JP3774350B2 - 多値デジタル変調信号復調回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多値デジタル変復調方式の多重伝送システムにおける復調回路に係り、特に、複数の異なる多値デジタル変復調方式の信号に共用される復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、デジタル変復調方式には、ＱＰＳＫ方式(４相位相偏移変調方式)や１６ＱＡＭ方式(１６値直交振幅変調方式)、６４ＱＡＭ方式(６４値直交振幅変調方式)などの多値デジタル変調方式が実用化されている。
【０００３】
そこで、このような多値デジタル変復調方式の伝送システムにおける受信側での復調回路の一例について、図１０のブロック図により説明する。
この図１０に示した復調回路では、まず受信された搬送波周波数ｆの変調波信号はアナログＢＰＦ(帯域ろ波器)１に入力され、ここで帯域制限された上でＡＧＣ(自動利得制御部)２により、受信されたときのレベルにかかわらず、一定のレベルにされてからＡ／Ｄ変換器(アナログ−デジタル変換器)３に供給され、デジタル化される。
【０００４】
そして、このＡ／Ｄ変換器３から出力されるデジタル信号は、受信電力計算部４と乗算器５Ａ、５Ｂに供給される。
まず、受信電力計算部４では、受信された信号のレベルが計算され、それがＡＧＣ２の制御入力にフィードバックされる。
この結果、受信された信号のゲインが制御され、上記した一定レベルにする制御が得られることになる。
【０００５】
また、乗算器５Ａ、５Ｂでは、Ａ／Ｄ変換器３から出力されたデジタル信号が搬送波信号と乗算され、これにより直交復調され、同相成分(Ｉ成分)と直交成分(Ｑ成分)が取り出される。
このときの直交復調に必要な搬送波信号は、電圧制御発振器(ＶＣＯ)からなる正弦波発生器７により発生され、これが乗算器５Ａには直接供給され、乗算器５Ｂには位相シフト器６を介してπ／２位相シフトしてから供給される。
【０００６】
このため、正弦波発生器７は周波数ｆの正弦波(余弦波)信号ｃｏｓ(ωt)を発生し、位相シフト器６からは正弦波信号ｓｉｎ(ωt)が出力される。ここで、ω＝２πｆである。
【０００７】
乗算器５Ａ、５Ｂから出力された同相成分(Ｉ成分)と直交成分(Ｑ成分)は、夫々ロールオフフィルタ８Ａ、８Ｂに入力し、ここを通過させることにより波形整形され、出力信号Ｉｒ、Ｑｒとして取り出されて自動等化器９に供給される。
【０００８】
そして、この自動等化器９により等化された出力信号Ｉａ、Ｑａが識別器１０に入力され、ここで送信側で送った送信点を識別し、この識別結果がデータ信号Ｉｄ、Ｑｄとして出力され、これが並列／直列変換器(Ｐ／Ｓ変換器)１２により直列信号に変換され、復調された受信データが得られることになる。
【０００９】
また、このとき、自動等化器９の出力信号Ｉａ、Ｑａは、識別器１０の識別結果であるデータ信号Ｉｄ、Ｑｄと共に誤差計算器１１に供給され、これにより自動等化器９のタップ更新と正弦波発生器７の周波数補正に必要な等化誤差Ｅが出力されるようになっており、この結果、自動等化器９による等化特性が常に適切な状態になるように制御される。
【００１０】
ここで、この自動等化器９としては複素数演算を行なう構成によるものが一般的であり、その一例を図１１により説明する。
この図１１に示した自動等化器９は、２個の加算器２０と、４個のトランスバーサルフィルタ１９で構成されたもので、入力と出力の関係は、次のようになっている。
【００１１】
いま、各トランスバーサルフィルタ１９の伝達特性を図１１に示すごとくにＣｉ、Ｃｑとする。さらに、信号Ｉｒ、Ｑｒの値をそれぞれＩｒ、Ｑｒと表わすと、複素数で表わした入力信号の値(Ｉｒ＋ｊ・Ｑｒ)と伝達特性Ｃｉ、Ｃｑの関係は、次の式で表わせる。
(Ｉｒ＋ｊ・Ｑｒ)・(Ｃｉ＋ｊ・Ｃｑ)
＝(Ｉｒ・Ｃｉ−Ｑｒ・Ｃｑ)＋ｊ・(Ｉｒ・Ｃｑ＋Ｑｒ・Ｃｉ)よって、出力信号Ｉａ、Ｑａの値は、入力信号Ｉｒ、Ｑｒと伝達特性Ｃｉ、Ｃｑにより次式で表わせ、従って、伝達特性Ｃｉ、Ｃｑを変えることにより、入力Ｉｒ、Ｑｒに対する出力信号Ｉａ、Ｑａの特性、つまり等化特性を変えることができる。
Ｉａ＝Ｉｒ・Ｃｉ−Ｑｒ・Ｃｑ
Ｑａ＝Ｉｒ・Ｃｑ＋Ｑｒ・Ｃｉ
ここで、自動等化器９の各トランスバーサルフィルタ１９は全て同じ構成で、図１２に示すように、(Ｎ−１)個の直列接続された遅延素子２１とＮ個の乗算器２２、それにＮ入力の総和器２３で構成された一般的なものであり、従って、その伝達特性Ｃｉ、Ｃｑは、各乗算器２２に入力される係数Ｃ１〜ＣＮにより設定される。
ここで、これらの係数はタップ係数と呼ばれるもので、自動等化器９は、これらのタップ係数の更新により等化特性が設定されることになる。
【００１２】
トランスバーサルフィルタ１９に入力された入力信号Ｉｒ又はＱｒは、遅延素子２１で順次、所定の時間づつ遅延され、その途中で乗算器２２に入力され、各遅延素子２１の前後の信号に所定のタップ係数Ｃ１〜ＣＮを乗算してから総和器２３により総和を取って出力されるようになっている。
【００１３】
そして、これらのタップ係数Ｃ１〜ＣＮを、以下に示す式に従って、等化誤差Ｅに応じて更新して行くことにより、必要な等化が与えられた出力信号Ｉａ、Ｑａが得られることになる。
【００１４】
ＣＮ(T+1)＝ＣＮ(T)−ｇ・Ｘ*・Ｅ
ここで、Ｘ*＝Ｉｒ−ｊ・Ｑｒ
Ｅ ＝Ｅｉ＋ｊ・Ｅｑ＝(Ｉａ−Ｉｄ)＋ｊ・(Ｑａ−Ｑｄ)
ｇ：定数（スカラー量）
ＣＮ(T)：時刻Ｔにおけるタップ係数Ｃ１〜ＣＮ
ＣＮ(T+1)：時刻Ｔ＋１におけるタップ係数Ｃ１〜ＣＮ
なお、この等化特性設定のアルゴリズムの詳細については、例えば次の文献に開示されている。
電子通信学会編、宮川 洋 外著
『デジタル信号処理』
昭和５０年１１月、ｐｐ２３１〜２４３
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、多値デジタル変復調方式に種々の方式が混在している点について配慮がされているとは言えず、復調回路の共用化に問題があった。
上記したように、多値デジタル変復調方式には、ＱＰＳＫ方式、１６ＱＡＭ方式、６４ＱＡＭ方式などの種々の方式がある。
【００１５】
そして、これらには夫々特長があるので、伝送路の状況などに応じて最善と思われる変復調方式が任意に選択できれば理想的で、この場合、複数種の多値デジタル変復調方式のいずれにも対応でき、共用が可能な復調回路を用いるのが望ましい。
【００１６】
そこで、例えばＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの３種の変調方式に対応した復調部を１台に内蔵する場合について説明する。
図６〜図８は、それぞれの変調方式における信号のコンストレーションを示したもので、各図のＩ軸、Ｑ軸の単位は比にしてあり、従って、実際の振幅は、それぞれの図から計算した電力比の逆数となる。
なお、コンストレーションとは、この図の星座(Constellation)との類似から与えられた用語で、位相座標における信号配置図のことである。
【００１７】
これらの図において、ＱＰＳＫによる変調信号の平均電力を２(＝１2＋１2)とすると、このときの１６ＱＡＭによる変調信号の平均電力は、各ポイント(４ポイント)の電力の平均であるから、下記のように、１０である。
１０＝｛(１2＋１2)＋(１2＋３2)×２＋(３2＋３2)｝／４
従って、同じ電力でのＱＰＳＫと１６ＱＡＭの振幅の比率をＲ16 とすると、
Ｒ16 ＝１／√(２／１０)＝１／√５
となり、平均電力をＱＰＳＫと同じにするためには、図７に示した振幅に、この比率Ｒ16 (＝１／√５)を乗じたものとなり、平均電力が同じになるように図７の振幅を書き直すと、図９に示すようになる。
【００１８】
同様に、６４ＱＡＭの平均電力は１６ポイントの電力の平均であるから、下記のように、４２である。
従って、ＱＰＳＫとの振幅の比率をＲ64 とすると、
Ｒ64 ＝１／√２１(＝√(２／４２))
となる。
【００１９】
ここで、図１０に示した復調回路は、変復調方式が違っても、共通に使用できるが、しかし、このままでは、変復調方式が変わったにもかかわらず、平均電力では同じ様に入力されるので、どのブロックにも電力的には同レベルの信号が入力されてしまう。
【００２０】
このため、識別器１０にも、変復調方式にかかわらず常に同一レベルの信号が入力されてしまうことになり、この結果、それぞれの変復調方式に合わせた識別器が必要となり、従って、従来技術では、共用化のためには、夫々の変復調方式に対応して各個別の識別器を用意し、切り替えて使用する必要があり、従って、復調回路が複雑化し、コストアップになるなどの問題が生じてしまうのである。
【００２１】
本発明の目的は、変復調方式が異なる複数の信号に容易に共用できるようにした多値デジタル変調信号復調回路を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の直前で信号に乗算する手段を設け、前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるようにして達成される。
【００２３】
同じく、上記目的は、受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の入力側にある自動等化器の直前で信号に乗算する手段を設け、前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるようにして達成される。
【００２４】
同じく、上記目的は、受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の入力側にある自動等化器の直後で信号に乗算する手段を設け、前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるようにして達成される。
【００２５】
同じく、上記目的は、受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の入力側にある直交復調部の直前で信号に乗算する手段を設け、前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるようにして達成される。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による多値デジタル変調信号復調回路について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態で、図において、１３〜１６は乗算器で、その他の構成は、図１０に示した従来技術と同じである。
【００２７】
そして、これらの乗算器１３〜１６には、図示してない制御手段により、受信対象となる変調信号の方式に応じて決る所定の定数ｋ、又はその逆数１／ｋが夫々図示のように、乗算値として入力されるように構成されている。
【００２８】
従って、この図１の実施形態が、図１０に示した従来技術と異なる点は、識別器１０の前に乗算器１３、１４が設けられ、これにより、受信すべき信号の変復調方式の種別に応じて、それに対応した定数ｋを乗算すると共に、自動等化器９と正弦波発生器７の入力にも乗算器１５、１６を設け、誤差計算により算出した等化誤差Ｅには、この定数ｋの逆数１／ｋを乗算するようにした点である。
【００２９】
次に、この定数ｋの設定例について説明する。
まず、ＱＰＳＫ変調方式の多値デジタル変調信号を対象にしたときは、定数ｋ＝１に設定されるように構成する。
次に１６ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号を対象としたときには、定数ｋ＝√５が設定されるように構成しておく。ここで、この定数値√５は、上記したＱＰＳＫと１６ＱＡＭの振幅の比率Ｒ16(＝１／√５)の逆数値になっている。
【００３０】
そうすると、ＱＰＳＫ変調方式の多値デジタル変調信号に応じて平均電力が一定となっていた信号Ｉａ、Ｑａに、乗算器１３、１４により定数ｋが乗算され、レベルが√５倍されるので、識別器１０に入力される信号レベルは、図７に示したレベルとなる。
【００３１】
つまり、ＱＰＳＫ変調方式の多値デジタル変調信号での例えば(＋１、＋１)の信号点は、１６ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号での(＋１、＋１)の信号点と同じレベルにされる。
【００３２】
また、６４ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号を対象としたときには、定数ｋ＝√２１が設定されるように構成しておく。ここで、この定数値√２１は、上記したＱＰＳＫと６４ＱＡＭの振幅の比率Ｒ64(＝１／√２１)の逆数値になっている。
【００３３】
そうすると、今度は信号Ｉａ、Ｑａのレベルが√２１倍されるので、識別器１０に入力される信号レベルは、図９に示したレベルとなる。
【００３４】
つまり、ＱＰＳＫ変調方式の多値デジタル変調信号での例えば(＋１、＋１)の信号点は、６４ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号での(＋１、＋１)の信号点と同じレベルにされる。
【００３５】
この結果、定数ｋをＱＰＳＫでは定数値１にし、１６ＱＡＭでは定数値√５、それに６４ＱＡＭでは定数値√２１にしてやれば、ＱＰＳＫ変調方式の多値デジタル変調信号の(＋１、＋１)は、１６ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号の(＋１、＋１)とレベルが一致し、さらに６４ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号の(＋１、＋１)ともレベルが一致することになり、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの(＋１、＋１)の信号点はすべて同じレベルになり、さらに、例えば１６ＱＡＭと６４ＱＡＭの(＋３、＋１)や、(＋３、＋３)などの信号点もレベルは同じになる。
【００３６】
従って、識別器１０の動作特性を予め６４ＱＡＭの変調方式の多値デジタル変調信号に合わせて設定し、復調動作時、必要に応じて図示してない制御手段を操作し、各乗算器１３〜１６に供給すべき定数ｋと逆定数１／ｋを設定してやるだけで、何れの方式の多値デジタル変調信号の復調に際しても常に的確な等化特性が自動的に与えられることになる。
【００３７】
ところで、このように乗算器１３、１４により、識別器１０の入力信号Ｉａ、Ｑａに定数ｋを乗算した結果、誤差計算器１１により計算される等化誤差Ｅのレベルもｋ倍になってしまう。
そこで、この実施形態では、乗算器１５、１６を設け、これにより、等化誤差Ｅには逆定数１／ｋを乗算し、等化誤差Ｅ本来のレベルが保持されるようにしてある。
【００３８】
従って、この実施形態によれば、復調対象となる多値デジタル変復調方式の種別、すなわち、受信信号がＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの何れの多値デジタル変復調方式のものかの種別に応じて、各乗算器１３〜１６に供給すべき定数ｋと逆定数１／ｋを選択してやるだけで、何れの方式の多値デジタル変調信号の復調にも適用することができ、何れの場合にも常に的確な等化特性による精度のよい復調動作を得ることができる。
【００３９】
また、この結果、この実施形態によれば、復調対象となる多値デジタル変調信号の種別に応じて、個々に自動等化器と識別器を設ける必要がないので、復調回路の構成が簡単になり、コストを大幅に低減させることができる。
【００４０】
ところで、このようにして共用化を図った結果、識別器１０の識別値、つまり出力信号Ｉｄ、Ｑｄが変復調方式に応じて異なったものになり、且つ、数値も整数ではなく実数となり、更に自動等化器９の出力信号Ｉａ、Ｑａも様々な値になるので、識別器１０での識別値と誤差計算器１１での等化誤差Ｅの算出に際して複雑な計算処理が必要になる。
【００４１】
しかも、この計算処理には符号付きの加算器が必要であり、この場合、１０ビット以上のビット長の信号処理になるのが通例なので、必要とする加算器が大規模のものになってしまう。
そこで、この実施形態では、識別器１０での識別値と誤差計算器１１による等化誤差Ｅの計算に際して以下の通り処理するようになっている。
【００４２】
ここで、出力信号Ｉａ、Ｑａはデジタル値であり、上記したように、通例は１０ビット以上の場合が多い。
しかし、ここでは、説明を簡単にするため、一例として、図５に示すように、信号のＩ、Ｑ成分を、それぞれ符号付き８ビット長で表現するものとし、且つ、図では黒点・で表わしてあるように、小数点を、左から数えて第４ビット目と第５ビット目の間においてあるものとするように、固定小数点表現とする。
【００４３】
そうすると、例えば(＋３、＋１)は、小数点位置の前後のビットの間にスペースをあけ、かつ、２進数で表示すると、下記のようになる。
＋３＝００１１ ００００
＋１＝０００１ ００００
ここで、小数点以下の各ビット□に対応する数値は、それぞれ次のように定義する。
従って、小数点以下のビットでの数値との対応は、次のようになる。
【００４４】
１１００＝０.７５ ０１００＝０.２５
そこで、この実施形態における識別器１０は、このように各データを２進数で表現した上で、このデータの第４ビットを無条件で強制的に‘１’にし、第５ビット以下第８ビットまでは全てのビットを‘０’する処理を行い、これにより識別値を得るように構成してある。
【００４５】
次に、これにより識別値が得られる理由について説明すると、まず、復調回路での識別処理とは、データＩａ、Ｑａの値について、例えば６４ＱＡＭの場合、次のようにすることである。
一方、例えばデータＩａが、００１０ １０１１の場合、識別器１０で、上記した通り、第４ビットを強制的に‘１’にし、第５ビット以下を‘０’にしたとすると、次のようになる。
００１１ ００００＝＋３
そして、これを識別値Ｉｄとするのであるが、これは上記した数値と一致しており、従って、この方法により、識別値が得られることが判る。
【００４６】
そして、この方法によれば、加減算処理が伴わないから、識別器１０に大規模な符号付きの加算器を必要とせず、簡単な処理で容易に識別値が得られることになる。
なお、以上は座標値が正の場合であるが、負の値でも同じで、コンストレーションの第１象限から第４象限の何れにも当て嵌まる。
【００４７】
次に、この実施形態では、等化誤差Ｅの算出を以下のようにして行う。
例えば、いま、受信点(Ｉａ、Ｑａ)の座標値が(＋１.７５、＋０.２５)とすると、この場合、識別値(Ｉｄ、Ｑｄ)は(＋１、＋１)である。
【００４８】
そこで、これを上記した符号付き８ビット表現にすると、次のようになる。
Ｉａ＝０００１ １１００
Ｑａ＝００００ ０１００
Ｉｄ＝０００１ ００００
Ｑｄ＝０００１ ００００
従って、このときの等化誤差Ｅは、同相成分の等化誤差Ｅｉと直交成分の等化誤差Ｅｑ毎に次のようになる。
【００４９】
Ｅｉ＝Ｉａ−Ｉｄ＝＋０．７５＝００００ １１００
Ｅｑ＝Ｑａ−Ｑｄ＝−０．７５＝１１１１ １１００
ここで、小数点の左辺の部分については、００００−０００１＝１１１１と定義し、これで負の数値を表わすものとする。
そして、これらの等化誤差Ｅｉ、Ｅｑを、受信点(Ｉａ、Ｑａ)の座標値と比較してみると、受信点(Ｉａ、Ｑａ)の座標値の第５ビット以下がそのまま等化誤差Ｅｉ、Ｅｑになっていることが判る。
【００５０】
そこで、この実施形態では、受信点のデータＩａ、Ｑａの第５ビット以下を等化誤差Ｅｉ、Ｅｑ、すなわち等化誤差Ｅとして出力するように誤差計算器１１を構成し、更にこのとき、受信点のデータＩａ、Ｑａについて、それらのデータの第４ビットが‘１’の場合には、上位第１〜第４ビットを全て‘０’にして、等化誤差が正の値であることを表わし、それらのデータの第４ビットが‘０’の場合には、上位第１〜第４ビットを全て‘１’にして、誤差が負の値であることを表わすように構成するのである。
【００５１】
従って、この実施形態によれば、識別器１０による識別処理と、誤差計算器１１による計算処理が簡略化されるので、識別処理と等化誤差計算処理に必要な部分のハードウェア或いはソフトウェアが小規模で済み、従って充分に簡素化できることになり、小型で高信頼性の多値デジタル変調信号復調回路をローコストで得ることができる。
【００５２】
ところで、図１の実施形態では、定数ｋを乗ずる位置、すなわち乗算器１３、１４の位置が自動等化器９の直後であって、識別器１０の直前になっているが、図２に示すように、自動等化器９の直前にしてもよく、或いは図３に示すように、ロールオフフィルタ８Ａ、８Ｂの直前にしてもよい。
【００５３】
また、図４に示すように、乗算器５Ａ、５Ｂの直前に１個の乗算器１７を設けるようにしてもよく、本発明は、これら何れの実施形態によっても、同等の作用効果を得ることができる。
【００５４】
【発明の効果】
本発明によれば、乗算器に設定すべき定数を、復調対象である多値デジタル変調信号に応じて選択するだけで、変復調方式を異にする複数の信号の何れにも共用でき、何れの場合にも常に的確な等化特性による精度のよい復調動作を得ることができる。
【００５５】
また、この結果、この実施形態によれば、復調対象となる多値デジタル変調信号の種別に応じて、個々に自動等化器と識別器を設ける必要がないので、復調回路の構成が簡単になり、小型で高信頼性の多値デジタル変調信号復調回路をローコストで得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による多値デジタル変調信号復調回路図の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明による多値デジタル変調信号復調回路図の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明による多値デジタル変調信号復調回路図の第３の実施形態を示すブロック図である。
【図４】本発明による多値デジタル変調信号復調回路図の第４の実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態における２進数表示のビット説明図である。
【図６】ＱＰＳＫ変復調方式のコンストレーション図である。
【図７】１６ＱＡＭ変復調方式のコンストレーション図である。
【図８】６４ＱＡＭ変復調方式のコンストレーション図である。
【図９】平均電力をＱＰＳＫ変復調方式に合わせた１６ＱＡＭ変復調方式のコンストレーション図である。
【図１０】従来技術による多値デジタル変調信号復調回路図の一例を示すブロック図である。
【図１１】自動等化器の一例を示すブロック図である。
【図１２】トランスバーサルフィルタの一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ アナログＢＰＦ(帯域ろ波器)
２ ＡＧＣ(自動利得制御部)
３ Ａ／Ｄ(アナログ−デジタル変換器)
４ 受信電力計算部
５Ａ、５Ｂ 乗算器
６ π／２位相シフト器
７ 正弦波発振器
８ ロールオフフィルタ
９ 自動等化器
１０ 識別器
１１ 誤差計算器
１２ 並列／直列変換器(Ｐ／Ｓ変換器)
１３〜１７ 乗算器
【発明の属する技術分野】
本発明は、多値デジタル変復調方式の多重伝送システムにおける復調回路に係り、特に、複数の異なる多値デジタル変復調方式の信号に共用される復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、デジタル変復調方式には、ＱＰＳＫ方式(４相位相偏移変調方式)や１６ＱＡＭ方式(１６値直交振幅変調方式)、６４ＱＡＭ方式(６４値直交振幅変調方式)などの多値デジタル変調方式が実用化されている。
【０００３】
そこで、このような多値デジタル変復調方式の伝送システムにおける受信側での復調回路の一例について、図１０のブロック図により説明する。
この図１０に示した復調回路では、まず受信された搬送波周波数ｆの変調波信号はアナログＢＰＦ(帯域ろ波器)１に入力され、ここで帯域制限された上でＡＧＣ(自動利得制御部)２により、受信されたときのレベルにかかわらず、一定のレベルにされてからＡ／Ｄ変換器(アナログ−デジタル変換器)３に供給され、デジタル化される。
【０００４】
そして、このＡ／Ｄ変換器３から出力されるデジタル信号は、受信電力計算部４と乗算器５Ａ、５Ｂに供給される。
まず、受信電力計算部４では、受信された信号のレベルが計算され、それがＡＧＣ２の制御入力にフィードバックされる。
この結果、受信された信号のゲインが制御され、上記した一定レベルにする制御が得られることになる。
【０００５】
また、乗算器５Ａ、５Ｂでは、Ａ／Ｄ変換器３から出力されたデジタル信号が搬送波信号と乗算され、これにより直交復調され、同相成分(Ｉ成分)と直交成分(Ｑ成分)が取り出される。
このときの直交復調に必要な搬送波信号は、電圧制御発振器(ＶＣＯ)からなる正弦波発生器７により発生され、これが乗算器５Ａには直接供給され、乗算器５Ｂには位相シフト器６を介してπ／２位相シフトしてから供給される。
【０００６】
このため、正弦波発生器７は周波数ｆの正弦波(余弦波)信号ｃｏｓ(ωt)を発生し、位相シフト器６からは正弦波信号ｓｉｎ(ωt)が出力される。ここで、ω＝２πｆである。
【０００７】
乗算器５Ａ、５Ｂから出力された同相成分(Ｉ成分)と直交成分(Ｑ成分)は、夫々ロールオフフィルタ８Ａ、８Ｂに入力し、ここを通過させることにより波形整形され、出力信号Ｉｒ、Ｑｒとして取り出されて自動等化器９に供給される。
【０００８】
そして、この自動等化器９により等化された出力信号Ｉａ、Ｑａが識別器１０に入力され、ここで送信側で送った送信点を識別し、この識別結果がデータ信号Ｉｄ、Ｑｄとして出力され、これが並列／直列変換器(Ｐ／Ｓ変換器)１２により直列信号に変換され、復調された受信データが得られることになる。
【０００９】
また、このとき、自動等化器９の出力信号Ｉａ、Ｑａは、識別器１０の識別結果であるデータ信号Ｉｄ、Ｑｄと共に誤差計算器１１に供給され、これにより自動等化器９のタップ更新と正弦波発生器７の周波数補正に必要な等化誤差Ｅが出力されるようになっており、この結果、自動等化器９による等化特性が常に適切な状態になるように制御される。
【００１０】
ここで、この自動等化器９としては複素数演算を行なう構成によるものが一般的であり、その一例を図１１により説明する。
この図１１に示した自動等化器９は、２個の加算器２０と、４個のトランスバーサルフィルタ１９で構成されたもので、入力と出力の関係は、次のようになっている。
【００１１】
いま、各トランスバーサルフィルタ１９の伝達特性を図１１に示すごとくにＣｉ、Ｃｑとする。さらに、信号Ｉｒ、Ｑｒの値をそれぞれＩｒ、Ｑｒと表わすと、複素数で表わした入力信号の値(Ｉｒ＋ｊ・Ｑｒ)と伝達特性Ｃｉ、Ｃｑの関係は、次の式で表わせる。
(Ｉｒ＋ｊ・Ｑｒ)・(Ｃｉ＋ｊ・Ｃｑ)
＝(Ｉｒ・Ｃｉ−Ｑｒ・Ｃｑ)＋ｊ・(Ｉｒ・Ｃｑ＋Ｑｒ・Ｃｉ)よって、出力信号Ｉａ、Ｑａの値は、入力信号Ｉｒ、Ｑｒと伝達特性Ｃｉ、Ｃｑにより次式で表わせ、従って、伝達特性Ｃｉ、Ｃｑを変えることにより、入力Ｉｒ、Ｑｒに対する出力信号Ｉａ、Ｑａの特性、つまり等化特性を変えることができる。
Ｉａ＝Ｉｒ・Ｃｉ−Ｑｒ・Ｃｑ
Ｑａ＝Ｉｒ・Ｃｑ＋Ｑｒ・Ｃｉ
ここで、自動等化器９の各トランスバーサルフィルタ１９は全て同じ構成で、図１２に示すように、(Ｎ−１)個の直列接続された遅延素子２１とＮ個の乗算器２２、それにＮ入力の総和器２３で構成された一般的なものであり、従って、その伝達特性Ｃｉ、Ｃｑは、各乗算器２２に入力される係数Ｃ１〜ＣＮにより設定される。
ここで、これらの係数はタップ係数と呼ばれるもので、自動等化器９は、これらのタップ係数の更新により等化特性が設定されることになる。
【００１２】
トランスバーサルフィルタ１９に入力された入力信号Ｉｒ又はＱｒは、遅延素子２１で順次、所定の時間づつ遅延され、その途中で乗算器２２に入力され、各遅延素子２１の前後の信号に所定のタップ係数Ｃ１〜ＣＮを乗算してから総和器２３により総和を取って出力されるようになっている。
【００１３】
そして、これらのタップ係数Ｃ１〜ＣＮを、以下に示す式に従って、等化誤差Ｅに応じて更新して行くことにより、必要な等化が与えられた出力信号Ｉａ、Ｑａが得られることになる。
【００１４】
ＣＮ(T+1)＝ＣＮ(T)−ｇ・Ｘ*・Ｅ
ここで、Ｘ*＝Ｉｒ−ｊ・Ｑｒ
Ｅ ＝Ｅｉ＋ｊ・Ｅｑ＝(Ｉａ−Ｉｄ)＋ｊ・(Ｑａ−Ｑｄ)
ｇ：定数（スカラー量）
ＣＮ(T)：時刻Ｔにおけるタップ係数Ｃ１〜ＣＮ
ＣＮ(T+1)：時刻Ｔ＋１におけるタップ係数Ｃ１〜ＣＮ
なお、この等化特性設定のアルゴリズムの詳細については、例えば次の文献に開示されている。
電子通信学会編、宮川 洋 外著
『デジタル信号処理』
昭和５０年１１月、ｐｐ２３１〜２４３
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、多値デジタル変復調方式に種々の方式が混在している点について配慮がされているとは言えず、復調回路の共用化に問題があった。
上記したように、多値デジタル変復調方式には、ＱＰＳＫ方式、１６ＱＡＭ方式、６４ＱＡＭ方式などの種々の方式がある。
【００１５】
そして、これらには夫々特長があるので、伝送路の状況などに応じて最善と思われる変復調方式が任意に選択できれば理想的で、この場合、複数種の多値デジタル変復調方式のいずれにも対応でき、共用が可能な復調回路を用いるのが望ましい。
【００１６】
そこで、例えばＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの３種の変調方式に対応した復調部を１台に内蔵する場合について説明する。
図６〜図８は、それぞれの変調方式における信号のコンストレーションを示したもので、各図のＩ軸、Ｑ軸の単位は比にしてあり、従って、実際の振幅は、それぞれの図から計算した電力比の逆数となる。
なお、コンストレーションとは、この図の星座(Constellation)との類似から与えられた用語で、位相座標における信号配置図のことである。
【００１７】
これらの図において、ＱＰＳＫによる変調信号の平均電力を２(＝１2＋１2)とすると、このときの１６ＱＡＭによる変調信号の平均電力は、各ポイント(４ポイント)の電力の平均であるから、下記のように、１０である。
１０＝｛(１2＋１2)＋(１2＋３2)×２＋(３2＋３2)｝／４
従って、同じ電力でのＱＰＳＫと１６ＱＡＭの振幅の比率をＲ16 とすると、
Ｒ16 ＝１／√(２／１０)＝１／√５
となり、平均電力をＱＰＳＫと同じにするためには、図７に示した振幅に、この比率Ｒ16 (＝１／√５)を乗じたものとなり、平均電力が同じになるように図７の振幅を書き直すと、図９に示すようになる。
【００１８】
同様に、６４ＱＡＭの平均電力は１６ポイントの電力の平均であるから、下記のように、４２である。
Ｒ64 ＝１／√２１(＝√(２／４２))
となる。
【００１９】
ここで、図１０に示した復調回路は、変復調方式が違っても、共通に使用できるが、しかし、このままでは、変復調方式が変わったにもかかわらず、平均電力では同じ様に入力されるので、どのブロックにも電力的には同レベルの信号が入力されてしまう。
【００２０】
このため、識別器１０にも、変復調方式にかかわらず常に同一レベルの信号が入力されてしまうことになり、この結果、それぞれの変復調方式に合わせた識別器が必要となり、従って、従来技術では、共用化のためには、夫々の変復調方式に対応して各個別の識別器を用意し、切り替えて使用する必要があり、従って、復調回路が複雑化し、コストアップになるなどの問題が生じてしまうのである。
【００２１】
本発明の目的は、変復調方式が異なる複数の信号に容易に共用できるようにした多値デジタル変調信号復調回路を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の直前で信号に乗算する手段を設け、前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるようにして達成される。
【００２３】
同じく、上記目的は、受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の入力側にある自動等化器の直前で信号に乗算する手段を設け、前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるようにして達成される。
【００２４】
同じく、上記目的は、受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の入力側にある自動等化器の直後で信号に乗算する手段を設け、前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるようにして達成される。
【００２５】
同じく、上記目的は、受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の入力側にある直交復調部の直前で信号に乗算する手段を設け、前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるようにして達成される。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による多値デジタル変調信号復調回路について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態で、図において、１３〜１６は乗算器で、その他の構成は、図１０に示した従来技術と同じである。
【００２７】
そして、これらの乗算器１３〜１６には、図示してない制御手段により、受信対象となる変調信号の方式に応じて決る所定の定数ｋ、又はその逆数１／ｋが夫々図示のように、乗算値として入力されるように構成されている。
【００２８】
従って、この図１の実施形態が、図１０に示した従来技術と異なる点は、識別器１０の前に乗算器１３、１４が設けられ、これにより、受信すべき信号の変復調方式の種別に応じて、それに対応した定数ｋを乗算すると共に、自動等化器９と正弦波発生器７の入力にも乗算器１５、１６を設け、誤差計算により算出した等化誤差Ｅには、この定数ｋの逆数１／ｋを乗算するようにした点である。
【００２９】
次に、この定数ｋの設定例について説明する。
まず、ＱＰＳＫ変調方式の多値デジタル変調信号を対象にしたときは、定数ｋ＝１に設定されるように構成する。
次に１６ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号を対象としたときには、定数ｋ＝√５が設定されるように構成しておく。ここで、この定数値√５は、上記したＱＰＳＫと１６ＱＡＭの振幅の比率Ｒ16(＝１／√５)の逆数値になっている。
【００３０】
そうすると、ＱＰＳＫ変調方式の多値デジタル変調信号に応じて平均電力が一定となっていた信号Ｉａ、Ｑａに、乗算器１３、１４により定数ｋが乗算され、レベルが√５倍されるので、識別器１０に入力される信号レベルは、図７に示したレベルとなる。
【００３１】
つまり、ＱＰＳＫ変調方式の多値デジタル変調信号での例えば(＋１、＋１)の信号点は、１６ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号での(＋１、＋１)の信号点と同じレベルにされる。
【００３２】
また、６４ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号を対象としたときには、定数ｋ＝√２１が設定されるように構成しておく。ここで、この定数値√２１は、上記したＱＰＳＫと６４ＱＡＭの振幅の比率Ｒ64(＝１／√２１)の逆数値になっている。
【００３３】
そうすると、今度は信号Ｉａ、Ｑａのレベルが√２１倍されるので、識別器１０に入力される信号レベルは、図９に示したレベルとなる。
【００３４】
つまり、ＱＰＳＫ変調方式の多値デジタル変調信号での例えば(＋１、＋１)の信号点は、６４ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号での(＋１、＋１)の信号点と同じレベルにされる。
【００３５】
この結果、定数ｋをＱＰＳＫでは定数値１にし、１６ＱＡＭでは定数値√５、それに６４ＱＡＭでは定数値√２１にしてやれば、ＱＰＳＫ変調方式の多値デジタル変調信号の(＋１、＋１)は、１６ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号の(＋１、＋１)とレベルが一致し、さらに６４ＱＡＭ変調方式の多値デジタル変調信号の(＋１、＋１)ともレベルが一致することになり、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの(＋１、＋１)の信号点はすべて同じレベルになり、さらに、例えば１６ＱＡＭと６４ＱＡＭの(＋３、＋１)や、(＋３、＋３)などの信号点もレベルは同じになる。
【００３６】
従って、識別器１０の動作特性を予め６４ＱＡＭの変調方式の多値デジタル変調信号に合わせて設定し、復調動作時、必要に応じて図示してない制御手段を操作し、各乗算器１３〜１６に供給すべき定数ｋと逆定数１／ｋを設定してやるだけで、何れの方式の多値デジタル変調信号の復調に際しても常に的確な等化特性が自動的に与えられることになる。
【００３７】
ところで、このように乗算器１３、１４により、識別器１０の入力信号Ｉａ、Ｑａに定数ｋを乗算した結果、誤差計算器１１により計算される等化誤差Ｅのレベルもｋ倍になってしまう。
そこで、この実施形態では、乗算器１５、１６を設け、これにより、等化誤差Ｅには逆定数１／ｋを乗算し、等化誤差Ｅ本来のレベルが保持されるようにしてある。
【００３８】
従って、この実施形態によれば、復調対象となる多値デジタル変復調方式の種別、すなわち、受信信号がＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの何れの多値デジタル変復調方式のものかの種別に応じて、各乗算器１３〜１６に供給すべき定数ｋと逆定数１／ｋを選択してやるだけで、何れの方式の多値デジタル変調信号の復調にも適用することができ、何れの場合にも常に的確な等化特性による精度のよい復調動作を得ることができる。
【００３９】
また、この結果、この実施形態によれば、復調対象となる多値デジタル変調信号の種別に応じて、個々に自動等化器と識別器を設ける必要がないので、復調回路の構成が簡単になり、コストを大幅に低減させることができる。
【００４０】
ところで、このようにして共用化を図った結果、識別器１０の識別値、つまり出力信号Ｉｄ、Ｑｄが変復調方式に応じて異なったものになり、且つ、数値も整数ではなく実数となり、更に自動等化器９の出力信号Ｉａ、Ｑａも様々な値になるので、識別器１０での識別値と誤差計算器１１での等化誤差Ｅの算出に際して複雑な計算処理が必要になる。
【００４１】
しかも、この計算処理には符号付きの加算器が必要であり、この場合、１０ビット以上のビット長の信号処理になるのが通例なので、必要とする加算器が大規模のものになってしまう。
そこで、この実施形態では、識別器１０での識別値と誤差計算器１１による等化誤差Ｅの計算に際して以下の通り処理するようになっている。
【００４２】
ここで、出力信号Ｉａ、Ｑａはデジタル値であり、上記したように、通例は１０ビット以上の場合が多い。
しかし、ここでは、説明を簡単にするため、一例として、図５に示すように、信号のＩ、Ｑ成分を、それぞれ符号付き８ビット長で表現するものとし、且つ、図では黒点・で表わしてあるように、小数点を、左から数えて第４ビット目と第５ビット目の間においてあるものとするように、固定小数点表現とする。
【００４３】
そうすると、例えば(＋３、＋１)は、小数点位置の前後のビットの間にスペースをあけ、かつ、２進数で表示すると、下記のようになる。
＋３＝００１１ ００００
＋１＝０００１ ００００
ここで、小数点以下の各ビット□に対応する数値は、それぞれ次のように定義する。
【００４４】
１１００＝０.７５ ０１００＝０.２５
そこで、この実施形態における識別器１０は、このように各データを２進数で表現した上で、このデータの第４ビットを無条件で強制的に‘１’にし、第５ビット以下第８ビットまでは全てのビットを‘０’する処理を行い、これにより識別値を得るように構成してある。
【００４５】
次に、これにより識別値が得られる理由について説明すると、まず、復調回路での識別処理とは、データＩａ、Ｑａの値について、例えば６４ＱＡＭの場合、次のようにすることである。
００１１ ００００＝＋３
そして、これを識別値Ｉｄとするのであるが、これは上記した数値と一致しており、従って、この方法により、識別値が得られることが判る。
【００４６】
そして、この方法によれば、加減算処理が伴わないから、識別器１０に大規模な符号付きの加算器を必要とせず、簡単な処理で容易に識別値が得られることになる。
なお、以上は座標値が正の場合であるが、負の値でも同じで、コンストレーションの第１象限から第４象限の何れにも当て嵌まる。
【００４７】
次に、この実施形態では、等化誤差Ｅの算出を以下のようにして行う。
例えば、いま、受信点(Ｉａ、Ｑａ)の座標値が(＋１.７５、＋０.２５)とすると、この場合、識別値(Ｉｄ、Ｑｄ)は(＋１、＋１)である。
【００４８】
そこで、これを上記した符号付き８ビット表現にすると、次のようになる。
Ｉａ＝０００１ １１００
Ｑａ＝００００ ０１００
Ｉｄ＝０００１ ００００
Ｑｄ＝０００１ ００００
従って、このときの等化誤差Ｅは、同相成分の等化誤差Ｅｉと直交成分の等化誤差Ｅｑ毎に次のようになる。
【００４９】
Ｅｉ＝Ｉａ−Ｉｄ＝＋０．７５＝００００ １１００
Ｅｑ＝Ｑａ−Ｑｄ＝−０．７５＝１１１１ １１００
ここで、小数点の左辺の部分については、００００−０００１＝１１１１と定義し、これで負の数値を表わすものとする。
そして、これらの等化誤差Ｅｉ、Ｅｑを、受信点(Ｉａ、Ｑａ)の座標値と比較してみると、受信点(Ｉａ、Ｑａ)の座標値の第５ビット以下がそのまま等化誤差Ｅｉ、Ｅｑになっていることが判る。
【００５０】
そこで、この実施形態では、受信点のデータＩａ、Ｑａの第５ビット以下を等化誤差Ｅｉ、Ｅｑ、すなわち等化誤差Ｅとして出力するように誤差計算器１１を構成し、更にこのとき、受信点のデータＩａ、Ｑａについて、それらのデータの第４ビットが‘１’の場合には、上位第１〜第４ビットを全て‘０’にして、等化誤差が正の値であることを表わし、それらのデータの第４ビットが‘０’の場合には、上位第１〜第４ビットを全て‘１’にして、誤差が負の値であることを表わすように構成するのである。
【００５１】
従って、この実施形態によれば、識別器１０による識別処理と、誤差計算器１１による計算処理が簡略化されるので、識別処理と等化誤差計算処理に必要な部分のハードウェア或いはソフトウェアが小規模で済み、従って充分に簡素化できることになり、小型で高信頼性の多値デジタル変調信号復調回路をローコストで得ることができる。
【００５２】
ところで、図１の実施形態では、定数ｋを乗ずる位置、すなわち乗算器１３、１４の位置が自動等化器９の直後であって、識別器１０の直前になっているが、図２に示すように、自動等化器９の直前にしてもよく、或いは図３に示すように、ロールオフフィルタ８Ａ、８Ｂの直前にしてもよい。
【００５３】
また、図４に示すように、乗算器５Ａ、５Ｂの直前に１個の乗算器１７を設けるようにしてもよく、本発明は、これら何れの実施形態によっても、同等の作用効果を得ることができる。
【００５４】
【発明の効果】
本発明によれば、乗算器に設定すべき定数を、復調対象である多値デジタル変調信号に応じて選択するだけで、変復調方式を異にする複数の信号の何れにも共用でき、何れの場合にも常に的確な等化特性による精度のよい復調動作を得ることができる。
【００５５】
また、この結果、この実施形態によれば、復調対象となる多値デジタル変調信号の種別に応じて、個々に自動等化器と識別器を設ける必要がないので、復調回路の構成が簡単になり、小型で高信頼性の多値デジタル変調信号復調回路をローコストで得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による多値デジタル変調信号復調回路図の第１の実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明による多値デジタル変調信号復調回路図の第２の実施形態を示すブロック図である。
【図３】本発明による多値デジタル変調信号復調回路図の第３の実施形態を示すブロック図である。
【図４】本発明による多値デジタル変調信号復調回路図の第４の実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態における２進数表示のビット説明図である。
【図６】ＱＰＳＫ変復調方式のコンストレーション図である。
【図７】１６ＱＡＭ変復調方式のコンストレーション図である。
【図８】６４ＱＡＭ変復調方式のコンストレーション図である。
【図９】平均電力をＱＰＳＫ変復調方式に合わせた１６ＱＡＭ変復調方式のコンストレーション図である。
【図１０】従来技術による多値デジタル変調信号復調回路図の一例を示すブロック図である。
【図１１】自動等化器の一例を示すブロック図である。
【図１２】トランスバーサルフィルタの一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ アナログＢＰＦ(帯域ろ波器)
２ ＡＧＣ(自動利得制御部)
３ Ａ／Ｄ(アナログ−デジタル変換器)
４ 受信電力計算部
５Ａ、５Ｂ 乗算器
６ π／２位相シフト器
７ 正弦波発振器
８ ロールオフフィルタ
９ 自動等化器
１０ 識別器
１１ 誤差計算器
１２ 並列／直列変換器(Ｐ／Ｓ変換器)
１３〜１７ 乗算器
Claims (5)
- 受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、
復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の直前で信号に乗算する手段を設け、
前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるように構成したことを特徴とする多値デジタル変調信号復調回路。 - 受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、
復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の入力側にある自動等化器の直前で信号に乗算する手段を設け、
前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるように構成したことを特徴とする多値デジタル変調信号復調回路。 - 受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、
復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の入力側にある自動等化器の直後で信号に乗算する手段を設け、
前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるように構成したことを特徴とする多値デジタル変調信号復調回路。 - 受信信号に対する等化特性を、識別器による受信信号の識別結果が最適な状態になるように制御する方式の多値デジタル変調信号復調回路において、
復調対象となる受信信号の変復調方式に応じて、その変復調方式の平均電力の逆数比からなる定数を前記識別器の入力側にある直交復調部の直前で信号に乗算する手段を設け、
前記定数の選択により、変復調方式を異にする受信信号の夫々に共用できるように構成したことを特徴とする多値デジタル変調信号復調回路。 - 請求項１乃至請求項４に記載の多値デジタル変調信号復調回路において、
前記識別器は、固定小数点表現された受信信号によって識別値を得ることを特徴とする多値デジタル変調信号復調回路。
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