JP3660068B2 - 位相比較器 - Google Patents
位相比較器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3660068B2 JP3660068B2 JP24154796A JP24154796A JP3660068B2 JP 3660068 B2 JP3660068 B2 JP 3660068B2 JP 24154796 A JP24154796 A JP 24154796A JP 24154796 A JP24154796 A JP 24154796A JP 3660068 B2 JP3660068 B2 JP 3660068B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase error
- phase
- region
- symbol
- predicted
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
- H04L27/3827—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using only the demodulated baseband signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は位相比較器に関し、特に多相位相変調方式や直交振幅位相変調方式等の搬送波再生回路に用いられる位相比較器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、パーソナルコンピュータなどディジタル回路で構成された機器の普及に伴い、通信網を用いたディジタルデータのやり取りが盛んになっている。また、テレビ放送のような通信サービスにおいても限られている使用可能な周波数帯域の利用効率を高めるために、ディジタル通信技術によるサービスが実用化され始めている。これらのディジタル通信技術には直交振幅変調（以下ＱＡＭという。）がしばしば用いられる。ＱＡＭは、直交した２つの関数、例えばＳＩＮ関数とＣＯＳ関数を用いてディジタルデータを振幅、位相情報に変換して伝送させるものである。図３８は、同相・直交各信号に４値を与えた１６ＱＡＭのベクトル配置を示すグラフである。図３８で、Ｉ軸は同相成分である余弦波の振幅、Ｑ軸は直交成分である正弦波の振幅を表し、角度θは位相を表す。図中黒点で示される信号点（以下シンボルという。）は正弦波と余弦波の合成ベクトルを表し、１６ＱＡＭの場合、一定の間隔を持って送出される離散値信号である各シンボルは４ビットの情報を持つ。
【０００３】
図３６は、一般的な直交振幅変調波の搬送波再生回路（以下ＱＡＭ復調器という。）の構成を示すブロック図である。搬送波再生回路のデータ入力端子に入力される変調波ＩＮは既にアナログディジタル変換器を経てディジタル値になった変調波であり、以後の演算処理は全てディジタル回路により行われるものとする。
入力変調波ＩＮはまず、固定周波数の局部発振器から出力されたそれぞれ正弦波および余弦波の波形を持つ局部発振信号により乗算器１０，１１において検波され、２つの直交したＩ軸とＱ軸の成分に分離される。それぞれの検波出力は同一の周波数特性を持つ２つの低域通過フィルタ（以下ＬＰＦという。）１２，１３にそれぞれ入力され、スペクトル整形される。
【０００４】
これらＬＰＦ１２，１３はディジタルデータ伝送における符号間干渉防止に要求される伝達特性を形成するロールオフフィルタまたはルートロールオフフィルタであり、一般に送信側のフィルタ特性と組み合わせられたとき、シンボル間干渉を生じないレイズドコサイン特性が得られるように設計されている。
【０００５】
ＬＰＦ１２，１３の出力はデローテータ１４に入力される。デローテータ１４は複素乗算器であり、デローテータ１４は数値制御発振器（以下ＮＣＯという。）１５からそれぞれ正弦的および余弦的なデータ変換信号が入力され、入力された変調波ＩＮの位相ずれおよび周波数ずれを補正する役割を持つ。デローテータ１４は、例えば図４４に示すような構成を有している。図４４において、１２０はｃｏｓθと信号ｏｒｉとの掛け算を行う乗算器、１２１はｓｉｎθと信号ｏｒｑとの掛け算を行う乗算器、１２２はｃｏｓθと信号ｏｒｑとの掛け算を行う乗算器、１２３はｓｉｎθと信号ｏｒｉとの掛け算を行う乗算器、１２４は乗算器１２０の出力から乗算器１２１の出力を引く減算器、１２５は乗算器１２２の出力と乗算器１２３の出力の足し算を行う加算器である。
出力された信号ｉｄｄ，ｑｄｄの合成信号は、入力された信号ｏｒｉ，ｏｒｑの合成信号に対してθだけ回転している。
【０００６】
デローテータ１４の出力はシンボル情報をビット列に変換するデコーダ１６と位相比較器１７に入力される。位相比較器１７は後述のアルゴリズムにより、入力された各シンボル情報について理想的なシンボルを予測し、理想的なシンボルと実受信シンボルとの位相誤差を検出する。検出された位相誤差はループフィルタ１８で平滑化され、ＮＣＯ１５の周波数制御端子に入力される。ＮＣＯ１５は入力されたディジタル信号に比例する周波数を持つ信号を生成するとともに、データ変換機能を備えており、ＮＣＯ１５は正弦的な信号および余弦的な信号をディジタル信号として出力する回路である。ＮＣＯ１５から出力される正弦的および余弦的な出力は、入力された変調波ＩＮの位相ずれおよび周波数ずれを補正するための情報としてデローテータ１４に供給される。デローテータ１４の出力から残留する周波数誤差、位相誤差がなくなった時点でシンボル情報をビット列に変換するデコーダの出力は、送信されたディジタルデータと同一のデータとなり、完全に復調される。
【０００７】
次に従来の位相比較器について説明する。図３７は従来の位相比較器の構成を示すブロック図である。図３９に１６ＱＡＭの場合の位相誤差判定としきい値との関係を示す。しきい値は、図３９において隣接するシンボル間から等しい距離にある線上の値をしきい値とし、各シンボルを中心としてしきい値で囲まれた領域を各シンボルの判別領域とする。図３９の点線がしきい値を結んだ線であり、斜線の領域が正しいシンボルＣＳの判別領域である。図３９の場合、実受信シンボルＧＳが正しいシンボルＣＳの領域外になるため、誤ったシンボルＷＳとの位相誤差（θ１−θ２）が求められる。
【０００８】
領域判定回路２０は、入力された周波数誤差、位相誤差を含むシンボル情報がどの領域に存在するかを判定する。
図４０は位相誤差を説明するためのグラフである。グラフには４ＱＡＭのシンボルが記載されている。図４０において、Ｓ１〜Ｓ４が理想的なシンボル、Ｎ１，Ｎ２は続いた実受信シンボルである。位相誤差の場合、実受信シンボルＮ１と理想的なシンボルＳ１との位相差θ１は、シンボルＮ１に続く実受信シンボルＮ２とシンボルＳ４との位相差θ２とほぼ同じであると考えられる。
ところが、図４１に示すように、例えば、理想的なシンボルＳ１を示す信号が続けて入力された場合、周波数誤差が発生しているとすると、実受信シンボルＮ３〜Ｎ５と理想的なシンボルＳ１との位相差θ３〜θ５は次第に大きく、または小さくなる。この回転するシンボルの周波数ωは（θ４−θ３）／Ｔや（θ５−θ４）／Ｔと等しくなる。
続けて入力されるシンボルと位相誤差および周波数誤差の関係を表１に示す。表１から分かるように、周波数誤差か位相誤差かを判別するためには複数入力されるシンボルの位相差を比較する必要がある。
【０００９】
【表１】
【００１０】
領域が決定された後に座標（α，β）にある理想的なシンボルと座標（ｉ，ｑ）にある実受信シンボルとの位相差は、位相誤差計算回路２１によって計算される。位相差θはＩ軸を基準として理想的なシンボルまでの角度θ１と、同様にＩ軸を基準として実受信シンボルまでの角度θ２との差である。すなわち、次に示す数１で表される。
【００１１】
数１の右辺の値のアークタンジェントを求めれば所望の位相誤差θを求めることができる。
【００１２】
【数１】
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
このように従来の位相比較器は、正確に理想的なシンボルを推測するには、実受信シンボルがしきい値で囲まれた領域に入っている必要があり、図３９に示すように実受信シンボルが本来、送信側が意図したシンボルＣＳを含む領域から外れた場合においては、送信側の意図するシンボルＣＳとは異なるシンボルＷＳとの位相誤差を求めることになる。そのため、周波数誤差や位相誤差が大きな入力信号に対しては正確な位相誤差θを求めることができないという問題があった。さらに、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなど、シンボルの数が増えた場合においては、図４２や図４３に示すように、理想的なシンボルを含むしきい値領域はますます狭くなる。このようにしきい値領域が狭くなるに従って、判別できる位相差θが小さくなるため、対応できる周波数誤差や位相誤差の範囲がますます狭くなるという問題があった。
【００１４】
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、一つの理想的なシンボルと他のシンボルの間にしきい値領域を設定することなく、入力信号の振幅値より理想的なシンボルを推測し、入力信号の周波数誤差および位相誤差の検出精度をシンボルの数に関係なく良好に保つことを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係る位相比較器は、信号を伝送する搬送波のパワーまたは該搬送波の振幅から、該搬送波により伝送されてきた実受信シンボルが送信時にどの理想的なシンボルに対応していたかを推定する理想シンボル推定手段と、前記理想シンボル推定手段で送信時のものと推定される少なくとも一つの理想的なシンボル、および前記実受信シンボルから、少なくとも一つの予測位相誤差を求める予測位相検出手段と、前記予測位相検出手段が求めた少なくとも一つの予測位相誤差の中から実送信シンボルに対する位相誤差として出力すべき位相誤差を判定する位相誤差判定手段とを備え、前記位相誤差判定手段は、前記予測位相検出手段が出力する複数の予測位相誤差について互いに異なる時刻に求められた予測位相誤差を比較し、予測位相誤差同士の差のもっとも小さな予測位相誤差を位相誤差として出力することを特徴とする。
【００２５】
第２の発明に係る位相比較器は、第１の発明の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、前記理想的なシンボルの最小の位相間隔以下の分割になるように、π／４〜−π／４の間を分割して得た複数の領域に、複数の予測位相誤差を複数の異なる時刻に検出し、時刻毎に前記複数の予測位相誤差を前記複数の領域に振り分けて、前記複数の予測位相誤差の振り分けられた前後の時刻の各領域の状況を比較することにより位相誤差の判定を行うことを特徴とする。
【００２６】
第３の発明に係る位相比較器は、第２の発明の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、前記理想的なシンボルの個数が２５６個以下である場合に、π／４〜−π／４の間を１６等分して得た領域を前記複数の領域として用いていることを特徴とする。
【００２７】
第４の発明に係る位相比較器は、第２または第３の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、前記複数の領域にそれぞれ対応して設けられた複数のデコード手段を有し、前記複数の予測位相誤差を前記複数のデコード手段でデコードすることにより予測位相誤差が振り分けられた領域にフラグを立てて区別する領域合致判定手段をさらに備えて構成される。
【００２８】
第５の発明に係る位相比較器は、第４の発明の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、最も長い時間にわたってフラグが立っている領域を選択する多数決論理を用いて位相誤差の判定を行い、前記多数決論理では判定できないときに前の判定結果を出力することを特徴とする。
【００２９】
第６の発明に係る位相比較器は、第５の発明の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、近接する領域に立っているフラグの状況も含めて位相誤差の判定を行うことを特徴とする。
【００３０】
第７の発明に係る位相比較器は、第６の発明の位相比較において、前記位相誤差判定手段は、前後の時刻でフラグが立っている領域がないときに、隣接する領域のフラグの状況も含めて多数決論理を適用して位相誤差の判定を行うことを特徴とする。
【００３１】
第８の発明に係る位相比較器は、第６または第７の発明の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、近接する領域を考慮して判定を行う際に、最も大きな領域と最も小さな領域を隣接する領域として扱うか、離れた領域として扱うかを選択可能に構成されていることを特徴とする。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態１による位相比較器ついて図１を用いて説明する。図１は実施の形態１による位相比較器の構成を示すブロック図である。２５６ＱＡＭの場合を例に図１に従って説明する。
この位相比較器は、図３６の位相比較器１７に対応する。図１の位相比較器に与えられるデータＤＩ，ＤＱは、図３６のデローテータ１４の出力であり、実受信シンボルの座標（ｉ，ｑ）を表す。
【００３３】
演算ブロック１では、与えられたデータＤＩ，ＤＱからデータの搬送波のパワーまたは搬送波の振幅が求められる。位相誤差計算ブロック２は、演算ブロック１から出力された搬送波のパワーまたは振幅から位相誤差を計算するためのブロックである。位相誤差計算ブロック２は、実受信シンボルが送信時にどの理想的なシンボルに対応していたかを推定する理想シンボル推定ブロック２ａと、理想シンボル推定ブロック２ａで推定された複数の理想的なシンボルおよび、前記実受信シンボルから、複数の予測位相誤差としてｔａｎ（θ）を求める位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂを含んでいる。理想シンボル推定ブロック２ａは、演算ブロック１で求められたパワーまたは振幅から実送信シンボルに対応する理想的なシンボルの推定を行う。実送信シンボルは実際に送信されたシンボルであり、送信時の影響を受けていないので、ほぼ理想的なシンボルのいずれかと同じになる。すなわち、同じパワーまたは振幅を持つ可能性のある理想的なシンボルを無作為に抽出する。理想シンボル推定ブロック２ａからは、抽出された複数の理想的なシンボルを示す複数のシンボル信号４が出力される。位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂは、それぞれが理想的なシンボルを特定する複数のシンボル信号４から、データＤＩ，ＤＱで与えられる実受信シンボルとの予測位相誤差θで決まる複数のｔａｎ（θ）を計算してその値を予測位相誤差信号５として出力する。位相誤差判定回路３は、位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂが出力する複数の予測位相誤差信号５の中から最適な位相誤差の判定を行う。
【００３４】
搬送波のパワーまたは振幅によって予測位相誤差信号５を生成するので、周波数誤差や位相誤差が例えば−π／４＜θ＜π／４のように大きな入力信号に対しても予測位相誤差θを求めることができるようになる。
また、実受信シンボルとそれに近接する理想的なシンボルとの間の距離によって理想的なシンボルの抽出を行っていないため、理想的なシンボル数の増加に伴って位相誤差の検出範囲が狭くなることもない。
【００３５】
次に、演算ブロック１の構成について説明する。図２は、搬送波のパワー（ｉ2＋ｑ2）を計算する演算回路の構成を示すブロック図である。図２に示した演算回路おいて、乗算器３０はｎビットのデータＤＩが与える値同士を掛け合わせてデータＤＩが与える値を二乗する。また、乗算器３１はｎビットのデータＤＱが与える値同士を掛け合わせてデータＤＱが与える値を二乗する。そして、加算器３２は乗算器３０，３１の出力を足し合わせてｉ2＋ｑ2を出力する。
【００３６】
ここで用いられる乗算器３０，３１は二乗を計算するので、図３に示すように入力データＤＩで与えられるアドレスにそのデータＤＩが与える値の二乗ｉ2を格納した記憶装置を用いてもよく、またデータＤＱで与えられるアドレスにそのＤＱが与える値の二乗ｑ2を格納した記憶装置を用いてもよい。ここでは、乗算器３０，３１の代わりに入力値をアドレスとして使用し、出力値をメモリセルに格納したＲＯＭ３５，３６を用いている。
【００３７】
また、図４に示すようにシンボルの座標（ｉ，ｑ）を示すデータＤＩ，ＤＱをアドレスとして使用し、そのアドレスのメモリセルに直接にｉ2＋ｑ2を格納したＲＯＭ３８を用いて乗算器３０，３１および、加算器３２を使用することなく搬送波のパワーを求めてもよい。
なお、搬送波のパワー（ｉ2＋ｑ2）の代わりに図５に示すようにルートＲＯＭ３９によってパワー（ｉ2＋ｑ2）から搬送波の振幅、すなわち（ｉ2＋ｑ2）の根を求め、搬送波のパワーの代わりに搬送波の振幅を用いて理想的なシンボルを推定するための演算を行ってもよい。
このように記憶装置を用いて回路を構成すれば回路規模の大きな乗算器を使用することなく、入力信号のパワーまたは振幅の大きさを求めることができ、回路規模を削減することができる。
【００３８】
入力されたデータＤＩ，ＤＱで与えられる搬送波のパワーや振幅は、現実に送信された実送信シンボルの搬送波のパワーや振幅と一致しない場合がある。この場合には、データＤＩ，ＤＱで与えられる搬送波のパワーは、近接する理想的なシンボルを与える搬送波のパワーや振幅に近似することが必要になる。この場合には、位相誤差計算ブロック２の理想シンボル推定ブロック２ａの前に近接点判別回路を挿入する。この近接点判別回路について図６および図７を用いて説明する。パワー（ｉ2＋ｑ2）もしくは（ｉ2＋ｑ2）の根で与えられる振幅が、理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）のパワー（Ａ2＋Ｂ2）もしくは（Ａ2＋Ｂ2）の根と一致しない場合においては、図６に示すように近接する理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）のパワーまたは振幅を判別する近接点判定回路４０を図１の理想シンボル推定ブロック２ａの前に挿入し、必ず理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）を推測できるようにする。このようにすれば、判別不可能な領域をなくすことができ、効率の良い判別ができる。
【００３９】
入力された搬送波のパワー（ｉ2＋ｑ2）や振幅がどの程度であれば、どの理想的なシンボルの搬送波のパワーや振幅に近似するかを判断するため、予め理想的なシンボルの搬送波のパワーや振幅の値に応じて境界を定めておく。
【００４０】
例えば、図７に示すように、１６ＱＡＭの場合、第１象限にある４つの理想的なシンボルをそれぞれＫ，Ｌ，Ｍ，Ｎとすると、理想的なシンボルの搬送波のパワーまたは振幅は、シンボルＫによるパワーまたは振幅と、シンボルＬ，Ｎによるパワーまたは振幅と、シンボルＭによるパワーまたは振幅の３つの異なる値をとる。従って、２つの境界α，βによって近似すべき理想的なシンボルの領域を与えることができる。例えば、境界αは、シンボルＫとシンボルＬ，Ｎのパワーまたは振幅の中間に原点を中心とする円で設定され、境界βは、シンボルＬ，ＮとシンボルＭのパワーまたは振幅の中間に原点を中心とする円で設定される。
【００４１】
このような設定の下で、データＤＩ，ＤＱで与えられる実受信シンボルの近接点は、図８に示すような手順で判断される。データＤＩ，ＤＱが入力されて（ステップＳＴ１０）、入力された実受信シンボルの搬送波のパワーまたは振幅を計算する（ステップＳＴ１１）。ステップＳＴ１１で計算した実受信シンボルの搬送波のパワーまたは振幅がαより小さいか否かを判断する（ステップＳＴ１２）。もし、そのパワーまたは振幅がαより小さければ、ステップＳＴ１３に進み、術受信シンボルの近接点をシンボルＫとしてこの処理を終了する。
ステップＳＴ１２の判断の結果が否定的であれば、ステップＳＴ１４で判断を行い、実受信シンボルのパワーまたは振幅がαより大きくβより小さければ、ステップＳＴ１５に進み、実受信シンボルの近接点をシンボルＮ，Ｌとしてこの処理を終了する。
ステップＳＴ１４の判断の結果が否定的であれば、ステップＳＴ１６で判断を行い、実受信シンボルのパワーまたは振幅がβより大きければ、ステップＳＴ１７に進み、実受信シンボルの近接点をシンボルＭとしてこの処理を終了する。
もし、データＤＩ，ＤＱで与えられる実受信シンボルの搬送波のパワーまたは振幅が理想的なシンボルのそれと一致する場合には、図８に示した処理は行わない。
【００４２】
次に、位相誤差計算ブロック２について説明する。図９は、位相誤差計算ブロック２の構成の一例を示すブロック図である。図９において、５０は実受信シンボルの搬送波のパワーまたは振幅を用いて理想的なシンボルの座標を出力する理想シンボル推定ＲＯＭ、５１は理想シンボル推定ＲＯＭ５０が出力した複数の理想的なシンボルと実受信シンボルとの位相誤差を計算するｔａｎ（θ）計算部、５２はｔａｎ（θ）計算部５１が出力した複数のｔａｎ（θ）の値の絶対値が１より大きいか小さいかを判断する比較部、５３はｔａｎ（θ）計算部５１の出力の逆数を生成する逆数生成部、５４は逆数生成部５３の出力に−１を掛ける乗算器、５５は比較部５２の出力に応じて乗算器５４とｔａｎ（θ）計算部５１の出力の一方を選択的に出力するセレクタである。
理想シンボル推定ブロック２ａは、理想シンボル推定ＲＯＭ５０で構成されている。また、位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂは、ｔａｎ（θ）計算部５１と比較部５２と逆数生成部５３と乗算器５４とセレクタ５５で構成されている。
【００４３】
実受信シンボルのパワー（ｉ2＋ｑ2）を理想シンボル推定ＲＯＭ５０に入力する。理想シンボル推定ＲＯＭ５０はパワー（ｉ2＋ｑ2）をアドレスとして理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）の絶対値を出力する。この理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）の絶対値を用いて位相誤差ｔａｎ（θ）を計算する。その後、それぞれについて絶対値を求める。もし、ｔａｎ（θ）＞１ならば、ｔａｎ（θ）の逆数を求め−１倍して出力する。
【００４４】
図１０に示すように、全ての可能性のある位相誤差ｔａｎ（θ）をそれぞれ並行して計算する。例えば、位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂ１〜２ｂ４は、それぞれ異なる（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）を理想シンボル推定ＲＯＭ２ａから与えられ、それぞれ与えられた（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）について計算を行う。ただし、（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）の種類が１種類や２種類しかない場合があり、それらの場合には、例えば、検出部７０で（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）の種類を検出して位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂ１〜２ｂ４の出力の種類を示す信号ＣＳを出力する。
【００４５】
次に、図９に示した位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂにおけるｔａｎ（θ）の計算について説明する。
（ｉ2＋ｑ2）が等しい理想的なシンボルは、座標上で（ｉ2＋ｑ2）の根を半径として原点を中心とした円上に分布する。
【００４６】
図１３は、２５６ＱＡＭの場合のシンボルの配置状態を示す図である。図１３には（ｉ2＋ｑ2）の根が描く軌跡が示されている。
図１３に示すように、この円周上には、多くの場合、シンボルが８点存在する。すなわち、パワー（ｉ2＋ｑ2）もしくは（ｉ2＋ｑ2）の根を用いれば、実受信シンボル（ｉ，ｑ）に対して送信されたと考えられる理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）が８点推測されることになる。
この８点のシンボルの座標は、（Ａ，Ｂ），（Ｂ，Ａ），（−Ａ，Ｂ），（−Ｂ，Ａ），（Ａ，−Ｂ），（Ｂ，−Ａ），（−Ａ，−Ｂ），（−Ｂ，−Ａ）である。
実際の回路設計においては、この判別回路は図９に示す理想シンボル推定ＲＯＭ２ａの中のデータに含まれる。そして、数１に従って、理想的なシンボルと受信シンボルの位相誤差ｔａｎ（θ）を求める。
【００４７】
【数２】
【００４８】
すなわち、位相誤差ｔａｎ（θ）はｔａｎ（θα），ｔａｎ（θβ），−１／ｔａｎ（θα），−１／ｔａｎ（θβ）の４値しか存在しないことが分かる。
ここで、−１≦ｔａｎ（θ）＜１すなわち、実受信シンボルＸを基準に−π／４≦θ＜π／４に制限すると、ｔａｎ（θα）と−１／ｔａｎ（θα）の一方、およびｔａｎ（θβ）と−１／ｔａｎ（θβ）の一方は値域外となって位相誤差は２値に特定できる。
【００４９】
上記の例に当てはまらない場合について図１４を用いて説明する。図１４は、説明を簡略化するため、２５６ＱＡＭシンボル配置図のうち、第１象限のみを表したものである。
【００５０】
実受信シンボルＸの座標が、理想的なシンボルの座標（Ａ，Ｂ）と原点からの距離が同じで、Ａ＝ＢもしくはＡ＝−Ｂの条件を満たすときには、４つのシンボルが推測される場合がある。この時、ｔａｎ（θα）＝ｔａｎ（θβ）となり、位相誤差ｔａｎ（θ）は一意に決定される。図１４においては例えば点Ｐ１が該当する。
【００５１】
次に、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭにおいて、実受信シンボルＸの座標が（ｉ，ｑ）で、ｉ2＋ｑ2＝５０となる場合は、理想シンボル点推定ＲＯＭ５０によって、座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（１，７），（７，１），（５，５）の１２個の理想的なシンボルが推測される。
【００５２】
座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（１，７），（７，１）からは上記一般的な場合と同様に位相誤差ｔａｎ（θ）はｔａｎ（θα），ｔａｎ（θβ），−１／ｔａｎ（θα），−１／ｔａｎ（θβ）の４値が求められ、−１≦ｔａｎ（θ）＜１すなわち、実受信シンボルＸの座標を基準に−π／４≦θ＜π／４に制限すると、ｔａｎ（θα）と−１／ｔａｎ（θα）の一方、およびｔａｎ（θβ）と−１／ｔａｎ（θβ）の一方は値域外となって予測位相誤差は２値に特定できる。
【００５３】
さらに座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（５，５）を与えるシンボルに対しては、実受信シンボルＸとの誤差がｔａｎ（θα）＝ｔａｎ（θβ）となり、位相誤差ｔａｎ（θ）は一意に決定される。すなわち、位相誤差ｔａｎ（θ）は３値に特定できる。図１４においては同心円Ｃ１上に存在する点Ｐ２〜Ｐ４が該当する。
【００５４】
次に、２５６ＱＡＭにおいて、実受信シンボルの座標が（ｉ，ｑ）で、ｉ2＋ｑ2＝１７０となる場合は、理想シンボル点推定ＲＯＭ５０によって、座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（１，１３），（１３，１），（７，１１），（１１，７）の１６個の理想的なシンボルが推測される。
【００５５】
座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（１，１３），（１３，１）の条件を満たすシンボルの位相誤差ｔａｎ（θ）は、ｔａｎ（θα），ｔａｎ（θβ），−１／ｔａｎ（θα），−１／ｔａｎ（θβ）の４つの値が求められる。
位相誤差を求める範囲を、−１≦ｔａｎ（θ）＜１すなわち、実受信シンボルＸの座標を基準に−π／４≦θ＜π／４に制限すると、ｔａｎ（θα）と−１／ｔａｎ（θα）の一方、およびｔａｎ（θβ）と−１／ｔａｎ（θβ）の一方は値域外となって予測位相誤差は２つの値に限定される。
同様に座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（７，１１），（１１，７）から予測位相誤差は２つ求まる。従って、このときの予測位相誤差は合計４値に特定できる。図１４においては、同心円Ｃ２上に存在する点Ｐ５〜Ｐ８が該当する。
すなわち、この位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂからは、位相誤差ｔａｎ（θ）について最大４通りの候補を出力する。
【００５６】
なお、図９に示す位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの代わりに図１５に示すように理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）の絶対値を用いることなく、ｔａｎ（θ）＝（Ｂｉ−Ａｑ）／（Ａｉ＋Ｂｑ）とｔａｎ（θ）＝（Ｂｑ−Ａｉ）／（Ａｑ＋Ｂｉ）のそれぞれを計算し、計算結果がｔａｎ（θ）＞１ならば逆数を求め−１倍して出力するようにしてもよい。
【００５７】
図１５において、６０，６１は理想シンボル推定ＲＯＭ５０が出力した複数の理想的なシンボルと送信シンボルとの位相誤差を計算するｔａｎ（θ）計算部、６２，６３はそれぞれｔａｎ（θ）計算部６０、６１が出力した複数のｔａｎ（θ）の値の絶対値が１より大きいか小さいかを判断する比較部、６４，６５はそれぞれｔａｎ（θ）計算部６０，６１の出力の逆数を生成する逆数生成部、６６，６７はそれぞれ逆数生成部６４，６５の出力に−１を掛ける乗算器、６８、６９はそれぞれ比較部６２，６３の出力に応じて乗算器６６，６７とｔａｎ（θ）計算部６０，６１の出力の一方を選択的に出力するセレクタである。
ｔａｎ（θ）計算部６０は、（Ｂｉ−Ａｑ）／（Ａｉ＋Ｂｑ）を計算する。一方、ｔａｎ（θ）計算部６１は、（Ｂｑ−Ａｉ）／（Ａｑ＋Ｂｉ）を計算する。
【００５８】
また、図９に示す位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの代わりに図１６に示すように、数１の分子の項および分母の項を別々に計算することもできる。図１６の比較部５６は、分子分母のそれぞれの計算結果をＮＵおよびＤＥとするとき、両者の計算結果を比較して、ＮＵ＜ＤＥならば、ＮＵ／ＤＥを計算し、ＮＵ＞ＤＥならば−（ＤＥ／ＮＵ）の計算結果を出力するように構成してもよい。なお、図１６において、図９と同一符号のものは、図９の同一符号部分に相当する部分である。
【００５９】
さらに、図１０に示すような構成を用い、位相誤差ｔａｎ（θ）を可能性のあるもの全てについて並行して計算する代わりに、位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックのクロック速度を２倍または４倍にして複数の演算を多重して位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの回路規模を減らすこともできる。
【００６０】
クロック速度を２倍にした場合を図１１に、クロック速度を４倍にした場合を図１２に示す。図１１において、７２，７３は理想シンボル推定ＲＯＭ５０が出力する（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）の４値のうちの２つを多重化するマルチプレクサ、２ｂ５，２ｂ６はそれぞれマルチプレクサ７２，７３から順次出力される（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）の値から予測位相誤差を計算する位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック、７４，７５は位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂ５，２ｂ６から出力される予測位相誤差を示す信号を分離するデマルチプレクサである。
【００６１】
また、図１２において、７６は理想シンボル推定ＲＯＭ５０が出力する（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）の４値を多重化するマルチプレクサ、２ｂ７はマルチプレクサ７６から出力される（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）から位相誤差を計算する位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック、７７は位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂ７から順次出力される位相誤差を示す信号を分離するデマルチプレクサである。なお、図１１および図１２の回路は、図１０の検出部７０の後段に設けられる。このようにすれば、回路規模は、それぞれ１／２、１／４になる。
【００６２】
図１７は位相誤差判定回路３の構成の一例を示すブロック図である。図１７において、８０は予測位相誤差の正接φ１〜φ４がｔａｎ（−π／４）からｔａｎ（π／４）の間を分割した複数の領域のいずれに入るかを判定する領域判定回路、８１は領域判定回路８０の出力を１クロックの間保持するレジスタ、８２はレジスタ８１の出力と領域判定回路８０の出力を比較して予測位相誤差の正接φ１〜φ４の中から選択すべき位相誤差が属する領域を決定する領域決定回路、８３は領域決定回路８２が決定した位相誤差を選択するセレクタ、８４はセレクタ８３が出力した１クロック前の位相誤差φを保持するレジスタである。レジスタ８１，８４はここでは複数のＤフリップフロップで構成されている。
【００６３】
入力された最大４通りの予測位相誤差の正接φ１〜φ４は、まず、それぞれの存在領域を決定するための領域判定回路８０に入力される。
【００６４】
領域判定回路８０は、入力された予測位相誤差に対して存在領域を表す値を出力するものであり、領域判定回路８０は、ロジックによるデコード回路またはＲＯＭで構成され、この領域判定回路８０は、予測位相誤差を示す信号φ１〜φ４の上位４桁をデコードすることにより、または上位４桁をアドレスとしてＲＯＭからデータを読み出すことにより、１６に分割された領域のいずれかに当てはめることができる。
【００６５】
領域判定回路８０から出力された領域パターンを示す信号が領域決定回路８２に入力されるとともに、レジスタ８１にホールドされている１クロック分前の領域パターンを示す信号も入力される。領域決定回路８２により、予測位相誤差の正接φ１〜φ４が属する領域の中のどの領域に属する位相誤差を選択すべきかが決定され、領域決定回路８２はセレクタ８３にセレクト信号を出力する。
【００６６】
セレクタ８３の出力をそのまま位相誤差として使用してもよいが、さらに、セレクタ８３の後段にｔａｎ（θ）からθを求めるＲＯＭを設置してもよい。θを求めることなく、θの代わりにｔａｎ（θ）をそのまま位相誤差θとして使用してもよいのは、原点付近ではｔａｎ（θ）はθにほぼ等しく、θが大きくなってｔａｎ（θ）とθがずれても常にｔａｎ（θ）＞θとなって、誤差の値を大きく出力して早く誤差をなくす方向へ制御されるためである。参考のため、図１８にｔａｎ（θ）とθの関係をグラフで示す。
ここでは２５６ＱＡＭについて述べたが、２５６以下の多値数においても全く同様の手順で位相誤差を計算することができる。
【００６７】
次に予測した最大４通りの位相誤差から真の位相誤差を判定する必要がある。最大４通りの位相誤差を各クロック毎に比較し、図２０に示すように前後の時刻で最も近い角度にある位相誤差を出力結果とすれば、真の位相誤差を求めることができる。
【００６８】
次に、前後の時刻で最も近い角度にある位相誤差を検出するための領域決定回路における手順について説明する。予測された最大４通りのｔａｎ（θ）（以下φ１，φ２，φ３，φ４とする）を１６分割された存在領域に振り分ける。分割数は１６なので、φ１，φ２，φ３，φ４の値の上位４ビットが存在領域を示すことになる。
【００６９】
この状態を図２１に示す。１クロック前のφ’ｉの存在領域と比較して、重なった領域に存在するφｉの値が正しいφであると考える。例えば、図２１に示す存在領域Ｈにφ３とφ’２が重なっているとφ３が正しい値であるとする。常に１クロック前のφ’ｉと出力されたφｉが１つの存在領域で重なっているとは限らない。領域決定回路におけるそのような場合の処理の手順について図１９のフローチャートを用いて説明する。
【００７０】
図１９において、φｉは、現時刻の予測位相誤差の正接、φ´ｉは、１クロック前に予測された予測位相誤差の正接、φｍは、正しいと推定された位相誤差（実送信シンボルと推定された理想的なシンボルに対する位相誤差）の正接、φ´ｍは、１クロック前に正しいと推定された位相誤差の正接である。
【００７１】
まず、予測位相誤差の正接φｉの計算結果を入力する（ステップＳＴ２０）。次に、入力された予測位相誤差の正接φｉの個数Ｐを判断する（ステップＳＴ２１）。そして、予測位相誤差の正接φｉの個数Ｐが４より小さいときは、ステップＳＴ２２に進みディセーブル処理を行う。ここでディセーブル処理とは、予測位相誤差の正接φｉ（ｉ＞Ｐ）に関する処理を行わないようにすることである。次に、現時刻の予測位相誤差の正接φｉと１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉが重なる領域を抽出しその領域の数が一つか否かを判断する（ステップＳＴ２３）。もし、その重なる領域の数が一つであれば、ステップＳＴ２４に進み、その予測位相誤差の正接φｉを実送信シンボルに対する位相誤差φｍとして出力するようなセレクト信号を生成する。
【００７２】
ステップＳＴ２３において、現時刻の予測位相誤差の正接φｉと１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉが１つの領域で重ならない場合には、ステップＳＴ２５に進み、現時刻の予測位相誤差の正接φｉと１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉが２つ以上の領域で重なるか否かを判断する。もし、ステップＳＴ２５の判断結果が真ならば、１クロック前の位相誤差φ´ｍを現時刻の位相誤差φｍとして出力するようなセレクト信号を生成する。
ステップＳＴ２５の判断結果が偽ならば、現時刻の予測位相誤差の正接φｉと１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉが重なる領域がないということなので、ステップＳＴ２７に進み、現時刻の予測位相誤差の正接φｉと１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉが一つだけ隣り合う領域に存在する組合せが一組だけあるか否かを判断する。もし、ステップＳＴ２７の判断結果が真であれば、その予測位相誤差の正接φｉを位相誤差φｍとして出力するようなセレクト信号を生成して終了する。
ステップＳＴ２７の判断結果が偽ならば、１クロック前の位相誤差φ´ｍを現時刻の位相誤差φｍとして出力するようなセレクト信号を生成して終了する。
【００７３】
このようにして予測された複数の予測位相誤差から適切なｔａｎ（θ）を一意に特定することができる。このような条件を考慮した判定結果の一例を図２２に示す。図２２の最上段は、パターン１に対して１クロック前に予測された位相誤差の正接である。図２２において、斜線の入った領域が上記のような機能を持つ領域決定回路によって決定された領域であり、斜線の入った領域のないパターンは１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉを出力する。
実際の回路においては、予測位相誤差の正接φｉの上位４ビットによって存在領域を判別し、予測位相誤差の正接φｉが存在する領域に図２３に示すような１ビット信号”１”をフラグとして立てる。
【００７４】
図２７は領域判定回路の構成の一例を示すブロック図である。図２７において、９０1〜９０4はそれぞれ予測位相誤差の正接φ１〜φ４の領域を検出する検出部、９１1〜９１16は各検出部９０1〜９０4全てに設けられ所定の値と一致するか否かを判定することにより所定の領域との合致を判定する領域合致判定回路、９２1は検出部９０1〜９０4の領域合致判定回路９１1の出力の論理和を出力するためのＯＲゲート、９２2〜９２16は検出部９０1〜９０4の領域合致判定回路９１ 2 〜９１ 16 の出力の論理和を出力するためのＯＲゲートである。
４つの予測位相誤差の正接φ１〜φ４が計算結果として与えられるときは、全ての検出部９０1〜９０4のそれぞれの１６本の出力を領域毎に論理和をとることで、予測位相誤差の正接φ１〜φ４がそれぞれ属する領域にフラグを立てることができる。ところで、例えば、予測位相誤差の正接φ１，φ２だけしか与えれないときには、制御信号ＳＧにより検出部９０1〜９０4のうちの２つだけを活性化してＯＲゲート９２1〜９２16の出力に接続された１６本の信号線のうちの２つだけが「１」になるようにする。
これにより、ハードウエアでは４ビットの信号を扱う必要が無く、回路規模を削減できる。
【００７５】
図２８は、領域合致判定回路９１1〜９１16の構成の一例を示すブロック図である。図２８において、９４は４ビットの信号をデコードするためのデコード回路、９５はデコード回路９４のデコード結果に応じて電源電圧または接地電圧を出力するセレクタである。図２９にはａ〜ｄのビットのうちビットｄだけが「１」の時に「１」を出力するデコード回路が示されている。またデコード回路９４は制御信号ＳＧによって常に「０」を出力するように設定されている。図２９において、９６はビットａ〜ｃの否定論理和を出力するＮＯＲゲート、９７はＮＯＲゲート９６の出力とビットｄの論理積を出力するＡＮＤゲートである。
【００７６】
また、図２４に示すように予測位相誤差の正接φｉが存在しない領域にはディセーブル信号を立て、あらかじめ全ての存在領域を比較しなくてもよいように処理をしておく。このようにすれば、処理時間を短縮することができる。
【００７７】
一方、図２５に示すように、予測位相誤差の正接φｉが存在する領域の近接した領域にも重み付けをしたフラグを立てておくと、どの存在領域が最も真の値に近いかを容易に判別することができる。例えば、「１」に挟まれた領域が一つの時には、「０．８」を付与し、「１」に挟まれた領域が２つの時には「０．６」を付与し、「１」に挟まれた領域が３つの時にはその真ん中の領域に「０．４」を、それ以外の領域に「０．５」を付与し、「１」と「０」に挟まれた３つの領域には「１」に近い方から順に「０．４」、「０．２」、「０．１」を付与する。そして、１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉと現時刻の予測位相誤差の正接φｉの対応する領域の値を足し合わせて最も大きくなるところを位相誤差ｔａｎ（θ）の存在領域とする。また、このようにすれば、領域決定回路８２は、たとい１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉと現時刻の予測位相誤差の正接φｉに同時に「１」が立っている領域がなくても位相誤差の属する領域を「１」に近い領域に容易に決定することができる。
【００７８】
また、図１９のステップＳＴ２７において、入力信号の周波数誤差が大きく、ベクトル図上で入力信号が原点を中心にして回転している場合においては、図２６に示すように最も離れた領域ＡとＰを近接した領域として扱うことにより、入力信号の回転に対応でき、高速に周波数誤差を判別することができる。
【００７９】
この場合、同じ装置を用いても、位相誤差と周波数誤差は、例えば、分析する時間帯を分けることにより、分析することが可能になる。まず、離れた領域ＡとＰを近接した領域として扱わずに、所定の時間分の予測位相誤差の正接φｉの複数パターンを用い、位相誤差を分析する。次に、離れた領域ＡとＰを近接した領域として扱い、所定の時間分の予測位相誤差の正接φｉの複数パターンを用い、周波数誤差を分析する。
【００８０】
周波数誤差は、あまり大きくないものを取り扱う。例えば、連続する５つのφｉのパターンの中で、一致する領域がまず３回連続で領域Ｂで次いで２回連続で領域Ｃになったとする。次の連続する５つの予測位相誤差の正接φｉのパターンの中で、一致する領域が、まず３回連続で領域Ｃで、次いで２回連続で領域Ｄになったとする。この場合には、５パターンでπ／３２だけ位相が回転したことになる。ここで取り扱う周波数誤差のあまり大きくないものとは、１パターン変わる毎に、誤差が変化する領域が１つの領域以下のものである。
【００８１】
以上のように、１クロック前の領域判定結果との比較のみで正しい位相誤差を決定すると、判定するための材料が少ないため判定ミスを生じることも考えられる。数クロック分の領域判定結果を用いて正しい位相誤差を決定すると判定ミスが減少して確度の高い判定結果が得られる。この方式は、各クロック毎の領域判定結果を比較して、最も一致数の多い領域を選択する多数決論理を用いることで実現できる。図２２を例にして、具体的に説明する。同図において、上から下へと時間が進む、例えばパターン１への次のクロックでの領域判定結果がパターン２であるとする。パターン１からパターン４までで考えると、領域Ｈは４クロック分の判定結果で一致しており、一致数が最も多い。従って、パターン４においては、領域Ｈに位置するφが正しい位相誤差と決定される。もし、一致数が最多の領域が複数あった場合になど、上記の多数決論理で正しい位相誤差を判定できなかった場合には、１クロック前で正しく決定された位相誤差を出力する。
【００８２】
次に、多数決論理を用いた位相誤差判定回路について図３０を用いて説明する。図３０において、１００は例えば図２７に示したような構成を持ち予測位相誤差の正接φ１〜φ４が領域Ａ〜領域Ｐのどの領域に属するかを判定する領域判定回路、１０１は領域判定回路１００において複数回判定された複数の領域振り分けパターンから多数決論理に従って領域を決定してセレクト信号ＳＥを出力する領域決定回路、１０２1〜１０２16は１クロック前の予測位相誤差の領域振り分けパターンを記憶するためにそれぞれ領域Ａ〜領域Ｐに関するデータを記憶するＤフリップフロップ、１０３1〜１０３16は２クロック前の予測位相誤差の領域振り分けパターンを記憶するためにそれぞれ領域Ａ〜領域Ｐに関するデータを記憶するＤフリップフロップ、１０４1〜１０４16は３クロック前の予測位相誤差の領域振り分けパターンを記憶するためにそれぞれ領域Ａ〜領域Ｐに関するデータを記憶するＤフリップフロップ、１０５1〜１０５16は、それぞれ領域Ａ〜Ｐに関するデータを加算して領域決定回路１０１に出力する加算器であり、その他図１７と同一符号のものは図１７の同一符号部分に相当する部分である。
【００８３】
加算器１０５1は、領域判定回路１００が出力する現在領域Ａに所属する予測位相誤差があるか否かを示すデータと、Ｄフリップフロップ１０２1〜１０４1が保持しているデータを加算する。同様に加算器１０５2であれば、領域判定回路１００が出力する現在領域Ｂに所属する予測位相誤差があるか否かを示すデータと、Ｄフリップフロップ１０２2〜１０４2が保持しているデータを加算し、加算器１０５16であれば、領域判定回路１００が出力する現在領域Ｐに所属する予測位相誤差があるか否かを示すデータと、Ｄフリップフロップ１０２16〜１０４16が保持しているデータを加算する。
領域決定回路１０１は、１０５1〜１０５16の出力のうちのデータの値が最も大きい領域を実送信シンボルに対する位相誤差として推定して選択するようにセレクト信号ＳＥを出力する。
図３０に示した位相誤差判定回路では、多数決論理によって位相誤差の判定を行っているため、確度が高くなる。
【００８４】
図３１は、隣接する領域も考慮して位相誤差を判定する位相誤差判定回路の構成の一部を示すブロック図である。図３１に示す位相誤差判定回路は、図３０の各領域Ａ〜Ｐのデータを変換するためのＯＲゲート１０６1〜１０６16を備えて構成されており、このＯＲゲート１０６1〜１０６16の出力をＤフリップフロップ１０２1〜１０２16、Ｄフリップフロップ１０３1〜１０３16、Ｄフリップフロップ１０４1〜１０４16、および加算器１０５1〜１０５16で処理する。
【００８５】
このＯＲゲート１０６1〜１０６16は、対応する領域およびその隣接する領域のデータの論理和を求めるように領域判定回路１００の出力に接続されている。例えば、加算器１０６3は、対応する領域Ｃに関するデータと、それに隣接する領域Ｂに関するデータおよび領域Ｄに関するデータの論理和をとる。
【００８６】
この時、領域決定回路１０１は、加算器１０５1〜１０５16の出力のうちの最も大きい値を示す領域を位相誤差の属する領域とするが、例えば、領域Ｃに続けて「１」が４回入力され、領域Ｂ，Ｄには続けて「０」が入力された場合には特別な判断が必要になる。この場合には、加算器１０５2〜１０５4の出力はいずれも４になる。この時、領域決定回路１０１は、同じ最大値を出力している加算器の中の真ん中の加算器の出力に対応する領域に属する位相誤差を出力するようにセレクト信号ＳＥを出力する。また、領域決定回路１０１は、領域ＡとＢ、あるいは領域ＯとＰがともに最大値を出力する場合には、端の領域Ａ、Ｐに属する位相誤差を出力するようにセレクト信号ＳＥを生成する。このようにすることで、データの変動の影響をなくして位相誤差の判定確度を高めることができる。
【００８７】
また、図３２は、図３０から変更した構成のうち領域Ｃに関する部分を中心に記載したブロック図である。図３２に示すように、各加算器１０７1〜１０７16で加算するデータに重み付けを行ってもよい。領域判定回路１００が出力する領域Ａ〜Ｐに関するデータに対応して加算器１０７1〜１０７16が設けられている。領域Ｃに関するデータを変更するために、領域Ｃに対応して設けられた加算器１０７ 3 に、領域Ａに関するデータが係数乗算器１０８によって０．１倍されて与えられ、領域Ｂに関するデータが係数乗算器１０９によって０．５倍されて与えられ、領域Ｃに関するデータがそのまま与えられ、領域Ｄに関するデータが係数乗算器１１０によって０．５倍されて与えられ、領域Ｅに関するデータが係数乗算器１１１によって０．１倍されて与えられる。
【００８８】
このように構成することによって、例えば、領域Ａ〜Ｆのうちの領域Ｃのみに続けて「１」が入力されても、変換後の領域Ｂや領域Ｄに関するデータは、領域Ｃに関するデータよりも小さくなり、領域決定回路１０１における領域決定の手順が簡略化され、領域決定回路１０１の構成が単純化される。
【００８９】
なお、図３１や図３２に示したように各領域Ａ〜Ｐを変換する場合においても、周波数誤差を反転する際など、端の領域ＡやＰについて互いに隣接すると考えた方がよいときがある。そのようにするときは、図３１の場合には図３３に示すように、領域Ａに関すデータの変換を行うために設けられた加算器１０６1に、領域Ｐに関するデータと、領域Ａに関するデータと、領域Ｂに関するデータを与えるように構成する。
【００９０】
また、図３２の場合には図３４に示すように、例えば、端の領域Ａに対応して設けられて領域Ａに関するデータを変換する加算器１０７1には、領域Ａに関するデータがそのまま与えられ、領域Ｂに関するデータが係数乗算器１２０によって０．５倍されて与えられ、領域Ｃに関するデータが係数乗算器１２１によって０．１倍されて与えられ、領域Ｏに関するデータが係数乗算器１２２によって０．１倍されて与えられ、領域Ｐに関するデータが係数乗算器１２３によって０．５倍されて与えられる。
【００９１】
また、領域Ｂについても、領域Ｂに対応して設けられて領域Ｂに関するデータを変換する加算器１０７2には、領域Ａに関するデータが係数乗算器１２４によって０．５倍されて与えられ、領域Ｂに関するデータがそのまま与えられ、領域Ｃに関するデータが係数乗算器１２５によって０．５倍されて与えられ、領域Ｄに関するデータが係数乗算器１２６によって０．１倍されて与えられ、領域Ｐに関するデータが係数乗算器１２７によって０．１倍されて与えられる。
【００９２】
これらのように、端または端に近い領域に他の端または他の端に近い領域のデータを関連づけることによって、全ての領域を同等に扱うことができ、誤差に関連する角度が回転する場合にも、位相比較器の処理が容易になる。
【００９３】
さらに位相誤差を精度よく求める方法を考える。まず、ｔａｎ（θ）の存在領域について考える。−１≦ｔａｎ（θ）＜１の領域をｎ分割し最大４通りの予測された位相誤差がどの領域に存在しているかを求める。このとき、誤差を分離するためには同一の分割領域に２つ以上の予測値が存在してはならない。この条件を満たすｎを求める。
【００９４】
【数３】
【００９５】
すると、
【００９６】
【数４】
【００９７】
となる。すなわち、予測される位相誤差は以下のようになる。
【００９８】
【数５】
【００９９】
（Ａ，Ｂ）が第Ｉ，ＩＩＩ象限にある場合について考える。
【０１００】
【数６】
【０１０１】
これに対してｔａｎ（θβ）は２通り考えられる。
【０１０２】
【数７】
【０１０３】
となって、ｔａｎ（ζ）＝（Ｂ2−Ａ2）／２ＡＢとおくと、ｔａｎ（θβ）＝ｔａｎ（θ−ζ）となる。｜ζ｜が最小の時、ｔａｎ（θα）とｔａｎ（θβ）は最も値が近くなる。ｔａｎ（ζ）は単調増加関数であり、原点を通るので、｜ζ｜が最小の時｜ｔａｎ（ζ）｜も最小となる。｜ｔａｎ（ζ）｜の最小値はＡ＝１３，Ｂ＝１５を代入すればよい。
【０１０４】
ｍｉｎ（｜ｔａｎ（ζ）｜）＝０．１４３５８９７４４のとき、
θβ＝θ−８．１７１２３３５８２９８１゜となる。
【０１０５】
図３５に示すシンボル配置図の第Ｉ，ＩＩ象限でζと示されている角度が８．１７１２３３５８２９８１゜である。
【０１０６】
【数８】
【０１０７】
ここで、ｔａｎ（ζ’）＝２ＡＢ／（Ｂ2−Ａ2）とおくと、
ｔａｎ（θβ）＝ｔａｎ（θ＋ζ’）
となる。｜ζ｜が最小の時、ｔａｎ（θα）とｔａｎ（θβ）は最も値が近くなる。ｔａｎ（ζ）は単調増加関数であり、原点を通るので、｜ζ｜、が最小の時｜ｔａｎ（ζ）｜も最小となる。｜ｔａｎ（ζ’）｜の最小値はＡ＝１，Ｂ＝１５を代入すればよい。
【０１０８】
ｍｉｎ（｜ｔａｎ（ζ’）｜）＝０．１３３９２８５７１
θβ＝θ＋７．６２８１４９６４４５８゜となる。
【０１０９】
図３５に示すシンボル配置図の第Ｉ，ＩＩ象限でζ’と示されている角度が７．６２８１４９６４４５８゜である。
【０１１０】
上述の結果から、各領域の位相角度幅はｔａｎ（７．６２８１４９６４４５８゜）より小さくなければならない。ｔａｎ（θ）の分割数ｎを１６とすると、
ａｒｃ ｔａｎ（２／１６）＝７．１２５０・・・゜＜ζｍｉｎ
となるので、条件を満足する。（Ａ，Ｂ）が第ＩＩ，ＩＶ象限のときも同様の結果となる。従って、ｎ＝１６としてよい。これにより分割数および分割されたｔａｎ（θ）の存在領域が決定された。
【０１２０】
【発明の効果】
請求項１記載の発明の位相比較器によれば、位相誤差判定手段が、予測位相誤差同士の差の比較という簡単な手段で位相誤差の判定を実現できるという効果がある。
【０１２１】
請求項２記載の発明の位相比較器によれば、予測位相誤差同士の差の比較をそれぞれの予測位相誤差がどの領域に属するかによって判別しているので、比較が簡単になり、位相誤差判定手段における判定の速度が向上できるとともに位相誤差判定手段の構成を簡単化できるという効果がある。
【０１２２】
請求項３記載の発明の位相比較器によれば、理想的なシンボルの個数が２５６個以下である場合に、π／４〜−π／４の間を１６等分して得た領域を用いて予測位相誤差の振り分けを行っているので、２５６ＱＡＭにおいて、理想的なシンボルの最小の位相間隔以下の分割を最小分割数で実現できるという効果がある。
【０１２３】
請求項４記載の発明の位相比較器によれば、予測位相誤差の値を用いてデコード手段でデコードすることによって予測位相誤差の振り分けを行うよう構成されているので、簡単な構成で予測位相誤差の振り分けを実現できるという効果がある。
【０１２４】
請求項５記載の発明の位相比較器によれば、位相誤差判定手段が多数決論理を用いているので、位相誤差判定の確度が高くなるという効果がある。
【０１２５】
請求項６記載の発明の位相比較器によれば、位相誤差判定手段で行われる多数決論理において近接する領域の状況も考慮しているので、位相誤差判定の確度が高くなるという効果がある。
【０１２６】
請求項７記載の発明の位相比較器によれば、隣接する領域に立っているフラグの状況も位相誤差判定の判断に含めるため、位相誤差の変動を小さくでき、位相誤差判定の精度を高めることができるという効果がある。
【０１２７】
請求項８記載の発明の位相比較器によれば、近接する領域を考慮して判定を行う際に、最も大きな領域と最も小さな領域を隣接する領域として扱うか、離れた領域として扱うかを選択可能に構成されているので、例えば、周波数誤差を検出するときには、最も大きな領域と最も小さな領域を隣接する領域として扱うことによって、回転する位相を検出する確度を高めることができ、位相比較器の多機能化を図ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施の形態１による位相比較器の構成を示すブロック図である。
【図２】 搬送波のパワーを計算する演算回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図３】 搬送波のパワーを計算する演算回路の構成の他の例を示すブロック図である。
【図４】 搬送波のパワーを計算する演算回路の構成の他の例を示すブロック図である。
【図５】 搬送波の振幅を計算する演算回路の構成の他の例を示すブロック図である。
【図６】 近接点判別回路の動作を説明するためのブロック図である。
【図７】 １６ＱＡＭの場合の近接点判別回路の動作を説明するためのグラフである。
【図８】 近接点を判別するための手順を示すフローチャートである。
【図９】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの構成の一例を示すブロック図である。
【図１０】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの配置の一例を示すブロック図である。
【図１１】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの配置の他の例を示すブロック図である。
【図１２】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの配置の他の例を示すブロック図である。
【図１３】 ２５６ＱＡＭの場合のシンボルの配置状態を示す図である。
【図１４】 ２５６ＱＡＭのシンボルについて第１象限のみの配置を示す図である。
【図１５】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの構成の他の例を示すブロック図である。
【図１６】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの構成の他の例を示すブロック図である。
【図１７】 位相誤差判定回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図１８】 ｔａｎ（θ）とθの関係を示すグラフである。
【図１９】 領域決定回路の動作を示すフローチャートである。
【図２０】 異なる時刻の位相誤差の出力結果を示す図である。
【図２１】 位相誤差を振り分ける領域を示す図である。
【図２２】 領域に振り分けられた位相誤差の状態を示す図である。
【図２３】 位相誤差を振り分ける領域にフラグを立てた状態を示す図である。
【図２４】 位相誤差を振り分ける領域にフラグとディセーブル信号を立てた状態を示す図である。
【図２５】 位相誤差を振り分ける領域に重み付けをしたフラグを立てた状態を示す図である。
【図２６】 最も離れた領域ＡとＰを近接した領域として扱ったときの位相誤差判別状況を示す図である。
【図２７】 領域判定回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図２８】 領域合致判定回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図２９】 デコード回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図３０】 多数決論理を用いた位相誤差判定回路の構成を示すブロック図である。
【図３１】 隣接する領域も考慮して位相誤差を判定する位相誤差判定回路の構成の一部を示すブロック図である。
【図３２】 位相誤差判定回路の他の構成のうち領域Ｃに関する部分を中心に記載したブロック図である。
【図３３】 隣接する領域も考慮して位相誤差を判定する位相誤差判定回路の他の構成の一部を示すブロック図である。
【図３４】 隣接する領域も考慮して位相誤差を判定する位相誤差判定回路の他の構成の一部を示すブロック図である。
【図３５】 領域とシンボルとの関係を説明するための２５６ＱＡＭのベクトル配置を示すグラフである。
【図３６】 ＱＡＭ復調器の構成を示すブロック図である。
【図３７】 従来の位相比較器の構成を示すブロック図である。
【図３８】 同相・直交各信号に４値を与えた１６ＱＡＭのベクトル配置を示すグラフである。
【図３９】 １６ＱＡＭの場合の位相誤差判定としきい値との関係を示すグラフである。
【図４０】 位相誤差を説明するためのグラフである。
【図４１】 周波数誤差を説明するためのグラフである。
【図４２】 ６４ＱＡＭの場合のしきい値領域を説明するためのグラフである。
【図４３】 ２５６ＱＡＭの場合のしきい値領域を説明するためのグラフである。
【図４４】 デローテータの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 演算ブロック、２ 位相誤差計算ブロック、２ａ 理想シンボル推定ブロック、２ｂ 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック、３ 位相誤差判定ブロック、８０，１００ 領域判定回路、８２，１０１ 領域決定回路、８３ セレクタ、９１1〜９１16 領域合致判定回路、９４ デコード回路。
【発明の属する技術分野】
この発明は位相比較器に関し、特に多相位相変調方式や直交振幅位相変調方式等の搬送波再生回路に用いられる位相比較器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、パーソナルコンピュータなどディジタル回路で構成された機器の普及に伴い、通信網を用いたディジタルデータのやり取りが盛んになっている。また、テレビ放送のような通信サービスにおいても限られている使用可能な周波数帯域の利用効率を高めるために、ディジタル通信技術によるサービスが実用化され始めている。これらのディジタル通信技術には直交振幅変調（以下ＱＡＭという。）がしばしば用いられる。ＱＡＭは、直交した２つの関数、例えばＳＩＮ関数とＣＯＳ関数を用いてディジタルデータを振幅、位相情報に変換して伝送させるものである。図３８は、同相・直交各信号に４値を与えた１６ＱＡＭのベクトル配置を示すグラフである。図３８で、Ｉ軸は同相成分である余弦波の振幅、Ｑ軸は直交成分である正弦波の振幅を表し、角度θは位相を表す。図中黒点で示される信号点（以下シンボルという。）は正弦波と余弦波の合成ベクトルを表し、１６ＱＡＭの場合、一定の間隔を持って送出される離散値信号である各シンボルは４ビットの情報を持つ。
【０００３】
図３６は、一般的な直交振幅変調波の搬送波再生回路（以下ＱＡＭ復調器という。）の構成を示すブロック図である。搬送波再生回路のデータ入力端子に入力される変調波ＩＮは既にアナログディジタル変換器を経てディジタル値になった変調波であり、以後の演算処理は全てディジタル回路により行われるものとする。
入力変調波ＩＮはまず、固定周波数の局部発振器から出力されたそれぞれ正弦波および余弦波の波形を持つ局部発振信号により乗算器１０，１１において検波され、２つの直交したＩ軸とＱ軸の成分に分離される。それぞれの検波出力は同一の周波数特性を持つ２つの低域通過フィルタ（以下ＬＰＦという。）１２，１３にそれぞれ入力され、スペクトル整形される。
【０００４】
これらＬＰＦ１２，１３はディジタルデータ伝送における符号間干渉防止に要求される伝達特性を形成するロールオフフィルタまたはルートロールオフフィルタであり、一般に送信側のフィルタ特性と組み合わせられたとき、シンボル間干渉を生じないレイズドコサイン特性が得られるように設計されている。
【０００５】
ＬＰＦ１２，１３の出力はデローテータ１４に入力される。デローテータ１４は複素乗算器であり、デローテータ１４は数値制御発振器（以下ＮＣＯという。）１５からそれぞれ正弦的および余弦的なデータ変換信号が入力され、入力された変調波ＩＮの位相ずれおよび周波数ずれを補正する役割を持つ。デローテータ１４は、例えば図４４に示すような構成を有している。図４４において、１２０はｃｏｓθと信号ｏｒｉとの掛け算を行う乗算器、１２１はｓｉｎθと信号ｏｒｑとの掛け算を行う乗算器、１２２はｃｏｓθと信号ｏｒｑとの掛け算を行う乗算器、１２３はｓｉｎθと信号ｏｒｉとの掛け算を行う乗算器、１２４は乗算器１２０の出力から乗算器１２１の出力を引く減算器、１２５は乗算器１２２の出力と乗算器１２３の出力の足し算を行う加算器である。
出力された信号ｉｄｄ，ｑｄｄの合成信号は、入力された信号ｏｒｉ，ｏｒｑの合成信号に対してθだけ回転している。
【０００６】
デローテータ１４の出力はシンボル情報をビット列に変換するデコーダ１６と位相比較器１７に入力される。位相比較器１７は後述のアルゴリズムにより、入力された各シンボル情報について理想的なシンボルを予測し、理想的なシンボルと実受信シンボルとの位相誤差を検出する。検出された位相誤差はループフィルタ１８で平滑化され、ＮＣＯ１５の周波数制御端子に入力される。ＮＣＯ１５は入力されたディジタル信号に比例する周波数を持つ信号を生成するとともに、データ変換機能を備えており、ＮＣＯ１５は正弦的な信号および余弦的な信号をディジタル信号として出力する回路である。ＮＣＯ１５から出力される正弦的および余弦的な出力は、入力された変調波ＩＮの位相ずれおよび周波数ずれを補正するための情報としてデローテータ１４に供給される。デローテータ１４の出力から残留する周波数誤差、位相誤差がなくなった時点でシンボル情報をビット列に変換するデコーダの出力は、送信されたディジタルデータと同一のデータとなり、完全に復調される。
【０００７】
次に従来の位相比較器について説明する。図３７は従来の位相比較器の構成を示すブロック図である。図３９に１６ＱＡＭの場合の位相誤差判定としきい値との関係を示す。しきい値は、図３９において隣接するシンボル間から等しい距離にある線上の値をしきい値とし、各シンボルを中心としてしきい値で囲まれた領域を各シンボルの判別領域とする。図３９の点線がしきい値を結んだ線であり、斜線の領域が正しいシンボルＣＳの判別領域である。図３９の場合、実受信シンボルＧＳが正しいシンボルＣＳの領域外になるため、誤ったシンボルＷＳとの位相誤差（θ１−θ２）が求められる。
【０００８】
領域判定回路２０は、入力された周波数誤差、位相誤差を含むシンボル情報がどの領域に存在するかを判定する。
図４０は位相誤差を説明するためのグラフである。グラフには４ＱＡＭのシンボルが記載されている。図４０において、Ｓ１〜Ｓ４が理想的なシンボル、Ｎ１，Ｎ２は続いた実受信シンボルである。位相誤差の場合、実受信シンボルＮ１と理想的なシンボルＳ１との位相差θ１は、シンボルＮ１に続く実受信シンボルＮ２とシンボルＳ４との位相差θ２とほぼ同じであると考えられる。
ところが、図４１に示すように、例えば、理想的なシンボルＳ１を示す信号が続けて入力された場合、周波数誤差が発生しているとすると、実受信シンボルＮ３〜Ｎ５と理想的なシンボルＳ１との位相差θ３〜θ５は次第に大きく、または小さくなる。この回転するシンボルの周波数ωは（θ４−θ３）／Ｔや（θ５−θ４）／Ｔと等しくなる。
続けて入力されるシンボルと位相誤差および周波数誤差の関係を表１に示す。表１から分かるように、周波数誤差か位相誤差かを判別するためには複数入力されるシンボルの位相差を比較する必要がある。
【０００９】
【表１】
領域が決定された後に座標（α，β）にある理想的なシンボルと座標（ｉ，ｑ）にある実受信シンボルとの位相差は、位相誤差計算回路２１によって計算される。位相差θはＩ軸を基準として理想的なシンボルまでの角度θ１と、同様にＩ軸を基準として実受信シンボルまでの角度θ２との差である。すなわち、次に示す数１で表される。
【００１１】
数１の右辺の値のアークタンジェントを求めれば所望の位相誤差θを求めることができる。
【００１２】
【数１】
【発明が解決しようとする課題】
このように従来の位相比較器は、正確に理想的なシンボルを推測するには、実受信シンボルがしきい値で囲まれた領域に入っている必要があり、図３９に示すように実受信シンボルが本来、送信側が意図したシンボルＣＳを含む領域から外れた場合においては、送信側の意図するシンボルＣＳとは異なるシンボルＷＳとの位相誤差を求めることになる。そのため、周波数誤差や位相誤差が大きな入力信号に対しては正確な位相誤差θを求めることができないという問題があった。さらに、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなど、シンボルの数が増えた場合においては、図４２や図４３に示すように、理想的なシンボルを含むしきい値領域はますます狭くなる。このようにしきい値領域が狭くなるに従って、判別できる位相差θが小さくなるため、対応できる周波数誤差や位相誤差の範囲がますます狭くなるという問題があった。
【００１４】
この発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、一つの理想的なシンボルと他のシンボルの間にしきい値領域を設定することなく、入力信号の振幅値より理想的なシンボルを推測し、入力信号の周波数誤差および位相誤差の検出精度をシンボルの数に関係なく良好に保つことを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係る位相比較器は、信号を伝送する搬送波のパワーまたは該搬送波の振幅から、該搬送波により伝送されてきた実受信シンボルが送信時にどの理想的なシンボルに対応していたかを推定する理想シンボル推定手段と、前記理想シンボル推定手段で送信時のものと推定される少なくとも一つの理想的なシンボル、および前記実受信シンボルから、少なくとも一つの予測位相誤差を求める予測位相検出手段と、前記予測位相検出手段が求めた少なくとも一つの予測位相誤差の中から実送信シンボルに対する位相誤差として出力すべき位相誤差を判定する位相誤差判定手段とを備え、前記位相誤差判定手段は、前記予測位相検出手段が出力する複数の予測位相誤差について互いに異なる時刻に求められた予測位相誤差を比較し、予測位相誤差同士の差のもっとも小さな予測位相誤差を位相誤差として出力することを特徴とする。
【００２５】
第２の発明に係る位相比較器は、第１の発明の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、前記理想的なシンボルの最小の位相間隔以下の分割になるように、π／４〜−π／４の間を分割して得た複数の領域に、複数の予測位相誤差を複数の異なる時刻に検出し、時刻毎に前記複数の予測位相誤差を前記複数の領域に振り分けて、前記複数の予測位相誤差の振り分けられた前後の時刻の各領域の状況を比較することにより位相誤差の判定を行うことを特徴とする。
【００２６】
第３の発明に係る位相比較器は、第２の発明の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、前記理想的なシンボルの個数が２５６個以下である場合に、π／４〜−π／４の間を１６等分して得た領域を前記複数の領域として用いていることを特徴とする。
【００２７】
第４の発明に係る位相比較器は、第２または第３の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、前記複数の領域にそれぞれ対応して設けられた複数のデコード手段を有し、前記複数の予測位相誤差を前記複数のデコード手段でデコードすることにより予測位相誤差が振り分けられた領域にフラグを立てて区別する領域合致判定手段をさらに備えて構成される。
【００２８】
第５の発明に係る位相比較器は、第４の発明の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、最も長い時間にわたってフラグが立っている領域を選択する多数決論理を用いて位相誤差の判定を行い、前記多数決論理では判定できないときに前の判定結果を出力することを特徴とする。
【００２９】
第６の発明に係る位相比較器は、第５の発明の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、近接する領域に立っているフラグの状況も含めて位相誤差の判定を行うことを特徴とする。
【００３０】
第７の発明に係る位相比較器は、第６の発明の位相比較において、前記位相誤差判定手段は、前後の時刻でフラグが立っている領域がないときに、隣接する領域のフラグの状況も含めて多数決論理を適用して位相誤差の判定を行うことを特徴とする。
【００３１】
第８の発明に係る位相比較器は、第６または第７の発明の位相比較器において、前記位相誤差判定手段は、近接する領域を考慮して判定を行う際に、最も大きな領域と最も小さな領域を隣接する領域として扱うか、離れた領域として扱うかを選択可能に構成されていることを特徴とする。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態１による位相比較器ついて図１を用いて説明する。図１は実施の形態１による位相比較器の構成を示すブロック図である。２５６ＱＡＭの場合を例に図１に従って説明する。
この位相比較器は、図３６の位相比較器１７に対応する。図１の位相比較器に与えられるデータＤＩ，ＤＱは、図３６のデローテータ１４の出力であり、実受信シンボルの座標（ｉ，ｑ）を表す。
【００３３】
演算ブロック１では、与えられたデータＤＩ，ＤＱからデータの搬送波のパワーまたは搬送波の振幅が求められる。位相誤差計算ブロック２は、演算ブロック１から出力された搬送波のパワーまたは振幅から位相誤差を計算するためのブロックである。位相誤差計算ブロック２は、実受信シンボルが送信時にどの理想的なシンボルに対応していたかを推定する理想シンボル推定ブロック２ａと、理想シンボル推定ブロック２ａで推定された複数の理想的なシンボルおよび、前記実受信シンボルから、複数の予測位相誤差としてｔａｎ（θ）を求める位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂを含んでいる。理想シンボル推定ブロック２ａは、演算ブロック１で求められたパワーまたは振幅から実送信シンボルに対応する理想的なシンボルの推定を行う。実送信シンボルは実際に送信されたシンボルであり、送信時の影響を受けていないので、ほぼ理想的なシンボルのいずれかと同じになる。すなわち、同じパワーまたは振幅を持つ可能性のある理想的なシンボルを無作為に抽出する。理想シンボル推定ブロック２ａからは、抽出された複数の理想的なシンボルを示す複数のシンボル信号４が出力される。位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂは、それぞれが理想的なシンボルを特定する複数のシンボル信号４から、データＤＩ，ＤＱで与えられる実受信シンボルとの予測位相誤差θで決まる複数のｔａｎ（θ）を計算してその値を予測位相誤差信号５として出力する。位相誤差判定回路３は、位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂが出力する複数の予測位相誤差信号５の中から最適な位相誤差の判定を行う。
【００３４】
搬送波のパワーまたは振幅によって予測位相誤差信号５を生成するので、周波数誤差や位相誤差が例えば−π／４＜θ＜π／４のように大きな入力信号に対しても予測位相誤差θを求めることができるようになる。
また、実受信シンボルとそれに近接する理想的なシンボルとの間の距離によって理想的なシンボルの抽出を行っていないため、理想的なシンボル数の増加に伴って位相誤差の検出範囲が狭くなることもない。
【００３５】
次に、演算ブロック１の構成について説明する。図２は、搬送波のパワー（ｉ2＋ｑ2）を計算する演算回路の構成を示すブロック図である。図２に示した演算回路おいて、乗算器３０はｎビットのデータＤＩが与える値同士を掛け合わせてデータＤＩが与える値を二乗する。また、乗算器３１はｎビットのデータＤＱが与える値同士を掛け合わせてデータＤＱが与える値を二乗する。そして、加算器３２は乗算器３０，３１の出力を足し合わせてｉ2＋ｑ2を出力する。
【００３６】
ここで用いられる乗算器３０，３１は二乗を計算するので、図３に示すように入力データＤＩで与えられるアドレスにそのデータＤＩが与える値の二乗ｉ2を格納した記憶装置を用いてもよく、またデータＤＱで与えられるアドレスにそのＤＱが与える値の二乗ｑ2を格納した記憶装置を用いてもよい。ここでは、乗算器３０，３１の代わりに入力値をアドレスとして使用し、出力値をメモリセルに格納したＲＯＭ３５，３６を用いている。
【００３７】
また、図４に示すようにシンボルの座標（ｉ，ｑ）を示すデータＤＩ，ＤＱをアドレスとして使用し、そのアドレスのメモリセルに直接にｉ2＋ｑ2を格納したＲＯＭ３８を用いて乗算器３０，３１および、加算器３２を使用することなく搬送波のパワーを求めてもよい。
なお、搬送波のパワー（ｉ2＋ｑ2）の代わりに図５に示すようにルートＲＯＭ３９によってパワー（ｉ2＋ｑ2）から搬送波の振幅、すなわち（ｉ2＋ｑ2）の根を求め、搬送波のパワーの代わりに搬送波の振幅を用いて理想的なシンボルを推定するための演算を行ってもよい。
このように記憶装置を用いて回路を構成すれば回路規模の大きな乗算器を使用することなく、入力信号のパワーまたは振幅の大きさを求めることができ、回路規模を削減することができる。
【００３８】
入力されたデータＤＩ，ＤＱで与えられる搬送波のパワーや振幅は、現実に送信された実送信シンボルの搬送波のパワーや振幅と一致しない場合がある。この場合には、データＤＩ，ＤＱで与えられる搬送波のパワーは、近接する理想的なシンボルを与える搬送波のパワーや振幅に近似することが必要になる。この場合には、位相誤差計算ブロック２の理想シンボル推定ブロック２ａの前に近接点判別回路を挿入する。この近接点判別回路について図６および図７を用いて説明する。パワー（ｉ2＋ｑ2）もしくは（ｉ2＋ｑ2）の根で与えられる振幅が、理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）のパワー（Ａ2＋Ｂ2）もしくは（Ａ2＋Ｂ2）の根と一致しない場合においては、図６に示すように近接する理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）のパワーまたは振幅を判別する近接点判定回路４０を図１の理想シンボル推定ブロック２ａの前に挿入し、必ず理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）を推測できるようにする。このようにすれば、判別不可能な領域をなくすことができ、効率の良い判別ができる。
【００３９】
入力された搬送波のパワー（ｉ2＋ｑ2）や振幅がどの程度であれば、どの理想的なシンボルの搬送波のパワーや振幅に近似するかを判断するため、予め理想的なシンボルの搬送波のパワーや振幅の値に応じて境界を定めておく。
【００４０】
例えば、図７に示すように、１６ＱＡＭの場合、第１象限にある４つの理想的なシンボルをそれぞれＫ，Ｌ，Ｍ，Ｎとすると、理想的なシンボルの搬送波のパワーまたは振幅は、シンボルＫによるパワーまたは振幅と、シンボルＬ，Ｎによるパワーまたは振幅と、シンボルＭによるパワーまたは振幅の３つの異なる値をとる。従って、２つの境界α，βによって近似すべき理想的なシンボルの領域を与えることができる。例えば、境界αは、シンボルＫとシンボルＬ，Ｎのパワーまたは振幅の中間に原点を中心とする円で設定され、境界βは、シンボルＬ，ＮとシンボルＭのパワーまたは振幅の中間に原点を中心とする円で設定される。
【００４１】
このような設定の下で、データＤＩ，ＤＱで与えられる実受信シンボルの近接点は、図８に示すような手順で判断される。データＤＩ，ＤＱが入力されて（ステップＳＴ１０）、入力された実受信シンボルの搬送波のパワーまたは振幅を計算する（ステップＳＴ１１）。ステップＳＴ１１で計算した実受信シンボルの搬送波のパワーまたは振幅がαより小さいか否かを判断する（ステップＳＴ１２）。もし、そのパワーまたは振幅がαより小さければ、ステップＳＴ１３に進み、術受信シンボルの近接点をシンボルＫとしてこの処理を終了する。
ステップＳＴ１２の判断の結果が否定的であれば、ステップＳＴ１４で判断を行い、実受信シンボルのパワーまたは振幅がαより大きくβより小さければ、ステップＳＴ１５に進み、実受信シンボルの近接点をシンボルＮ，Ｌとしてこの処理を終了する。
ステップＳＴ１４の判断の結果が否定的であれば、ステップＳＴ１６で判断を行い、実受信シンボルのパワーまたは振幅がβより大きければ、ステップＳＴ１７に進み、実受信シンボルの近接点をシンボルＭとしてこの処理を終了する。
もし、データＤＩ，ＤＱで与えられる実受信シンボルの搬送波のパワーまたは振幅が理想的なシンボルのそれと一致する場合には、図８に示した処理は行わない。
【００４２】
次に、位相誤差計算ブロック２について説明する。図９は、位相誤差計算ブロック２の構成の一例を示すブロック図である。図９において、５０は実受信シンボルの搬送波のパワーまたは振幅を用いて理想的なシンボルの座標を出力する理想シンボル推定ＲＯＭ、５１は理想シンボル推定ＲＯＭ５０が出力した複数の理想的なシンボルと実受信シンボルとの位相誤差を計算するｔａｎ（θ）計算部、５２はｔａｎ（θ）計算部５１が出力した複数のｔａｎ（θ）の値の絶対値が１より大きいか小さいかを判断する比較部、５３はｔａｎ（θ）計算部５１の出力の逆数を生成する逆数生成部、５４は逆数生成部５３の出力に−１を掛ける乗算器、５５は比較部５２の出力に応じて乗算器５４とｔａｎ（θ）計算部５１の出力の一方を選択的に出力するセレクタである。
理想シンボル推定ブロック２ａは、理想シンボル推定ＲＯＭ５０で構成されている。また、位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂは、ｔａｎ（θ）計算部５１と比較部５２と逆数生成部５３と乗算器５４とセレクタ５５で構成されている。
【００４３】
実受信シンボルのパワー（ｉ2＋ｑ2）を理想シンボル推定ＲＯＭ５０に入力する。理想シンボル推定ＲＯＭ５０はパワー（ｉ2＋ｑ2）をアドレスとして理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）の絶対値を出力する。この理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）の絶対値を用いて位相誤差ｔａｎ（θ）を計算する。その後、それぞれについて絶対値を求める。もし、ｔａｎ（θ）＞１ならば、ｔａｎ（θ）の逆数を求め−１倍して出力する。
【００４４】
図１０に示すように、全ての可能性のある位相誤差ｔａｎ（θ）をそれぞれ並行して計算する。例えば、位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂ１〜２ｂ４は、それぞれ異なる（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）を理想シンボル推定ＲＯＭ２ａから与えられ、それぞれ与えられた（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）について計算を行う。ただし、（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）の種類が１種類や２種類しかない場合があり、それらの場合には、例えば、検出部７０で（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）の種類を検出して位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂ１〜２ｂ４の出力の種類を示す信号ＣＳを出力する。
【００４５】
次に、図９に示した位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂにおけるｔａｎ（θ）の計算について説明する。
（ｉ2＋ｑ2）が等しい理想的なシンボルは、座標上で（ｉ2＋ｑ2）の根を半径として原点を中心とした円上に分布する。
【００４６】
図１３は、２５６ＱＡＭの場合のシンボルの配置状態を示す図である。図１３には（ｉ2＋ｑ2）の根が描く軌跡が示されている。
図１３に示すように、この円周上には、多くの場合、シンボルが８点存在する。すなわち、パワー（ｉ2＋ｑ2）もしくは（ｉ2＋ｑ2）の根を用いれば、実受信シンボル（ｉ，ｑ）に対して送信されたと考えられる理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）が８点推測されることになる。
この８点のシンボルの座標は、（Ａ，Ｂ），（Ｂ，Ａ），（−Ａ，Ｂ），（−Ｂ，Ａ），（Ａ，−Ｂ），（Ｂ，−Ａ），（−Ａ，−Ｂ），（−Ｂ，−Ａ）である。
実際の回路設計においては、この判別回路は図９に示す理想シンボル推定ＲＯＭ２ａの中のデータに含まれる。そして、数１に従って、理想的なシンボルと受信シンボルの位相誤差ｔａｎ（θ）を求める。
【００４７】
【数２】
すなわち、位相誤差ｔａｎ（θ）はｔａｎ（θα），ｔａｎ（θβ），−１／ｔａｎ（θα），−１／ｔａｎ（θβ）の４値しか存在しないことが分かる。
ここで、−１≦ｔａｎ（θ）＜１すなわち、実受信シンボルＸを基準に−π／４≦θ＜π／４に制限すると、ｔａｎ（θα）と−１／ｔａｎ（θα）の一方、およびｔａｎ（θβ）と−１／ｔａｎ（θβ）の一方は値域外となって位相誤差は２値に特定できる。
【００４９】
上記の例に当てはまらない場合について図１４を用いて説明する。図１４は、説明を簡略化するため、２５６ＱＡＭシンボル配置図のうち、第１象限のみを表したものである。
【００５０】
実受信シンボルＸの座標が、理想的なシンボルの座標（Ａ，Ｂ）と原点からの距離が同じで、Ａ＝ＢもしくはＡ＝−Ｂの条件を満たすときには、４つのシンボルが推測される場合がある。この時、ｔａｎ（θα）＝ｔａｎ（θβ）となり、位相誤差ｔａｎ（θ）は一意に決定される。図１４においては例えば点Ｐ１が該当する。
【００５１】
次に、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭにおいて、実受信シンボルＸの座標が（ｉ，ｑ）で、ｉ2＋ｑ2＝５０となる場合は、理想シンボル点推定ＲＯＭ５０によって、座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（１，７），（７，１），（５，５）の１２個の理想的なシンボルが推測される。
【００５２】
座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（１，７），（７，１）からは上記一般的な場合と同様に位相誤差ｔａｎ（θ）はｔａｎ（θα），ｔａｎ（θβ），−１／ｔａｎ（θα），−１／ｔａｎ（θβ）の４値が求められ、−１≦ｔａｎ（θ）＜１すなわち、実受信シンボルＸの座標を基準に−π／４≦θ＜π／４に制限すると、ｔａｎ（θα）と−１／ｔａｎ（θα）の一方、およびｔａｎ（θβ）と−１／ｔａｎ（θβ）の一方は値域外となって予測位相誤差は２値に特定できる。
【００５３】
さらに座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（５，５）を与えるシンボルに対しては、実受信シンボルＸとの誤差がｔａｎ（θα）＝ｔａｎ（θβ）となり、位相誤差ｔａｎ（θ）は一意に決定される。すなわち、位相誤差ｔａｎ（θ）は３値に特定できる。図１４においては同心円Ｃ１上に存在する点Ｐ２〜Ｐ４が該当する。
【００５４】
次に、２５６ＱＡＭにおいて、実受信シンボルの座標が（ｉ，ｑ）で、ｉ2＋ｑ2＝１７０となる場合は、理想シンボル点推定ＲＯＭ５０によって、座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（１，１３），（１３，１），（７，１１），（１１，７）の１６個の理想的なシンボルが推測される。
【００５５】
座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（１，１３），（１３，１）の条件を満たすシンボルの位相誤差ｔａｎ（θ）は、ｔａｎ（θα），ｔａｎ（θβ），−１／ｔａｎ（θα），−１／ｔａｎ（θβ）の４つの値が求められる。
位相誤差を求める範囲を、−１≦ｔａｎ（θ）＜１すなわち、実受信シンボルＸの座標を基準に−π／４≦θ＜π／４に制限すると、ｔａｎ（θα）と−１／ｔａｎ（θα）の一方、およびｔａｎ（θβ）と−１／ｔａｎ（θβ）の一方は値域外となって予測位相誤差は２つの値に限定される。
同様に座標（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）＝（７，１１），（１１，７）から予測位相誤差は２つ求まる。従って、このときの予測位相誤差は合計４値に特定できる。図１４においては、同心円Ｃ２上に存在する点Ｐ５〜Ｐ８が該当する。
すなわち、この位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂからは、位相誤差ｔａｎ（θ）について最大４通りの候補を出力する。
【００５６】
なお、図９に示す位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの代わりに図１５に示すように理想的なシンボル（Ａ，Ｂ）の絶対値を用いることなく、ｔａｎ（θ）＝（Ｂｉ−Ａｑ）／（Ａｉ＋Ｂｑ）とｔａｎ（θ）＝（Ｂｑ−Ａｉ）／（Ａｑ＋Ｂｉ）のそれぞれを計算し、計算結果がｔａｎ（θ）＞１ならば逆数を求め−１倍して出力するようにしてもよい。
【００５７】
図１５において、６０，６１は理想シンボル推定ＲＯＭ５０が出力した複数の理想的なシンボルと送信シンボルとの位相誤差を計算するｔａｎ（θ）計算部、６２，６３はそれぞれｔａｎ（θ）計算部６０、６１が出力した複数のｔａｎ（θ）の値の絶対値が１より大きいか小さいかを判断する比較部、６４，６５はそれぞれｔａｎ（θ）計算部６０，６１の出力の逆数を生成する逆数生成部、６６，６７はそれぞれ逆数生成部６４，６５の出力に−１を掛ける乗算器、６８、６９はそれぞれ比較部６２，６３の出力に応じて乗算器６６，６７とｔａｎ（θ）計算部６０，６１の出力の一方を選択的に出力するセレクタである。
ｔａｎ（θ）計算部６０は、（Ｂｉ−Ａｑ）／（Ａｉ＋Ｂｑ）を計算する。一方、ｔａｎ（θ）計算部６１は、（Ｂｑ−Ａｉ）／（Ａｑ＋Ｂｉ）を計算する。
【００５８】
また、図９に示す位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの代わりに図１６に示すように、数１の分子の項および分母の項を別々に計算することもできる。図１６の比較部５６は、分子分母のそれぞれの計算結果をＮＵおよびＤＥとするとき、両者の計算結果を比較して、ＮＵ＜ＤＥならば、ＮＵ／ＤＥを計算し、ＮＵ＞ＤＥならば−（ＤＥ／ＮＵ）の計算結果を出力するように構成してもよい。なお、図１６において、図９と同一符号のものは、図９の同一符号部分に相当する部分である。
【００５９】
さらに、図１０に示すような構成を用い、位相誤差ｔａｎ（θ）を可能性のあるもの全てについて並行して計算する代わりに、位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックのクロック速度を２倍または４倍にして複数の演算を多重して位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの回路規模を減らすこともできる。
【００６０】
クロック速度を２倍にした場合を図１１に、クロック速度を４倍にした場合を図１２に示す。図１１において、７２，７３は理想シンボル推定ＲＯＭ５０が出力する（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）の４値のうちの２つを多重化するマルチプレクサ、２ｂ５，２ｂ６はそれぞれマルチプレクサ７２，７３から順次出力される（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）の値から予測位相誤差を計算する位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック、７４，７５は位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂ５，２ｂ６から出力される予測位相誤差を示す信号を分離するデマルチプレクサである。
【００６１】
また、図１２において、７６は理想シンボル推定ＲＯＭ５０が出力する（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）の４値を多重化するマルチプレクサ、２ｂ７はマルチプレクサ７６から出力される（｜Ａ｜，｜Ｂ｜）から位相誤差を計算する位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック、７７は位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック２ｂ７から順次出力される位相誤差を示す信号を分離するデマルチプレクサである。なお、図１１および図１２の回路は、図１０の検出部７０の後段に設けられる。このようにすれば、回路規模は、それぞれ１／２、１／４になる。
【００６２】
図１７は位相誤差判定回路３の構成の一例を示すブロック図である。図１７において、８０は予測位相誤差の正接φ１〜φ４がｔａｎ（−π／４）からｔａｎ（π／４）の間を分割した複数の領域のいずれに入るかを判定する領域判定回路、８１は領域判定回路８０の出力を１クロックの間保持するレジスタ、８２はレジスタ８１の出力と領域判定回路８０の出力を比較して予測位相誤差の正接φ１〜φ４の中から選択すべき位相誤差が属する領域を決定する領域決定回路、８３は領域決定回路８２が決定した位相誤差を選択するセレクタ、８４はセレクタ８３が出力した１クロック前の位相誤差φを保持するレジスタである。レジスタ８１，８４はここでは複数のＤフリップフロップで構成されている。
【００６３】
入力された最大４通りの予測位相誤差の正接φ１〜φ４は、まず、それぞれの存在領域を決定するための領域判定回路８０に入力される。
【００６４】
領域判定回路８０は、入力された予測位相誤差に対して存在領域を表す値を出力するものであり、領域判定回路８０は、ロジックによるデコード回路またはＲＯＭで構成され、この領域判定回路８０は、予測位相誤差を示す信号φ１〜φ４の上位４桁をデコードすることにより、または上位４桁をアドレスとしてＲＯＭからデータを読み出すことにより、１６に分割された領域のいずれかに当てはめることができる。
【００６５】
領域判定回路８０から出力された領域パターンを示す信号が領域決定回路８２に入力されるとともに、レジスタ８１にホールドされている１クロック分前の領域パターンを示す信号も入力される。領域決定回路８２により、予測位相誤差の正接φ１〜φ４が属する領域の中のどの領域に属する位相誤差を選択すべきかが決定され、領域決定回路８２はセレクタ８３にセレクト信号を出力する。
【００６６】
セレクタ８３の出力をそのまま位相誤差として使用してもよいが、さらに、セレクタ８３の後段にｔａｎ（θ）からθを求めるＲＯＭを設置してもよい。θを求めることなく、θの代わりにｔａｎ（θ）をそのまま位相誤差θとして使用してもよいのは、原点付近ではｔａｎ（θ）はθにほぼ等しく、θが大きくなってｔａｎ（θ）とθがずれても常にｔａｎ（θ）＞θとなって、誤差の値を大きく出力して早く誤差をなくす方向へ制御されるためである。参考のため、図１８にｔａｎ（θ）とθの関係をグラフで示す。
ここでは２５６ＱＡＭについて述べたが、２５６以下の多値数においても全く同様の手順で位相誤差を計算することができる。
【００６７】
次に予測した最大４通りの位相誤差から真の位相誤差を判定する必要がある。最大４通りの位相誤差を各クロック毎に比較し、図２０に示すように前後の時刻で最も近い角度にある位相誤差を出力結果とすれば、真の位相誤差を求めることができる。
【００６８】
次に、前後の時刻で最も近い角度にある位相誤差を検出するための領域決定回路における手順について説明する。予測された最大４通りのｔａｎ（θ）（以下φ１，φ２，φ３，φ４とする）を１６分割された存在領域に振り分ける。分割数は１６なので、φ１，φ２，φ３，φ４の値の上位４ビットが存在領域を示すことになる。
【００６９】
この状態を図２１に示す。１クロック前のφ’ｉの存在領域と比較して、重なった領域に存在するφｉの値が正しいφであると考える。例えば、図２１に示す存在領域Ｈにφ３とφ’２が重なっているとφ３が正しい値であるとする。常に１クロック前のφ’ｉと出力されたφｉが１つの存在領域で重なっているとは限らない。領域決定回路におけるそのような場合の処理の手順について図１９のフローチャートを用いて説明する。
【００７０】
図１９において、φｉは、現時刻の予測位相誤差の正接、φ´ｉは、１クロック前に予測された予測位相誤差の正接、φｍは、正しいと推定された位相誤差（実送信シンボルと推定された理想的なシンボルに対する位相誤差）の正接、φ´ｍは、１クロック前に正しいと推定された位相誤差の正接である。
【００７１】
まず、予測位相誤差の正接φｉの計算結果を入力する（ステップＳＴ２０）。次に、入力された予測位相誤差の正接φｉの個数Ｐを判断する（ステップＳＴ２１）。そして、予測位相誤差の正接φｉの個数Ｐが４より小さいときは、ステップＳＴ２２に進みディセーブル処理を行う。ここでディセーブル処理とは、予測位相誤差の正接φｉ（ｉ＞Ｐ）に関する処理を行わないようにすることである。次に、現時刻の予測位相誤差の正接φｉと１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉが重なる領域を抽出しその領域の数が一つか否かを判断する（ステップＳＴ２３）。もし、その重なる領域の数が一つであれば、ステップＳＴ２４に進み、その予測位相誤差の正接φｉを実送信シンボルに対する位相誤差φｍとして出力するようなセレクト信号を生成する。
【００７２】
ステップＳＴ２３において、現時刻の予測位相誤差の正接φｉと１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉが１つの領域で重ならない場合には、ステップＳＴ２５に進み、現時刻の予測位相誤差の正接φｉと１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉが２つ以上の領域で重なるか否かを判断する。もし、ステップＳＴ２５の判断結果が真ならば、１クロック前の位相誤差φ´ｍを現時刻の位相誤差φｍとして出力するようなセレクト信号を生成する。
ステップＳＴ２５の判断結果が偽ならば、現時刻の予測位相誤差の正接φｉと１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉが重なる領域がないということなので、ステップＳＴ２７に進み、現時刻の予測位相誤差の正接φｉと１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉが一つだけ隣り合う領域に存在する組合せが一組だけあるか否かを判断する。もし、ステップＳＴ２７の判断結果が真であれば、その予測位相誤差の正接φｉを位相誤差φｍとして出力するようなセレクト信号を生成して終了する。
ステップＳＴ２７の判断結果が偽ならば、１クロック前の位相誤差φ´ｍを現時刻の位相誤差φｍとして出力するようなセレクト信号を生成して終了する。
【００７３】
このようにして予測された複数の予測位相誤差から適切なｔａｎ（θ）を一意に特定することができる。このような条件を考慮した判定結果の一例を図２２に示す。図２２の最上段は、パターン１に対して１クロック前に予測された位相誤差の正接である。図２２において、斜線の入った領域が上記のような機能を持つ領域決定回路によって決定された領域であり、斜線の入った領域のないパターンは１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉを出力する。
実際の回路においては、予測位相誤差の正接φｉの上位４ビットによって存在領域を判別し、予測位相誤差の正接φｉが存在する領域に図２３に示すような１ビット信号”１”をフラグとして立てる。
【００７４】
図２７は領域判定回路の構成の一例を示すブロック図である。図２７において、９０1〜９０4はそれぞれ予測位相誤差の正接φ１〜φ４の領域を検出する検出部、９１1〜９１16は各検出部９０1〜９０4全てに設けられ所定の値と一致するか否かを判定することにより所定の領域との合致を判定する領域合致判定回路、９２1は検出部９０1〜９０4の領域合致判定回路９１1の出力の論理和を出力するためのＯＲゲート、９２2〜９２16は検出部９０1〜９０4の領域合致判定回路９１ 2 〜９１ 16 の出力の論理和を出力するためのＯＲゲートである。
４つの予測位相誤差の正接φ１〜φ４が計算結果として与えられるときは、全ての検出部９０1〜９０4のそれぞれの１６本の出力を領域毎に論理和をとることで、予測位相誤差の正接φ１〜φ４がそれぞれ属する領域にフラグを立てることができる。ところで、例えば、予測位相誤差の正接φ１，φ２だけしか与えれないときには、制御信号ＳＧにより検出部９０1〜９０4のうちの２つだけを活性化してＯＲゲート９２1〜９２16の出力に接続された１６本の信号線のうちの２つだけが「１」になるようにする。
これにより、ハードウエアでは４ビットの信号を扱う必要が無く、回路規模を削減できる。
【００７５】
図２８は、領域合致判定回路９１1〜９１16の構成の一例を示すブロック図である。図２８において、９４は４ビットの信号をデコードするためのデコード回路、９５はデコード回路９４のデコード結果に応じて電源電圧または接地電圧を出力するセレクタである。図２９にはａ〜ｄのビットのうちビットｄだけが「１」の時に「１」を出力するデコード回路が示されている。またデコード回路９４は制御信号ＳＧによって常に「０」を出力するように設定されている。図２９において、９６はビットａ〜ｃの否定論理和を出力するＮＯＲゲート、９７はＮＯＲゲート９６の出力とビットｄの論理積を出力するＡＮＤゲートである。
【００７６】
また、図２４に示すように予測位相誤差の正接φｉが存在しない領域にはディセーブル信号を立て、あらかじめ全ての存在領域を比較しなくてもよいように処理をしておく。このようにすれば、処理時間を短縮することができる。
【００７７】
一方、図２５に示すように、予測位相誤差の正接φｉが存在する領域の近接した領域にも重み付けをしたフラグを立てておくと、どの存在領域が最も真の値に近いかを容易に判別することができる。例えば、「１」に挟まれた領域が一つの時には、「０．８」を付与し、「１」に挟まれた領域が２つの時には「０．６」を付与し、「１」に挟まれた領域が３つの時にはその真ん中の領域に「０．４」を、それ以外の領域に「０．５」を付与し、「１」と「０」に挟まれた３つの領域には「１」に近い方から順に「０．４」、「０．２」、「０．１」を付与する。そして、１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉと現時刻の予測位相誤差の正接φｉの対応する領域の値を足し合わせて最も大きくなるところを位相誤差ｔａｎ（θ）の存在領域とする。また、このようにすれば、領域決定回路８２は、たとい１クロック前の予測位相誤差の正接φ´ｉと現時刻の予測位相誤差の正接φｉに同時に「１」が立っている領域がなくても位相誤差の属する領域を「１」に近い領域に容易に決定することができる。
【００７８】
また、図１９のステップＳＴ２７において、入力信号の周波数誤差が大きく、ベクトル図上で入力信号が原点を中心にして回転している場合においては、図２６に示すように最も離れた領域ＡとＰを近接した領域として扱うことにより、入力信号の回転に対応でき、高速に周波数誤差を判別することができる。
【００７９】
この場合、同じ装置を用いても、位相誤差と周波数誤差は、例えば、分析する時間帯を分けることにより、分析することが可能になる。まず、離れた領域ＡとＰを近接した領域として扱わずに、所定の時間分の予測位相誤差の正接φｉの複数パターンを用い、位相誤差を分析する。次に、離れた領域ＡとＰを近接した領域として扱い、所定の時間分の予測位相誤差の正接φｉの複数パターンを用い、周波数誤差を分析する。
【００８０】
周波数誤差は、あまり大きくないものを取り扱う。例えば、連続する５つのφｉのパターンの中で、一致する領域がまず３回連続で領域Ｂで次いで２回連続で領域Ｃになったとする。次の連続する５つの予測位相誤差の正接φｉのパターンの中で、一致する領域が、まず３回連続で領域Ｃで、次いで２回連続で領域Ｄになったとする。この場合には、５パターンでπ／３２だけ位相が回転したことになる。ここで取り扱う周波数誤差のあまり大きくないものとは、１パターン変わる毎に、誤差が変化する領域が１つの領域以下のものである。
【００８１】
以上のように、１クロック前の領域判定結果との比較のみで正しい位相誤差を決定すると、判定するための材料が少ないため判定ミスを生じることも考えられる。数クロック分の領域判定結果を用いて正しい位相誤差を決定すると判定ミスが減少して確度の高い判定結果が得られる。この方式は、各クロック毎の領域判定結果を比較して、最も一致数の多い領域を選択する多数決論理を用いることで実現できる。図２２を例にして、具体的に説明する。同図において、上から下へと時間が進む、例えばパターン１への次のクロックでの領域判定結果がパターン２であるとする。パターン１からパターン４までで考えると、領域Ｈは４クロック分の判定結果で一致しており、一致数が最も多い。従って、パターン４においては、領域Ｈに位置するφが正しい位相誤差と決定される。もし、一致数が最多の領域が複数あった場合になど、上記の多数決論理で正しい位相誤差を判定できなかった場合には、１クロック前で正しく決定された位相誤差を出力する。
【００８２】
次に、多数決論理を用いた位相誤差判定回路について図３０を用いて説明する。図３０において、１００は例えば図２７に示したような構成を持ち予測位相誤差の正接φ１〜φ４が領域Ａ〜領域Ｐのどの領域に属するかを判定する領域判定回路、１０１は領域判定回路１００において複数回判定された複数の領域振り分けパターンから多数決論理に従って領域を決定してセレクト信号ＳＥを出力する領域決定回路、１０２1〜１０２16は１クロック前の予測位相誤差の領域振り分けパターンを記憶するためにそれぞれ領域Ａ〜領域Ｐに関するデータを記憶するＤフリップフロップ、１０３1〜１０３16は２クロック前の予測位相誤差の領域振り分けパターンを記憶するためにそれぞれ領域Ａ〜領域Ｐに関するデータを記憶するＤフリップフロップ、１０４1〜１０４16は３クロック前の予測位相誤差の領域振り分けパターンを記憶するためにそれぞれ領域Ａ〜領域Ｐに関するデータを記憶するＤフリップフロップ、１０５1〜１０５16は、それぞれ領域Ａ〜Ｐに関するデータを加算して領域決定回路１０１に出力する加算器であり、その他図１７と同一符号のものは図１７の同一符号部分に相当する部分である。
【００８３】
加算器１０５1は、領域判定回路１００が出力する現在領域Ａに所属する予測位相誤差があるか否かを示すデータと、Ｄフリップフロップ１０２1〜１０４1が保持しているデータを加算する。同様に加算器１０５2であれば、領域判定回路１００が出力する現在領域Ｂに所属する予測位相誤差があるか否かを示すデータと、Ｄフリップフロップ１０２2〜１０４2が保持しているデータを加算し、加算器１０５16であれば、領域判定回路１００が出力する現在領域Ｐに所属する予測位相誤差があるか否かを示すデータと、Ｄフリップフロップ１０２16〜１０４16が保持しているデータを加算する。
領域決定回路１０１は、１０５1〜１０５16の出力のうちのデータの値が最も大きい領域を実送信シンボルに対する位相誤差として推定して選択するようにセレクト信号ＳＥを出力する。
図３０に示した位相誤差判定回路では、多数決論理によって位相誤差の判定を行っているため、確度が高くなる。
【００８４】
図３１は、隣接する領域も考慮して位相誤差を判定する位相誤差判定回路の構成の一部を示すブロック図である。図３１に示す位相誤差判定回路は、図３０の各領域Ａ〜Ｐのデータを変換するためのＯＲゲート１０６1〜１０６16を備えて構成されており、このＯＲゲート１０６1〜１０６16の出力をＤフリップフロップ１０２1〜１０２16、Ｄフリップフロップ１０３1〜１０３16、Ｄフリップフロップ１０４1〜１０４16、および加算器１０５1〜１０５16で処理する。
【００８５】
このＯＲゲート１０６1〜１０６16は、対応する領域およびその隣接する領域のデータの論理和を求めるように領域判定回路１００の出力に接続されている。例えば、加算器１０６3は、対応する領域Ｃに関するデータと、それに隣接する領域Ｂに関するデータおよび領域Ｄに関するデータの論理和をとる。
【００８６】
この時、領域決定回路１０１は、加算器１０５1〜１０５16の出力のうちの最も大きい値を示す領域を位相誤差の属する領域とするが、例えば、領域Ｃに続けて「１」が４回入力され、領域Ｂ，Ｄには続けて「０」が入力された場合には特別な判断が必要になる。この場合には、加算器１０５2〜１０５4の出力はいずれも４になる。この時、領域決定回路１０１は、同じ最大値を出力している加算器の中の真ん中の加算器の出力に対応する領域に属する位相誤差を出力するようにセレクト信号ＳＥを出力する。また、領域決定回路１０１は、領域ＡとＢ、あるいは領域ＯとＰがともに最大値を出力する場合には、端の領域Ａ、Ｐに属する位相誤差を出力するようにセレクト信号ＳＥを生成する。このようにすることで、データの変動の影響をなくして位相誤差の判定確度を高めることができる。
【００８７】
また、図３２は、図３０から変更した構成のうち領域Ｃに関する部分を中心に記載したブロック図である。図３２に示すように、各加算器１０７1〜１０７16で加算するデータに重み付けを行ってもよい。領域判定回路１００が出力する領域Ａ〜Ｐに関するデータに対応して加算器１０７1〜１０７16が設けられている。領域Ｃに関するデータを変更するために、領域Ｃに対応して設けられた加算器１０７ 3 に、領域Ａに関するデータが係数乗算器１０８によって０．１倍されて与えられ、領域Ｂに関するデータが係数乗算器１０９によって０．５倍されて与えられ、領域Ｃに関するデータがそのまま与えられ、領域Ｄに関するデータが係数乗算器１１０によって０．５倍されて与えられ、領域Ｅに関するデータが係数乗算器１１１によって０．１倍されて与えられる。
【００８８】
このように構成することによって、例えば、領域Ａ〜Ｆのうちの領域Ｃのみに続けて「１」が入力されても、変換後の領域Ｂや領域Ｄに関するデータは、領域Ｃに関するデータよりも小さくなり、領域決定回路１０１における領域決定の手順が簡略化され、領域決定回路１０１の構成が単純化される。
【００８９】
なお、図３１や図３２に示したように各領域Ａ〜Ｐを変換する場合においても、周波数誤差を反転する際など、端の領域ＡやＰについて互いに隣接すると考えた方がよいときがある。そのようにするときは、図３１の場合には図３３に示すように、領域Ａに関すデータの変換を行うために設けられた加算器１０６1に、領域Ｐに関するデータと、領域Ａに関するデータと、領域Ｂに関するデータを与えるように構成する。
【００９０】
また、図３２の場合には図３４に示すように、例えば、端の領域Ａに対応して設けられて領域Ａに関するデータを変換する加算器１０７1には、領域Ａに関するデータがそのまま与えられ、領域Ｂに関するデータが係数乗算器１２０によって０．５倍されて与えられ、領域Ｃに関するデータが係数乗算器１２１によって０．１倍されて与えられ、領域Ｏに関するデータが係数乗算器１２２によって０．１倍されて与えられ、領域Ｐに関するデータが係数乗算器１２３によって０．５倍されて与えられる。
【００９１】
また、領域Ｂについても、領域Ｂに対応して設けられて領域Ｂに関するデータを変換する加算器１０７2には、領域Ａに関するデータが係数乗算器１２４によって０．５倍されて与えられ、領域Ｂに関するデータがそのまま与えられ、領域Ｃに関するデータが係数乗算器１２５によって０．５倍されて与えられ、領域Ｄに関するデータが係数乗算器１２６によって０．１倍されて与えられ、領域Ｐに関するデータが係数乗算器１２７によって０．１倍されて与えられる。
【００９２】
これらのように、端または端に近い領域に他の端または他の端に近い領域のデータを関連づけることによって、全ての領域を同等に扱うことができ、誤差に関連する角度が回転する場合にも、位相比較器の処理が容易になる。
【００９３】
さらに位相誤差を精度よく求める方法を考える。まず、ｔａｎ（θ）の存在領域について考える。−１≦ｔａｎ（θ）＜１の領域をｎ分割し最大４通りの予測された位相誤差がどの領域に存在しているかを求める。このとき、誤差を分離するためには同一の分割領域に２つ以上の予測値が存在してはならない。この条件を満たすｎを求める。
【００９４】
【数３】
すると、
【００９６】
【数４】
となる。すなわち、予測される位相誤差は以下のようになる。
【００９８】
【数５】
（Ａ，Ｂ）が第Ｉ，ＩＩＩ象限にある場合について考える。
【０１００】
【数６】
これに対してｔａｎ（θβ）は２通り考えられる。
【０１０２】
【数７】
となって、ｔａｎ（ζ）＝（Ｂ2−Ａ2）／２ＡＢとおくと、ｔａｎ（θβ）＝ｔａｎ（θ−ζ）となる。｜ζ｜が最小の時、ｔａｎ（θα）とｔａｎ（θβ）は最も値が近くなる。ｔａｎ（ζ）は単調増加関数であり、原点を通るので、｜ζ｜が最小の時｜ｔａｎ（ζ）｜も最小となる。｜ｔａｎ（ζ）｜の最小値はＡ＝１３，Ｂ＝１５を代入すればよい。
【０１０４】
ｍｉｎ（｜ｔａｎ（ζ）｜）＝０．１４３５８９７４４のとき、
θβ＝θ−８．１７１２３３５８２９８１゜となる。
【０１０５】
図３５に示すシンボル配置図の第Ｉ，ＩＩ象限でζと示されている角度が８．１７１２３３５８２９８１゜である。
【０１０６】
【数８】
ここで、ｔａｎ（ζ’）＝２ＡＢ／（Ｂ2−Ａ2）とおくと、
ｔａｎ（θβ）＝ｔａｎ（θ＋ζ’）
となる。｜ζ｜が最小の時、ｔａｎ（θα）とｔａｎ（θβ）は最も値が近くなる。ｔａｎ（ζ）は単調増加関数であり、原点を通るので、｜ζ｜、が最小の時｜ｔａｎ（ζ）｜も最小となる。｜ｔａｎ（ζ’）｜の最小値はＡ＝１，Ｂ＝１５を代入すればよい。
【０１０８】
ｍｉｎ（｜ｔａｎ（ζ’）｜）＝０．１３３９２８５７１
θβ＝θ＋７．６２８１４９６４４５８゜となる。
【０１０９】
図３５に示すシンボル配置図の第Ｉ，ＩＩ象限でζ’と示されている角度が７．６２８１４９６４４５８゜である。
【０１１０】
上述の結果から、各領域の位相角度幅はｔａｎ（７．６２８１４９６４４５８゜）より小さくなければならない。ｔａｎ（θ）の分割数ｎを１６とすると、
ａｒｃ ｔａｎ（２／１６）＝７．１２５０・・・゜＜ζｍｉｎ
となるので、条件を満足する。（Ａ，Ｂ）が第ＩＩ，ＩＶ象限のときも同様の結果となる。従って、ｎ＝１６としてよい。これにより分割数および分割されたｔａｎ（θ）の存在領域が決定された。
【０１２０】
【発明の効果】
請求項１記載の発明の位相比較器によれば、位相誤差判定手段が、予測位相誤差同士の差の比較という簡単な手段で位相誤差の判定を実現できるという効果がある。
【０１２１】
請求項２記載の発明の位相比較器によれば、予測位相誤差同士の差の比較をそれぞれの予測位相誤差がどの領域に属するかによって判別しているので、比較が簡単になり、位相誤差判定手段における判定の速度が向上できるとともに位相誤差判定手段の構成を簡単化できるという効果がある。
【０１２２】
請求項３記載の発明の位相比較器によれば、理想的なシンボルの個数が２５６個以下である場合に、π／４〜−π／４の間を１６等分して得た領域を用いて予測位相誤差の振り分けを行っているので、２５６ＱＡＭにおいて、理想的なシンボルの最小の位相間隔以下の分割を最小分割数で実現できるという効果がある。
【０１２３】
請求項４記載の発明の位相比較器によれば、予測位相誤差の値を用いてデコード手段でデコードすることによって予測位相誤差の振り分けを行うよう構成されているので、簡単な構成で予測位相誤差の振り分けを実現できるという効果がある。
【０１２４】
請求項５記載の発明の位相比較器によれば、位相誤差判定手段が多数決論理を用いているので、位相誤差判定の確度が高くなるという効果がある。
【０１２５】
請求項６記載の発明の位相比較器によれば、位相誤差判定手段で行われる多数決論理において近接する領域の状況も考慮しているので、位相誤差判定の確度が高くなるという効果がある。
【０１２６】
請求項７記載の発明の位相比較器によれば、隣接する領域に立っているフラグの状況も位相誤差判定の判断に含めるため、位相誤差の変動を小さくでき、位相誤差判定の精度を高めることができるという効果がある。
【０１２７】
請求項８記載の発明の位相比較器によれば、近接する領域を考慮して判定を行う際に、最も大きな領域と最も小さな領域を隣接する領域として扱うか、離れた領域として扱うかを選択可能に構成されているので、例えば、周波数誤差を検出するときには、最も大きな領域と最も小さな領域を隣接する領域として扱うことによって、回転する位相を検出する確度を高めることができ、位相比較器の多機能化を図ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施の形態１による位相比較器の構成を示すブロック図である。
【図２】 搬送波のパワーを計算する演算回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図３】 搬送波のパワーを計算する演算回路の構成の他の例を示すブロック図である。
【図４】 搬送波のパワーを計算する演算回路の構成の他の例を示すブロック図である。
【図５】 搬送波の振幅を計算する演算回路の構成の他の例を示すブロック図である。
【図６】 近接点判別回路の動作を説明するためのブロック図である。
【図７】 １６ＱＡＭの場合の近接点判別回路の動作を説明するためのグラフである。
【図８】 近接点を判別するための手順を示すフローチャートである。
【図９】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの構成の一例を示すブロック図である。
【図１０】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの配置の一例を示すブロック図である。
【図１１】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの配置の他の例を示すブロック図である。
【図１２】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの配置の他の例を示すブロック図である。
【図１３】 ２５６ＱＡＭの場合のシンボルの配置状態を示す図である。
【図１４】 ２５６ＱＡＭのシンボルについて第１象限のみの配置を示す図である。
【図１５】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの構成の他の例を示すブロック図である。
【図１６】 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロックの構成の他の例を示すブロック図である。
【図１７】 位相誤差判定回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図１８】 ｔａｎ（θ）とθの関係を示すグラフである。
【図１９】 領域決定回路の動作を示すフローチャートである。
【図２０】 異なる時刻の位相誤差の出力結果を示す図である。
【図２１】 位相誤差を振り分ける領域を示す図である。
【図２２】 領域に振り分けられた位相誤差の状態を示す図である。
【図２３】 位相誤差を振り分ける領域にフラグを立てた状態を示す図である。
【図２４】 位相誤差を振り分ける領域にフラグとディセーブル信号を立てた状態を示す図である。
【図２５】 位相誤差を振り分ける領域に重み付けをしたフラグを立てた状態を示す図である。
【図２６】 最も離れた領域ＡとＰを近接した領域として扱ったときの位相誤差判別状況を示す図である。
【図２７】 領域判定回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図２８】 領域合致判定回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図２９】 デコード回路の構成の一例を示すブロック図である。
【図３０】 多数決論理を用いた位相誤差判定回路の構成を示すブロック図である。
【図３１】 隣接する領域も考慮して位相誤差を判定する位相誤差判定回路の構成の一部を示すブロック図である。
【図３２】 位相誤差判定回路の他の構成のうち領域Ｃに関する部分を中心に記載したブロック図である。
【図３３】 隣接する領域も考慮して位相誤差を判定する位相誤差判定回路の他の構成の一部を示すブロック図である。
【図３４】 隣接する領域も考慮して位相誤差を判定する位相誤差判定回路の他の構成の一部を示すブロック図である。
【図３５】 領域とシンボルとの関係を説明するための２５６ＱＡＭのベクトル配置を示すグラフである。
【図３６】 ＱＡＭ復調器の構成を示すブロック図である。
【図３７】 従来の位相比較器の構成を示すブロック図である。
【図３８】 同相・直交各信号に４値を与えた１６ＱＡＭのベクトル配置を示すグラフである。
【図３９】 １６ＱＡＭの場合の位相誤差判定としきい値との関係を示すグラフである。
【図４０】 位相誤差を説明するためのグラフである。
【図４１】 周波数誤差を説明するためのグラフである。
【図４２】 ６４ＱＡＭの場合のしきい値領域を説明するためのグラフである。
【図４３】 ２５６ＱＡＭの場合のしきい値領域を説明するためのグラフである。
【図４４】 デローテータの構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 演算ブロック、２ 位相誤差計算ブロック、２ａ 理想シンボル推定ブロック、２ｂ 位相誤差ｔａｎ（θ）計算ブロック、３ 位相誤差判定ブロック、８０，１００ 領域判定回路、８２，１０１ 領域決定回路、８３ セレクタ、９１1〜９１16 領域合致判定回路、９４ デコード回路。
Claims (8)
- 信号を伝送する搬送波のパワーまたは該搬送波の振幅から、該搬送波により伝送されてきた実受信シンボルが送信時にどの理想的なシンボルに対応していたかを推定する理想シンボル推定手段と、
前記理想シンボル推定手段で送信時のものと推定される少なくとも一つの理想的なシンボル、および前記実受信シンボルから、少なくとも一つの予測位相誤差を求める予測位相検出手段と、
前記予測位相検出手段が求めた少なくとも一つの予測位相誤差の中から実送信シンボルに対する位相誤差として出力すべき位相誤差を判定する位相誤差判定手段とを備え、
前記位相誤差判定手段は、
前記予測位相検出手段が出力する複数の予測位相誤差について互いに異なる時刻に求められた予測位相誤差を比較し、予測位相誤差同士の差のもっとも小さな予測位相誤差を位相誤差として出力することを特徴とする、
位相比較器。 - 前記位相誤差判定手段は、
前記理想的なシンボルの最小の位相間隔以下の分割になるように、π／４〜−π／４の間を分割して得た複数の領域に、複数の予測位相誤差を複数の異なる時刻に検出し、時刻毎に前記複数の予測位相誤差を前記複数の領域に振り分けて、前記複数の予測位相誤差の振り分けられた前後の時刻の各領域の状況を比較することにより位相誤差の判定を行うことを特徴とする、請求項１記載の位相比較器。 - 前記位相誤差判定手段は、
前記理想的なシンボルの個数が２５６個以下である場合に、π／４〜−π／４の間を１６等分して得た領域を前記複数の領域として用いていることを特徴とする、請求項２記載の位相比較器。 - 前記位相誤差判定手段は、
前記複数の領域にそれぞれ対応して設けられた複数のデコード手段を有し、
前記複数の予測位相誤差を前記複数のデコード手段でデコードすることにより予測位相誤差が振り分けられた領域にフラグを立てて区別する領域合致判定手段をさらに備える、請求項２または請求項３記載の位相比較器。 - 前記位相誤差判定手段は、
最も長い時間にわたってフラグが立っている領域を選択する多数決論理を用いて位相誤差の判定を行い、前記多数決論理では判定できないときに前の判定結果を出力することを特徴とする、請求項４記載の位相比較器。 - 前記位相誤差判定手段は、
近接する領域に立っているフラグの状況も含めて位相誤差の判定を行うことを特徴とする、請求項５記載の位相比較器。 - 前記位相誤差判定手段は、
前後の時刻でフラグが立っている領域がないときに、隣接する領域のフラグの状況も含めて多数決論理を適用して位相誤差の判定を行うことを特徴とする、請求項６記載の位相比較器。 - 前記位相誤差判定手段は、
近接する領域を考慮して判定を行う際に、最も大きな領域と最も小さな領域を隣接する領域として扱うか、離れた領域として扱うかを選択可能に構成されていることを特徴とする、請求項６または請求項７記載の位相比較器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24154796A JP3660068B2 (ja) | 1996-09-12 | 1996-09-12 | 位相比較器 |
| US08/815,573 US5832040A (en) | 1996-09-12 | 1997-03-12 | Phase detector |
| DE19715701A DE19715701A1 (de) | 1996-09-12 | 1997-04-15 | Phasendetektor |
| FR9705918A FR2753324B1 (fr) | 1996-09-12 | 1997-05-14 | Detecteur de phase avec moyens d'estimation de symbole ideal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24154796A JP3660068B2 (ja) | 1996-09-12 | 1996-09-12 | 位相比較器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1093651A JPH1093651A (ja) | 1998-04-10 |
| JP3660068B2 true JP3660068B2 (ja) | 2005-06-15 |
Family
ID=17075988
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24154796A Expired - Fee Related JP3660068B2 (ja) | 1996-09-12 | 1996-09-12 | 位相比較器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5832040A (ja) |
| JP (1) | JP3660068B2 (ja) |
| DE (1) | DE19715701A1 (ja) |
| FR (1) | FR2753324B1 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100299956B1 (ko) * | 1998-10-20 | 2001-09-06 | 송재인 | Qam복조기의위상에러각에대한사인/코사인값의직접추출회로및그방법 |
| US6647071B2 (en) * | 1998-11-06 | 2003-11-11 | Texas Instruments Incorporated | Method and apparatus for equalization and tracking of coded digital communications signals |
| JP4560963B2 (ja) * | 2001-01-19 | 2010-10-13 | 株式会社富士通ゼネラル | Ｑａｍ復号装置 |
| EP1484881A4 (en) * | 2002-03-11 | 2011-01-12 | Panasonic Corp | APPARATUS FOR REPRODUCING A RADIO CARRIER |
| BRPI0312747B1 (pt) * | 2002-07-18 | 2016-11-22 | Qualcomm Inc | método e equipamento para equalização de realimentação de decisão híbrida |
| JP4009672B2 (ja) * | 2003-10-30 | 2007-11-21 | テクトロニクス・インターナショナル・セールス・ゲーエムベーハー | デジタル変調信号伝送回路の測定方法 |
| WO2008072552A1 (ja) * | 2006-12-15 | 2008-06-19 | Panasonic Corporation | 搬送波再生装置及び搬送波再生方法 |
| KR101599074B1 (ko) * | 2010-05-11 | 2016-03-02 | 삼성전자주식회사 | 직교주파수분할다중화 방식을 지원하는 수신기에서 위상 잡음 보상장치 및 방법 |
| WO2013140698A1 (ja) * | 2012-03-21 | 2013-09-26 | 三菱電機株式会社 | 位相誤差検出装置、位相誤差検出方法及び受信装置 |
| US9491010B2 (en) * | 2014-04-23 | 2016-11-08 | Nokia Solutions And Networks Oy | Phase noise tracking and reduction |
| US10218549B1 (en) * | 2018-01-24 | 2019-02-26 | National Instruments Corporation | Wireless radio receiver that performs adaptive phase tracking |
| US10218548B1 (en) | 2018-01-24 | 2019-02-26 | National Instruments Corporation | Wireless radio receiver that performs adaptive phase tracking |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02149155A (ja) * | 1988-11-30 | 1990-06-07 | Nec Corp | ディジタル復調回路 |
| EP0526836B1 (en) * | 1991-08-07 | 1997-01-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | QPSK demodulator with automatic frequency control |
| JP3241098B2 (ja) * | 1992-06-12 | 2001-12-25 | 株式会社東芝 | 多方式対応の受信装置 |
| JPH05347643A (ja) * | 1992-06-12 | 1993-12-27 | Toshiba Corp | 位相比較器 |
| US5400366A (en) * | 1992-07-09 | 1995-03-21 | Fujitsu Limited | Quasi-synchronous detection and demodulation circuit and frequency discriminator used for the same |
| JPH0630072A (ja) * | 1992-07-09 | 1994-02-04 | Toshiba Corp | 直交振幅変調波の搬送波再生回路 |
| EP0599300B1 (en) * | 1992-11-25 | 2000-06-07 | Nec Corporation | Frequency error detecting device capable of correctly detecting a frequency error between a carrier frequency and a standard frequency |
| US5471508A (en) * | 1993-08-20 | 1995-11-28 | Hitachi America, Ltd. | Carrier recovery system using acquisition and tracking modes and automatic carrier-to-noise estimation |
| US5465271A (en) * | 1993-08-20 | 1995-11-07 | General Electric Company | Post detection weighted vector combining diversity receivers using phase metrics for mobile and indoor radio channels |
| JP3041175B2 (ja) * | 1993-11-12 | 2000-05-15 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍ同期復調回路 |
| US5754591A (en) * | 1994-08-03 | 1998-05-19 | Broadcom Corporation | System for, and method of, processing quadrature amplitude modulated signals |
| US5519356A (en) * | 1995-02-13 | 1996-05-21 | National Semiconductor Corporation | Methods and apparatuses for fast decision directed carrier recovery with wide locking range |
| US5528195A (en) * | 1995-05-09 | 1996-06-18 | Panasonic Technologies, Inc. | Selective type quadrature demodulator |
| JP3414052B2 (ja) * | 1995-05-18 | 2003-06-09 | 三菱電機株式会社 | 位相変調信号復調方式 |
-
1996
- 1996-09-12 JP JP24154796A patent/JP3660068B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-03-12 US US08/815,573 patent/US5832040A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-04-15 DE DE19715701A patent/DE19715701A1/de not_active Ceased
- 1997-05-14 FR FR9705918A patent/FR2753324B1/fr not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE19715701A1 (de) | 1998-03-26 |
| US5832040A (en) | 1998-11-03 |
| FR2753324B1 (fr) | 2001-05-25 |
| JPH1093651A (ja) | 1998-04-10 |
| FR2753324A1 (fr) | 1998-03-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3660068B2 (ja) | 位相比較器 | |
| JP3455934B2 (ja) | 変調器 | |
| EP0296253A1 (en) | Discrimination timing control circuit | |
| JP2001086171A (ja) | 自動変調方式識別装置及び自動変調方式識別方法 | |
| US4843616A (en) | Method of obtaining a phase difference signal | |
| US4047153A (en) | Statistical data detection method and apparatus | |
| JP3691936B2 (ja) | 多値直交振幅変調装置及び多値直交振幅変調方法 | |
| US4811363A (en) | Method for recovering a phase difference signal | |
| JP3659800B2 (ja) | 位相誤差検出装置 | |
| JP3185867B2 (ja) | 誤差検出方法および装置、信号復調方法および装置 | |
| US7711073B2 (en) | Method and circuit arrangement for determining the frequency of a received signal for demodulation of received signals | |
| US8553811B2 (en) | Likelihood value calculation device, likelihood value calculation method, and radio system | |
| US5113415A (en) | Detection of a particular signal sequence with no adverse influence of multipath transmission | |
| US20050249314A1 (en) | Method and circuit arrangement for deciding a symbol in the complex phase space of a quadrature modulation method | |
| JPH11331291A (ja) | 自動利得制御方法および自動利得制御を備えた復調装置 | |
| JPH066400A (ja) | ビット尤度演算装置 | |
| RU2614585C1 (ru) | Способ и система для формирования восьмиточечной сигнально-кодовой конструкции | |
| JP4082169B2 (ja) | 振幅位相変換器及び振幅位相変換方法 | |
| Chernoyarov et al. | Coherent demodulation of APSK and QAM signals | |
| JP4039824B2 (ja) | 位相検出装置 | |
| US6901124B1 (en) | Diversity receiving apparatus that prevents judgement errors during decoding and a clock generating circuit for a diversity circuit that prevents judgement errors during decoding | |
| JP3774350B2 (ja) | 多値デジタル変調信号復調回路 | |
| JPH02192252A (ja) | 搬送波同期復調装置 | |
| JP2004248115A (ja) | タイミング誤差検出回路 | |
| JP2024027368A (ja) | 受信装置、領域分割装置およびプログラム |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041115 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041124 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050117 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050315 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050316 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080325 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090325 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |