果に対する問題が提示される。この問題は、量子化
雑音がフェーザーとしてみなされる複合信号に顕著な位
相誤差をもたらす。この問題点は前記ディジタル方式内
に同相と直角位相同期検出手続が進行されることによ
り、既に提案された本形態のＨＤＴＶ信号無線受信機で
解消される。
【０００５】一例として、前記同相と直角位相同期検出
手続はディジタル化時に８レベル符号化であるナイキス
ト周波数の２倍で前記第２中間周波数増幅器の応答をサ
ンプル化することで実行される。前記連続サンプルは発
生の順序で一連番号を付ける。しかし、偶数サンプルと
奇数サンプルは同相（または実数）と直角位相（または
虚数）同期検出結果のうちそれぞれ一つを発生するよう
にそれぞれから分離される。前記ディジタル同相同期検
出結果に８レベル符号化はＮＴＳＣ信号から同一チャネ
ルを干渉しないようにフィルタされ、等化フィルタリン
グを条件とする。前記等化フィルタ応答は格子（トレリ
ス）デコーダに入力信号として供給される。この格子デ
コーダの応答はデータデインタリーバに入力信号として
供給され、このデインタリーブされたデータはリードソ
ロモンデコーダに供給される。誤差が補正されたデータ
はパケットデコーダのデータのパケットを再生するデー
タデランダマイザに供給される。選択されたパケットは
前記ＨＤＴＶプログラムのオーディオ部分を再生するの
に用いられ、選択された他のパケットは前記ＨＤＴＶプ
ログラムのビデオ部分を再生するのに用いられる。
手続はディジタル化時に８レベル符号化であるナイキス
ト周波数の２倍で前記第２中間周波数増幅器の応答をサ
ンプル化することで実行される。前記連続サンプルは発
生の順序で一連番号を付ける。しかし、偶数サンプルと
奇数サンプルは同相（または実数）と直角位相（または
虚数）同期検出結果のうちそれぞれ一つを発生するよう
にそれぞれから分離される。前記ディジタル同相同期検
出結果に８レベル符号化はＮＴＳＣ信号から同一チャネ
ルを干渉しないようにフィルタされ、等化フィルタリン
グを条件とする。前記等化フィルタ応答は格子（トレリ
ス）デコーダに入力信号として供給される。この格子デ
コーダの応答はデータデインタリーバに入力信号として
供給され、このデインタリーブされたデータはリードソ
ロモンデコーダに供給される。誤差が補正されたデータ
はパケットデコーダのデータのパケットを再生するデー
タデランダマイザに供給される。選択されたパケットは
前記ＨＤＴＶプログラムのオーディオ部分を再生するの
に用いられ、選択された他のパケットは前記ＨＤＴＶプ
ログラムのビデオ部分を再生するのに用いられる。
【０００６】シンクロダインは変調信号の搬送波と同一
の基本周波数を有する変調信号を増倍的に混合し、前記
変調される信号をベースバンドで再生する前記増倍的な
混合の結果で低域でフィルタリングし、前記ベースバン
ドが前記変調される信号に零周波数から最高周波数に拡
張する手続である。前記同相と直角位相同期検出手続で
利用される、前記シンクロダインを遂行するために、前
記直角位相同期検出の結果は前記第２の局部発振を発生
する制御発振器の自動周波数位相制御（ＡＦＰＣ）信号
をデベロプするのに利用される。前記直角位相同期検出
結果を最少化するために、前記ディジタル直角位相同期
検出結果は前記第２の局部発振の位相と周波数を調節す
るＡＦＰＣ信号を発生するように低域でフィルタされ
る。しかし、実際にこのような自動周波数位相制御は前
記同相同期検出結果に所望する程度の位相安定性を提供
するのに不適当である。前記ディジタル化された同相同
期検出結果の不適当な等化フィルタリングは前記同相と
直角位相同期検出手続の間に利用されたシンクロダイン
に静的位相誤差が補正可能であるが、前記等化フィルタ
リングのフィルタ係数内に適応変換は非常に遅れて前記
ＨＤＴＶ信号のマルチパス受信時に速い変換をする間に
発生される位相誤差の変換または前記ＡＦＰＣ帰還ルー
プ内に位相ジッタに対して補償することができない。
の基本周波数を有する変調信号を増倍的に混合し、前記
変調される信号をベースバンドで再生する前記増倍的な
混合の結果で低域でフィルタリングし、前記ベースバン
ドが前記変調される信号に零周波数から最高周波数に拡
張する手続である。前記同相と直角位相同期検出手続で
利用される、前記シンクロダインを遂行するために、前
記直角位相同期検出の結果は前記第２の局部発振を発生
する制御発振器の自動周波数位相制御（ＡＦＰＣ）信号
をデベロプするのに利用される。前記直角位相同期検出
結果を最少化するために、前記ディジタル直角位相同期
検出結果は前記第２の局部発振の位相と周波数を調節す
るＡＦＰＣ信号を発生するように低域でフィルタされ
る。しかし、実際にこのような自動周波数位相制御は前
記同相同期検出結果に所望する程度の位相安定性を提供
するのに不適当である。前記ディジタル化された同相同
期検出結果の不適当な等化フィルタリングは前記同相と
直角位相同期検出手続の間に利用されたシンクロダイン
に静的位相誤差が補正可能であるが、前記等化フィルタ
リングのフィルタ係数内に適応変換は非常に遅れて前記
ＨＤＴＶ信号のマルチパス受信時に速い変換をする間に
発生される位相誤差の変換または前記ＡＦＰＣ帰還ルー
プ内に位相ジッタに対して補償することができない。
【０００７】したがって、上記提案された本形態はＨＤ
ＴＶ信号受信機において、位相トラッカはディジタル化
された同相同期検出結果の等化フィルタリングと縦続接
続される。前記等化された同相同期検出結果はヒルベル
ト変換有限インパルス応答フィルタにディジタル化され
た形態で供給される。前記ヒルベルト変換ＦＩＲフィル
タの遅延時間（ｌａｔｅｎｃｙ）を補償するために遅延
した本ＦＩＲフィルタの応答と前記等化された同相同期
検出は複素数積を発生するために複素数積信号によって
乗算されるように、複素数乗算器に実数入力信号と虚数
入力信号として印加される。帰還ループは前記複素数積
信号として利用されるユニットオイラベクトルの位相角
を調節するために、誤差信号をデベロプする零値から複
素数乗の虚数部分を確実に退去される。このユニットオ
イラベクトルの実数値と虚数値は前記誤差信号を調整す
るのに利用される累算器の出力によって伝達される読出
専用メモリ（ＲＯＭ）に貯蔵されるサイン／コサインル
ックアップテーブル（ＬＵＴ）から類推される。前記位
相トラッカは前記ヒルベルト変換ＦＩＲフィルタが位相
偏移の要求条件９０°をほぼ零周波数近くに提供するた
めに非常に多くのタップを有さなければならないという
問題をもたらす。
ＴＶ信号受信機において、位相トラッカはディジタル化
された同相同期検出結果の等化フィルタリングと縦続接
続される。前記等化された同相同期検出結果はヒルベル
ト変換有限インパルス応答フィルタにディジタル化され
た形態で供給される。前記ヒルベルト変換ＦＩＲフィル
タの遅延時間（ｌａｔｅｎｃｙ）を補償するために遅延
した本ＦＩＲフィルタの応答と前記等化された同相同期
検出は複素数積を発生するために複素数積信号によって
乗算されるように、複素数乗算器に実数入力信号と虚数
入力信号として印加される。帰還ループは前記複素数積
信号として利用されるユニットオイラベクトルの位相角
を調節するために、誤差信号をデベロプする零値から複
素数乗の虚数部分を確実に退去される。このユニットオ
イラベクトルの実数値と虚数値は前記誤差信号を調整す
るのに利用される累算器の出力によって伝達される読出
専用メモリ（ＲＯＭ）に貯蔵されるサイン／コサインル
ックアップテーブル（ＬＵＴ）から類推される。前記位
相トラッカは前記ヒルベルト変換ＦＩＲフィルタが位相
偏移の要求条件９０°をほぼ零周波数近くに提供するた
めに非常に多くのタップを有さなければならないという
問題をもたらす。
【０００８】上記に説明したＨＤＴＶ信号受信機の変形
は、Ｃ．Ｂ．ＰａｔｅｌとＡ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒｇ
により１９９４年５月２日に出願された米国特許出願第
０８／２３７，８９６号“ＤＩＧＩＴＡＬ ＶＳＢ Ｄ
ＥＴＥＣＴＯＲ ＷＩＴＨＢＡＮＤＰＡＳＳ ＰＨＡＳ
Ｅ ＴＲＡＣＫＥＲ，ＡＳ ＦＯＲ ＩＮＣＬＵＳＩＯ
Ｎ ＩＮ ＡＮ ＨＤＴＶ ＲＥＣＥＩＶＥＲ”に記載
されクレームされており、本明細書に参考として引用す
る。この変形されたＨＤＴＶ信号無線受信機において、
第２中間周波数を前記第２局部発振に変形させるため
に、前記第１中間周波数とヘテロダインされる前記第２
局部発振は固定周波数を有する。したがって、制御発振
器の前記ＡＦＰＣ帰還ループ内に位相ジッタは前記第２
局部発振器を発生する過程で問題として除去される。前
記第２局部発振は前記第２中間周波数の搬送周波数から
固定周波数オフセットで発生する。そこで、第２局部発
振はベースバンドに下向変換（ダウンコンバージョン）
するために第２中間周波数と共にシンクロダインされる
よりは、第３中間周波数に下向変換するために前記第１
中間周波数と共にヘテロダインする。そのとき、第２中
間周波数はベースバンドよりは帯域通過アナログディジ
タル化器によってディジタル化される。そして、残りの
検出手続は前記ディジタル方式で実行される。前記第２
中間周波数は継続して前記ＨＤＴＶ信号のマルチパスの
受信時に速い変換をする間に発生される位相誤差の変換
をもたらして、位相トラッカは依然として必要となる。
この位相トラッカは複合同期検出の間に前記第２中間周
波数で実行され、したがって先行技術の受信機と同様
に、前記位相トラッカは複合同期検出と等化フィルタリ
ング後に実行されるよりは、等化フィルタリング以前に
実行される。前記位相トラッカは先行技術の受信機で利
用される帯域通過（または低域通過）位相トラッカより
は帯域通過位相トラッカである。
は、Ｃ．Ｂ．ＰａｔｅｌとＡ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒｇ
により１９９４年５月２日に出願された米国特許出願第
０８／２３７，８９６号“ＤＩＧＩＴＡＬ ＶＳＢ Ｄ
ＥＴＥＣＴＯＲ ＷＩＴＨＢＡＮＤＰＡＳＳ ＰＨＡＳ
Ｅ ＴＲＡＣＫＥＲ，ＡＳ ＦＯＲ ＩＮＣＬＵＳＩＯ
Ｎ ＩＮ ＡＮ ＨＤＴＶ ＲＥＣＥＩＶＥＲ”に記載
されクレームされており、本明細書に参考として引用す
る。この変形されたＨＤＴＶ信号無線受信機において、
第２中間周波数を前記第２局部発振に変形させるため
に、前記第１中間周波数とヘテロダインされる前記第２
局部発振は固定周波数を有する。したがって、制御発振
器の前記ＡＦＰＣ帰還ループ内に位相ジッタは前記第２
局部発振器を発生する過程で問題として除去される。前
記第２局部発振は前記第２中間周波数の搬送周波数から
固定周波数オフセットで発生する。そこで、第２局部発
振はベースバンドに下向変換（ダウンコンバージョン）
するために第２中間周波数と共にシンクロダインされる
よりは、第３中間周波数に下向変換するために前記第１
中間周波数と共にヘテロダインする。そのとき、第２中
間周波数はベースバンドよりは帯域通過アナログディジ
タル化器によってディジタル化される。そして、残りの
検出手続は前記ディジタル方式で実行される。前記第２
中間周波数は継続して前記ＨＤＴＶ信号のマルチパスの
受信時に速い変換をする間に発生される位相誤差の変換
をもたらして、位相トラッカは依然として必要となる。
この位相トラッカは複合同期検出の間に前記第２中間周
波数で実行され、したがって先行技術の受信機と同様
に、前記位相トラッカは複合同期検出と等化フィルタリ
ング後に実行されるよりは、等化フィルタリング以前に
実行される。前記位相トラッカは先行技術の受信機で利
用される帯域通過（または低域通過）位相トラッカより
は帯域通過位相トラッカである。
【０００９】前記帯域通過位相トラッカで用いられる前
記同相と直角位相サンプリング手続は対称側波帯構造を
有するディジタル化された帯域通過信号の複合同期検出
のために既に利用されたものから適合される。無線放送
のＨＤＴＶ信号は両側波帯（ＤＳＢ）振幅変調信号とす
るよりは残留側波帯（ＶＳＢ）振幅変調信号である。前
記帯域通過の位相トラッカ内に誤差信号をデベロプする
ために使用される、前記ＨＤＴＶ信号の複合同期検出は
前記ＶＳＢ信号の非対称側波帯構造内に含まれる対称側
波帯構造に応答して帯域幅を十分に制限を受ける。前記
８レベル（または１６レベル）のＶＳＢ符号化を再生す
る前記ＨＤＴＶ信号の同期検出は帯域幅をあまり制限を
受けることはない。
記同相と直角位相サンプリング手続は対称側波帯構造を
有するディジタル化された帯域通過信号の複合同期検出
のために既に利用されたものから適合される。無線放送
のＨＤＴＶ信号は両側波帯（ＤＳＢ）振幅変調信号とす
るよりは残留側波帯（ＶＳＢ）振幅変調信号である。前
記帯域通過の位相トラッカ内に誤差信号をデベロプする
ために使用される、前記ＨＤＴＶ信号の複合同期検出は
前記ＶＳＢ信号の非対称側波帯構造内に含まれる対称側
波帯構造に応答して帯域幅を十分に制限を受ける。前記
８レベル（または１６レベル）のＶＳＢ符号化を再生す
る前記ＨＤＴＶ信号の同期検出は帯域幅をあまり制限を
受けることはない。
【００１０】前記側波帯位相トラッカに利用される前記
同相と直角位相サンプリング手続は、一般に例えばＤ．
Ｗ．ＲｉｃｅとＫ．Ｈ．Ｗｕにより「ＩＥＥＥ ＴＲＡ
ＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＡＥＲＯＳＰＡＣＥ ＡＮ
Ｄ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳＹＳＴＥＭＳ，Ｖｏｌ．Ａ
ＥＳ−１８，Ｎｏ．４（１９８２年１１月），ｐｐ７３
６−７３９」“Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｓａｍｐｌｉｎ
ｇ ｗｉｔｈ Ｈｉｇｈ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｇ
ｅ”に開示されている手続と類似している。直角位相同
期検出は前記ディジタル化された帯域通過信号でヒルベ
ルト変換ＦＩＲフィルタを利用して実行される。その反
対に、同相同期検出は前記ヒルベルト変換ＦＩＲフィル
タの遅延時間と同一の補償遅延以後に実行される。ディ
ジタル化された帯域通過信号で複合同期検出を遂行する
ことにより、混合器によって移入された直接成分が前記
帯域通過フィルタによって抑圧されディジタル化に影響
を与えないという長所を有する。帯域通過形態でディジ
タル化されたＶＳＢ信号の複合同期検出において、部分
的に抑圧された搬送波から発生される前記複合同期検出
の直接成分は混合器に移入される直接成分によって影響
を受けることはない。前記ヒルベルト変換ＦＩＲフィル
タは、遅延要求が過大でない、１ＭＨｚまたは２ＭＨｚ
以上７ＭＨｚ〜８ＭＨｚ以下の位相シフト９０°のみを
提供しなければならない。このフィルタに要求される最
上位応答周波数と最下位応答周波数との間の多少小さい
比率はフィルタに利用されるタップの数字を多少小さく
維持する。
同相と直角位相サンプリング手続は、一般に例えばＤ．
Ｗ．ＲｉｃｅとＫ．Ｈ．Ｗｕにより「ＩＥＥＥ ＴＲＡ
ＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＡＥＲＯＳＰＡＣＥ ＡＮ
Ｄ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳＹＳＴＥＭＳ，Ｖｏｌ．Ａ
ＥＳ−１８，Ｎｏ．４（１９８２年１１月），ｐｐ７３
６−７３９」“Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｓａｍｐｌｉｎ
ｇ ｗｉｔｈ Ｈｉｇｈ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｇ
ｅ”に開示されている手続と類似している。直角位相同
期検出は前記ディジタル化された帯域通過信号でヒルベ
ルト変換ＦＩＲフィルタを利用して実行される。その反
対に、同相同期検出は前記ヒルベルト変換ＦＩＲフィル
タの遅延時間と同一の補償遅延以後に実行される。ディ
ジタル化された帯域通過信号で複合同期検出を遂行する
ことにより、混合器によって移入された直接成分が前記
帯域通過フィルタによって抑圧されディジタル化に影響
を与えないという長所を有する。帯域通過形態でディジ
タル化されたＶＳＢ信号の複合同期検出において、部分
的に抑圧された搬送波から発生される前記複合同期検出
の直接成分は混合器に移入される直接成分によって影響
を受けることはない。前記ヒルベルト変換ＦＩＲフィル
タは、遅延要求が過大でない、１ＭＨｚまたは２ＭＨｚ
以上７ＭＨｚ〜８ＭＨｚ以下の位相シフト９０°のみを
提供しなければならない。このフィルタに要求される最
上位応答周波数と最下位応答周波数との間の多少小さい
比率はフィルタに利用されるタップの数字を多少小さく
維持する。
【００１１】前記帯域通過位相トラッカで利用される前
記同相と直角位相サンプリング手続は、前記ディジタル
化された帯域通過信号の位相応答で一定π／２差を発生
する対からなる全域通過フィルタの他の形態により選択
的に移行される。そのようなＨＤＴＶ無線受信機の変形
は、Ｃ．Ｂ．ＰａｔａｌとＡ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒｇ
により１９９４年５月２日に出願された米国特許出願第
０８／２３７、８９６号“ＤＩＧＩＴＡＬ ＶＳＢ Ｄ
ＥＴＥＣＴＯＲ ＷＩＴＨ ＢＡＮＤＰＡＳＳＰＨＡＳ
Ｅ ＴＲＡＣＫＥＲ，ＡＳ ＦＯＲ ＩＮＣＬＵＳＩＯ
Ｎ ＩＮ ＡＮ ＨＤＴＶ ＲＥＣＥＩＶＥＲ”に開示
されており、ここに参考として挙げる。Ｃ．Ｍ．Ｒａｄ
ｅｒにより「ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ Ｏ
Ｎ ＡＥＲＯＳＰＡＣＥ ＡＮＤ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩ
Ｃ ＳＹＳＴＥＭＳ，ＶＯＬ．ＡＥＳ−２０，Ｎｏ．６
（１９９４年１１月），ｐｐ８２１−８２４」“Ａ Ｓ
ｉｍｐｌｅ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｓａｍｐｌｉｎｇ
Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ ａｎｄ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ”では、ディジタル化された帯域
通過信号上で遂行される複合同期検出の向上が論じられ
ている。ＲａｄｅｒはＲｉｃｅとＷｕのヒルベルト変換
ＦＩＲフィルタと補償遅延ＦＩＲフィルタを前記ディジ
タル化された帯域通過信号の位相応答で一定π／２差を
示し、Ｊａｃｏｂａｉｎ楕円関数を基にして設計された
一対の全域通過フィルタと代替させる。この全域通過デ
ィジタルフィルタの望ましい一対は次のようなシステム
機能を有する。 Ｈ1(ｚ）＝ｚ-1（ｚ-2−ａ2)／（１−ａ2 ｚ-2） ａ2 ＝0.5846832 Ｈ2(ｚ）＝−（ｚ-2−ｂ2)／（１−ｂ2 ｚ-2） ｂ2 ＝0.1380250 Ｒａｄｅｒは、ＰａｔａｌとＬｉｍｂｅｒｇが指摘した
ように、ＨＤＴＶ信号無線受信機において適合な但し２
つの倍数、すなわちａ2 による一つとｂ2 による一つを
要求し、信号をオーバサンプルするフィルタ形態を述べ
ている。
記同相と直角位相サンプリング手続は、前記ディジタル
化された帯域通過信号の位相応答で一定π／２差を発生
する対からなる全域通過フィルタの他の形態により選択
的に移行される。そのようなＨＤＴＶ無線受信機の変形
は、Ｃ．Ｂ．ＰａｔａｌとＡ．Ｌ．Ｒ．Ｌｉｍｂｅｒｇ
により１９９４年５月２日に出願された米国特許出願第
０８／２３７、８９６号“ＤＩＧＩＴＡＬ ＶＳＢ Ｄ
ＥＴＥＣＴＯＲ ＷＩＴＨ ＢＡＮＤＰＡＳＳＰＨＡＳ
Ｅ ＴＲＡＣＫＥＲ，ＡＳ ＦＯＲ ＩＮＣＬＵＳＩＯ
Ｎ ＩＮ ＡＮ ＨＤＴＶ ＲＥＣＥＩＶＥＲ”に開示
されており、ここに参考として挙げる。Ｃ．Ｍ．Ｒａｄ
ｅｒにより「ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ Ｏ
Ｎ ＡＥＲＯＳＰＡＣＥ ＡＮＤ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩ
Ｃ ＳＹＳＴＥＭＳ，ＶＯＬ．ＡＥＳ−２０，Ｎｏ．６
（１９９４年１１月），ｐｐ８２１−８２４」“Ａ Ｓ
ｉｍｐｌｅ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｓａｍｐｌｉｎｇ
Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ ａｎｄ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ
Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ”では、ディジタル化された帯域
通過信号上で遂行される複合同期検出の向上が論じられ
ている。ＲａｄｅｒはＲｉｃｅとＷｕのヒルベルト変換
ＦＩＲフィルタと補償遅延ＦＩＲフィルタを前記ディジ
タル化された帯域通過信号の位相応答で一定π／２差を
示し、Ｊａｃｏｂａｉｎ楕円関数を基にして設計された
一対の全域通過フィルタと代替させる。この全域通過デ
ィジタルフィルタの望ましい一対は次のようなシステム
機能を有する。 Ｈ1(ｚ）＝ｚ-1（ｚ-2−ａ2)／（１−ａ2 ｚ-2） ａ2 ＝0.5846832 Ｈ2(ｚ）＝−（ｚ-2−ｂ2)／（１−ｂ2 ｚ-2） ｂ2 ＝0.1380250 Ｒａｄｅｒは、ＰａｔａｌとＬｉｍｂｅｒｇが指摘した
ように、ＨＤＴＶ信号無線受信機において適合な但し２
つの倍数、すなわちａ2 による一つとｂ2 による一つを
要求し、信号をオーバサンプルするフィルタ形態を述べ
ている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ここで説明した本発明
において自動位相周波数制御（ＡＦＰＣ）信号はアナロ
グディジタル化器に続いてディジタル回路でデベロプさ
れ、チューナ内に局部発振器のうち一つの周波数と位相
を制御するのに用いられる。このような制御は記号クロ
ック周波数の約数に周波数と位相で前記最後中間周波数
（ＩＦ）信号のパイロット搬送波をロックするのに影響
を受ける。固定周波数を有する第３局部発振器を使用
し、第２局部発振器が提供する発振の周波数と位相を制
御することは、前記第２ＳＡＷフィルタと前記第２ＩＦ
信号のアラインメントがたやすく確実にされ得るという
点で望ましい。前記第２ＳＡＷフィルタは、通常このよ
うなタップ間で前記第２ＩＦ信号の適切なアラインメン
トがそれの元の状態を維持するのに重要であることにお
いて、隣接したチャネル信号成分のタップを含む、記号
クロッキングは周波数の安定性を高い程度で示すために
つくられる。前記最後中間周波数（ＩＦ）信号のパイロ
ット搬送波が記号クロック周波数の約数で周波数と位相
でロックされるようにするために、チューナ内に局部発
振器のうち一つの位相と周波数を制御することは、マル
チパス条件が変化する間にパイロット搬送波変形を除去
する前記ＩＦ信号のＡＦＰＣがまた受信された信号に記
号同期位相の変形を補正できるという利点がある。この
ような補正は継続して伝送される明らかなエネルギーを
有するパイロット搬送波に応答する。したがって、パイ
ロット同期位相に変化をトラッキングしようと試みるこ
とにより、短期間に一層正確で、そのような後者のトラ
ッキング形態においては短期間に基いた記号間遷移（ｉ
ｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｌｏ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎｓ）を
正確に定義する困難な問題が克服されるべきである。前
記受信された信号において、記号同期位相の変形はパイ
ロット同期位相を補正することによって補正されるの
で、前記パイロット搬送波が記号クロック周波数の約数
で周波数と位相でロックされたとき、記号同期化回路で
トラックされるレートの要求は実際に減少する。前記記
号クロック周波数の約数で前記最後中間周波数（ＩＦ）
信号の前記パイロット搬送波をロックすることにより、
パイロット搬送波を補正するＡＦＰＣは常に動的（ダイ
ナミック）記号位相誤差を補正するためにそれぞれの位
相トラッカに対する必要性を除去しながら、さらに動的
記号位相誤差を補正するために実行される。
において自動位相周波数制御（ＡＦＰＣ）信号はアナロ
グディジタル化器に続いてディジタル回路でデベロプさ
れ、チューナ内に局部発振器のうち一つの周波数と位相
を制御するのに用いられる。このような制御は記号クロ
ック周波数の約数に周波数と位相で前記最後中間周波数
（ＩＦ）信号のパイロット搬送波をロックするのに影響
を受ける。固定周波数を有する第３局部発振器を使用
し、第２局部発振器が提供する発振の周波数と位相を制
御することは、前記第２ＳＡＷフィルタと前記第２ＩＦ
信号のアラインメントがたやすく確実にされ得るという
点で望ましい。前記第２ＳＡＷフィルタは、通常このよ
うなタップ間で前記第２ＩＦ信号の適切なアラインメン
トがそれの元の状態を維持するのに重要であることにお
いて、隣接したチャネル信号成分のタップを含む、記号
クロッキングは周波数の安定性を高い程度で示すために
つくられる。前記最後中間周波数（ＩＦ）信号のパイロ
ット搬送波が記号クロック周波数の約数で周波数と位相
でロックされるようにするために、チューナ内に局部発
振器のうち一つの位相と周波数を制御することは、マル
チパス条件が変化する間にパイロット搬送波変形を除去
する前記ＩＦ信号のＡＦＰＣがまた受信された信号に記
号同期位相の変形を補正できるという利点がある。この
ような補正は継続して伝送される明らかなエネルギーを
有するパイロット搬送波に応答する。したがって、パイ
ロット同期位相に変化をトラッキングしようと試みるこ
とにより、短期間に一層正確で、そのような後者のトラ
ッキング形態においては短期間に基いた記号間遷移（ｉ
ｎｔｅｒ−ｓｙｍｂｌｏ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎｓ）を
正確に定義する困難な問題が克服されるべきである。前
記受信された信号において、記号同期位相の変形はパイ
ロット同期位相を補正することによって補正されるの
で、前記パイロット搬送波が記号クロック周波数の約数
で周波数と位相でロックされたとき、記号同期化回路で
トラックされるレートの要求は実際に減少する。前記記
号クロック周波数の約数で前記最後中間周波数（ＩＦ）
信号の前記パイロット搬送波をロックすることにより、
パイロット搬送波を補正するＡＦＰＣは常に動的（ダイ
ナミック）記号位相誤差を補正するためにそれぞれの位
相トラッカに対する必要性を除去しながら、さらに動的
記号位相誤差を補正するために実行される。
【００１３】
【課題を解決するための手段】ディジタル信号を表示す
る記号コードを含む残留側波帯（ＶＳＢ）信号を受信す
る無線受信機において、ＨＤＴＶ信号はそのようなＶＳ
Ｂ信号の典型的な例であり、チューナは前記ＶＳＢ信号
を送信するために使用される周波数帯域で異なる位置に
あるチャネルのうちいずれか一つのチャネルを選択する
ために提供する。また、前記チューナはアナログディジ
タル化器によってディジタル化された最後の中間周波数
（ＩＦ）信号に前記選択されたチャネルの複数変換を遂
行する混合器を含む。本発明によるそのような無線受信
機において、前記パイロット搬送波は前記最後ＩＦ信号
のパイロット搬送波成分が記号周波数の約数でロックさ
せるために前記チューナに前記混合器のうち一つに印加
された局部発振の周波数と位相を制御するために、ディ
ジタル方式内で作動をする狭帯域直角位相同期検出器に
よって検出される。アナログディジタル化器によるディ
ジタル化をする間に前記最後のＩＦ信号のサンプリング
は記号レートの乗数で検出され、前記記号レートは前記
全帯域同相同期検出器応答から検出される。虚数レベル
から実数記号コードレベルへの退去は記号同期化回路に
よって検出され、アナログディジタル化器によってディ
ジタル化されるとき、前記最後のＩＦ信号のサンプルの
位相補正に用いられる。
る記号コードを含む残留側波帯（ＶＳＢ）信号を受信す
る無線受信機において、ＨＤＴＶ信号はそのようなＶＳ
Ｂ信号の典型的な例であり、チューナは前記ＶＳＢ信号
を送信するために使用される周波数帯域で異なる位置に
あるチャネルのうちいずれか一つのチャネルを選択する
ために提供する。また、前記チューナはアナログディジ
タル化器によってディジタル化された最後の中間周波数
（ＩＦ）信号に前記選択されたチャネルの複数変換を遂
行する混合器を含む。本発明によるそのような無線受信
機において、前記パイロット搬送波は前記最後ＩＦ信号
のパイロット搬送波成分が記号周波数の約数でロックさ
せるために前記チューナに前記混合器のうち一つに印加
された局部発振の周波数と位相を制御するために、ディ
ジタル方式内で作動をする狭帯域直角位相同期検出器に
よって検出される。アナログディジタル化器によるディ
ジタル化をする間に前記最後のＩＦ信号のサンプリング
は記号レートの乗数で検出され、前記記号レートは前記
全帯域同相同期検出器応答から検出される。虚数レベル
から実数記号コードレベルへの退去は記号同期化回路に
よって検出され、アナログディジタル化器によってディ
ジタル化されるとき、前記最後のＩＦ信号のサンプルの
位相補正に用いられる。
【００１４】本発明の望ましい実施例で、前記全帯域最
後ＩＦ信号で前記虚数記号コードレベルは前記ディジタ
ル方式で作動する狭帯域同相同期検出器によって検出さ
れる、前記パイロット搬送波の振幅から推論される。
後ＩＦ信号で前記虚数記号コードレベルは前記ディジタ
ル方式で作動する狭帯域同相同期検出器によって検出さ
れる、前記パイロット搬送波の振幅から推論される。
【００１５】
【実施例】本発明を添付の図面を参照して詳細に説明
し、本発明による多様な実施例を示す。図１は放送受信
アンテナ６からディジタルＨＤＴＶ信号を受信するＶＳ
Ｂ信号受信機５を示す。同図において、制御される信号
の接続と区別するためにクロックまたは制御信号接続は
点線で表わす。前記受信機５はキネスコープ７のために
レッド（Ｒ）、グリーン（Ｇ）、及びブルー（Ｂ）の色
の駆動信号を再生させ、左側拡声器８と右側拡得器９を
駆動させるために立体音信号を再生させる。或いは、Ｖ
ＳＢ信号受信機５は有線放送受信アンテナあるいは有線
伝送システムからディジタルＨＤＴＶ信号を受信するた
めに連結され得る。キネスコープ７の代わりに異なる表
示装置が使用可能であり、前記音響再生システムは単一
のオーディオチャネルのみで構成され、または単純な立
体音再生システムよりさらに精巧である。
し、本発明による多様な実施例を示す。図１は放送受信
アンテナ６からディジタルＨＤＴＶ信号を受信するＶＳ
Ｂ信号受信機５を示す。同図において、制御される信号
の接続と区別するためにクロックまたは制御信号接続は
点線で表わす。前記受信機５はキネスコープ７のために
レッド（Ｒ）、グリーン（Ｇ）、及びブルー（Ｂ）の色
の駆動信号を再生させ、左側拡声器８と右側拡得器９を
駆動させるために立体音信号を再生させる。或いは、Ｖ
ＳＢ信号受信機５は有線放送受信アンテナあるいは有線
伝送システムからディジタルＨＤＴＶ信号を受信するた
めに連結され得る。キネスコープ７の代わりに異なる表
示装置が使用可能であり、前記音響再生システムは単一
のオーディオチャネルのみで構成され、または単純な立
体音再生システムよりさらに精巧である。
【００１６】要素１１−２１を含めるチューナ１は、放
送受信アンテナ６によって取られる前記ディジタルＨＤ
ＴＶ信号のような、前記受信されるＶＳＢ信号の前記周
波数帯域内の異なる位置にチャネルのうちの一つを選択
し、最後の周波数帯域で前記選択されるチャネルを最後
の中間周波数信号への複数周波数変換をする。特に、人
間によって作動されるように設計されるチャネルセレク
タ１０は第１局部発振器として機能をする周波数合成器
１１が前記放送受信アンテナ６または異なるディジタル
ＨＤＴＶ信号のソースから供給される、受信された信号
と共にヘテロダインするために第１混合器１２に供給す
る第１局部発振の周波数を決定する。第１混合器１２は
前記第１中間周波数（例えば、９２０ＭＨｚ搬送波）で
前記選択されるチャネル内の前記受信された信号を上向
変換（アップコンバージョン）し、ＬＣフィルタ１３は
前記第１混合器１２から提供される前記上向変換された
結果を伴う望ましくない影像周波数を除去するのに利用
される。前記上向変換から発生される前記第１中間周波
数は第１表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ１５を駆動させ
るために増幅した第１中間周波数を供給する第１中間周
波数増幅器１４に入力信号として供給される。多少高周
波数への第１中間周波数の前記上向変換は多数の極と零
を有するＳＡＷフィルタリングを容易にする。第２局部
発振器１６から第２局部発振は第２中間周波数（例え
ば、４１ＭＨｚ搬送波）を発生させるために、前記第１
ＳＡＷフィルタ１５に対する応答によりヘテロダインさ
れる第２混合器１７に供給される。第２ＳＡＷフィルタ
１８は前記第２混合器１７から提供される前記上向変換
の結果を伴う前記望ましくない影像周波数を除去するの
に利用される。ＮＴＳＣ ＴＶ伝送からディジタルＴＶ
伝送までの遷移を行う間、前記第２ＳＡＷフィルタ１８
は普通隣接チャネルＮＴＳＣ ＴＶ伝送の音響とビデオ
搬送波のタップを含む。前記第２ＳＡＷフィルタ１８の
応答は第２中間周波数増幅器１９に入力信号として供給
され、前記増幅した第２中間周波数信号応答は第３局部
発振器２１から発振によりヘテロダインされるように第
３混合器２０に入力信号として供給される。前記第３混
合器２０が既に提案された零周波数の搬送波にベースバ
ンド信号よりは１ＭＨｚ乃至２ＭＨｚの周波数以下に拡
大する前記残留側波帯に、そして７ＭＨｚ乃至８ＭＨｚ
の周波数まで拡大する全域側波帯に、第３中間周波数信
号応答を提供できるだけに前記第３局部発振器２１から
の発振周波数が選択されることを除いては、前述のよう
に前記複数変換チューナ１は他の人により提供されたチ
ューナと類似する。前記搬送波周波数が記号周波数の約
数でロックされるという点で、前記第３中間周波数信号
は本発明者の前記指示された以前の米国特許出願で利用
されたものと異なる。前記第３中間周波数信号応答は、
ＶＳＢ信号をベースバンドでシンクロダインする回路２
に提供される前記チューナ１との前記最後の中間周波数
入力信号である。
送受信アンテナ６によって取られる前記ディジタルＨＤ
ＴＶ信号のような、前記受信されるＶＳＢ信号の前記周
波数帯域内の異なる位置にチャネルのうちの一つを選択
し、最後の周波数帯域で前記選択されるチャネルを最後
の中間周波数信号への複数周波数変換をする。特に、人
間によって作動されるように設計されるチャネルセレク
タ１０は第１局部発振器として機能をする周波数合成器
１１が前記放送受信アンテナ６または異なるディジタル
ＨＤＴＶ信号のソースから供給される、受信された信号
と共にヘテロダインするために第１混合器１２に供給す
る第１局部発振の周波数を決定する。第１混合器１２は
前記第１中間周波数（例えば、９２０ＭＨｚ搬送波）で
前記選択されるチャネル内の前記受信された信号を上向
変換（アップコンバージョン）し、ＬＣフィルタ１３は
前記第１混合器１２から提供される前記上向変換された
結果を伴う望ましくない影像周波数を除去するのに利用
される。前記上向変換から発生される前記第１中間周波
数は第１表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ１５を駆動させ
るために増幅した第１中間周波数を供給する第１中間周
波数増幅器１４に入力信号として供給される。多少高周
波数への第１中間周波数の前記上向変換は多数の極と零
を有するＳＡＷフィルタリングを容易にする。第２局部
発振器１６から第２局部発振は第２中間周波数（例え
ば、４１ＭＨｚ搬送波）を発生させるために、前記第１
ＳＡＷフィルタ１５に対する応答によりヘテロダインさ
れる第２混合器１７に供給される。第２ＳＡＷフィルタ
１８は前記第２混合器１７から提供される前記上向変換
の結果を伴う前記望ましくない影像周波数を除去するの
に利用される。ＮＴＳＣ ＴＶ伝送からディジタルＴＶ
伝送までの遷移を行う間、前記第２ＳＡＷフィルタ１８
は普通隣接チャネルＮＴＳＣ ＴＶ伝送の音響とビデオ
搬送波のタップを含む。前記第２ＳＡＷフィルタ１８の
応答は第２中間周波数増幅器１９に入力信号として供給
され、前記増幅した第２中間周波数信号応答は第３局部
発振器２１から発振によりヘテロダインされるように第
３混合器２０に入力信号として供給される。前記第３混
合器２０が既に提案された零周波数の搬送波にベースバ
ンド信号よりは１ＭＨｚ乃至２ＭＨｚの周波数以下に拡
大する前記残留側波帯に、そして７ＭＨｚ乃至８ＭＨｚ
の周波数まで拡大する全域側波帯に、第３中間周波数信
号応答を提供できるだけに前記第３局部発振器２１から
の発振周波数が選択されることを除いては、前述のよう
に前記複数変換チューナ１は他の人により提供されたチ
ューナと類似する。前記搬送波周波数が記号周波数の約
数でロックされるという点で、前記第３中間周波数信号
は本発明者の前記指示された以前の米国特許出願で利用
されたものと異なる。前記第３中間周波数信号応答は、
ＶＳＢ信号をベースバンドでシンクロダインする回路２
に提供される前記チューナ１との前記最後の中間周波数
入力信号である。
【００１７】前記回路２の入力でアナログディジタル化
器（ＡＤＣ）２２は前記チューナ１の前記最後の中間周
波数入力信号をサンプルし、前記それぞれのアナログサ
ンプルはさらに望ましくない折返し（エリアシング）を
防ぐために、前記最高の最後中間周波数は半サイクルよ
り長く持続されず、１０ビットまたはその程度の解像度
を有するディジタルサンプルに前記サンプルをディジタ
ル化する。通常に、前記ＡＤＣ２２に含まれる前記低域
通過フィルタは前記第３混合器２０から前記第３中間周
波数信号応答の前記高周波影像を抑える。前記第２ＳＡ
Ｗフィルタ１８はディジタル化される前記ＡＤＣ２２に
提示される前記第３中間周波数信号の帯域幅を制限し
て、前記ＡＤＣ２２は帯域通過アナログディジタル化器
として機能を有する。ディジタル化をする間に、前記Ａ
ＤＣ２２によって利用される前記サンプルレートは少な
くともＨＤＴＶ信号において６ＭＨｚの、前記帯域通過
信号の帯域幅において前記ナイキストレートで、ＨＤＴ
Ｖ信号において６ＭＨｚである。実際に、本発明者は秒
当り約２１．１０6 サンプルまたはＶＳＢ ＨＤＴＶ信
号の記号レートの約２倍のサンプルレートをさらに利用
する。サンプルクロック発生器２３は前記受信されたＶ
ＳＢ信号の記号周波数成分に対する応答に制御される２
１ＭＨｚレートで前記サンプリングパルスを発生する。
前記サンプルクロック発生器２３は、望ましく記号レー
トの乗数でシソイダル（ｃｉｓｓｏｉｄａｌ）発振を発
生するために多少狭い範囲以上に周波数制御が可能な水
晶発振器を含む。対称クリッパまたはリミッタは帯域幅
を制限するフィルタリングの最初の段階後にディジタル
化される手続の一段階として、前記ＡＤＣ２２によりク
ロック信号として利用される前記シソイダル発振に対す
る方形波応答を発生する。前記サンプルクロック発生器
２３内に前記水晶発振器によって発生される前記シソイ
ダル周波数は前記受信されたＶＳＢ信号の記号周波数成
分に対する応答にデベロプされる自動周波数位相制御
（ＡＦＰＣ）信号によって決定され得、例えば図１１を
説明するときに詳細に説明する。
器（ＡＤＣ）２２は前記チューナ１の前記最後の中間周
波数入力信号をサンプルし、前記それぞれのアナログサ
ンプルはさらに望ましくない折返し（エリアシング）を
防ぐために、前記最高の最後中間周波数は半サイクルよ
り長く持続されず、１０ビットまたはその程度の解像度
を有するディジタルサンプルに前記サンプルをディジタ
ル化する。通常に、前記ＡＤＣ２２に含まれる前記低域
通過フィルタは前記第３混合器２０から前記第３中間周
波数信号応答の前記高周波影像を抑える。前記第２ＳＡ
Ｗフィルタ１８はディジタル化される前記ＡＤＣ２２に
提示される前記第３中間周波数信号の帯域幅を制限し
て、前記ＡＤＣ２２は帯域通過アナログディジタル化器
として機能を有する。ディジタル化をする間に、前記Ａ
ＤＣ２２によって利用される前記サンプルレートは少な
くともＨＤＴＶ信号において６ＭＨｚの、前記帯域通過
信号の帯域幅において前記ナイキストレートで、ＨＤＴ
Ｖ信号において６ＭＨｚである。実際に、本発明者は秒
当り約２１．１０6 サンプルまたはＶＳＢ ＨＤＴＶ信
号の記号レートの約２倍のサンプルレートをさらに利用
する。サンプルクロック発生器２３は前記受信されたＶ
ＳＢ信号の記号周波数成分に対する応答に制御される２
１ＭＨｚレートで前記サンプリングパルスを発生する。
前記サンプルクロック発生器２３は、望ましく記号レー
トの乗数でシソイダル（ｃｉｓｓｏｉｄａｌ）発振を発
生するために多少狭い範囲以上に周波数制御が可能な水
晶発振器を含む。対称クリッパまたはリミッタは帯域幅
を制限するフィルタリングの最初の段階後にディジタル
化される手続の一段階として、前記ＡＤＣ２２によりク
ロック信号として利用される前記シソイダル発振に対す
る方形波応答を発生する。前記サンプルクロック発生器
２３内に前記水晶発振器によって発生される前記シソイ
ダル周波数は前記受信されたＶＳＢ信号の記号周波数成
分に対する応答にデベロプされる自動周波数位相制御
（ＡＦＰＣ）信号によって決定され得、例えば図１１を
説明するときに詳細に説明する。
【００１８】本明細書でさらに詳細に説明されるアドレ
ス発生器２４は、図１２を説明するとき前記サンプルク
ロック発生器２３から印加されるパルスを読出専用メモ
リ（ＲＯＭ）２５の読出専用メモリアドレシングを発生
する一番目の段階として計数するアドレス計数器２４１
を含む。前記アドレス計数器２４１からアドレス計数は
前記ＲＯＭ２５のために読出専用メモリアドレシングを
発生するためにディジタル加算器２４３で記号位相補正
によって組み合わせる。前記ＲＯＭ２５はサインΦとコ
サインΦ関数を貯蔵するが、前記Φはアドレス計数に関
連したラジアン測定値である。前記アドレス発生器２４
からそれぞれの連続するアドレスに応答する前記ＲＯＭ
２５から同時に読み出される前記サインΦとコサインΦ
関数は最後のＩＦ信号の複合ＶＳＢ搬送波に対する同相
と直角位相表示値をつくるのに利用される。前記最後の
ＩＦ信号の前記ＶＳＢ信号周波数は本発明を実施するＶ
ＳＢ信号受信機で記号周波数の約数であるため、前記記
号位相補正は実際に前記読出専用メモリアドレスの走査
が繰り返される度に何の変化も起こらない。これは前記
最後ＩＦ信号の前記ＶＳＢ搬送波を有するＡＦＰＣが非
常に速いレートで実行されるようにする記号位相補正を
要求せずに早く行うように許容する。すなわち、前記要
求される記号位相補正は前記サンプルの約数により前記
最後ＩＦ信号の前記ＶＳＢ搬送波の相対位相を調節する
静的補正である。前記記号位相補正は絶対的な基礎の上
で、前記サンプリングクロックタイミングで変化を隋伴
する動的補正となるように要求されない。これは前記最
後ＩＦ信号の前記ＶＳＢ搬送波が記号周波数の約数にロ
ックされたとき、またマルチパス条件が変化する間にパ
イロット搬送波変形を除去する前記ＩＦ信号のＡＦＰＣ
が前記受信される信号内に記号位相の変形を補正できる
からである。
ス発生器２４は、図１２を説明するとき前記サンプルク
ロック発生器２３から印加されるパルスを読出専用メモ
リ（ＲＯＭ）２５の読出専用メモリアドレシングを発生
する一番目の段階として計数するアドレス計数器２４１
を含む。前記アドレス計数器２４１からアドレス計数は
前記ＲＯＭ２５のために読出専用メモリアドレシングを
発生するためにディジタル加算器２４３で記号位相補正
によって組み合わせる。前記ＲＯＭ２５はサインΦとコ
サインΦ関数を貯蔵するが、前記Φはアドレス計数に関
連したラジアン測定値である。前記アドレス発生器２４
からそれぞれの連続するアドレスに応答する前記ＲＯＭ
２５から同時に読み出される前記サインΦとコサインΦ
関数は最後のＩＦ信号の複合ＶＳＢ搬送波に対する同相
と直角位相表示値をつくるのに利用される。前記最後の
ＩＦ信号の前記ＶＳＢ信号周波数は本発明を実施するＶ
ＳＢ信号受信機で記号周波数の約数であるため、前記記
号位相補正は実際に前記読出専用メモリアドレスの走査
が繰り返される度に何の変化も起こらない。これは前記
最後ＩＦ信号の前記ＶＳＢ搬送波を有するＡＦＰＣが非
常に速いレートで実行されるようにする記号位相補正を
要求せずに早く行うように許容する。すなわち、前記要
求される記号位相補正は前記サンプルの約数により前記
最後ＩＦ信号の前記ＶＳＢ搬送波の相対位相を調節する
静的補正である。前記記号位相補正は絶対的な基礎の上
で、前記サンプリングクロックタイミングで変化を隋伴
する動的補正となるように要求されない。これは前記最
後ＩＦ信号の前記ＶＳＢ搬送波が記号周波数の約数にロ
ックされたとき、またマルチパス条件が変化する間にパ
イロット搬送波変形を除去する前記ＩＦ信号のＡＦＰＣ
が前記受信される信号内に記号位相の変形を補正できる
からである。
【００１９】直角位相同期検出器２６は少なくとも前記
ＡＤＣ２２から検出器２６に供給される前記ディジタル
化した最後のＩＦ信号のパイロット周波数成分を読出専
用ＲＯＭ２５から構成される前記最後ＩＦ信号を有する
複合ＶＳＢ搬送波の前記直角位相表示値により同期的に
検出される。前記直角位相同期検出器２６から前記ディ
ジタル出力信号はディジタルアナログ変換器２７によっ
てアナログ信号に変換され、それにより得られるアナロ
グ信号は前記チューナ１に局部発振器１１，１６、ある
いは２１のうちの一つの自動周波数位相制御（ＡＦＰ
Ｃ）信号を発生するために低域通過フィルタ２８によっ
て低域通過フィルタされる。前記低域通過フィルタ２８
は十分に狭帯域を有するので、前記ＡＦＰＣ信号は少な
くとも前記検出器２６に供給される前記ディジタル化し
た最後ＩＦ信号の前記パイロット周波数成分に応答し、
前記検出器２６はこれに供給される前記ディジタル化し
た最後のＩＦ信号の前記パイロット周波数成分のみを同
期検出するために選択する狭帯域フィルタリングを含む
ことであろう。望ましく図１に示すように、前記フィル
タ２８から前記ＡＦＰＣ信号はその発振の位相と周波数
を制御する前記第２局部発振器１６に印加される。前記
チューナ１内に前記局部発振器１１，１６、又は２１の
うちの一つに前記ＡＦＰＣ信号の印加は、前記最後の中
間周波数（ＩＦ）信号の前記パイロット搬送波が前記記
号クロック周波数の約数に周波数と位相でロックされる
ことにより接続部が完成する。
ＡＤＣ２２から検出器２６に供給される前記ディジタル
化した最後のＩＦ信号のパイロット周波数成分を読出専
用ＲＯＭ２５から構成される前記最後ＩＦ信号を有する
複合ＶＳＢ搬送波の前記直角位相表示値により同期的に
検出される。前記直角位相同期検出器２６から前記ディ
ジタル出力信号はディジタルアナログ変換器２７によっ
てアナログ信号に変換され、それにより得られるアナロ
グ信号は前記チューナ１に局部発振器１１，１６、ある
いは２１のうちの一つの自動周波数位相制御（ＡＦＰ
Ｃ）信号を発生するために低域通過フィルタ２８によっ
て低域通過フィルタされる。前記低域通過フィルタ２８
は十分に狭帯域を有するので、前記ＡＦＰＣ信号は少な
くとも前記検出器２６に供給される前記ディジタル化し
た最後ＩＦ信号の前記パイロット周波数成分に応答し、
前記検出器２６はこれに供給される前記ディジタル化し
た最後のＩＦ信号の前記パイロット周波数成分のみを同
期検出するために選択する狭帯域フィルタリングを含む
ことであろう。望ましく図１に示すように、前記フィル
タ２８から前記ＡＦＰＣ信号はその発振の位相と周波数
を制御する前記第２局部発振器１６に印加される。前記
チューナ１内に前記局部発振器１１，１６、又は２１の
うちの一つに前記ＡＦＰＣ信号の印加は、前記最後の中
間周波数（ＩＦ）信号の前記パイロット搬送波が前記記
号クロック周波数の約数に周波数と位相でロックされる
ことにより接続部が完成する。
【００２０】同相同期検出器２９は前記ＡＤＣ２２から
前記検出器２９に供給される前記ディジタル化した最後
ＩＦ信号を読出専用ＲＯＭ２５で構成される前記最後Ｉ
Ｆ信号を有する前記複合ＶＳＢ搬送波の前記同相表示値
により同期的に検出される。前記検出器２９はＶＳＢ信
号をベースバンドでシンクロダインするために前記回路
２のベースバンド応答として前記ＶＳＢ信号に全帯域応
答を提供する。本発明による多様な実施例により、前記
同期回路２の構造は図２〜図９について言及する本明細
書の部分で詳細に説明する。
前記検出器２９に供給される前記ディジタル化した最後
ＩＦ信号を読出専用ＲＯＭ２５で構成される前記最後Ｉ
Ｆ信号を有する前記複合ＶＳＢ搬送波の前記同相表示値
により同期的に検出される。前記検出器２９はＶＳＢ信
号をベースバンドでシンクロダインするために前記回路
２のベースバンド応答として前記ＶＳＢ信号に全帯域応
答を提供する。本発明による多様な実施例により、前記
同期回路２の構造は図２〜図９について言及する本明細
書の部分で詳細に説明する。
【００２１】“アイ（ｅｙｅ）”応答を最少化するため
に、記号レートで前記ＡＤＣ２２によってサンプリング
をシンクロダインするために前記同相同期検出器２９か
らサンプリングに応答する記号同期化回路３を調節する
ために前記ＶＳＢ ＨＤＴＶ信号のために記号レートを
２倍でサンプリングする。前記記号同期化回路３は「Ｉ
ＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｄｅｃ．１９７６，ｐｐ．１３２
６−１３３０．」“Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ
ｆｏｒ Ｅｑｕａｌｉｚｅｄ Ｐａｒｔｉａｌ−Ｒｅｓ
ｐｏｎｓｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ”という論文で、パルス振
幅変調（ＰＡＭ）として使用するために記述されたＳ．
Ｕ．Ｈ，Ｑｕｒｅｓｈｉのような同一の一般的形態を有
する。さらに、前記記号同期化回路３は“ＤＩＧＩＴＡ
Ｌ ＶＳＢ ＤＥＣＥＴＯＲ ＷＩＴＨ ＢＡＮＤＰＡ
ＳＳ ＰＨＡＳＥ ＴＲＡＣＫＥＲ，ＡＳ ＦＯＲ Ｉ
ＮＣＬＵＳＩＯＮ ＩＮ ＡＮ ＨＤＴＶ ＲＥＣＥＩ
ＶＥＲ”という名称で先に出願された米国特許出願で本
発明者によって記述されたものと同一の一般的形態に属
する。前記記号同期化回路３が前記サンプルクロック発
生器内で発生される発振の周波数と位相を制御するため
に作動されないということで、前記記号同期化回路３は
本発明者の初期出願の記号化回路とは区別される。上述
のように、このような発振の周波数は他の手段によって
制御される。前記記号同期化回路３はその代わりに単に
前記ＲＯＭ回路２５から読み出される前記複合搬送波に
対する前記ＡＤＣ２２のサンプリングの相対位相を制御
するために使用される。後にさらに詳細に説明される図
１２において、前記アドレス発生器２４は前記アドレス
計数器２４１に加えて前記アドレス計数器２４１から前
記アドレス計数と前記記号同期化回路３によって発生さ
れる時間を超える積分される位相誤差信号を組み合わせ
るディジタル加算器２４３を含まれることにより、前記
ＲＯＭ２５のアドレスを発生することになる。これは前
記ＲＯＭから同時に読み出されるサインΦとコサインΦ
関数の正確な位相適応を許容する。
に、記号レートで前記ＡＤＣ２２によってサンプリング
をシンクロダインするために前記同相同期検出器２９か
らサンプリングに応答する記号同期化回路３を調節する
ために前記ＶＳＢ ＨＤＴＶ信号のために記号レートを
２倍でサンプリングする。前記記号同期化回路３は「Ｉ
ＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｄｅｃ．１９７６，ｐｐ．１３２
６−１３３０．」“Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ
ｆｏｒ Ｅｑｕａｌｉｚｅｄ Ｐａｒｔｉａｌ−Ｒｅｓ
ｐｏｎｓｅ Ｓｙｓｔｅｍｓ”という論文で、パルス振
幅変調（ＰＡＭ）として使用するために記述されたＳ．
Ｕ．Ｈ，Ｑｕｒｅｓｈｉのような同一の一般的形態を有
する。さらに、前記記号同期化回路３は“ＤＩＧＩＴＡ
Ｌ ＶＳＢ ＤＥＣＥＴＯＲ ＷＩＴＨ ＢＡＮＤＰＡ
ＳＳ ＰＨＡＳＥ ＴＲＡＣＫＥＲ，ＡＳ ＦＯＲ Ｉ
ＮＣＬＵＳＩＯＮ ＩＮ ＡＮ ＨＤＴＶ ＲＥＣＥＩ
ＶＥＲ”という名称で先に出願された米国特許出願で本
発明者によって記述されたものと同一の一般的形態に属
する。前記記号同期化回路３が前記サンプルクロック発
生器内で発生される発振の周波数と位相を制御するため
に作動されないということで、前記記号同期化回路３は
本発明者の初期出願の記号化回路とは区別される。上述
のように、このような発振の周波数は他の手段によって
制御される。前記記号同期化回路３はその代わりに単に
前記ＲＯＭ回路２５から読み出される前記複合搬送波に
対する前記ＡＤＣ２２のサンプリングの相対位相を制御
するために使用される。後にさらに詳細に説明される図
１２において、前記アドレス発生器２４は前記アドレス
計数器２４１に加えて前記アドレス計数器２４１から前
記アドレス計数と前記記号同期化回路３によって発生さ
れる時間を超える積分される位相誤差信号を組み合わせ
るディジタル加算器２４３を含まれることにより、前記
ＲＯＭ２５のアドレスを発生することになる。これは前
記ＲＯＭから同時に読み出されるサインΦとコサインΦ
関数の正確な位相適応を許容する。
【００２２】前記同期化回路２のベースバンド応答はク
ロックされた遅延線３０１に入力信号として、そして２
入力ディジタル加算器３０２に第１サマンド（ｓｕｍｍ
ａｎｄ）入力信号として印加されるためにＮＴＳＣ信号
から同一チャネル干渉を抑圧するＮＴＳＣ除去フィルタ
３０に供給される。前記クロックされた遅延線３０１は
１２個の記号エポク（ｅｐｏｃｈ）と同一の遅延以後に
その入力信号に応答を提供し、前記遅延された応答は第
２サマンド入力信号として前記ディジタル加算器３０２
に印加される。ＮＴＳＣ除去フィルタ３０内に前記クロ
ックされた遅延線３０１と前記ディジタル加算器３０２
はＮＴＳＣ信号から同一のチャネル干渉をするために協
力する。前記ＮＴＳＣ除去フィルタ３０はコームフィル
タ（櫛形フィルタ）で、ＮＴＳＣ信号がディジタルＨＤ
ＴＶ信号と同一のチャネル配分で伝送される間に要求さ
れる。前記フィルタ３０は前記ＮＴＳＣ輝度搬送波を抑
圧し、シンクロダインする情報を含む低周波数側波帯は
非常に強くカラー副搬送波を除去し、前記色側波帯を抑
圧し、そして前記ＦＭオーディオ搬送波を抑圧する。前
記フィルタ３０は前記検出器２３から８コーディングレ
ベルディジタル同相同期検出結果に対する応答として等
化器３１に１５コーディングレベル信号を提供する。明
らかに示してはいないが、前記等化フィルタ３１への前
記入力信号はサンプルレートを記号レートに減少させる
ために２：１でデシメートされる。前記等化フィルタ応
答は前記ディジタルデータストリームを再生する前記記
号デコーディングを遂行する格子デコーダ３２に入力信
号として前記等化器３１から提供される。前記等化器３
１は、調節される振幅応答が相互記号干渉により得られ
る記号誤差を最小化する前記格子デコーダ３２に印加さ
れる前記複数レベルコーディングに対する調節される振
幅応答を発生する等化フィルタリングを提供する。
ロックされた遅延線３０１に入力信号として、そして２
入力ディジタル加算器３０２に第１サマンド（ｓｕｍｍ
ａｎｄ）入力信号として印加されるためにＮＴＳＣ信号
から同一チャネル干渉を抑圧するＮＴＳＣ除去フィルタ
３０に供給される。前記クロックされた遅延線３０１は
１２個の記号エポク（ｅｐｏｃｈ）と同一の遅延以後に
その入力信号に応答を提供し、前記遅延された応答は第
２サマンド入力信号として前記ディジタル加算器３０２
に印加される。ＮＴＳＣ除去フィルタ３０内に前記クロ
ックされた遅延線３０１と前記ディジタル加算器３０２
はＮＴＳＣ信号から同一のチャネル干渉をするために協
力する。前記ＮＴＳＣ除去フィルタ３０はコームフィル
タ（櫛形フィルタ）で、ＮＴＳＣ信号がディジタルＨＤ
ＴＶ信号と同一のチャネル配分で伝送される間に要求さ
れる。前記フィルタ３０は前記ＮＴＳＣ輝度搬送波を抑
圧し、シンクロダインする情報を含む低周波数側波帯は
非常に強くカラー副搬送波を除去し、前記色側波帯を抑
圧し、そして前記ＦＭオーディオ搬送波を抑圧する。前
記フィルタ３０は前記検出器２３から８コーディングレ
ベルディジタル同相同期検出結果に対する応答として等
化器３１に１５コーディングレベル信号を提供する。明
らかに示してはいないが、前記等化フィルタ３１への前
記入力信号はサンプルレートを記号レートに減少させる
ために２：１でデシメートされる。前記等化フィルタ応
答は前記ディジタルデータストリームを再生する前記記
号デコーディングを遂行する格子デコーダ３２に入力信
号として前記等化器３１から提供される。前記等化器３
１は、調節される振幅応答が相互記号干渉により得られ
る記号誤差を最小化する前記格子デコーダ３２に印加さ
れる前記複数レベルコーディングに対する調節される振
幅応答を発生する等化フィルタリングを提供する。
【００２３】図１に明確に図示しているが、望ましい回
路がＮＴＳＣ信号から同一チャネルが干渉されるときを
感知し、ＮＴＳＣ信号から何の同一のチャネル干渉も感
知しないときには前記フィルタ３０をバイパスとして使
用し、予想されるコーディングレベル数により記号デコ
ーディング範囲を調節するために前記ＶＳＢ信号受信機
５に提供される。１５コーディングレベルが指示される
ときよりは８コーディングレベルが指示されるとき、記
号同一性に対する誤差の多い決定はほぼ発生することは
ない。データ同期化回路が図１に明確に示していない
が、前記ディジタルＨＤＴＶ技術に熟練した技術者はデ
ータ領域とデータ線がタイミングデータデインタリービ
ングを調節する基礎を提供するようになるときを判定す
る回路を含むことが理解できる。前記等化器３１が本発
明者の望ましい形態を有し、前記形態はゴースト消去基
準信号に対する前記等化器３１の応答により振幅応答の
帰還調節を行うという事実を仮定すると、データ領域同
期化回路は前記等化器３１の出力部分から入力信号を取
る。データ領域の始めは前記等化器３１のゴースト消去
基準として役割をする擬似ランダムパルス列によって信
号を送る。前記等化器３１の入力信号より前記等化器３
１の応答として存在するとき、データ線のスタートを信
号で示す前記記号コードシーケンスの発生を検索するデ
ータ線同期化回路は発明者によってさらに利用される。
そのようなデータ線同期化回路は前記格子デコーダ３２
が記号デコーディングのために使用する同一の回路のレ
ベルを決定するのに使用可能である。
路がＮＴＳＣ信号から同一チャネルが干渉されるときを
感知し、ＮＴＳＣ信号から何の同一のチャネル干渉も感
知しないときには前記フィルタ３０をバイパスとして使
用し、予想されるコーディングレベル数により記号デコ
ーディング範囲を調節するために前記ＶＳＢ信号受信機
５に提供される。１５コーディングレベルが指示される
ときよりは８コーディングレベルが指示されるとき、記
号同一性に対する誤差の多い決定はほぼ発生することは
ない。データ同期化回路が図１に明確に示していない
が、前記ディジタルＨＤＴＶ技術に熟練した技術者はデ
ータ領域とデータ線がタイミングデータデインタリービ
ングを調節する基礎を提供するようになるときを判定す
る回路を含むことが理解できる。前記等化器３１が本発
明者の望ましい形態を有し、前記形態はゴースト消去基
準信号に対する前記等化器３１の応答により振幅応答の
帰還調節を行うという事実を仮定すると、データ領域同
期化回路は前記等化器３１の出力部分から入力信号を取
る。データ領域の始めは前記等化器３１のゴースト消去
基準として役割をする擬似ランダムパルス列によって信
号を送る。前記等化器３１の入力信号より前記等化器３
１の応答として存在するとき、データ線のスタートを信
号で示す前記記号コードシーケンスの発生を検索するデ
ータ線同期化回路は発明者によってさらに利用される。
そのようなデータ線同期化回路は前記格子デコーダ３２
が記号デコーディングのために使用する同一の回路のレ
ベルを決定するのに使用可能である。
【００２４】前記格子デコーダ３２のデータ応答はデー
タデインタリーバ３３に入力信号として提供され、前記
デインタリーブされたデータは前記データデインタリー
バ３３とからリードソロモンデコーダ３４に供給され
る。誤差補正されるデータは前記リードソロモンデコー
ダ３４からパケットソーター３６のためにデータパケッ
トを再生するデータデランダム抽出器３５に提供され
る。前記パケットソーター３６はデータ連続パケット内
にヘッダコードに応答して異なって印加されるためにデ
ータパケットを分類する。前記ＨＤＴＶプログラムのオ
ーディオ部分を表示するデータパケットはディジタル音
響デコーダ３７に前記パケットソーター３６によって印
加される。前記ディジタル音響デコーダ３７は前記多数
の拡声器８及び９を駆動させる複数チャネルオーディオ
増幅器３８に対する左側チャネルと右側チャネル立体音
信号を供給する。前記ＨＤＴＶプログラムのビデオ部分
を表示したデータパケットはＭＰＥＧデコーダ３９に前
記パケットソーター３６によって印加される。前記ＭＰ
ＥＧデコーダ２９は前記キネスコープ７の視覚スクリー
ンまたは他の表示装置のラスター走査のために提供する
キネスコープ偏向回路４０に水平（Ｈ）と垂直（Ｖ）同
期信号を提供する。また、前記ＭＰＥＧデコーダ３９は
キネスコープ７または他の表示装置に増幅したレッド
（Ｒ）、グリーン（Ｇ）、そしてブルー（Ｂ）の色駆動
信号を印加するために前記キネスコープ駆動増幅器４１
に記号を提供する。
タデインタリーバ３３に入力信号として提供され、前記
デインタリーブされたデータは前記データデインタリー
バ３３とからリードソロモンデコーダ３４に供給され
る。誤差補正されるデータは前記リードソロモンデコー
ダ３４からパケットソーター３６のためにデータパケッ
トを再生するデータデランダム抽出器３５に提供され
る。前記パケットソーター３６はデータ連続パケット内
にヘッダコードに応答して異なって印加されるためにデ
ータパケットを分類する。前記ＨＤＴＶプログラムのオ
ーディオ部分を表示するデータパケットはディジタル音
響デコーダ３７に前記パケットソーター３６によって印
加される。前記ディジタル音響デコーダ３７は前記多数
の拡声器８及び９を駆動させる複数チャネルオーディオ
増幅器３８に対する左側チャネルと右側チャネル立体音
信号を供給する。前記ＨＤＴＶプログラムのビデオ部分
を表示したデータパケットはＭＰＥＧデコーダ３９に前
記パケットソーター３６によって印加される。前記ＭＰ
ＥＧデコーダ２９は前記キネスコープ７の視覚スクリー
ンまたは他の表示装置のラスター走査のために提供する
キネスコープ偏向回路４０に水平（Ｈ）と垂直（Ｖ）同
期信号を提供する。また、前記ＭＰＥＧデコーダ３９は
キネスコープ７または他の表示装置に増幅したレッド
（Ｒ）、グリーン（Ｇ）、そしてブルー（Ｂ）の色駆動
信号を印加するために前記キネスコープ駆動増幅器４１
に記号を提供する。
【００２５】図２は本発明の第１実施例で前記同期化回
路２の形態部分を示す。前記アナログディジタル化器２
２からディジタル化した最後ＩＦ信号は前記第３混合器
２０の応答のヒルベルト変換を提供するＦＩＲディジタ
ルフィルタ５０に入力信号として供給される。また、前
記ＡＦＣ２２から前記ディジタル化した最後のＩＦ信号
は遅延線５１が前記ディジタルフィルタ５０の遅延時間
と同一の補償遅延を提供するディジタル遅延線５１に入
力信号として供給される。前記ディジタルフィルタ５０
と前記ディジタル遅延線５１の応答はそれぞれ搬送帯域
通過フィルタ５２，５３に入力信号として供給される。
帯域通過の特徴を有する前記フィルタ５２，５３は前記
ディジタル遅延線５１と前記ディジタルフィルタ５０の
応答によって形成される前記複合信号の８レベルＶＳＢ
コーディングにより変形された搬送側波帯から前記複合
パイロット搬送波を分離させる。前記ディジタルフィル
タ５０と前記ディジタル遅延線５１の応答は、それぞれ
搬送帯域通過フィルタ５２及び５３の遅延時間と同一の
それぞれの補償遅延を提供するディジタル遅延線５４，
５５に入力信号として供給される。
路２の形態部分を示す。前記アナログディジタル化器２
２からディジタル化した最後ＩＦ信号は前記第３混合器
２０の応答のヒルベルト変換を提供するＦＩＲディジタ
ルフィルタ５０に入力信号として供給される。また、前
記ＡＦＣ２２から前記ディジタル化した最後のＩＦ信号
は遅延線５１が前記ディジタルフィルタ５０の遅延時間
と同一の補償遅延を提供するディジタル遅延線５１に入
力信号として供給される。前記ディジタルフィルタ５０
と前記ディジタル遅延線５１の応答はそれぞれ搬送帯域
通過フィルタ５２，５３に入力信号として供給される。
帯域通過の特徴を有する前記フィルタ５２，５３は前記
ディジタル遅延線５１と前記ディジタルフィルタ５０の
応答によって形成される前記複合信号の８レベルＶＳＢ
コーディングにより変形された搬送側波帯から前記複合
パイロット搬送波を分離させる。前記ディジタルフィル
タ５０と前記ディジタル遅延線５１の応答は、それぞれ
搬送帯域通過フィルタ５２及び５３の遅延時間と同一の
それぞれの補償遅延を提供するディジタル遅延線５４，
５５に入力信号として供給される。
【００２６】前記複合搬送波ＲＯＭ２５は前記ディジタ
ル乗算器２６２と２９１に１２ビットの被乗数を提供す
る搬送波サインΦルックアップテーブルを貯蔵する成分
ＲＯＭ２５１を含むために、そして前記ディジタル乗算
器２９２，２６１に１２ビット搬送波コサインΦルック
アップテーブルを貯蔵する成分ＲＯＭ２５２を含むため
に図２に示す。前記サインΦとコサインΦ被乗数が連続
搬送波サンプルにより高い角度解像度を提供し、Φの２
πラジアン当りに非常に多くの数のサンプルをもって前
記ＲＯＭ２５１，２５２から提供されるので、前記複数
変換チューナ１は望ましく前記周波数帯域の高周波数部
分よりは前記ＡＤＣ２２に供給される最後ＩＦ信号周波
数帯域の低周波数部分で前記ＶＳＢ信号搬送波をヘテロ
ダインする。前記サインとコサイン関数で対象による多
くのトリックは、サインΦとコサインΦのテーブルルッ
クアップのために要求されるＲＯＭの量を減少する熟練
したディジタルデザイナーに知られており、前記ＲＯＭ
回路２５はそのような縮小したＲＯＭデザインを利用す
るために変形可能である。前記サインΦとコサインΦ信
号がＲＯＭから読み出されることはないが、 sin（Ａ＋
Ｂ）＝ sinＡ cosＢ＋ cosＡ sinＢと cos（Ａ＋Ｂ）＝
cosＡ cosＢ− sinＡ sinＢとの三角法公式により平行
に累算される配置は前記複合搬送波を発生するまた他の
選択である。
ル乗算器２６２と２９１に１２ビットの被乗数を提供す
る搬送波サインΦルックアップテーブルを貯蔵する成分
ＲＯＭ２５１を含むために、そして前記ディジタル乗算
器２９２，２６１に１２ビット搬送波コサインΦルック
アップテーブルを貯蔵する成分ＲＯＭ２５２を含むため
に図２に示す。前記サインΦとコサインΦ被乗数が連続
搬送波サンプルにより高い角度解像度を提供し、Φの２
πラジアン当りに非常に多くの数のサンプルをもって前
記ＲＯＭ２５１，２５２から提供されるので、前記複数
変換チューナ１は望ましく前記周波数帯域の高周波数部
分よりは前記ＡＤＣ２２に供給される最後ＩＦ信号周波
数帯域の低周波数部分で前記ＶＳＢ信号搬送波をヘテロ
ダインする。前記サインとコサイン関数で対象による多
くのトリックは、サインΦとコサインΦのテーブルルッ
クアップのために要求されるＲＯＭの量を減少する熟練
したディジタルデザイナーに知られており、前記ＲＯＭ
回路２５はそのような縮小したＲＯＭデザインを利用す
るために変形可能である。前記サインΦとコサインΦ信
号がＲＯＭから読み出されることはないが、 sin（Ａ＋
Ｂ）＝ sinＡ cosＢ＋ cosＡ sinＢと cos（Ａ＋Ｂ）＝
cosＡ cosＢ− sinＡ sinＢとの三角法公式により平行
に累算される配置は前記複合搬送波を発生するまた他の
選択である。
【００２７】直角位相同期検出器２６０はそれぞれ搬送
波のサインとコサインによって搬送帯域通過フィルタ５
２及び５３の応答を乗算するディジタル乗算器２６１及
び２６２と、そして前記ディジタル乗算器２６２の積信
号から前記ディジタル乗算器２６１の積信号を減算する
ディジタル減算器２６３とを備える。すなわち、搬送帯
域通過フィルタ５２及び５３によって提供される分離さ
れたパイロット搬送波の複合ディジタル表示値は前記直
角位相搬送波の複合ディジタル表示値によって乗算され
る。複素数積の実数項は常に零値となり、あるいは実際
に零値と既に知られているので、そこで前記実数項を発
生するように要求される前記ディジタル減算器と加算器
は必須的である。前記減算器２６３から差出力信号はＤ
ＡＣ２７に印加されるフィルタされないディジタルＡＦ
ＰＣ信号を提供する。前記ＤＡＣ２７に前記フィルタさ
れないディジタルＡＦＰＣ信号は前記減算器２６３から
前記ディジタル差のそれぞれのビットに対する単純化し
たワイヤード接続によってつくられる積信号に印加さ
れ、あるいは時間を超過してサンプルを区分する回路の
ようなあるディジタルフィルタリングを含むことができ
る。
波のサインとコサインによって搬送帯域通過フィルタ５
２及び５３の応答を乗算するディジタル乗算器２６１及
び２６２と、そして前記ディジタル乗算器２６２の積信
号から前記ディジタル乗算器２６１の積信号を減算する
ディジタル減算器２６３とを備える。すなわち、搬送帯
域通過フィルタ５２及び５３によって提供される分離さ
れたパイロット搬送波の複合ディジタル表示値は前記直
角位相搬送波の複合ディジタル表示値によって乗算され
る。複素数積の実数項は常に零値となり、あるいは実際
に零値と既に知られているので、そこで前記実数項を発
生するように要求される前記ディジタル減算器と加算器
は必須的である。前記減算器２６３から差出力信号はＤ
ＡＣ２７に印加されるフィルタされないディジタルＡＦ
ＰＣ信号を提供する。前記ＤＡＣ２７に前記フィルタさ
れないディジタルＡＦＰＣ信号は前記減算器２６３から
前記ディジタル差のそれぞれのビットに対する単純化し
たワイヤード接続によってつくられる積信号に印加さ
れ、あるいは時間を超過してサンプルを区分する回路の
ようなあるディジタルフィルタリングを含むことができ
る。
【００２８】前記ディジタル遅延線５４及び５５から供
給される複合信号の同相同期検出器２９０はそれぞれ搬
送波のサインとコサインによって前記遅延線５４及び５
５から供給される応答を乗算するディジタル乗算器２９
１及び２９２と、前記ディジタル乗算器２９１及び２９
２から積信号を加算するディジタル加算器２９３とを備
える。既に複素数乗の虚数項は常に零値となり、あるい
は実際に零値となると知られているので、前記虚数項を
発生するように要求される前記ディジタル乗算器と減算
器は必須的である。前記加算器２９３から加算信号とし
て提供される前記同相同期検出器２９０の出力信号は入
力信号として前記ＮＴＳＣ除去フィルタ３０に印加され
る。
給される複合信号の同相同期検出器２９０はそれぞれ搬
送波のサインとコサインによって前記遅延線５４及び５
５から供給される応答を乗算するディジタル乗算器２９
１及び２９２と、前記ディジタル乗算器２９１及び２９
２から積信号を加算するディジタル加算器２９３とを備
える。既に複素数乗の虚数項は常に零値となり、あるい
は実際に零値となると知られているので、前記虚数項を
発生するように要求される前記ディジタル乗算器と減算
器は必須的である。前記加算器２９３から加算信号とし
て提供される前記同相同期検出器２９０の出力信号は入
力信号として前記ＮＴＳＣ除去フィルタ３０に印加され
る。
【００２９】ただし、前記複合パイロット搬送波のまた
他の同相同期検出器６０は局部的に発生される搬送波の
サインとコサインによって前記搬送帯域通過フィルタ５
２及び５３はそれぞれの応答を乗算するディジタル乗算
器６１及び６２と、そして前記ディジタル乗算器６１及
び６２から前記積信号を加算するディジタル加算器６３
とを備える。既に前記複素数乗の虚数項が常に零値とな
り、あるいは実際に零値となると知られているので、前
記虚数項を発生するように要求されるディジタル乗算器
と減算器は必須的である。前記狭帯域同相同期検出器６
０の出力信号は図１２について言及される本明細書でさ
らに詳細に説明されるＤＣ同相同期検出結果を招来する
ために区分するのに利用可能である。
他の同相同期検出器６０は局部的に発生される搬送波の
サインとコサインによって前記搬送帯域通過フィルタ５
２及び５３はそれぞれの応答を乗算するディジタル乗算
器６１及び６２と、そして前記ディジタル乗算器６１及
び６２から前記積信号を加算するディジタル加算器６３
とを備える。既に前記複素数乗の虚数項が常に零値とな
り、あるいは実際に零値となると知られているので、前
記虚数項を発生するように要求されるディジタル乗算器
と減算器は必須的である。前記狭帯域同相同期検出器６
０の出力信号は図１２について言及される本明細書でさ
らに詳細に説明されるＤＣ同相同期検出結果を招来する
ために区分するのに利用可能である。
【００３０】図３は、図２に示すものとは異なる形態を
有する本発明の第２実施例として前記同期回路の形態部
分を示す。前記狭帯域搬送帯域通過フィルタ５２及び５
３は前記ＡＤＣ２２から前記ディジタル化したＩＦ信号
を入力信号として受信し、応答を得るためにディジタル
化した搬送波を選択する単一搬送波の狭帯域フィルタ５
６において必須的である。前記フィルタ５６は前記フィ
ルタ５６の応答のヒルベルト変換を提供するＦＩＲディ
ジタルフィルタ５７に入力信号として提供される。ま
た、前記フィルタ５６の応答は前記ディジタルフィルタ
５６の遅延時間と同一の補償遅延を提供するディジタル
遅延線５８に入力信号として提供される。前記直角位相
同期検出器２６０に接続は変更され、結局前記ディジタ
ル乗算器２６１と２６２はそれぞれ前記搬送帯域通過フ
ィルタ５２及び５３の応答よりは前記ディジタルフィル
タ５７と前記ディジタル遅延線５８の応答を乗算させ
る。
有する本発明の第２実施例として前記同期回路の形態部
分を示す。前記狭帯域搬送帯域通過フィルタ５２及び５
３は前記ＡＤＣ２２から前記ディジタル化したＩＦ信号
を入力信号として受信し、応答を得るためにディジタル
化した搬送波を選択する単一搬送波の狭帯域フィルタ５
６において必須的である。前記フィルタ５６は前記フィ
ルタ５６の応答のヒルベルト変換を提供するＦＩＲディ
ジタルフィルタ５７に入力信号として提供される。ま
た、前記フィルタ５６の応答は前記ディジタルフィルタ
５６の遅延時間と同一の補償遅延を提供するディジタル
遅延線５８に入力信号として提供される。前記直角位相
同期検出器２６０に接続は変更され、結局前記ディジタ
ル乗算器２６１と２６２はそれぞれ前記搬送帯域通過フ
ィルタ５２及び５３の応答よりは前記ディジタルフィル
タ５７と前記ディジタル遅延線５８の応答を乗算させ
る。
【００３１】遅延応答がディジタル遅延線５９によって
提供されるＡＤＣ２２から前記ディジタル化した最後Ｉ
Ｆ信号に対する遅延応答は前記ＦＩＲディジタルフィル
タ５０と前記ディジタル遅延線５１に入力信号として印
加される。前記全帯域同相同期検出器２６０に接続は相
当に変化されて前記ＦＩＲディジタルフィルタ５０と前
記ディジタル遅延線５１の応答はそれ自体の応答する被
乗数信号として前記ディジタル乗算器２９２に、そして
前記ディジタル乗算器２９１に直接に印加される。前記
ディジタル遅延線５９は前記フィルタ５０と前記遅延線
５１は共に応答で前記搬送帯域通過フィルタ５６の遅延
時間に対する補償遅延を提供する。前記フィルタ５０と
前記遅延線５１以前に縦続接続された前記単一遅延線５
９は前記フィルタ５０と前記遅延線５１に続いて、図２
で提供された後、それぞれ縦続接続される前記２つの遅
延線５４及び５５と同一の応答を提供する。
提供されるＡＤＣ２２から前記ディジタル化した最後Ｉ
Ｆ信号に対する遅延応答は前記ＦＩＲディジタルフィル
タ５０と前記ディジタル遅延線５１に入力信号として印
加される。前記全帯域同相同期検出器２６０に接続は相
当に変化されて前記ＦＩＲディジタルフィルタ５０と前
記ディジタル遅延線５１の応答はそれ自体の応答する被
乗数信号として前記ディジタル乗算器２９２に、そして
前記ディジタル乗算器２９１に直接に印加される。前記
ディジタル遅延線５９は前記フィルタ５０と前記遅延線
５１は共に応答で前記搬送帯域通過フィルタ５６の遅延
時間に対する補償遅延を提供する。前記フィルタ５０と
前記遅延線５１以前に縦続接続された前記単一遅延線５
９は前記フィルタ５０と前記遅延線５１に続いて、図２
で提供された後、それぞれ縦続接続される前記２つの遅
延線５４及び５５と同一の応答を提供する。
【００３２】前記狭帯域同相同期検出器６０に接続は非
常に変更されて、前記ディジタル乗算器６１及び６２は
前記搬送帯域通過フィルタ５２及び５３よりは前記ディ
ジタル遅延線５８と前記ディジタルフィルタ５７はそれ
ぞれの応答を乗算する。図４は次の側面において、図２
と異なる形態を有する本発明の第３実施例として前記同
期回路２の形態部分を示す。前記搬送帯域通過フィルタ
５２及び５３はそれぞれワイヤード接続に代替される。
図２に搬送帯域通過フィルタ５２及び５３の遅延時間と
同一のそれぞれ補償遅延を提供し、前記ディジタル遅延
線５４及び５５はそれぞれのワイヤード接続によってそ
れぞれ代替される。前記直角位相検出器２５９は零値
に、あるいは零に近い周波数によりヘテロダインされる
特徴を有する前記ＡＦＰＣ低域通過ディジタルフィルタ
５８を利用する前記加算器２５３の加算出力信号から選
択されることにより、多少広帯域で作動される。前記低
域通過フィルタ５８は記号レートより低く縮小した周波
数をもって、結局、連続類似記号集団と連結される周波
数は除去される。変圧器で記号コーディングの以前段階
でデータランダム抽出（ｒａｄｏｍｉｚａｔｉｏｎ）は
ＡＥＰＣ信号を再生する直角位相同期検出以後の低域通
過フィルタリングを調節する存在可能な連続フィルタリ
ング類似記号の数を制限する。また、前記データランダ
ム抽出は図２または図３にそれぞれＡＦＰＣ信号を再生
するために、直角位相同期検出以前に帯域通過を容易に
する。
常に変更されて、前記ディジタル乗算器６１及び６２は
前記搬送帯域通過フィルタ５２及び５３よりは前記ディ
ジタル遅延線５８と前記ディジタルフィルタ５７はそれ
ぞれの応答を乗算する。図４は次の側面において、図２
と異なる形態を有する本発明の第３実施例として前記同
期回路２の形態部分を示す。前記搬送帯域通過フィルタ
５２及び５３はそれぞれワイヤード接続に代替される。
図２に搬送帯域通過フィルタ５２及び５３の遅延時間と
同一のそれぞれ補償遅延を提供し、前記ディジタル遅延
線５４及び５５はそれぞれのワイヤード接続によってそ
れぞれ代替される。前記直角位相検出器２５９は零値
に、あるいは零に近い周波数によりヘテロダインされる
特徴を有する前記ＡＦＰＣ低域通過ディジタルフィルタ
５８を利用する前記加算器２５３の加算出力信号から選
択されることにより、多少広帯域で作動される。前記低
域通過フィルタ５８は記号レートより低く縮小した周波
数をもって、結局、連続類似記号集団と連結される周波
数は除去される。変圧器で記号コーディングの以前段階
でデータランダム抽出（ｒａｄｏｍｉｚａｔｉｏｎ）は
ＡＥＰＣ信号を再生する直角位相同期検出以後の低域通
過フィルタリングを調節する存在可能な連続フィルタリ
ング類似記号の数を制限する。また、前記データランダ
ム抽出は図２または図３にそれぞれＡＦＰＣ信号を再生
するために、直角位相同期検出以前に帯域通過を容易に
する。
【００３３】図５は、図２及び図３とは異なって区別さ
れる形態を有する本発明の第４実施例として前記同期回
路２の形態部分を示す。前記ＲＯＭ回路２５０がコサイ
ン（Φ＋α）ルックアップテーブルを貯蔵する非常に異
なる読出専用メモリ２５４とサイン（Φ＋α）ルックア
ップテーブルを貯蔵するまた他の成分の読出専用メモリ
２５３を含む。前記ディジタル乗算器２９１は前記ＲＯ
Ｍ２５１よりは前記ＲＯＭ２５３から乗数信号を受信す
る。しかし、前記ディジタル乗算器２９２は前記ＲＯＭ
２５２よりは前記ＲＯＭ２５４から乗数信号を受信す
る。前記ＡＤＣ２２から前記ディジタル化された最後Ｉ
Ｆ信号は実数遅延なしにワイヤード接続を通じて前記ヒ
ルベルト変換ＦＩＲフィルタ５０に入力信号として印加
される。そして、前記フィルタ５０の応答は実数遅延な
しにワイヤード接続を通じて被乗数入力信号として前記
ディジタル乗算器２９１に印加される。前記ＡＤＣ２２
から前記ディジタル化された最後ＩＦ信号は実数遅延な
しにワイヤード接続を通じて前記ディジタル遅延線５１
に入力信号として印加される。そして、前記遅延線５１
の応答は何の実数遅延のないワイヤード接続によって被
乗数入力信号として前記ディジタル乗算器２９１に印加
される。
れる形態を有する本発明の第４実施例として前記同期回
路２の形態部分を示す。前記ＲＯＭ回路２５０がコサイ
ン（Φ＋α）ルックアップテーブルを貯蔵する非常に異
なる読出専用メモリ２５４とサイン（Φ＋α）ルックア
ップテーブルを貯蔵するまた他の成分の読出専用メモリ
２５３を含む。前記ディジタル乗算器２９１は前記ＲＯ
Ｍ２５１よりは前記ＲＯＭ２５３から乗数信号を受信す
る。しかし、前記ディジタル乗算器２９２は前記ＲＯＭ
２５２よりは前記ＲＯＭ２５４から乗数信号を受信す
る。前記ＡＤＣ２２から前記ディジタル化された最後Ｉ
Ｆ信号は実数遅延なしにワイヤード接続を通じて前記ヒ
ルベルト変換ＦＩＲフィルタ５０に入力信号として印加
される。そして、前記フィルタ５０の応答は実数遅延な
しにワイヤード接続を通じて被乗数入力信号として前記
ディジタル乗算器２９１に印加される。前記ＡＤＣ２２
から前記ディジタル化された最後ＩＦ信号は実数遅延な
しにワイヤード接続を通じて前記ディジタル遅延線５１
に入力信号として印加される。そして、前記遅延線５１
の応答は何の実数遅延のないワイヤード接続によって被
乗数入力信号として前記ディジタル乗算器２９１に印加
される。
【００３４】すなわち、図５は前記遅延線５４及び５５
がそれぞれのワイヤード接続によって代替されることで
図２と異なる。前記ディジタル乗算器２９１及び２９２
に印加される前記被乗数信号を遅延させるために、前記
遅延線５４及び５５を利用する代わりに前記被乗数信号
は前記ＲＯＭ２５１及び２５２に貯蔵される前記サイン
ΦとコサインΦでなく、前記ＲＯＭ２５３及び２５４に
貯蔵される前記サイン（Φ＋α）とコサイン（Φ＋α）
ルックアップテーブルから前記信号を取ることで時間的
に進む。図５は前記ディジタル遅延線がワイヤード接続
によって代替されるという点で、図３と異なる。前記デ
ィジタル乗算器２９１及び２９２に印加される前記被乗
数信号を遅延させるために前記ディジタル遅延線５９を
利用する代わりに、前記被乗数信号は前記ＲＯＭ２５３
及び２５４に貯蔵されるサイン（Φ＋α）とコサイン
（Φ＋α）から前記信号を取ることで進む。αが９０°
の特殊な場合に、サイン（Φ＋α）とコサイン（Φ＋
α）値がそれぞれ前記ＲＯＭ２５１および２５２から読
み出される前記サインΦと前記コサイン値と同一なもの
なので、ＲＯＭ２５３及び２５４が要求されないことは
勿論である。
がそれぞれのワイヤード接続によって代替されることで
図２と異なる。前記ディジタル乗算器２９１及び２９２
に印加される前記被乗数信号を遅延させるために、前記
遅延線５４及び５５を利用する代わりに前記被乗数信号
は前記ＲＯＭ２５１及び２５２に貯蔵される前記サイン
ΦとコサインΦでなく、前記ＲＯＭ２５３及び２５４に
貯蔵される前記サイン（Φ＋α）とコサイン（Φ＋α）
ルックアップテーブルから前記信号を取ることで時間的
に進む。図５は前記ディジタル遅延線がワイヤード接続
によって代替されるという点で、図３と異なる。前記デ
ィジタル乗算器２９１及び２９２に印加される前記被乗
数信号を遅延させるために前記ディジタル遅延線５９を
利用する代わりに、前記被乗数信号は前記ＲＯＭ２５３
及び２５４に貯蔵されるサイン（Φ＋α）とコサイン
（Φ＋α）から前記信号を取ることで進む。αが９０°
の特殊な場合に、サイン（Φ＋α）とコサイン（Φ＋
α）値がそれぞれ前記ＲＯＭ２５１および２５２から読
み出される前記サインΦと前記コサイン値と同一なもの
なので、ＲＯＭ２５３及び２５４が要求されないことは
勿論である。
【００３５】図６は前記ディジタルフィルタ５０と前記
ディジタル遅延線５１がそれぞれ前記ＩＲディジタルフ
ィルタ１５０と１５１によって代替されるという点で図
２に示すことは異なる形態を有する本発明の第４実施例
で取られる前記同期回路２の形態部分を示す。前記ＦＩ
Ｒディジタルフィルタ１５０及び１５１は、Ｃ．Ｍ．Ｒ
ａｄｅｒによって記述されるＨ1 （ｚ）とＨ2 （ｚ）シ
ステム機能をそれぞれ提供する。前記ディジタルフィル
タ１５０と１５１の応答はそれぞれ搬送波帯域通過フィ
ルタ５２及び５３に入力信号として供給される。認識す
る帯域通過特徴を有する前記フィルタ５２及び５３は前
記ディジタルフィルタ１５０及び１５１の応答によって
形成される複合信号に前記８レベルＶＳＢコーディング
により変調された前記搬送波の側波帯から前記複合パイ
ロット搬送波を分離する。前記ディジタルフィルタ１５
０及び１５１の応答は搬送帯域通過フィルタ５２及び５
３の遅延時間と同一のそれぞれの補償遅延を提供するデ
ィジタル遅延線５４及び５５に入力信号として供給され
る。
ディジタル遅延線５１がそれぞれ前記ＩＲディジタルフ
ィルタ１５０と１５１によって代替されるという点で図
２に示すことは異なる形態を有する本発明の第４実施例
で取られる前記同期回路２の形態部分を示す。前記ＦＩ
Ｒディジタルフィルタ１５０及び１５１は、Ｃ．Ｍ．Ｒ
ａｄｅｒによって記述されるＨ1 （ｚ）とＨ2 （ｚ）シ
ステム機能をそれぞれ提供する。前記ディジタルフィル
タ１５０と１５１の応答はそれぞれ搬送波帯域通過フィ
ルタ５２及び５３に入力信号として供給される。認識す
る帯域通過特徴を有する前記フィルタ５２及び５３は前
記ディジタルフィルタ１５０及び１５１の応答によって
形成される複合信号に前記８レベルＶＳＢコーディング
により変調された前記搬送波の側波帯から前記複合パイ
ロット搬送波を分離する。前記ディジタルフィルタ１５
０及び１５１の応答は搬送帯域通過フィルタ５２及び５
３の遅延時間と同一のそれぞれの補償遅延を提供するデ
ィジタル遅延線５４及び５５に入力信号として供給され
る。
【００３６】図７は、図３に示した形態と異なる形態を
有する本発明の第６実施例で取られた前記同期回路２の
形態部分を示す。前記ディジタルフィルタ５０と前記デ
ィジタル遅延線５１はＣ．Ｍ．Ｒａｄｅｒによって記述
されるＨ1 （ｚ）とＨ（ｚ） 2 システム機能をそれぞれ
提供するＦＩＲディジタルフィルタ１５０及び１５１に
よって代替される。前記ディジタルフィルタ１５０及び
１５１の応答は前記全帯域ディジタル同相同期検出器２
９０に前記ディジタル乗算器２９２と前記ディジタル乗
算器２９１にそれぞれの被乗数入力信号として供給され
る。前記フィルタ５６の応答を畳み込む（ｃｏｎｖｏｌ
ｕｔｉｏｎ）のために、Ｃ．Ｍ．Ｒａｄｅｒによって記
述されるＨ1 （ｚ）とＨ（ｚ）2 システム機能をそれぞ
れ提供するＦＩＲディジタルフィルタ１５７及び１５８
に対する共有される入力信号として供給される。前記直
角位相同期検出器２６０に接続は変更されて、前記ディ
ジタル乗算器２６１及び２６２は前記搬送帯域通過フィ
ルタ５７と前記ディジタル遅延線５８の応答よりは、前
記ディジタルフィルタ１５７及び１５８それぞれの応答
を乗算することになる。前記狭帯域ディジタル同相同期
検出器６０に接続は変更されて前記ディジタル乗算器６
１及び６２は前記搬送帯域通過フィルタ５７と前記ディ
ジタル遅延線５８の応答よりは前記ディジタル乗算器１
５７及び１５８はそれぞれの応答を乗算する。
有する本発明の第６実施例で取られた前記同期回路２の
形態部分を示す。前記ディジタルフィルタ５０と前記デ
ィジタル遅延線５１はＣ．Ｍ．Ｒａｄｅｒによって記述
されるＨ1 （ｚ）とＨ（ｚ） 2 システム機能をそれぞれ
提供するＦＩＲディジタルフィルタ１５０及び１５１に
よって代替される。前記ディジタルフィルタ１５０及び
１５１の応答は前記全帯域ディジタル同相同期検出器２
９０に前記ディジタル乗算器２９２と前記ディジタル乗
算器２９１にそれぞれの被乗数入力信号として供給され
る。前記フィルタ５６の応答を畳み込む（ｃｏｎｖｏｌ
ｕｔｉｏｎ）のために、Ｃ．Ｍ．Ｒａｄｅｒによって記
述されるＨ1 （ｚ）とＨ（ｚ）2 システム機能をそれぞ
れ提供するＦＩＲディジタルフィルタ１５７及び１５８
に対する共有される入力信号として供給される。前記直
角位相同期検出器２６０に接続は変更されて、前記ディ
ジタル乗算器２６１及び２６２は前記搬送帯域通過フィ
ルタ５７と前記ディジタル遅延線５８の応答よりは、前
記ディジタルフィルタ１５７及び１５８それぞれの応答
を乗算することになる。前記狭帯域ディジタル同相同期
検出器６０に接続は変更されて前記ディジタル乗算器６
１及び６２は前記搬送帯域通過フィルタ５７と前記ディ
ジタル遅延線５８の応答よりは前記ディジタル乗算器１
５７及び１５８はそれぞれの応答を乗算する。
【００３７】図８は前記ディジタルフィルタ５０と前記
ディジタル遅延線５１がＣ．Ｍ．Ｒａｄｅｒによって記
述されるＨ1 （ｚ）とＨ（ｚ）2 システム機能をそれぞ
れ提供するＦＩＲディジタルフィルタ１５０及び１５１
によって代替されることで、図４に示した形態と異なる
形態を有する本発明の第７実施例で用いられる前記同期
回路２の形態部分を示す。
ディジタル遅延線５１がＣ．Ｍ．Ｒａｄｅｒによって記
述されるＨ1 （ｚ）とＨ（ｚ）2 システム機能をそれぞ
れ提供するＦＩＲディジタルフィルタ１５０及び１５１
によって代替されることで、図４に示した形態と異なる
形態を有する本発明の第７実施例で用いられる前記同期
回路２の形態部分を示す。
【００３８】図９は前記ディジタルフィルタ５０と前記
ディジタル遅延線５１がＣ．Ｍ．Ｒａｄｅｒによって記
述されるＨ1 （ｚ）とＨ（ｚ）2 システム機能をそれぞ
れ提供するＦＩＲディジタルフィルタ１５０及び１５１
によって代替されることで、図４に示した形態と異なる
形態を有する本発明の第８実施例に取られた前記同期回
路２の形態部分を示す。
ディジタル遅延線５１がＣ．Ｍ．Ｒａｄｅｒによって記
述されるＨ1 （ｚ）とＨ（ｚ）2 システム機能をそれぞ
れ提供するＦＩＲディジタルフィルタ１５０及び１５１
によって代替されることで、図４に示した形態と異なる
形態を有する本発明の第８実施例に取られた前記同期回
路２の形態部分を示す。
【００３９】図１０は前記搬送周波数が本発明による記
号レートの約数で最後の中間周波数に下向変換（ダウン
コンバージョン）した、ＶＳＢ信号をサンプリングする
ために図１のＶＳＢ信号受信機内に前記ディジタル回路
の前記サンプルクロック発生器２３が取られる特殊な形
態を示す。電圧制御発振器８０は２１ＭＨｚ周波数を有
するシソイダル発振を発生する。前記発振器８０は望ま
しく多少狭い範囲以上、すなわち±１０Ｈｚ程度に周波
数制御が可能な水晶発振器である。対象クリッパまたは
リミッタ８１は第１クロック信号として使用されるこの
ようなシソイダル発振に対する方形波応答を発生する。
前記第１クロック信号は帯域幅を制限するフィルタリン
グの一番目の段階を隋伴するディジタル化手続に一段階
として前記ＡＤＣ２２によって前記最後ＩＦ信号のサン
プリングを調節する。周波数分割器フリップフロップ８
２はＡＮＤ回路８３が記号同期化回路３に使用される第
２クロック信号を発生し、前記ＮＴＳＣ除去フィルタ３
０の応答を２：１で副標本化するために前記第１クロッ
ク信号とＡＮＤされる。このような２：１のデシメーシ
ョンは零値であるまた他の実数サンプルを除去する。成
分８０，８１，８２及び８３は本発明者の以前の明細書
に記述された前記ＶＳＢ受信機のサンプルクロック発生
器に使用される他の成分に相応する。前記サンプルクロ
ック発生器２３はディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）
８８と自動周波数位相制御検出器８９、ディジタル乗算
器２３２（または他のサンプル−スクエアリング回
路）、そして記号周波数の基本波と第２調波にそれぞれ
変わる帯域通過ディジタルフィルタ２３１と２３２を含
む。前記ＶＣＯ８０から前記シソイダル発振とディジタ
ルアナログ変換器（ＤＡＣ）から供給される基準２１Ｍ
Ｈｚ搬送波はＡＦＰＣ検出器８９によって比較される。
そして、比較される結果は、正確に記号レートの２倍と
なる前記電圧制御発振器８０の周波数を調節する自動周
波数位相制御（ＡＦＰＣ）信号をデベロプするために、
ＡＦＰＣ検出器８９によって狭帯域低域通過フィルタリ
ングを受ける。
号レートの約数で最後の中間周波数に下向変換（ダウン
コンバージョン）した、ＶＳＢ信号をサンプリングする
ために図１のＶＳＢ信号受信機内に前記ディジタル回路
の前記サンプルクロック発生器２３が取られる特殊な形
態を示す。電圧制御発振器８０は２１ＭＨｚ周波数を有
するシソイダル発振を発生する。前記発振器８０は望ま
しく多少狭い範囲以上、すなわち±１０Ｈｚ程度に周波
数制御が可能な水晶発振器である。対象クリッパまたは
リミッタ８１は第１クロック信号として使用されるこの
ようなシソイダル発振に対する方形波応答を発生する。
前記第１クロック信号は帯域幅を制限するフィルタリン
グの一番目の段階を隋伴するディジタル化手続に一段階
として前記ＡＤＣ２２によって前記最後ＩＦ信号のサン
プリングを調節する。周波数分割器フリップフロップ８
２はＡＮＤ回路８３が記号同期化回路３に使用される第
２クロック信号を発生し、前記ＮＴＳＣ除去フィルタ３
０の応答を２：１で副標本化するために前記第１クロッ
ク信号とＡＮＤされる。このような２：１のデシメーシ
ョンは零値であるまた他の実数サンプルを除去する。成
分８０，８１，８２及び８３は本発明者の以前の明細書
に記述された前記ＶＳＢ受信機のサンプルクロック発生
器に使用される他の成分に相応する。前記サンプルクロ
ック発生器２３はディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）
８８と自動周波数位相制御検出器８９、ディジタル乗算
器２３２（または他のサンプル−スクエアリング回
路）、そして記号周波数の基本波と第２調波にそれぞれ
変わる帯域通過ディジタルフィルタ２３１と２３２を含
む。前記ＶＣＯ８０から前記シソイダル発振とディジタ
ルアナログ変換器（ＤＡＣ）から供給される基準２１Ｍ
Ｈｚ搬送波はＡＦＰＣ検出器８９によって比較される。
そして、比較される結果は、正確に記号レートの２倍と
なる前記電圧制御発振器８０の周波数を調節する自動周
波数位相制御（ＡＦＰＣ）信号をデベロプするために、
ＡＦＰＣ検出器８９によって狭帯域低域通過フィルタリ
ングを受ける。
【００４０】図１０は前記サンプルクロック発生器２３
によって供給される前記サンプルクロック信号内に反復
パルスのレートを制御する望ましい手段を示す。このよ
うな手段は、前記ＤＡＣ８８と前記ＡＦＰＣ検出器８９
に加えて要素２３１，２３２及び２３３で構成され、記
号コーディング周波数と同一で実際に記号コーディング
周波数と同一の前記全帯域ディジタル同相同期検出の成
分に応答する。前記ＤＡＣ８８に入力信号として供給さ
れるディジタル形式内に前記基準２１ＭＨｚ搬送波は前
記記号周波数基本波に変わる前記帯域通過ディジタルフ
ィルタ２３１によって選択され、前記全帯域同相同期検
出器２９からサンプルの前記強い記号周波数成分に対す
る応答として発生される。前記ディジタル乗算器２３２
は前記フィルタ２３１によって選択される前記記号周波
数基本成分を２乗し、その結果で得られる記号周波数成
分第２調波は前記記号周波数の前記第２周波数に変わる
前記帯域通過ディジタルフィルタ２３３によって選択さ
れる。記号周波数成分のこのような選択された第２調波
は前記ＡＦＰＣ検出器８９に供給される前記基準２１１
ＭＨｚ搬送波に変換するために前記ＤＡＣ８８に供給さ
れる。本発明の実施例で、前記電圧制御発振器８０はＤ
ＡＣ８８に供給される前記基準２１ＭＨｚ搬送波が前記
発振周波数をロックするために直接に注入される注入ロ
ックされた発振器によって代替可能である。
によって供給される前記サンプルクロック信号内に反復
パルスのレートを制御する望ましい手段を示す。このよ
うな手段は、前記ＤＡＣ８８と前記ＡＦＰＣ検出器８９
に加えて要素２３１，２３２及び２３３で構成され、記
号コーディング周波数と同一で実際に記号コーディング
周波数と同一の前記全帯域ディジタル同相同期検出の成
分に応答する。前記ＤＡＣ８８に入力信号として供給さ
れるディジタル形式内に前記基準２１ＭＨｚ搬送波は前
記記号周波数基本波に変わる前記帯域通過ディジタルフ
ィルタ２３１によって選択され、前記全帯域同相同期検
出器２９からサンプルの前記強い記号周波数成分に対す
る応答として発生される。前記ディジタル乗算器２３２
は前記フィルタ２３１によって選択される前記記号周波
数基本成分を２乗し、その結果で得られる記号周波数成
分第２調波は前記記号周波数の前記第２周波数に変わる
前記帯域通過ディジタルフィルタ２３３によって選択さ
れる。記号周波数成分のこのような選択された第２調波
は前記ＡＦＰＣ検出器８９に供給される前記基準２１１
ＭＨｚ搬送波に変換するために前記ＤＡＣ８８に供給さ
れる。本発明の実施例で、前記電圧制御発振器８０はＤ
ＡＣ８８に供給される前記基準２１ＭＨｚ搬送波が前記
発振周波数をロックするために直接に注入される注入ロ
ックされた発振器によって代替可能である。
【００４１】図１１は第１ＶＳＢ信号受信機の望ましい
実施例で、前記判定指示記号同期化回路３と前記アドレ
ス発生器２４を詳細に示す。前記アドレス発生器２４
で、前記第１クロック信号は前記アドレス計数器２４に
供給され、前記第１クロック信号内の遷移は前記アドレ
ス計数器２４１によって計数される。一例として、前記
アドレス計数器２４１は前記２１．０８ＭＨｚサンプル
クロック周波数を１６個程度まで分割する４段二進計数
器で、前記ＲＯＭ２５は記号周波数の１／８約数である
１．３２ＭＨｚ搬送波の表示値を貯蔵する。それによる
アドレス計数は前記ＲＯＭ２５の前記アドレスを発生す
る前記ディジタル加算器２４３の第１サマンド入力信号
として重要性がますます減少する方向に零の何個のビッ
ト位置拡張の提供を受ける。前記ディジタル加算器２４
３から第２サマンド入力信号は前記記号同期化回路によ
って発生される前記積分される位相誤差信号を振幅調節
の減衰器２４２から出力信号によって提供され、前記減
衰器２４２はさらに簡単にワイヤードビット位置シフト
によって提供を受ける。
実施例で、前記判定指示記号同期化回路３と前記アドレ
ス発生器２４を詳細に示す。前記アドレス発生器２４
で、前記第１クロック信号は前記アドレス計数器２４に
供給され、前記第１クロック信号内の遷移は前記アドレ
ス計数器２４１によって計数される。一例として、前記
アドレス計数器２４１は前記２１．０８ＭＨｚサンプル
クロック周波数を１６個程度まで分割する４段二進計数
器で、前記ＲＯＭ２５は記号周波数の１／８約数である
１．３２ＭＨｚ搬送波の表示値を貯蔵する。それによる
アドレス計数は前記ＲＯＭ２５の前記アドレスを発生す
る前記ディジタル加算器２４３の第１サマンド入力信号
として重要性がますます減少する方向に零の何個のビッ
ト位置拡張の提供を受ける。前記ディジタル加算器２４
３から第２サマンド入力信号は前記記号同期化回路によ
って発生される前記積分される位相誤差信号を振幅調節
の減衰器２４２から出力信号によって提供され、前記減
衰器２４２はさらに簡単にワイヤードビット位置シフト
によって提供を受ける。
【００４２】前記記号同期化回路３は前記ＡＤＣ２２に
よって行われたサンプリングに対して前記ＲＯＭ回路２
５から読み出される前記複合搬送波の相対同期位相を制
御する。伝送される前記ＶＳＢ信号が必ず記号周波数の
正確な乗数でない搬送周波数をもっているので、前記同
期位相の動的調節は必須的である。そこで、記号コード
で遷移はそれぞれの搬送周波数にランダム同期位相で位
置を占めることができる。もし、前記ＨＤＴＶの信号伝
送基準が前記ＶＳＢ信号が記号周波数の正確な乗数であ
る搬送周波数に伝送され、前記遷移は前記搬送周波数の
予め規定される同期位相でつくられる事実を要求する
と、本発明者によると、記号同期化回路は全く必要でな
くなる。前記記号同期化回路３の構成を次の説明でさら
に詳細に説明する。
よって行われたサンプリングに対して前記ＲＯＭ回路２
５から読み出される前記複合搬送波の相対同期位相を制
御する。伝送される前記ＶＳＢ信号が必ず記号周波数の
正確な乗数でない搬送周波数をもっているので、前記同
期位相の動的調節は必須的である。そこで、記号コード
で遷移はそれぞれの搬送周波数にランダム同期位相で位
置を占めることができる。もし、前記ＨＤＴＶの信号伝
送基準が前記ＶＳＢ信号が記号周波数の正確な乗数であ
る搬送周波数に伝送され、前記遷移は前記搬送周波数の
予め規定される同期位相でつくられる事実を要求する
と、本発明者によると、記号同期化回路は全く必要でな
くなる。前記記号同期化回路３の構成を次の説明でさら
に詳細に説明する。
【００４３】前記同相同期検出器２９または２９０から
のサンプルは平均２乗誤差傾斜検出フィルタ９０に入力
信号として印加される。前記フィルタ９０は前記第１サ
ンプリングクロックによってクロックされる作用をする
（−１／２），１，０，（−１），（＋１／２）を有す
る有限インパルス応答ディジタルフィルタである。前記
フィルタ９０はクロックされたラッチ（ｌａｔｃｈ）９
１，９２，９３、及び９４の縦続接続を含んでおり、尚
ディジタル加算器／減算器９５，９６、及び９７を含
む。前記ディジタル加算器／減算器９５，９６はクロッ
クされずに作動されるが、前記ディジタル加算器／減算
器９７は第１サンプリングクロックによっでクロックさ
れた出力でクロックされたラッチを含むことにより、ク
ロックされた成分として作動される。前記クロックされ
た成分９１−９４及び９７はそれぞれ入力サンプリング
のために前記ＡＤＣ２２が使用する前記第１サンプリン
グクロックの前記２１メガサンプル／第２クロックレー
トでユニットクロック遅延を示す。前記加算器／減算器
９５は以前の期間の間に４つのサンプルを提供した前記
入力サンプルから前記フィルタ９０に提供される前記電
流入力サンプルを減算する減算器として作動される。前
記加算器／減算器９６は前記現期間より初期に単一サン
プルを提供した前記入力サンプルから初期に３つのサン
プルを供給した前記入力サンプルを減算する減算器とし
て作動される。前記減算器９５から差信号の１／２だけ
前記減算器９６から差信号に付加しながら、前記加算器
／減算器９７は加算器として作動される。前記加算器９
７の加算信号は前記フィルタ９０の応答として供給され
る。
のサンプルは平均２乗誤差傾斜検出フィルタ９０に入力
信号として印加される。前記フィルタ９０は前記第１サ
ンプリングクロックによってクロックされる作用をする
（−１／２），１，０，（−１），（＋１／２）を有す
る有限インパルス応答ディジタルフィルタである。前記
フィルタ９０はクロックされたラッチ（ｌａｔｃｈ）９
１，９２，９３、及び９４の縦続接続を含んでおり、尚
ディジタル加算器／減算器９５，９６、及び９７を含
む。前記ディジタル加算器／減算器９５，９６はクロッ
クされずに作動されるが、前記ディジタル加算器／減算
器９７は第１サンプリングクロックによっでクロックさ
れた出力でクロックされたラッチを含むことにより、ク
ロックされた成分として作動される。前記クロックされ
た成分９１−９４及び９７はそれぞれ入力サンプリング
のために前記ＡＤＣ２２が使用する前記第１サンプリン
グクロックの前記２１メガサンプル／第２クロックレー
トでユニットクロック遅延を示す。前記加算器／減算器
９５は以前の期間の間に４つのサンプルを提供した前記
入力サンプルから前記フィルタ９０に提供される前記電
流入力サンプルを減算する減算器として作動される。前
記加算器／減算器９６は前記現期間より初期に単一サン
プルを提供した前記入力サンプルから初期に３つのサン
プルを供給した前記入力サンプルを減算する減算器とし
て作動される。前記減算器９５から差信号の１／２だけ
前記減算器９６から差信号に付加しながら、前記加算器
／減算器９７は加算器として作動される。前記加算器９
７の加算信号は前記フィルタ９０の応答として供給され
る。
【００４４】前記同相同期検出器２９０からの前記サン
プルは、前記クロックされたラッチ９１，９２，９３、
及び９４の縦続接続によって遅延され、量子器８４に供
給され、量子器８４は入力信号として現在受信される前
記サンプルによってほぼ近似した前記量子化レベルを供
給する。このような量子化レベルは出力にクロックされ
たラッチを含むことで、クロックされた成分として作動
されるディジタル加算器／減算器８５によって減算され
る前記量子器８４の入力信号を有する。前記フィルタ９
０の応答は前記減算器５５から前記差信号と一時的に一
致する。前記減算器８５から前記差信号は前記同相同期
検出器２９０によって検出される記号に誤差を補正する
ように要求される補正を示すが、間違った位相にある前
記ＶＳＢ信号受信機５にサンプリングから起こる誤差が
間に合って非常に早くあるいは非常に遅くサンプリング
されるかを示すことはない。ディジタル乗算器８６はこ
のような問題を解決するために、前記フィルタ９０の応
答によって前記減算器８５から差信号を乗算する。前記
加算器９７から２の補数加算信号の前記サインビットと
次に最上位ビットは前記ディジタル乗算器８６の構造の
単純化を許容する倍数に供給される。前記ディジタル乗
算器８６から前記積信号のサンプルは積分するために、
累算器８７に供給される記号タイミング誤差の指示値で
ある。累算器８７から前記積分される記号タイミング誤
差信号は前記減衰器２４２に供給される。前記減衰器２
４２はその加算入力信号として前記ＲＯＭ２５のために
前記アドレスを発生する前記ディジタル加算器２４３に
第２サマンド入力信号として供給される記号位相補正を
発生する。
プルは、前記クロックされたラッチ９１，９２，９３、
及び９４の縦続接続によって遅延され、量子器８４に供
給され、量子器８４は入力信号として現在受信される前
記サンプルによってほぼ近似した前記量子化レベルを供
給する。このような量子化レベルは出力にクロックされ
たラッチを含むことで、クロックされた成分として作動
されるディジタル加算器／減算器８５によって減算され
る前記量子器８４の入力信号を有する。前記フィルタ９
０の応答は前記減算器５５から前記差信号と一時的に一
致する。前記減算器８５から前記差信号は前記同相同期
検出器２９０によって検出される記号に誤差を補正する
ように要求される補正を示すが、間違った位相にある前
記ＶＳＢ信号受信機５にサンプリングから起こる誤差が
間に合って非常に早くあるいは非常に遅くサンプリング
されるかを示すことはない。ディジタル乗算器８６はこ
のような問題を解決するために、前記フィルタ９０の応
答によって前記減算器８５から差信号を乗算する。前記
加算器９７から２の補数加算信号の前記サインビットと
次に最上位ビットは前記ディジタル乗算器８６の構造の
単純化を許容する倍数に供給される。前記ディジタル乗
算器８６から前記積信号のサンプルは積分するために、
累算器８７に供給される記号タイミング誤差の指示値で
ある。累算器８７から前記積分される記号タイミング誤
差信号は前記減衰器２４２に供給される。前記減衰器２
４２はその加算入力信号として前記ＲＯＭ２５のために
前記アドレスを発生する前記ディジタル加算器２４３に
第２サマンド入力信号として供給される記号位相補正を
発生する。
【００４５】図１２はそのそれぞれの利得を制御する図
１のＶＳＢ信号受信機５の第１ＩＦ増幅器１４と前記第
２ＩＦ増幅器１９に利得制御信号を供給するＡＧＣ遅延
回路網４２に自動利得制御（ＡＧＣ）信号を供給する配
置を示す。前記第１ＩＦ増幅器１４と第２ＩＦ増幅器１
９、及び前記ＡＧＣ遅延回路網４２の組み合わせる動作
は先行技術と一致される。特に、興味を引くことは前記
ＡＧＣ入力信号が前記ＡＧＣ遅延回路網４２に印加する
ために発生されることである。前記狭帯域同相同期検出
器６０から前記入力信号は前記受信されるパイロット搬
送波のレベルを示すディジタル信号を再生するために時
間を超過してサンプルを調節する本発明を基本的に含む
ディジタル低域通過フィルタ４３に供給される。前記受
信されるパイロット搬送波のレベルを示す前記ディジタ
ル信号は前記パイロットレベルに比較するために、複数
ビットディジタル比較器４４またはディジタル減算器に
供給される。このような前記記述されたパイロット搬送
波レベルは振幅領域の境界を制限する振幅レベルが固定
され、信号統計に応答して時間を超過して変化しないと
いう、所謂ハード判定（ｈａｒｄ ｄｅｃｉｓｉｏｎ）
を含むようになる前記量子器８４で前記パイロット搬送
波レベルに相応する前記記号レベルの前記振幅領域の中
間値について言及される。前記量子器８４のハード判定
形態は記号によって符号化されたデータに対して記号の
同一性を決定する前記ディジタル比較器の応答に応答す
る接続回路４７は判定回路によって供給されるそれぞれ
相互の境界にワイヤード値にその入力信号を比較する多
くのディジタル比較器を備える。前記判定回路は論理回
路で実行され、それとも選択的に前記ディジタル比較器
の応答によってアドレスされる読出専用メモリは記号に
よって符号化された前記データを発生する。また、前記
接続回路４７は前記記述されたパイロット搬送波レベル
を条件とする前記ワイヤード値を前記ディジタル比較器
４４に提供する。図１のＶＳＢ信号受信機５の前記第１
ＩＦ増幅器と第２ＩＦ増幅器１９によって提供されるＩ
Ｆ信号利得の超過量を示す前記ディジタル比較器４４の
前記ディジタル入力信号はディジタルアナログ変換器
（ＤＡＣ）４５によってアナログ信号に変換される。前
記ＤＡＣ４５の前記アナログ出力信号は前記ＡＧＣ２２
の遅延回路網４２に印加される前記ＡＧＣ入力信号を発
生するために、アナログ低域通過フィルタ４６によって
低域通過フィルタされる。前記アナログ低域通過フィル
タ４６は通常に抵抗器キャパシタ構造を有する。前記Ａ
ＧＣ遅延回路網４２は前記ＡＧＣ入力信号のＡＧＣ信号
増幅器を含むが、細心なデザインのそのようなＡＧＣ信
号増幅器は不要になる。図１２に示す形態の配置は、前
記全帯域同相同期検出器の応答を調節するために前記Ｖ
ＳＢ信号受信機ＩＦ増幅器のＡＧＣを許容することによ
り、前記記号同期化回路で量子器のハード判定形態の中
間値の間でその信号レベル上の変化が招来される。
１のＶＳＢ信号受信機５の第１ＩＦ増幅器１４と前記第
２ＩＦ増幅器１９に利得制御信号を供給するＡＧＣ遅延
回路網４２に自動利得制御（ＡＧＣ）信号を供給する配
置を示す。前記第１ＩＦ増幅器１４と第２ＩＦ増幅器１
９、及び前記ＡＧＣ遅延回路網４２の組み合わせる動作
は先行技術と一致される。特に、興味を引くことは前記
ＡＧＣ入力信号が前記ＡＧＣ遅延回路網４２に印加する
ために発生されることである。前記狭帯域同相同期検出
器６０から前記入力信号は前記受信されるパイロット搬
送波のレベルを示すディジタル信号を再生するために時
間を超過してサンプルを調節する本発明を基本的に含む
ディジタル低域通過フィルタ４３に供給される。前記受
信されるパイロット搬送波のレベルを示す前記ディジタ
ル信号は前記パイロットレベルに比較するために、複数
ビットディジタル比較器４４またはディジタル減算器に
供給される。このような前記記述されたパイロット搬送
波レベルは振幅領域の境界を制限する振幅レベルが固定
され、信号統計に応答して時間を超過して変化しないと
いう、所謂ハード判定（ｈａｒｄ ｄｅｃｉｓｉｏｎ）
を含むようになる前記量子器８４で前記パイロット搬送
波レベルに相応する前記記号レベルの前記振幅領域の中
間値について言及される。前記量子器８４のハード判定
形態は記号によって符号化されたデータに対して記号の
同一性を決定する前記ディジタル比較器の応答に応答す
る接続回路４７は判定回路によって供給されるそれぞれ
相互の境界にワイヤード値にその入力信号を比較する多
くのディジタル比較器を備える。前記判定回路は論理回
路で実行され、それとも選択的に前記ディジタル比較器
の応答によってアドレスされる読出専用メモリは記号に
よって符号化された前記データを発生する。また、前記
接続回路４７は前記記述されたパイロット搬送波レベル
を条件とする前記ワイヤード値を前記ディジタル比較器
４４に提供する。図１のＶＳＢ信号受信機５の前記第１
ＩＦ増幅器と第２ＩＦ増幅器１９によって提供されるＩ
Ｆ信号利得の超過量を示す前記ディジタル比較器４４の
前記ディジタル入力信号はディジタルアナログ変換器
（ＤＡＣ）４５によってアナログ信号に変換される。前
記ＤＡＣ４５の前記アナログ出力信号は前記ＡＧＣ２２
の遅延回路網４２に印加される前記ＡＧＣ入力信号を発
生するために、アナログ低域通過フィルタ４６によって
低域通過フィルタされる。前記アナログ低域通過フィル
タ４６は通常に抵抗器キャパシタ構造を有する。前記Ａ
ＧＣ遅延回路網４２は前記ＡＧＣ入力信号のＡＧＣ信号
増幅器を含むが、細心なデザインのそのようなＡＧＣ信
号増幅器は不要になる。図１２に示す形態の配置は、前
記全帯域同相同期検出器の応答を調節するために前記Ｖ
ＳＢ信号受信機ＩＦ増幅器のＡＧＣを許容することによ
り、前記記号同期化回路で量子器のハード判定形態の中
間値の間でその信号レベル上の変化が招来される。
【００４６】前記狭帯域同相同期検出器６０は前記ディ
ジタル低域通過フィルタ４３が前記全帯域同相同期検出
器２９０の応答をその入力信号として受信する本発明の
また他の実施例で使用されない。本発明のこのようなま
た他の実施例で、前記ディジタル低域通過フィルタ４３
の選択はその隋伴するパイロット搬送波と同様の前記受
信されるＶＳＢ信号の成分に同相同期検出応答を除去す
ることによる。前記パイロット搬送波はＡＧＣ信号をデ
ベロプするよい信号からつくられる実際の信号エネルギ
ーをもって継続的に利用可能である。尚、前記ディジタ
ルＨＤＴＶ伝送基準は記号コードレベルに比べて前記伝
送されたパイロット搬送波の振幅を調節し、前記記号コ
ードレベルはパイロット搬送波利得を制御することによ
って制御され得る。
ジタル低域通過フィルタ４３が前記全帯域同相同期検出
器２９０の応答をその入力信号として受信する本発明の
また他の実施例で使用されない。本発明のこのようなま
た他の実施例で、前記ディジタル低域通過フィルタ４３
の選択はその隋伴するパイロット搬送波と同様の前記受
信されるＶＳＢ信号の成分に同相同期検出応答を除去す
ることによる。前記パイロット搬送波はＡＧＣ信号をデ
ベロプするよい信号からつくられる実際の信号エネルギ
ーをもって継続的に利用可能である。尚、前記ディジタ
ルＨＤＴＶ伝送基準は記号コードレベルに比べて前記伝
送されたパイロット搬送波の振幅を調節し、前記記号コ
ードレベルはパイロット搬送波利得を制御することによ
って制御され得る。
【００４７】選択的に、記号コードレベルと比較して前
記伝送されるパイロット搬送波の振幅調節はパイロット
搬送波利得から信号コードレベルを示す受信機回路を調
整する。図１３は前記中間周波数増幅器の自動利得制御
が狭帯域同相同期検出の結果で制御されないとき、前記
量子器８４が振幅領域の境界を制限する振幅レベルが前
記受信される信号の得失に応答する時間を超過して変換
される所謂“ソフト判定（ｓｏｆｔ−ｄｅｃｉｓｉｏ
ｎ）”形態を含むようにするために、前記記号同期化回
路に量子器の振幅領域の境界を調節するのに利用される
前記ＶＳＢ信号の前記パイロット搬送波成分の前記狭帯
域同相同期検出を示す。多くの固定被乗数ディジタル乗
数を含むディジタル計数回路４８は前記量子器８４に振
幅領域に対する境界値を制限する積を発生するために、
ディジタル低域通過フィルタ４３の応答により記述され
る前記パイロット搬送波レベルによって前記被乗数を乗
算する。前記境界値は前記値に比較される前記量子器８
４の入力信号を有するために前記量子器８４内にディジ
タル比較器に印加される。実際の信号エネルギーを有す
る前記パイロット搬送波の継続的な利用はＶＳＢ信号力
に変化する前記量子器で判定レベルの速いトラッキング
を容易にする。
記伝送されるパイロット搬送波の振幅調節はパイロット
搬送波利得から信号コードレベルを示す受信機回路を調
整する。図１３は前記中間周波数増幅器の自動利得制御
が狭帯域同相同期検出の結果で制御されないとき、前記
量子器８４が振幅領域の境界を制限する振幅レベルが前
記受信される信号の得失に応答する時間を超過して変換
される所謂“ソフト判定（ｓｏｆｔ−ｄｅｃｉｓｉｏ
ｎ）”形態を含むようにするために、前記記号同期化回
路に量子器の振幅領域の境界を調節するのに利用される
前記ＶＳＢ信号の前記パイロット搬送波成分の前記狭帯
域同相同期検出を示す。多くの固定被乗数ディジタル乗
数を含むディジタル計数回路４８は前記量子器８４に振
幅領域に対する境界値を制限する積を発生するために、
ディジタル低域通過フィルタ４３の応答により記述され
る前記パイロット搬送波レベルによって前記被乗数を乗
算する。前記境界値は前記値に比較される前記量子器８
４の入力信号を有するために前記量子器８４内にディジ
タル比較器に印加される。実際の信号エネルギーを有す
る前記パイロット搬送波の継続的な利用はＶＳＢ信号力
に変化する前記量子器で判定レベルの速いトラッキング
を容易にする。
【００４８】図１４は複合信号の詳細ブロック構成図で
ある。図１６のフィルタはＣ．Ｍ．Ｒａｄｅｒによって
記述される前記ディジタル化した帯域通過信号の位相反
応で一定π／２差を示し、ヤコビアン楕円関数に基づい
て設計される一対の全域通過ディジタルフィルタ１１
０，１２０を含む。図６，図７，図８、または図９のフ
ィルタ１５０と１５１はフィルタ１１０，１２０のよう
に構成可能である。また、図７のフィルタ１５７及び１
５８も同様である。オーバーサンプルされた実数サンプ
ルは前記記号同期化回路３内に前記平均２乗誤差傾斜検
出フィルタ９０が適切な機能をするために、そしてその
ディジタル回路でＶＳＢ信号をシンクロダインするため
に提供されるので、本発明者はＲａｄｅｒが記述した前
記遅延回路網回路でさらに縮小するために副サンプルを
利用する他の全域通過フィルタを利用することはあまり
利用しない。
ある。図１６のフィルタはＣ．Ｍ．Ｒａｄｅｒによって
記述される前記ディジタル化した帯域通過信号の位相反
応で一定π／２差を示し、ヤコビアン楕円関数に基づい
て設計される一対の全域通過ディジタルフィルタ１１
０，１２０を含む。図６，図７，図８、または図９のフ
ィルタ１５０と１５１はフィルタ１１０，１２０のよう
に構成可能である。また、図７のフィルタ１５７及び１
５８も同様である。オーバーサンプルされた実数サンプ
ルは前記記号同期化回路３内に前記平均２乗誤差傾斜検
出フィルタ９０が適切な機能をするために、そしてその
ディジタル回路でＶＳＢ信号をシンクロダインするため
に提供されるので、本発明者はＲａｄｅｒが記述した前
記遅延回路網回路でさらに縮小するために副サンプルを
利用する他の全域通過フィルタを利用することはあまり
利用しない。
【００４９】システム機能Ｈ1 （ｚ）＝ｚ-1（ｚ-2−ａ
2 ）／（１−ａ2 ｚ-2）を提供する前記フィルタ１１０
の構成は１０進法の計算でａ2 ＝0.5846832 で、次のよ
うに図１６に示す。前記ＡＤＣ２２から前記サンプルは
ノードに印加するためにクロック遅延成分１１８に単一
ＡＤＣサンプルクロック期間によって遅延される。ノー
ド１１９で信号はディジタル加算器１１３に第１サマン
ド入力信号として印加されるために縦続されるクロック
遅延成分１１１及び１１２に２つのＡＤＣサンプルクロ
ック期間だけさらに遅延される。前記加算器１１３の前
記加算出力信号は前記フィルタ１１０から実数応答を提
供する。前記加算器１１３の加算出力信号はその減数入
力信号としてノード１１９で信号を受信するディジタル
減算器１１６に被減数入力信号として印加されるために
縦続されるクロック遅延成分１１４，１１５に二つのＡ
ＤＣサンプルクロック期間だけ遅延される。それによ
り、前記ディジタル減算器１１６から差出力信号は２進
法を使用するａ2 被乗数信号を乗算するディジタル乗算
器１１７に乗数入力信号として供給される。したがっ
て、積出力信号は第２サマンド信号として前記ディジタ
ル加算器１１３に印加される。
2 ）／（１−ａ2 ｚ-2）を提供する前記フィルタ１１０
の構成は１０進法の計算でａ2 ＝0.5846832 で、次のよ
うに図１６に示す。前記ＡＤＣ２２から前記サンプルは
ノードに印加するためにクロック遅延成分１１８に単一
ＡＤＣサンプルクロック期間によって遅延される。ノー
ド１１９で信号はディジタル加算器１１３に第１サマン
ド入力信号として印加されるために縦続されるクロック
遅延成分１１１及び１１２に２つのＡＤＣサンプルクロ
ック期間だけさらに遅延される。前記加算器１１３の前
記加算出力信号は前記フィルタ１１０から実数応答を提
供する。前記加算器１１３の加算出力信号はその減数入
力信号としてノード１１９で信号を受信するディジタル
減算器１１６に被減数入力信号として印加されるために
縦続されるクロック遅延成分１１４，１１５に二つのＡ
ＤＣサンプルクロック期間だけ遅延される。それによ
り、前記ディジタル減算器１１６から差出力信号は２進
法を使用するａ2 被乗数信号を乗算するディジタル乗算
器１１７に乗数入力信号として供給される。したがっ
て、積出力信号は第２サマンド信号として前記ディジタ
ル加算器１１３に印加される。
【００５０】システム機能Ｈ2 （ｚ）＝ｚ-2（ｚ-2−ｂ
2 ）／（１−ｂ2 ｚ-2）を提供する前記フィルタ１１０
の構成は１０進法の計算でｂ2 ＝0.1380250 で、次のよ
うに図１４に示す。前記ＡＤＣ２２から前記サンプルは
ディジタル加算器１２３に第１サマンド信号として印加
されるために縦続されるクロック遅延成分１２１と１２
２に２つのＡＤＣサンプルクロック期間だけ遅延され
る。前記加算器１２３の前記加算出力信号は前記フィル
タ１２０から虚数応答を提供する。前記加算器１２３の
加算出力信号は第２減数入力信号として前記ＡＤＣ２２
からサンプルを受信する第２サマンド信号としてディジ
タル加算器１２６を印加するために縦続されるクロック
遅延成分１２４と１２５に二つのＡＤＣサンプルクロッ
ク期間だけ遅延される。それにより、前記ディジタル加
算器１２６から加算出力信号は２進法を利用してｂ2 被
乗数信号を乗算するディジタル乗算器１２７に乗数入力
信号として供給される。その結果、積出力信号は第２サ
マンド信号として前記ディジタル加算器１２３に印加さ
れる。
2 ）／（１−ｂ2 ｚ-2）を提供する前記フィルタ１１０
の構成は１０進法の計算でｂ2 ＝0.1380250 で、次のよ
うに図１４に示す。前記ＡＤＣ２２から前記サンプルは
ディジタル加算器１２３に第１サマンド信号として印加
されるために縦続されるクロック遅延成分１２１と１２
２に２つのＡＤＣサンプルクロック期間だけ遅延され
る。前記加算器１２３の前記加算出力信号は前記フィル
タ１２０から虚数応答を提供する。前記加算器１２３の
加算出力信号は第２減数入力信号として前記ＡＤＣ２２
からサンプルを受信する第２サマンド信号としてディジ
タル加算器１２６を印加するために縦続されるクロック
遅延成分１２４と１２５に二つのＡＤＣサンプルクロッ
ク期間だけ遅延される。それにより、前記ディジタル加
算器１２６から加算出力信号は２進法を利用してｂ2 被
乗数信号を乗算するディジタル乗算器１２７に乗数入力
信号として供給される。その結果、積出力信号は第２サ
マンド信号として前記ディジタル加算器１２３に印加さ
れる。
【００５１】図１５は、次のように図１４の複合信号を
変形することによる複合信号フィルタを示す。前記クロ
ック遅延成分１１８の位置は前記ＡＤＣ２２の前記ディ
ジタル出力信号を遅延するよりは前記加算器１１３の前
記加算出力信号を遅延するためにシフトされ、前記ＡＤ
Ｃ２２の前記ディジタル遅延出力信号は遅延されずに前
記ノード１１９に印加されることで、前記シフトされた
位置上のクロック遅延成分１１８の出力部分に提供され
るように実数応答を発生する。前記シフト位置クロック
された遅延成分１１１の出力部分に提供される前記実数
応答は前記クロック遅延成分１１４の出力部分に提供さ
れる応答と同一である。そこで、前記実数応答は前記シ
フトされた位置上のクロック遅延成分１１１の出力部分
の代わりに前記クロック遅延成分１１４の出力部分から
提供される。そして、前記シフトされた位置上のクロッ
ク遅延成分１１１はそれ以上要求されることはないが、
必需的である。
変形することによる複合信号フィルタを示す。前記クロ
ック遅延成分１１８の位置は前記ＡＤＣ２２の前記ディ
ジタル出力信号を遅延するよりは前記加算器１１３の前
記加算出力信号を遅延するためにシフトされ、前記ＡＤ
Ｃ２２の前記ディジタル遅延出力信号は遅延されずに前
記ノード１１９に印加されることで、前記シフトされた
位置上のクロック遅延成分１１８の出力部分に提供され
るように実数応答を発生する。前記シフト位置クロック
された遅延成分１１１の出力部分に提供される前記実数
応答は前記クロック遅延成分１１４の出力部分に提供さ
れる応答と同一である。そこで、前記実数応答は前記シ
フトされた位置上のクロック遅延成分１１１の出力部分
の代わりに前記クロック遅延成分１１４の出力部分から
提供される。そして、前記シフトされた位置上のクロッ
ク遅延成分１１１はそれ以上要求されることはないが、
必需的である。
【００５２】図１６は、次のように図１４の複合信号フ
ィルタを変形することによって得られる複合信号フィル
タを示す。前記加算器１１３に対する前記第１サマンド
信号は前記縦続されるクロック遅延成分１１１，１１２
よりは前記縦続されるクロックされた成分１２１と１２
２から取られる。さらに要求されない縦続されるクロッ
ク遅延成分１１１と１１２は必須である。図１６の複合
信号フィルタは冗長クロックされた遅延成分が除去され
るということで、図１４及び図１５の前記複合信号フィ
ルタに対して望ましい。
ィルタを変形することによって得られる複合信号フィル
タを示す。前記加算器１１３に対する前記第１サマンド
信号は前記縦続されるクロック遅延成分１１１，１１２
よりは前記縦続されるクロックされた成分１２１と１２
２から取られる。さらに要求されない縦続されるクロッ
ク遅延成分１１１と１１２は必須である。図１６の複合
信号フィルタは冗長クロックされた遅延成分が除去され
るということで、図１４及び図１５の前記複合信号フィ
ルタに対して望ましい。
【００５３】上述と同様に、前記ディジタル化した帯域
通過信号の位相応答で一定π／２差を示すフィルタの対
は可能で、本発明の他の実施例を実行するのに利用可能
である。ディジタルフィルタ技術に熟練した者は、図
２，図３，図４、及び図５に前記ディジタル遅延線５１
が全く分離されるよりは前記ＦＩＲディジタルフィルタ
５０の構造の一部分として含まれるということが理解で
きる。同様に、図２で前記ディジタル遅延線５４，５５
は前記搬送波帯域通過フィルタ５２及び５３のそれぞれ
の一部分として含まれてよい。本明細書に従いディジタ
ル遅延線を述べている特許請求の範囲において、使用さ
れるディジタルフィルタで前記遅延線の二重使用は本請
求範囲内にあるものである。
通過信号の位相応答で一定π／２差を示すフィルタの対
は可能で、本発明の他の実施例を実行するのに利用可能
である。ディジタルフィルタ技術に熟練した者は、図
２，図３，図４、及び図５に前記ディジタル遅延線５１
が全く分離されるよりは前記ＦＩＲディジタルフィルタ
５０の構造の一部分として含まれるということが理解で
きる。同様に、図２で前記ディジタル遅延線５４，５５
は前記搬送波帯域通過フィルタ５２及び５３のそれぞれ
の一部分として含まれてよい。本明細書に従いディジタ
ル遅延線を述べている特許請求の範囲において、使用さ
れるディジタルフィルタで前記遅延線の二重使用は本請
求範囲内にあるものである。
【図１】記号をベースバンドにシンクロダインするディ
ジタル回路を利用し、本発明の実施例による一般の形態
に属する、パイロット搬送波成分を有するＶＳＢ信号受
信機のブロック図である。
ジタル回路を利用し、本発明の実施例による一般の形態
に属する、パイロット搬送波成分を有するＶＳＢ信号受
信機のブロック図である。
【図２】図１のＶＳＢ受信機で記号をベースバンドにシ
ンクロダインするディジタル回路の一実施例の概略ブロ
ック図である。
ンクロダインするディジタル回路の一実施例の概略ブロ
ック図である。
【図３】同様のディジタル回路の他の実施例の概略ブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】同様のディジタル回路の他の実施例の概略ブロ
ック図である。
ック図である。
【図５】同様のディジタル回路の他の実施例の概略ブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】同様のディジタル回路の他の実施例の概略ブロ
ック図である。
ック図である。
【図７】同様のディジタル回路の他の実施例の概略ブロ
ック図である。
ック図である。
【図８】同様のディジタル回路の他の実施例の概略ブロ
ック図である。
ック図である。
【図９】同様のディジタル回路の他の実施例の概略ブロ
ック図である。
ック図である。
【図１０】本発明による記号レートの約数での最後中間
周波数に下向変換されるとき、図１のＶＳＢ信号受信機
のディジタル回路のＶＳＢ信号をサンプリングするサン
プルクロック発生器が取る特別な形態のブロック図であ
る。
周波数に下向変換されるとき、図１のＶＳＢ信号受信機
のディジタル回路のＶＳＢ信号をサンプリングするサン
プルクロック発生器が取る特別な形態のブロック図であ
る。
【図１１】図１の受信機の望ましい一実施例に含まれる
判定指示記号同期化回路の概略図である。
判定指示記号同期化回路の概略図である。
【図１２】ＶＳＢ信号のパイロット搬送波成分の狭帯域
同相同期検出が中間周波数増幅器の自動利得制御のため
に利用されることにより、前記ＶＳＢ信号によって表示
される記号コードとして使用される記号レベルに記号同
期化回路内の等化器の振幅領域の中間に位置する本発明
の１面を示す概略図である。
同相同期検出が中間周波数増幅器の自動利得制御のため
に利用されることにより、前記ＶＳＢ信号によって表示
される記号コードとして使用される記号レベルに記号同
期化回路内の等化器の振幅領域の中間に位置する本発明
の１面を示す概略図である。
【図１３】中間周波数増幅器の自動利得制御が狭帯域同
相同期検出の結果で制御されないとき、ＶＳＢ信号のパ
イロット搬送波成分の狭帯域同相同期検出が記号同期化
回路内に等化器の振幅領域の境界を調節するのに利用さ
れる本発明の一面を示す概略図である。
相同期検出の結果で制御されないとき、ＶＳＢ信号のパ
イロット搬送波成分の狭帯域同相同期検出が記号同期化
回路内に等化器の振幅領域の境界を調節するのに利用さ
れる本発明の一面を示す概略図である。
【図１４】図６〜図９の同期検出回路で使用可能なディ
ジタル化した帯域通過信号の位相応答で一定π／２差を
示し、ヤコビアン楕円関数に基づいて設計される一対の
全域通過ディジタルフィルタの細部概略図てしる。
ジタル化した帯域通過信号の位相応答で一定π／２差を
示し、ヤコビアン楕円関数に基づいて設計される一対の
全域通過ディジタルフィルタの細部概略図てしる。
【図１５】冗長遅延を除去する図１４のフィルタ回路で
可能な変形の概略図である。
可能な変形の概略図である。
【図１６】図１５の他の変形例の概略図である。
１ 複数変換チューナ
２ 同期化回路
３ 記号同期化回路
６ 放送受信アンテナ
５ ＶＳＢ信号受信機
７ キネスコープ
８ 左側拡張器
９ 右側拡張器
１０ チャネルセレクタ
１１ 周波数合成器
１２ 第１混合器
１３ ＬＣフィルタ
１５ 第１表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ
１４ 第１中間周波数増幅器
１６ 第２局部発振器
１７ 第２混合器
１８ 第２ＳＡＷフィルタ
１９ 第２中間周波数増幅器
２０ 第３混合器
２１ 第３局部発振器
２２ アナログディジタル化器（ＡＤＣ）
２３ サンプルクロック発生器
２４ アドレス発生器
２５ 読出専用メモリ（ＲＯＭ）
２６ 直角位相同期検出器
２７ ディジタルアナログ変換器
２８ 低域通過フィルタ
２９ 同相同期検出器
３０ ＮＴＳＣ除去フィルタ
３１ 等化器
３２ 格子デコーダ
３３ データデインタリーバ
３４ リードソロモンデコーダ
３５ データデランダム抽出器
３６ パケットソーター
３７ ディジタル音声デコーダ
３８ 複数チャネルオーディオ増幅器
３９ ＭＰＥＧデコーダ
４０ キネスコープ偏向回路
４１ キネスコープ駆動増幅器
４２ ＡＧＣ遅延回路網
４３ ディジタル低域通過フィルタ
４４ 複数ビットディジタル比較器
４５ ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）
４６ 低域通過フィルタ
４７ 接続回路
４８ ディジタル計数回路
５０ ＦＩＲディジタルフィルタ
５１，５４，５５，５９ ディジタル遅延線
５２，５３ 搬送帯域通過フィルタ
５６ ディジタルフィルタ
５７ ＦＩＲディジタルフィルタ
５８ ＡＦＰＣ低域通過ディジタルフィルタ
６０ 狭帯域同相同期検出器
６１，６２，８６，１１７，１２７，２３２，２６１，
２８１，２９１，２９２ ディジタル乗算器 ６３，１１３，１２３，１２６，２４３，２９３，３０
２ ディジタル加算器 ８０ 電圧制御発振器 ８１ リミッタ ８２ 周波数分割器フリップフロップ ８３ ＡＮＤ回路 ８４ 量子器 ８５ 減算器 ８７ 累算器 ８８ ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ） ８９ 自動周波数位相制御検出器 ９０ 平均２乗誤差傾斜検出フィルタ ９１，９２，９３，９４ ラッチ ９５，９６，９７ ディジタル加算器／減算器 １１０，１２０ 全域通過ディジタルフィルタ １１１，１１２，１１８，１１４，１１５，１２１，１
２２ クロック遅延成分 １１３ 加算器 １１９ ノード １１６，２６３ ディジタル減算器 １２４，１２５ ＡＤＣサンプルクロック期間 １５０，１５１ ＦＩＲディジタルフィルタ ２４１ アドレス計数器 ２５０ ＲＯＭ回路 ２５４ 読出専用メモリ ２５３ 読出専用メモリ ２６０ 直角位相同期検出器 ２９０ 全帯域同相同期検出器 ３０１ 遅延線
２８１，２９１，２９２ ディジタル乗算器 ６３，１１３，１２３，１２６，２４３，２９３，３０
２ ディジタル加算器 ８０ 電圧制御発振器 ８１ リミッタ ８２ 周波数分割器フリップフロップ ８３ ＡＮＤ回路 ８４ 量子器 ８５ 減算器 ８７ 累算器 ８８ ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ） ８９ 自動周波数位相制御検出器 ９０ 平均２乗誤差傾斜検出フィルタ ９１，９２，９３，９４ ラッチ ９５，９６，９７ ディジタル加算器／減算器 １１０，１２０ 全域通過ディジタルフィルタ １１１，１１２，１１８，１１４，１１５，１２１，１
２２ クロック遅延成分 １１３ 加算器 １１９ ノード １１６，２６３ ディジタル減算器 １２４，１２５ ＡＤＣサンプルクロック期間 １５０，１５１ ＦＩＲディジタルフィルタ ２４１ アドレス計数器 ２５０ ＲＯＭ回路 ２５４ 読出専用メモリ ２５３ 読出専用メモリ ２６０ 直角位相同期検出器 ２９０ 全帯域同相同期検出器 ３０１ 遅延線
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 アレン ルロイ リンバーグ
アメリカ合衆国 ニュージャージー
08551 ハート・レーン・リンゴーズ
22
Claims (54)
- 【請求項１】 ディジタル信号を表わした記号周波数で
変化する記号コード及び前記記号コード内の信号レベル
に関連した振幅を有するパイロット搬送波を含む残留側
波帯信号を受信する無線受信機であって、 前記残留側波帯信号を伝送するために用いられる周波数
帯域で異なる位置にあるチャネルのうちいずれか一つを
選択する手段と、最後の中間周波数信号に前記選択され
たチャネルで受信された信号を複数回周波数変換する一
連の混合器と、前記一連の混合器のうちの前の方の一つ
とその次の一つとの間にそれぞれ位置するそれぞれの周
波数選択増幅器と、前記混合器のそれぞれに発振出力を
供給し、それらのうち１つの発振出力は第１自動周波数
位相制御信号に応答して周波数と位相が制御されるそれ
ぞれの局部発振器とを有するチューナと、 第２自動周波数位相制御信号に応答して制御されるレー
トで生成した反復パルスよりなるサンプルクロック信号
を発生するサンプルクロック発生器と、 前記反復パルスを計数し、アドレス計数を発生するアド
レス計数器と、 前記アドレス計数に記号位相補正を加え、読出専用メモ
リのアドレシングを発生する手段と、 前記レートの約数である約数周波数を有する同相及び直
角位相の搬送波のディジタル表示値を発生するために、
前記読出専用メモリのアドレシングによってアドレスさ
れる読出専用メモリと、 前記サンプルクロック信号に対して応答して、前記最後
の中間周波数信号に対する低域通過応答を周期的にサン
プリングし、その結果得られたサンプルをディジタル化
し、ディジタル化された最後の中間周波数信号を発生す
るアナログディジタル変換器と、 前記ディジタル化された最後の中間周波数信号に含まれ
ているパイロット搬送波を、前記約数周波数を有する直
角位相搬送波のディジタル表示値によって同期的に検出
してディジタル直角同期検出出力を生成する手段と、 前記ディジタル直角同期検出出力に対する狭帯域低域通
過フィルタの応答により前記第１自動周波数位相制御信
号を発生し、これにより、前記最後の中間周波数信号の
周波数と位相を共にロックする手段と、 前記ディジタル化された最後の中間周波数信号を、前記
約数周波数を有する同相搬送波のディジタル表示値によ
って、同期的に検出して前記記号周波数と等しい又は実
質的に等しい周波数の全帯域ディジタル同相同期検出出
力を生成する手段と、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力の成分に応答し
て、前記サンプルクロック発生器によって供給される前
記サンプルクロック信号の反復パルスのレートを制御す
る前記第２自動周波数位相制御信号を生成する手段とよ
りなることを特徴とする無線受信機。 - 【請求項２】 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力
に応答して、前記記号位相補正を発生する記号同期化回
路をさらに備えており、前記記号同期化回路は、 前記レートでクロックされ、前記全帯域ディジタル同相
同期検出出力に対する平均２乗誤差傾斜検出応答を供給
する第１ディジタルフィルタと、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力に応答して、量
子器出力信号として前記記号コードで前記信号レベルの
うちの一番近接した一つを発生する量子器と、 量子器出力信号のサンプルを発生する前記全帯域ディジ
タル同相同期検出出力に誤差を補正するように要求する
差信号を供給するディジタル減算器と、 記号タイミング誤差を発生するために、前記平均２乗誤
差傾斜検出応答の対応するサンプルに前記差信号のサン
プルを乗算して積信号を発生する手段と、 積分された記号タイミング誤差信号を発生するために、
所定の時間間隔に亘って前記記号タイミング誤差を積分
する手段とから構成され、 読出専用メモリのアドレシングを発生する前記手段は、
前記積分された記号タイミング誤差信号に応答し、前記
アドレス計数に前記記号位相補正を加える手段をさらに
備えたことを特徴とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項３】 前記約数周波数を有する前記同相搬送波
のディジタル表示値に応じて、前記ディジタル化された
最後の中間周波数信号に含まれている前記パイロット搬
送波成分を同期的に検出し、ＤＣディジタル同相同期検
出結果を発生する手段と、 前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に応答して前記量
子器の作動を制御する手段とをさらに備えたことを特徴
とする請求項２記載の無線受信機。 - 【請求項４】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発生
する前記手段は、全帯域ディジタル同相同期検出出力を
受信したとき、前記全帯域ディジタル同相同期検出出力
から前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に相当する信
号を得る低域通過第２ディジタルフィルタを備えたこと
を特徴とする請求項３記載の無線受信機。 - 【請求項５】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発生
する前記手段は、全帯域ディジタル同相同期検出出力を
発生する前記手段とは別個であることを特徴とする請求
項３記載の無線受信機。 - 【請求項６】 前記周波数選択増幅器段は、自動利得制
御入力信号によってそれぞれ制御されたそれぞれの利得
制御信号を印加する手段と、 前記ＤＣディジタル同相同期検出結果を、少なくとも選
択された条件の下で、前記自動利得制御入力信号として
前記それぞれの利得制御信号を印加する前記手段に供給
する手段とを含むことを特徴とする請求項３記載の無線
受信機。 - 【請求項７】 前記それぞれの利得制御信号を印加する
前記手段は、前記自動利得制御入力信号に応答してＡＧ
Ｃ遅延回路網を有することを特徴とする請求項６記載の
無線受信機。 - 【請求項８】 前記ＤＣディジタル同相同期検出結果
を、少なくとも選択された条件の下で、前記自動利得制
御入力信号として前記それぞれの利得制御信号を印加す
る前記手段に供給する前記手段は、前記自動利得制御入
力信号として前記ＡＧＣ遅延回路網にすべての条件の下
で前記ＤＣディジタル同相同期検出結果を供給する型の
手段であることを特徴とする請求項７記載の無線受信
機。 - 【請求項９】 前記読出専用メモリのアドレシングに応
答して前記読出専用メモリが前記約数周波数のサイン波
とコサイン波のディジタル表示値を発生し、前記ディジ
タル直角同期検出出力を発生する前記手段は、 該第１ディジタルフィルタの遅延時間だけ遅延されて、
前記ディジタル化された最後の中間周波数信号に対する
ヒルベルト変換応答を発生する有限インパルス応答の第
１ディジタルフィルタと、 前記第１ディジタルフィルタの遅延時間に等しい遅延時
間だけ前記ディジタル化された最後の中間周波数信号を
遅延し、これにより遅延されたディジタル化された最後
の中間周波数信号を発生する第１ディジタル遅延線と、 前記デジタル化された最後の中間周波数信号に含まれる
パイロット搬送周波数を中心として同一の応答機能を夫
々有する、有限インパルス応答の狭帯域のディジタルフ
ィルタであって、前記第１ディジタルフィルタの後に縦
続接続され、前記第１ディジタルフィルタからの前記ヒ
ルベルト変換応答に対する周波数選択応答を行う第２デ
ィジタルフィルタと、さらに前記第１ディジタル遅延線
の後に縦続接続され、前記遅延されディジタル化された
最後の中間周波数信号に対する周波数選択応答を行う第
３ディジタルフィルタと、 前記第３ディジタルフィルタの前記周波数選択応答をそ
の被乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイ
ン波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、
第２積信号を発生する第２ディジタル乗算器と、 前記第２ディジタルフィルタの前記周波数選択応答をそ
の被乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサ
イン波のディジタル表示値をその乗数信号として受信
し、第１積信号を発生する第１ディジタル乗算器と、 前記ディジタル直角同期検出出力として供給される第１
差信号を発生するために前記第１及び第２積信号を差動
的に組み合わせる第１ディジタル減算器とよりなること
を特徴とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項１０】 全帯域ディジタル同相同期検出出力を
発生する前記手段は、 前記第３ディジタルフィルタの遅延時間に等しい付加遅
延時間だけ前記第１ディジタル遅延線からの前記遅延さ
れたディジタル化された最後の中間周波数信号をさらに
遅延し、それによりさらに遅延されたディジタル化され
た最後の中間周波数信号を発生する第２ディジタル遅延
線と、 前記第２ディジタルフィルタの遅延時間に等しい付加遅
延時間だけ前記第１ディジタルフィルタからの前記ヒル
ベルト変換応答を遅延し、それにより遅延されたヒルベ
ルト変換を発生する第３ディジタル遅延線と、 前記さらに遅延されたディジタル化された最後の中間周
波数信号をその被乗数信号として受信し、前記約数周波
数の前記コサイン波のディジタル表示値をその乗数信号
として受信し、第３積信号を発生する第３ディジタル乗
算器と、 前記遅延されたヒルベルト変換をその被乗数信号として
受信し、前記約数周波数の前記サイン波のディジタル表
示値をその乗数信号として受信し、第４積信号を発生す
る第４ディジタル乗算器と、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力として供給され
る第１加算信号を発生するために前記第３及び第４積信
号を付加して組み合わせる第１ディジタル加算器とより
なることを特徴とする請求項９記載の無線受信機。 - 【請求項１１】 前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力に応答して前記記号位相補正を発生する記号同期化回
路をさらに備えており、前記記号同期化回路は、 前記レートでクロックされ、前記全帯域ディジタル同相
同期検出出力に対する平均２乗誤差傾斜検出応答を供給
する第４ディジタルフィルタと、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力に応答して、量
子器出力信号として前記記号コードで前記信号レベルの
うちの一番近接した一つを発生する量子器と、 量子器出力信号のサンプルを発生する前記全帯域ディジ
タル同相同期検出出力に誤差を補正するように要求する
第２差信号を供給する第２ディジタル減算器と、 記号タイミング誤差を発生するために、前記平均２乗誤
差傾斜検出応答の対応するサンプルに前記第２差信号の
サンプルを乗算して積信号を発生する手段と、 積分された記号タイミング誤差信号を発生するために、
所定の時間間隔に亘って前記記号タイミング誤差を積分
する手段とから構成され、 読出専用メモリのアドレシングを発生する前記手段は、
前記積分された記号タイミング誤差信号に応答し、前記
アドレス計数に前記記号位相補正を加える手段とをさら
に備えたことを特徴とする請求項１０記載の無線受信
機。 - 【請求項１２】 前記約数周波数を有する前記同相搬送
波のディジタル表示値に応じて、前記ディジタル化され
た最後の中間周波数信号に含まれている前記パイロット
搬送波成分を同期的に検出し、ＤＣディジタル同相同期
検出結果を発生する手段と、 前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に応答して前記量
子器の動作を制御する手段とをさらに備えたことを特徴
とする請求項１１記載の無線受信機。 - 【請求項１３】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する前記手段は、全帯域ディジタル同相同期検出出力
を受信したとき、前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力から前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に相当する
信号を得る低域通過第５ディジタルフィルタを備えたこ
とを特徴とする請求項１２記載の無線受信機。 - 【請求項１４】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する前記手段は、前記第１ディジタル遅延線、前記第
１ディジタルフィルタ、前記第２ディジタルフィルタ及
び前記第３ディジタルフィルタに加えて、 前記第２ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第５
積信号を発生する第５ディジタル乗算器と、 前記第３ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第
６積信号を発生する第６ディジタル乗算器と、 第５及び第６積信号を付加して組み合わせ前記ＤＣディ
ジタル同相同期検出結果として第２加算信号を発生する
第２ディジタル加算器とをさらに備えたことを特徴とす
る請求項１２記載の無線受信機。 - 【請求項１５】 前記読出専用メモリのアドレシングに
応答して前記読出専用メモリが前記約数周波数のサイン
波とコサイン波のディジタル表示値を発生し、前記ディ
ジタル直角同期検出出力を発生する前記手段は、 前記アナログディジタル変換器から前記ディジタル化さ
れた最後の中間周波数信号を受信し、搬送周波数を中心
とする前記ディジタル化された最後の中間周波数信号の
部分に対する周波数選択応答を前記第１ディジタルフィ
ルタ用の遅延時間以後に供給する有限インパルス応答の
狭帯域の第１ディジタルフィルタと、 前記第１ディジタルフィルタの前記周波数選択応答に応
答し、該第２ディジタルフィルタの遅延時間だけ遅延さ
れて、前記第１ディジタルフィルタの前記周波数選択応
答に対するヒルベルト変換応答を発生する有限パルス応
答の第２ディジタルフィルタと、 前記第２ディジタルフィルタの遅延時間に等しい遅延時
間だけ前記第１ディジタルフィルタの前記周波数選択応
答を遅延し、これにより第１ディジタル遅延線応答を発
生する第１ディジタル遅延線と、 前記第２ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第
１積信号を発生する第１ディジタル乗算器と、 前記第１ディジタル遅延線の応答をその被乗数信号とし
て受信し、前記約数周波数の前記サイン波のディジタル
表示値をその乗数信号として受信し、第２積信号を発生
する第２ディジタル乗算器と、 前記ディジタル直角同期検出出力として供給される第１
差信号を発生するために前記第１及び第２積信号を差動
的に組み合わせる第１ディジタル減算器とよりなること
を特徴とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項１６】 全帯域ディジタル同相同期検出出力を
発生する前記手段は、前記第１ディジタルフィルタの遅
延時間に等しい遅延時間だけ前記ディジタル化された最
後の中間周波数信号を遅延させ、それにより遅延されデ
ィジタル化された最後の中間周波数信号を発生する第２
ディジタル遅延線と、 前記遅延されディジタル化された最後の中間周波数信号
に応答し、該第３ディジタルフィルタの遅延時間だけ更
に遅延されて、前記遅延されディジタル化された最後の
中間周波数信号に対するヒルベルト変換応答を発生する
有限インパルス応答の第３ディジタルフィルタと、 前記第３ディジタルフィルタの遅延時間に等しい付加遅
延時間だけ前記第２ディジタル遅延線からの前記遅延さ
れディジタル化された中間周波数信号をさらに遅延し、
それによりさらに遅延されたディジタル化された最後の
中間周波数信号を発生する第３ディジタル遅延線と、 前記第３ディジタル遅延線から前記さらに遅延されたデ
ィジタル化された最後の中間周波数信号をその被乗数信
号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン波のデ
ィジタル表示値をその乗数信号として受信し、第３積信
号を発生する第３ディジタル乗算器と、 前記第３ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第４
積信号を発生する第４ディジタル乗算器と、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力として供給され
る第１加算信号を発生する前記第３及び第４積信号を付
加して組み合わせる第１ディジタル加算器とよりなるこ
とを特徴とする請求項１５記載の無線受信機。 - 【請求項１７】 前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力に応答して、前記記号位相補正を発生する記号同期化
回路をさらに備えており、前記記号同期化回路は、 前記レートでクロックされ前記全帯域ディジタル同相同
期検出出力に対する平均２乗誤差傾斜検出応答を供給す
る第４ディジタルフィルタと、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力に応答して、量
子器出力信号として前記記号コードで前記信号レベルの
うちの一番近接した一つを発生する量子器と、 量子器出力信号のサンプルを発生する前記全帯域ディジ
タル同相同期検出出力に誤差を補正するように要求する
第２差信号を供給する第２ディジタル減算器と、 記号タイミング誤差を発生するために、前記平均２乗誤
差傾斜検出応答の対応するサンプルに前記第２差信号の
サンプルを乗算して積信号を発生する手段と、 積分された記号タイミング誤差信号を発生するために、
所定の時間間隔に亘って前記記号タイミング誤差を積分
する手段とから構成され、 読出専用メモリのアドレシングを発生する前記手段は、
前記積分された記号タイミング誤差信号に応答し、前記
アドレス計数に前記記号位相補正を加える手段をさらに
備えたことを特徴とする請求項１６記載の無線受信機。 - 【請求項１８】 前記約数周波数を有する前記同相搬送
波のディジタル表示値に応じて、前記ディジタル化され
た最後の中間周波数信号に含まれている前記パイロット
搬送波成分を同期的に検出し、ＤＣディジタル同相同期
検出結果を発生する手段と、 前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に応答して前記量
子器の作動を制御する手段とをさらに備えたことを特徴
とする請求項１７記載の無線受信機。 - 【請求項１９】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する前記手段は、全帯域ディジタル同相同期検出出力
を受信したとき、前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力から前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に相当する
信号を得る低域通過第５ディジタルフィルタを備えたこ
とを特徴とする請求項１８記載の無線受信機。 - 【請求項２０】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する前記手段は、前記第１ディジタルフィルタ、前記
第２ディジタルフィルタ及び前記第１ディジタル遅延線
に加えて、 前記第２ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第５
積信号を発生する第５ディジタル乗算器と、 前記第１ディジタル遅延線の応答をその被乗数信号とし
て受信し、前記約数周波数の前記コサイン波のディジタ
ル表示値を前記乗数信号として受信し、第６積信号を発
生する第６ディジタル乗算器と、 第５及び第６積信号を付加して組み合わせ前記ＤＣディ
ジタル同相同期検出結果として第２加算信号を発生する
第２ディジタル加算器とをさらに備えたことを特徴とす
る請求項１８記載の無線受信機。 - 【請求項２１】 前記読出専用メモリのアドレシングに
応答して前記読出専用メモリが前記約数周波数のサイン
波とコサイン波のディジタル表示値を発生し、前記ディ
ジタル直角同期検出出力を発生する前記手段は、 該第１ディジタルフィルタの遅延時間だけ遅延され、前
記ディジタル化された最後の中間周波数信号に対するヒ
ルベルト変換応答を発生する有限インパルス応答の第１
ディジタルフィルタと、 前記第１ディジタルフィルタの遅延時間に等しい遅延時
間だけ前記ディジタル化された最後の中間周波数信号を
遅延し、これにより遅延されディジタル化された最後の
中間周波数信号を発生するディジタル遅延線と、 前記第１ディジタルフィルタからの前記ヒルベルト変換
応答をその被乗数信号として受信し、前記約数周波数の
前記コサイン波のディジタル表示値をその乗数信号とし
て受信し、第１積信号を発生する第１ディジタル乗算器
と、 前記ディジタル遅延線からの前記遅延されディジタル化
された最後の中間周波数信号をその被乗数信号として受
信し、前記約数周波数の前記サイン波のディジタル表示
値をその乗数信号として受信し、第２積信号を発生する
第２ディジタル乗算器と、 前記ディジタル直角同期検出出力として供給される前記
第１及び第２積信号を差動的に組み合わせた第１差信号
を発生する第１ディジタル減算器とよりなることを特徴
とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項２２】 全帯域ディジタル同相同期検出出力を
発生する前記手段は、前記第１ディジタルフィルタ及び
前記ディジタル遅延線に加えて、 前記ディジタル遅延線からの前記遅延されたディジタル
化された最後の中間周波数信号をその被乗数信号として
受信し、前記約数周波数の前記コサイン波のディジタル
表示値をその乗数信号として受信し、第３積信号を発生
する第３ディジタル乗算器と、 前記第１ディジタルフィルタのヒルベルト変換応答をそ
の被乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイ
ン波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、
第４積信号を発生する第４ディジタル乗算器と、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力として供給され
る第３及び第４積信号を付加して組み合わせた加算信号
を発生するディジタル加算器とよりなることを特徴とす
る請求項２１記載の無線受信機。 - 【請求項２３】 前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力に応答して、前記記号位相補正を発生する記号同期化
回路をさらに備えており、前記記号同期化回路は、 前記レートでクロックされ、前記全帯域ディジタル同相
同期検出出力に対する平均２乗誤差傾斜検出応答を供給
する第２ディジタルフィルタと、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力に応答して、量
子器出力信号として前記記号コードで前記信号レベルの
うちの一番近接した一つを発生する量子器と、 量子器出力信号のサンプルを発生する前記全帯域ディジ
タル同相同期検出出力に誤差を補正するように要求する
第２差信号を供給する第２ディジタル減算器と、 記号タイミング誤差を発生するために、前記平均２乗誤
差傾斜検出応答の対応するサンプルに前記第２差信号の
サンプルを乗算して積信号を発生する手段と、 積分された記号タイミング誤差信号を発生するために、
所定の時間間隔に亘って前記記号タイミング誤差を積分
する手段とから構成され、 読出専用メモリのアドレシングを発生する前記手段は、
前記積分された記号タイミング誤差信号に応答し、前記
アドレス計数に前記記号位相補正を加える手段をさらに
備えたことを特徴とする請求項２２記載の無線受信機。 - 【請求項２４】 前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力からＤＣディジタル同相同期検出結果に相当する信号
を得る低域通過第３ディジタルフィルタと、 前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に応答して前記量
子器の動作を制御する手段とをさらに備えたことを特徴
とする請求項２３記載の無線受信機。 - 【請求項２５】 前記読出専用メモリのアドレシングに
応答して前記読出専用メモリが前記約数周波数のサイン
波とコサイン波のディジタル表示値と、前記約数周波数
の前記コサイン波から所定の角度だけ位相の進んだ前記
約数周波数の波のディジタル表示値と、前記約数周波数
の前記サイン波から所定の角度だけ位相の進んだ前記約
数周波数の波のディジタル表示値とを発生し、前記ディ
ジタル直角同期検出出力を発生する前記手段は、 該第１ディジタルフィルタの遅延時間だけ遅延され、前
記ディジタル化された最後の中間周波数信号に対するヒ
ルベルト変換応答を発生する有限インパルス応答の第１
ディジタルフィルタと、 前記第１ディジタルフィルタの遅延時間に等しい遅延時
間だけ前記ディジタル化された最後の中間周波数信号を
遅延し、これにより遅延されディジタル化された最後の
中間周波数信号を発生するディジタル遅延線と、 前記ディジタル化された最後の中間周波数信号に含まれ
るパイロット搬送周波数を中心として同一の応答機能を
夫々有する、有限インパルス応答の狭帯域のディジタル
フィルタであって、前記第１ディジタルフィルタの後に
縦続接続され、前記第１ディジタルフィルタの前記ヒル
ベルト変換応答に対する周波数選択応答を行う第２ディ
ジタルフィルタと、前記ディジタル遅延線の後に縦続接
続され、前記遅延されディジタル化された最後の中間周
波数信号に対する周波数選択応答を行う第３ディジタル
フィルタと、 前記第２ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第
１積信号を発生する第１ディジタル乗算器と、 前記第３ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第２
積信号を発生する第２ディジタル乗算器と、 前記ディジタル直角同期検出出力として供給される第１
差信号を発生するために前記第１及び第２積信号を差動
的に組み合わせる第１ディジタル減算器とよりなること
を特徴とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項２６】 全帯域ディジタル同相同期検出出力を
発生する前記手段は、前記第１ディジタルフィルタ及び
前記ディジタル遅延線に加えて、 前記ディジタル遅延線からの前記遅延されディジタル化
された最後の中間周波数信号をその被乗数信号として受
信し、前記約数周波数のコサイン波からの位相が進んだ
前記約数周波数の前記波のディジタル表示値をその乗数
信号として受信し、第３積信号を発生する第３ディジタ
ル乗算器と、 前記第１ディジタルフィルタからのヒルベルト変換応答
をその被乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記
サイン波からの位相が進んだ前記約数周波数の前記波の
ディジタル表示値を前記乗数信号として受信し、第４積
信号を発生する第４ディジタル乗算器と、 第３及び第４積信号を付加して組み合わせ、前記全帯域
ディジタル同相同期検出出力として供給される第１加算
信号を発生する第１ディジタル加算器とをさらに備えた
ことを特徴とする請求項２５記載の無線受信機。 - 【請求項２７】 前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力に応答して、前記記号位相補正を発生する記号同期化
回路をさらに備えており、前記記号同期化回路は、 前記レートでクロックされ、前記全帯域ディジタル同相
同期検出出力に平均２乗誤差傾斜検出応答を供給する第
４ディジタルフィルタと、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力に応答して、量
子器出力信号として前記記号コードで前記信号レベルの
うちの一番近接した一つを発生する量子器と、 量子器出力信号のサンプルを発生する前記全帯域ディジ
タル同相同期検出出力に誤差を補正するように要求する
第２差信号を供給する第２ディジタル減算器と、 記号タイミング誤差を発生するために、前記平均２乗誤
差傾斜検出応答の対応するサンプルに前記第２差信号の
サンプルを乗算して積信号を発生する手段と、 積分された記号タイミング誤差信号を発生するために、
所定の時間間隔に亘って前記記号タイミング誤差を積分
する手段とから構成され、 読出専用メモリのアドレシングを発生する前記手段は、
前記積分された記号タイミング誤差信号に応答し、前記
アドレス計数に前記記号位相補正を加える手段をさらに
備えたことを特徴とする請求項２６記載の無線受信機。 - 【請求項２８】 前記約数周波数を有する前記同相搬送
波のディジタル表示値に応じて、前記ディジタル化され
た最後の中間周波数信号に含まれている前記パイロット
搬送波成分を同期的に検出し、ＤＣディジタル同相同期
検出結果を発生する手段と、 前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に応答して前記量
子器の作動を制御する手段とをさらに備えたことを特徴
とする請求項２７記載の無線受信機。 - 【請求項２９】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する前記手段は、全帯域ディジタル同相同期検出出力
を受信したとき、前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力から前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に相当する
信号を得る低域通過第５ディジタルフィルタを備えたこ
とを特徴とする請求項２８記載の無線受信機。 - 【請求項３０】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する手段は、前記第１ディジタルフィルタ、前記第２
ディジタルフィルタ、前記第３ディジタルフィルタ及び
前記ディジタル遅延線に加えて、 前記第２ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第５
積信号を発生する第５ディジタル乗算器と、 前記第３ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第
６積信号を発生する第６ディジタル乗算器と、 第５及び第６積信号を付加して組み合わせ前記ＤＣディ
ジタル同相同期検出結果として第２加算信号を発生する
第２ディジタル加算器とをさらに備えたことを特徴とす
る請求項２８記載の無線受信機。 - 【請求項３１】 前記読出専用メモリのアドレシングに
応答して前記読出専用メモリが前記約数周波数のサイン
波とコサイン波のディジタル表示値を発生し、前記ディ
ジタル直角同期検出出力を発生する前記手段は、 前記最後の中間周波数帯域を通じて周波数に第１及び第
２全域通過応答をそれぞれ発生し、前記第１及び第２全
域通過応答は実際に前記最後の中間周波数帯域に亘る線
形位相応答であり、実際に前記最後の中間周波数帯域内
にそれぞれの周波数で互いに実質上π／２ラジアンオフ
セットを示す第１及び第２のディジタルフィルタと、 前記ディジタル化された最後の中間周波数信号をそれぞ
れに対する共有された入力信号として前記第１及び第２
ディジタルフィルタに印加する手段と、 前記最後の中間周波数信号の搬送周波数を中心として同
一の応答機能を有するそれぞれ類似した遅延時間を示す
有限インパルス応答の狭帯域のディジタルフィルタであ
って、前記第１ディジタルフィルタの後に縦続接続さ
れ、前記第１ディジタルフィルタの全域通過応答に対す
る周波数選択応答を行う第３ディジタルフィルタと、前
記第２ディジタルフィルタの後に縦続接続され、前記第
２ディジタルフィルタの全域通過応答に対する周波数選
択応答を行う第４ディジタルフィルタと、 前記第３ディジタルフィルタの周波数選択応答を被乗数
信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン波の
ディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第１積
信号を発生する第１ディジタル乗算器と、 前記第４ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第２
積信号を発生する第２ディジタル乗算器と、 前記第１及び第２積信号を差動的に組み合わせ、前記デ
ィジタル直角同期検出出力として供給される第１差信号
を発生する第１ディジタル減算器とを備えることを特徴
とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項３２】 全帯域ディジタル同相同期検出出力を
発生する前記手段は、前記第１及び第２ディジタルフィ
ルタ、及び前記ディジタル化された中間周波数信号をそ
れぞれに共有される入力信号として前記第１及び第２デ
ィジタルフィルタに印加する前記手段に加えて、 前記第１ディジタルフィルタの全域通過応答に応答し、
前記第３ディジタルフィルタの遅延時間に等しい遅延時
間の後に前記第１ディジタルフィルタの全域通過応答を
再生する第１ディジタル遅延線と、 前記第２ディジタルフィルタの全域通過応答に応答し、
前記第４ディジタルフィルタの遅延時間に等しい遅延時
間の後に前記第２ディジタルフィルタの全域通過応答を
再生する第２ディジタル遅延線と、 前記第１ディジタル遅延線応答をその被乗数信号として
受信し、前記約数周波数の前記サイン波のディジタル表
示値をその乗数信号として受信し、第３積信号を発生す
る第３ディジタル乗算器と、 前記第２ディジタル遅延線応答をその被乗数信号として
受信し、前記約数周波数の前記コサイン波のディジタル
表示値をその乗数信号として受信し、第４積信号を発生
する第４ディジタル乗算器と、 前記第３及び第４積信号を付加して組み合わせ前記全帯
域ディジタル同相同期検出出力として第１加算信号を発
生する第１ディジタル加算器とをさらに備えたことを特
徴とする請求項３１記載の無線受信機。 - 【請求項３３】 前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力に応答して、前記記号位相補正を発生する記号同期化
回路をさらに備えており、前記記号同期化回路は、 前記レートでクロックされ、前記全帯域ディジタル同相
同期検出出力に対する平均２乗誤差傾斜検出応答を供給
する第４ディジタルフィルタと、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力に応答して、量
子器出力信号として前記記号コードで前記信号レベルの
うちの一番近接した一つを発生する量子器と、 量子器出力信号のサンプルを発生する前記全帯域ディジ
タル同相同期検出出力に誤差を補正するように要求する
第２差信号を供給する第２ディジタル減算器と、 記号タイミング誤差を発生するために、前記平均２乗誤
差傾斜検出応答の対応するサンプルに前記第２差信号の
サンプルを乗算して積信号を発生する手段と、 積分された記号タイミング誤差信号を発生するために、
所定の時間間隔に亘って前記記号タイミング誤差を積分
する手段とから構成され、 読出専用メモリのアドレシングを発生する前記手段は、
前記積分された記号タイミング誤差信号に応答し、前記
アドレス計数に前記記号位相補正を加える手段をさらに
備えたことを特徴とする請求項３２記載の無線受信機。 - 【請求項３４】 前記約数周波数を有する前記同相搬送
波のディジタル表示値に応じて、前記ディジタル化され
た最後の中間周波数信号に含まれている前記パイロット
搬送波成分を同期的に検出し、ＤＣディジタル同相同期
検出結果を発生する手段と、 前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に応答して前記量
子器の動作を制御する手段とをさらに備えたことを特徴
とする請求項３３記載の無線受信機。 - 【請求項３５】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する前記手段は、全帯域ディジタル同相同期検出出力
を受信したとき、前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力から前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に相当する
信号を得る低域通過第５ディジタルフィルタを備えたこ
とを特徴とする請求項３４記載の無線受信機。 - 【請求項３６】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する手段は、前記第１ディジタルフィルタ、前記第２
ディジタルフィルタ、第３ディジタルフィルタ及び第４
ディジタルフィルタに加えて、 前記第３ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第５
積信号を発生する第５ディジタル乗算器と、 前記第４ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値を前記乗数信号として受信し、第
６積信号を発生する第６ディジタル乗算器と、 第５及び第６積信号を付加して組み合わせ前記ＤＣディ
ジタル同相同期検出結果として第２加算信号を発生する
第２ディジタル加算器とをさらに備えたことを特徴とす
る請求項３４記載の無線受信機。 - 【請求項３７】 前記読出専用メモリのアドレシングに
応答して前記読出専用メモリが前記約数周波数のサイン
波とコサイン波のディジタル表示値を発生し、前記ディ
ジタル直角同期検出出力を発生する前記手段は、 前記ディジタル化された最後の中間周波数信号を受信
し、その搬送周波数を中心としてディジタル化された中
間周波数信号の部分に対する周波数選択応答を前記第１
ディジタルフィルタ用の遅延時間の後に提供する有限イ
ンパルス応答、狭帯域、第１ディジタルフィルタと、 前記最後の中間周波数帯域を通じて周波数に第１及び第
２全域通過応答をそれぞれ発生し、前記第１及び第２全
域通過応答は実際に前記最後の中間周波数帯域に亘る線
形位相応答であり、実際に前記最後の中間周波数帯域内
にそれぞれの周波数で互いに実質上π／２ラジアンオフ
セットを示す第２及び第３ディジタルフィルタと、 前記第１ディジタルフィルタの周波数選択応答をそれぞ
れに対する共有された入力信号として前記第２及び第３
ディジタルフィルタに印加する手段と、 前記第２ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第
１積信号を発生する第１ディジタル乗算器と、 前記第３ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第２
積信号を発生する第２ディジタル乗算器と、 前記第１及び第２積信号を差動的に組み合わせ、前記デ
ィジタル直角同期検出出力として供給される第１差信号
を発生する第１ディジタル減算器とよりなることを特徴
とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項３８】 全帯域ディジタル同相同期検出出力を
発生する前記手段は、 前記第１ディジタルフィルタの遅延時間に等しい遅延時
間だけ前記ディジタル化された最後の中間周波数信号を
遅延し、これにより遅延されディジタル化された最後の
中間周波数信号を発生するディジタル遅延線と、 前記最後の中間周波数帯域に通じて周波数に第３及び第
４全域通過応答をそれぞれ発生し、前記第３及び第４全
域通過応答は実際に前記最後の中間周波数帯域に亘る線
形位相応答であり、実際に前記最後の中間周波数帯域内
にそれぞれの周波数で互いに実質上π／２ラジアンオフ
セットを示す第４及び第５ディジタルフィルタと、 前記遅延されディジタル化された最後の中間周波数信号
をそれぞれに共有された入力信号として前記第３及び第
４ディジタルフィルタに印加する手段と、 前記第４ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第
３積信号を発生する第３ディジタル乗算器と、 前記第５ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第４
積信号を発生する第４ディジタル乗算器と、 前記第３及び第４積信号を付加して組み合わせ、前記全
帯域ディジタル同相同期検出出力として供給される第１
加算信号を発生する第１ディジタル加算器とよりなるこ
とを特徴とする請求項３７記載の無線受信機。 - 【請求項３９】 前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力に応答して、前記記号位相補正を発生する記号同期化
回路をさらに備えており、前記記号同期化回路は、 前記レートでクロックされ、前記全帯域ディジタル同相
同期検出出力に対する平均２乗誤差傾斜検出応答を供給
する第６ディジタルフィルタと、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力に応答して、量
子器出力信号として前記記号コードで前記信号レベルの
うちの一番近接した一つを発生する量子器と、 量子器出力信号のサンプルを発生する前記全帯域ディジ
タル同相同期検出出力に誤差を補正するように要求する
第２差信号を供給する第２ディジタル減算器と、 記号タイミング誤差を発生するために、前記２乗誤差傾
斜検出応答の対応するサンプルに前記第２差信号のサン
プルを乗算して積信号を発生する手段と、 積分された記号タイミング誤差信号を発生するために、
所定の時間間隔に亘って前記記号タイミング誤差を積分
する手段とから構成され、 読出専用メモリのアドレシングを発生する前記手段は、
前記積分された記号タイミング誤差信号に応答し、前記
アドレス計数に前記記号位相補正を加える手段をさらに
備えたことを特徴とする請求項３８記載の無線受信機。 - 【請求項４０】 前記約数周波数を有する前記同相搬送
波のディジタル表示値に応じて、前記ディジタル化され
た最後の中間周波数信号に含まれている前記パイロット
搬送波成分を同期的に検出し、ＤＣディジタル同相同期
検出結果を発生する手段と、 前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に応答して前記量
子器の作動を制御する手段とをさらに備えたことを特徴
とする請求項３９記載の無線受信機。 - 【請求項４１】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する前記手段は、全帯域ディジタル同相同期検出出力
を受信したとき、前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力から前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に相当する
信号を得る低域通過第５ディジタルフィルタを備えたこ
とを特徴とする請求項４０記載の無線受信機。 - 【請求項４２】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する手段は、 前記第１ディジタルフィルタ、前記第２ディジタルフィ
ルタ及び前記第３ディジタルフィルタに加え、 前記第２ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第５
積信号を発生する第５ディジタル乗算器と、 前記第３ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第
６積信号を発生する第６ディジタル乗算器と、 第５及び第６積信号を付加して組み合わせ前記ＤＣディ
ジタル同相同期検出結果として第２加算信号を発生する
第２ディジタル加算器とをさらに備えたことを特徴とす
る請求項４０記載の無線受信機。 - 【請求項４３】 前記読出専用メモリのアドレシングに
応答して前記読出専用メモリが前記約数周波数のサイン
波とコサイン波のディジタル表示値を発生し、前記ディ
ジタル直角同期検出出力を発生する前記手段は、 前記最後の中間周波数帯域を通じて周波数に第１及び第
２全域通過応答をそれぞれ発生し、前記第１及び第２全
域通過応答は実際に前記最後の中間周波数帯域に亘る線
形位相応答であり、実際に前記最後の中間周波数帯域内
にそれぞれの周波数で互いに実質上π／２ラジアンオフ
セットを示す前記第１及び第２ディジタルフィルタと、 前記ディジタル化された最後の中間周波数信号をそれぞ
れに対する共有された入力信号として前記第１及び第２
ディジタルフィルタに印加する手段と、 前記第１ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第
１積信号を発生する第１ディジタル乗算器と、 前記第２ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第２
積信号を発生する第２ディジタル乗算器と、 前記第１及び第２積信号を差動的に組み合わせ、前記デ
ィジタル直角同期検出出力として供給される第１差信号
を発生する第１ディジタル減算器と、 前記ディジタル直角同期検出出力として供給される前記
第１差信号に対する低域通過応答を発生する第３ディジ
タルフィルタとよりなることを特徴とする請求項１記載
の無線受信機。 - 【請求項４４】 全帯域ディジタル同相同期検出出力を
発生する前記手段は、前記第１及び第２ディジタルフィ
ルタ、及び前記ディジタル化された中間周波数信号をそ
れぞれに共有される入力信号として前記第１及び第２デ
ィジタルフィルタに印加する前記手段に加えて、 前記第１ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第３
積信号を発生する第３ディジタル乗算器と、 前記第２ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第
４積信号を発生する第４ディジタル乗算器と、 前記第３及び第４積信号を付加して組み合わせ、前記全
帯域ディジタル同相同期検出出力として供給される加算
信号を発生するディジタル加算器とをさらに備えたこと
を特徴とする請求項４３記載の無線受信機。 - 【請求項４５】 前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力に応答し、前記記号位相補正を発生する記号同期化回
路をさらに備えており、前記記号同期化回路は、 前記レートでクロックされ前記全帯域ディジタル同相同
期検出出力に対する平均２乗誤差傾斜検出応答を供給す
る第３ディジタルフィルタと、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力に応答し、量子
器出力信号として前記記号コードで前記信号レベルのう
ちの一番近接した一つを発生する量子器と、 量子器出力信号のサンプルを発生する前記全帯域ディジ
タル同相同期検出出力に誤差を補正するように要求する
第２差信号を供給する第２ディジタル減算器と、 記号タイミング誤差を発生するために、前記平均２乗誤
差傾斜検出応答の対応するサンプルに前記第２差信号の
サンプルを乗算して積信号を発生する手段と、 積分された記号タイミング誤差信号を発生するために、
所定の時間間隔に亘って前記記号タイミング誤差を積分
する手段とから構成され、 読出専用メモリのアドレシングを発生する前記手段は、
前記積分された記号タイミング誤差信号に応答し、前記
アドレス計数に前記記号位相補正を加える手段をさらに
備えたことを特徴とする請求項４４記載の無線受信機。 - 【請求項４６】 前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力からＤＣディジタル同相同期検出結果に相当する信号
を得る低域通過第４ディジタルフィルタと、 前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に応答して前記量
子器の動作を制御する手段とをさらに備えたことを特徴
とする請求項４５記載の無線受信機。 - 【請求項４７】 前記読出専用メモリのアドレシングに
応答して前記読出専用メモリが前記約数周波数のサイン
波とコサイン波のディジタル表示値と、前記約数周波数
の前記コサイン波から所定の角度だけ位相が進んだ前記
約数周波数の波のディジタル表示値と、前記約数周波数
の前記サイン波から所定の角度だけ位相が進んだ前記約
数周波数の波のディジタル表示値とを発生し、前記ディ
ジタル直角位相同期検出出力を発生する手段は、 前記最後の中間周波数帯域を通じて周波数に第１及び第
２全域通過応答をそれぞれ発生し、前記第１及び第２全
域通過応答は実際に前記最後の中間周波数帯域に亘る線
形位相応答であり、実際に前記最後の中間周波数帯域内
にそれぞれの周波数で互いに実質上π／２ラジアンオフ
セットを示す第１及び第２ディジタルフィルタと、 前記ディジタル化された最後の中間周波数信号をそれぞ
れに対する共有された入力信号として前記第１及び第２
ディジタルフィルタに印加する手段と、 前記ディジタル化された最後の中間周波数信号に含まれ
るパイロット搬送周波数を中心として同一の応答機能を
夫々有する、有限インパルス応答の狭帯域のディジタル
フィルタであって、前記第１ディジタルフィルタの後に
縦続接続され、前記第１ディジタルフィルタの前記ヒル
ベルト変換応答に対する周波数選択応答を行う第３ディ
ジタルフィルタと、前記第２のディジタルフィルタの後
に縦続接続され、前記第２ディジタルフィルタのディジ
タル化された最後の中間周波数信号に対する周波数選択
応答を行う第４ディジタルフィルタと、 前記第３ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第
１積信号を発生する第１ディジタル乗算器と、 前記第４ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第２
積信号を発生する第２ディジタル乗算器と、 前記ディジタル直角同期検出出力として供給される第１
差信号を発生する前記第１及び第２積信号を差動的に組
み合わせる第１ディジタル減算器とよりなることを特徴
とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項４８】 全帯域通過ディジタル同相同期検出出
力を発生する前記手段は、 前記第１ディジタルフィルタと前記第２ディジタルフィ
ルタに加えて、前記第１ディジタルフィルタの周波数選
択応答をその被乗数信号として受信し、前記約数周波数
のサイン波からの位相が進んだ前記約数周波数の前記サ
イン波のディジタル表示値をその乗数信号として受信
し、第３積信号を発生する第３ディジタル乗算器と、 第２ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被乗数
信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン波か
らの位相が進んだ前記約数周波数の前記コサイン波のデ
ィジタル表示値をその乗数信号として受信し、第４積信
号を発生する第４ディジタル乗算器と、 第３及び第４積信号を付加して組み合わせ、前記全帯域
ディジタル同相同期検出出力として供給される第１加算
信号を発生する第１ディジタル加算器とをさらに備えた
ことを特徴とする請求項４７記載の無線受信機。 - 【請求項４９】 前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力に応答して、前記記号位相補正を発生する記号同期化
回路をさらに備えており、前記記号同期化回路は、 前記レートでクロックされ、前記全帯域ディジタル同相
同期検出出力に対する平均２乗誤差傾斜検出応答を供給
する第５ディジタルフィルタと、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力に応答して、量
子器出力信号として前記記号コードで前記信号レベルの
うちの一番近接した一つを発生する量子器と、 量子器出力信号のサンプルを発生する前記全帯域ディジ
タル同相同期検出出力に誤差を補正するように要求する
第２差信号を供給する第２ディジタル減算器と、 記号タイミング誤差を発生するために、前記平均２乗誤
差傾斜検出応答の対応するサンプルに前記第２差信号の
サンプルを乗算して積信号を発生する手段と、 積分された記号タイミング誤差信号を発生するために、
所定の時間間隔に亘って前記記号タイミング誤差を積分
する手段とから構成され、 読出専用メモリのアドレシングを発生する前記手段は、
前記積分された記号タイミング誤差信号に応答し、前記
アドレス計数に前記記号位相補正を加える手段をさらに
備えたことを特徴とする請求項４８記載の無線受信機。 - 【請求項５０】 前記約数周波数を有する前記同相搬送
波のディジタル表示値に応じて、前記ディジタル化され
た最後の中間周波数信号に含まれている前記パイロット
搬送波成分を同期的に検出し、ＤＣディジタル同相同期
検出結果を発生する手段と、 前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に応答して前記量
子器の作動を制御する手段とをさらに備えたことを特徴
とする請求項４９記載の無線受信機。 - 【請求項５１】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する前記手段は、全帯域ディジタル同相同期検出出力
を受信したとき、前記全帯域ディジタル同相同期検出出
力から前記ＤＣディジタル同相同期検出結果に相当する
信号を得る低域通過第５ディジタルフィルタを備えたこ
とを特徴とする請求項５０記載の無線受信機。 - 【請求項５２】 ＤＣディジタル同相同期検出結果を発
生する前記手段は、前記第１及び第２ディジタルフィル
タ、前記第３及び第４ディジタルフィルタに加えて、 前記第２ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記サイン波
のディジタル表示値をその乗数信号として受信し、第５
積信号を発生する第５ディジタル乗算器と、 前記第３ディジタルフィルタの周波数選択応答をその被
乗数信号として受信し、前記約数周波数の前記コサイン
波のディジタル表示値を前記乗数信号として受信し、第
６積信号を発生する第６ディジタル乗算器と、 第５及び第６積信号を付加して組み合わせ前記ＤＣディ
ジタル同相同期検出結果として第２加算信号を発生する
第２ディジタル加算器とをさらに備えたことを特徴とす
る請求項５０記載の無線受信機。 - 【請求項５３】 前記第２自動周波数位相制御信号を生
成する手段は、 前記全帯域ディジタル同相同期検出出力の選択された部
分を表示するディジタルサンプルを発生する第１帯域通
過ディジタルフィルタと、 前記第１ディジタル帯域通過フィルタによって発生され
る前記ディジタルサンプルを２乗して前記記号周波数の
２倍に等しい又は実質的に等しい周波数の第１積信号を
発生するディジタル乗算器手段と、 前記第１積信号の選択された部分を表示するディジタル
サンプルを発生する第２帯域通過ディジタルフィルタ
と、 前記第２帯域通過ディジタルフィルタによって発生され
る前記ディジタルサンプルによって表わされた前記記号
周波数の２倍に等しい又はこれと実質的に等しい周波数
に、前記反復パルスのレートをロックする手段よりなる
ことを特徴とする請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項５４】 前記サンプルクロック発生器は、 前記第２自動周波数位相制御信号を生成する手段と、 前記第２自動周波数位相制御信号によって決定される周
波数で発振を発生する制御発振器と、 前記発振に応答し、制御されたレートで供給される反復
パルスよりなる前記サンプルクロック信号を発生する手
段とによりなり、 前記ロックする手段は、 前記第２帯域通過ディジタルフィルタによって発生され
た前記ディジタルサンプルをアナログ信号に変換するデ
ィジタルアナログ変換器と、 前記制御発振器からの発振を前記ディジタルアナログ変
換器からの前記アナログ信号と比較し、前記第２自動周
波数位相制御信号を発生する周波数位相検出器とよりな
ることを特徴とする請求項５３記載の無線受信機。
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Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5572264A (en) * | 1994-02-14 | 1996-11-05 | Hitachi, Ltd. | High definition TV signal receiver |
| US6545728B1 (en) * | 1994-05-04 | 2003-04-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Digital television receivers that digitize final I-F signals resulting from triple-conversion |
| US6512555B1 (en) * | 1994-05-04 | 2003-01-28 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Radio receiver for vestigal-sideband amplitude-modulation digital television signals |
| US6278743B1 (en) * | 1996-11-12 | 2001-08-21 | Zenith Electronics Corporation | Non linear amplitude precorrection for HDTV transmitter |
| US6445425B1 (en) * | 1997-01-07 | 2002-09-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Automatic fine tuning of receiver for digital television signals |
| US5852476A (en) * | 1997-03-21 | 1998-12-22 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Using special NTSC receiver to detect when co-channel interfering NTSC signal accompanies a digital tv signal |
| KR100219636B1 (ko) * | 1997-03-25 | 1999-09-01 | 윤종용 | 레벨 변화를 일으키지 않는 ntsc 제거필터의 설계방법과 이를 채용한 수신기 |
| KR100413412B1 (ko) * | 1997-04-25 | 2004-04-14 | 엘지전자 주식회사 | 디지탈 잔류측파대(vsb) 복조장치 |
| KR100413413B1 (ko) * | 1997-05-02 | 2004-04-14 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 잔류측파대(vsb) 복조장치 |
| JP4149664B2 (ja) * | 1997-10-31 | 2008-09-10 | トムソン ライセンシング | 高精細度テレビジョン残留側波帯（ｖｓｂ）受信機 |
| US6496229B1 (en) * | 1998-04-02 | 2002-12-17 | Samsung Electronics Co., Ltd. | TV receiver using read-only memory shared during VSB and QAM reception for synchrodyning I-F signal to baseband |
| EP1804494A3 (en) * | 1998-09-17 | 2008-04-30 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Digital TV broadcast receiving apparatus, and transmitting and receiving system |
| US6426780B1 (en) * | 1998-10-14 | 2002-07-30 | Samsung Electronics Co., Ltd. | DTV receiver with low-band final I-F signal filtered for suppressing co-channel interfering NTSC audio carrier |
| US6519295B1 (en) * | 1999-01-15 | 2003-02-11 | Samsung Electronics Co., Ltd. | VSB DTV receiver with real-only digital synchrodyne to recover baseband symbol code |
| US6445752B1 (en) | 1999-02-12 | 2002-09-03 | Agere Systems Guardian Corp. | Apparatus and method for phase tracking in a demodulator |
| US6573948B1 (en) * | 1999-06-25 | 2003-06-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Equalizing intermediate-frequency signals before demodulating them in a digital television receiver |
| US6707861B1 (en) | 1999-10-26 | 2004-03-16 | Thomson Licensing S.A. | Demodulator for an HDTV receiver |
| US6298100B1 (en) | 1999-10-26 | 2001-10-02 | Thomson Licensing S.A. | Phase error estimation method for a demodulator in an HDTV receiver |
| KR100525002B1 (ko) * | 2004-01-19 | 2005-10-31 | 삼성전자주식회사 | 파일럿 신호가 왜곡된 채널 환경에서도 반송파를 복조하기위한 알고리즘 및 그 복조 장치 |
| JP4674103B2 (ja) * | 2005-03-15 | 2011-04-20 | 富士通セミコンダクター株式会社 | 受信装置及び受信信号の処理方法 |
| JP2006311353A (ja) * | 2005-04-28 | 2006-11-09 | Samsung Electronics Co Ltd | ダウンコンバータおよびアップコンバータ |
| WO2007053196A1 (en) | 2005-11-07 | 2007-05-10 | Thomson Licensing | A digital detector for atsc digital television signals |
| US20080309829A1 (en) * | 2007-06-14 | 2008-12-18 | Koninklijke Philips Electronics, N.V. | Frequency selective radio sensor and a method thereof |
| CN106628413B (zh) * | 2016-10-28 | 2022-12-20 | 宁波麦博韦尔移动电话有限公司 | 一种手机包装流水线的自动对码装置 |
| US10771076B1 (en) | 2019-03-27 | 2020-09-08 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Measuring device, calibration method and measuring method with jitter compensation |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4028626A (en) * | 1973-01-18 | 1977-06-07 | Hycom Incorporated | Digital data receiver with automatic timing recovery and control |
| US4475220A (en) * | 1982-01-19 | 1984-10-02 | Rca Corporation | Symbol synchronizer for MPSK signals |
| GB2176356A (en) * | 1985-06-12 | 1986-12-17 | Philips Electronic Associated | Method of, and demodulator for, digitally demodulating an ssb signal |
| GB2224410A (en) * | 1988-10-26 | 1990-05-02 | Marconi Gec Ltd | Video image magnification system |
| IT1230401B (it) * | 1989-06-15 | 1991-10-21 | Italtel Spa | Ricevitore a conversione diretta per segnali numerici e metodo per la demodulazione di tali segnali. |
| US5134634A (en) * | 1989-08-31 | 1992-07-28 | Nec Corporation | Multilevel quadrature amplitude demodulator capable of compensating for a quadrature phase deviation of a carrier signal pair |
| NL9002489A (nl) * | 1990-11-15 | 1992-06-01 | Philips Nv | Ontvanger. |
| MX173919B (es) * | 1991-05-27 | 1994-04-08 | Antonio Perez De La Garza | Proceso para la descontaminacion atmosferica |
-
1994
- 1994-05-23 US US08/247,753 patent/US5606579A/en not_active Expired - Lifetime
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