WO2008072552A1 - 搬送波再生装置及び搬送波再生方法 - Google Patents

搬送波再生装置及び搬送波再生方法 Download PDF

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WO2008072552A1
WO2008072552A1 PCT/JP2007/073606 JP2007073606W WO2008072552A1 WO 2008072552 A1 WO2008072552 A1 WO 2008072552A1 JP 2007073606 W JP2007073606 W JP 2007073606W WO 2008072552 A1 WO2008072552 A1 WO 2008072552A1
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WO
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signal
unit
carrier wave
output
pilot signal
Prior art date
Application number
PCT/JP2007/073606
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English (en)
French (fr)
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Teruaki Hasegawa
Yoshikazu Hayashi
Yousuke Kimura
Original Assignee
Panasonic Corporation
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Publication date
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    • H04N7/015—High-definition television systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
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    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
    • H04L27/3836—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using the received modulated signal or the received IF signal, e.g. by detecting a pilot or by frequency multiplication
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation

Definitions

  • the present invention relates to a carrier reproduction device used when demodulating a modulation signal including a pilot signal.
  • the present invention maintains the follow-up performance to phase noise when the pilot signal can be normally received.
  • the purpose is to suppress the degradation of demodulation performance when pilot signals cannot be received normally.
  • a first carrier recovery device multiplies a baseband signal and an oscillation signal and outputs the result, and a pilot that extracts a pilot signal from the output of the rotation calculation unit A signal extraction unit, an error detection control unit that outputs a phase error between the pilot signal and the reference signal as a value limited within a predetermined range, and an output obtained by smoothing the output of the error detection control unit A loop filter unit that generates a signal corresponding to the output of the loop filter unit, and outputs the signal as the oscillation signal.
  • the pilot signal is normal without sacrificing the tracking performance of the phase noise when the noise signal can be normally received. Therefore, it is possible to suppress a decrease in demodulation performance when reception is impossible.
  • the second carrier recovery device multiplies the baseband signal and the oscillation signal and outputs the result, and the pilot signal extraction that extracts the pilot signal from the output of the rotation calculation unit
  • a transmission line quality estimation unit that estimates transmission line quality from the output of the rotation calculation unit, a control amount determination unit that obtains a control signal in accordance with the transmission line quality, and between the pilot signal and the reference signal
  • An error detection control unit that outputs the phase error as a value limited within a predetermined range according to the control signal or as it is, a loop filter unit that smoothes and outputs the output of the error detection control unit, A frequency variable oscillation unit that generates a signal corresponding to the output of the loop filter unit and outputs the signal as the oscillation signal.
  • the detected phase error value is limited within a predetermined range according to the transmission path quality, the follow-up performance to the phase noise when the pilot signal can be normally received is sacrificed. Therefore, it is possible to suppress the degradation of demodulation performance when the pilot signal cannot be received normally.
  • the third carrier recovery device multiplies the baseband signal and the oscillation signal, and outputs a rotation calculation unit that outputs the result, and extracts a pilot signal from the output of the rotation calculation unit
  • a transmission path quality estimation unit to be obtained; and a gain setting unit that sets the filter gain according to the transmission path quality.
  • the filter gain of the loop filter unit is set according to the transmission path quality, the pilot signal is normal without sacrificing the tracking performance to the phase noise when the pilot signal can be normally received. Therefore, it is possible to suppress degradation in demodulation performance when reception is not possible.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a carrier wave reproducing device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the loop filter unit of FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a carrier reproducing device according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the output signal selection unit of FIG.
  • FIG. 5 is a graph for explaining the operation of the determination unit in FIG.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a carrier recovery device according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of a limiting unit in FIG.
  • FIG. 8 is a graph for explaining the operation of the determination unit in FIG.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a carrier wave reproducing device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration example of a control amount determination unit in FIG.
  • FIG. 11 is a flowchart showing processing in a control amount determination unit in FIG.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration example of a gain setting unit in FIG.
  • FIG. 13 is a flowchart showing processing in the gain setting unit of FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a carrier recovery device according to the first embodiment of the present invention.
  • the carrier wave recovery device in FIG. 1 includes a rotation calculation unit 2, a pilot signal extraction unit 12, an error detection unit 14, a loop filter unit 16, and a variable frequency oscillation unit 18.
  • a baseband signal obtained by receiving a signal conforming to the Advanced Television Systems Committee (ATSC) standard and performing quadrature detection is input to the carrier recovery device in FIG.
  • the received signal is modulated by the VSB modulation method and includes a pilot signal.
  • the baseband signal is a complex signal and has an in-phase signal BI and a quadrature signal BQ.
  • quadrature detection When quadrature detection is performed at the front stage of the carrier recovery device of FIG. 1, it is used for quadrature detection.
  • the carrier to be transmitted does not always have an accurate frequency and an accurate phase. For this reason, frequency and phase shifts remain in the in-phase signal BI and the quadrature signal BQ.
  • the baseband signal input to the carrier recovery device in FIG. 1 is expressed by the following equation (1), where Si is an in-phase signal (I signal) and Sq is a quadrature signal (Q signal):
  • variable frequency oscillator 18 is a signal conjugate with the carrier component exp (j (AWt + ⁇ )) of the signal represented by the equation (1),
  • the rotation calculation unit 2 uses the following expression (3), that is, the output of the variable frequency oscillation unit 18 and the input baseband signal:
  • the rotation calculation unit 2 removes the frequency and phase shift of the input baseband signal and outputs the obtained demodulated signal (Si + jSq).
  • the noise signal extraction unit 12 extracts a pilot signal from the demodulated signal and outputs the pilot signal to the error detection unit 14.
  • the error detector 14 detects the phase error of the received digital modulation signal based on the extracted pilot signal, and outputs it to the loop filter unit 16.
  • the error detector 14 detects 0 as the phase error.
  • the error detector 14 detects the phase error.
  • the loop filter unit 16 smoothes the output of the error detection unit 14, that is, outputs the obtained phase error as a control signal to the frequency variable oscillation unit 18 by removing its high frequency component. To do.
  • the variable frequency oscillation unit 18 generates an oscillation signal having a frequency corresponding to the output signal of the loop filter unit 16 and outputs the oscillation signal to the rotation calculation unit 2.
  • the phase control loop configured as described above constitutes a negative feedback control loop! /
  • the carrier wave phase-synchronized with the received digital modulation signal is reproduced by the frequency variable oscillation unit 18.
  • the recovered carrier wave is in a conjugate relationship with the carrier wave component of the baseband signal input to the rotation calculation unit 2, and there is no frequency error or phase error between them, so that a correct demodulated signal can be obtained. It becomes possible.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the loop filter unit 16 of FIG.
  • the loop filter unit 16 includes a direct system circuit 31, an integration system circuit 32, and an adder 33.
  • the direct circuit 31 has an amplifier 34.
  • the integrating system circuit 32 includes an amplifier 36, an adder 37, and a delay unit 38.
  • the amplifier 34 of the direct system circuit 31 amplifies the phase error signal output from the error detection unit 14 with the amplification degree ⁇ .
  • the frequency variable oscillating unit 18 advances (or delays) the phase of the output signal in proportion to the input control signal. Therefore, the direct circuit 31 functions to advance (or delay) the phase of the output signal of the frequency variable oscillator 18 linearly with respect to the phase error signal. That is, the direct system circuit 31 corrects the phase error in the carrier wave recovery process.
  • the phase error signal input to the amplifier 36 is amplified with an amplification degree of 0 and output.
  • the adder 37 adds the output of the amplifier 36 and the output of the delay unit 38 and outputs the result.
  • the delay unit 38 delays the output of the adder 37 and outputs it to the adders 33 and 37.
  • a loop composed of the adder 37 and the delay unit 38 has an integration function. Therefore, the integration system circuit 32 functions to control the frequency of the output signal of the variable frequency oscillator 18 based on the phase error signal. That is, the integration system circuit 32 corrects the frequency error in the carrier wave reproduction process.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a carrier wave reproducing device according to a modified example of the first embodiment.
  • the carrier wave reproducing device in FIG. 3 is the same as the carrier wave reproducing device in FIG. 1 except that it further includes an output signal selection unit 13.
  • the output signal selection unit 13 and the error detection unit 14 constitute an error detection control unit 20.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the output signal selection unit 13 in FIG.
  • the output signal selection unit 13 includes a determination unit 42, a fixed value output unit 44, and a selection unit 46.
  • the determination unit 42 performs determination according to the relationship between the in-phase signal component Pi of the pilot signal output from the pilot signal extraction unit 12 and the quadrature signal component Pq, and outputs the determination result to the selection unit 46.
  • the fixed value output unit 44 outputs the fixed value to the selection unit 46.
  • the selection unit 46 selects and outputs the pilot signal or the output of the fixed value output unit 44 according to the determination result of the determination unit 42.
  • the determination unit 42 is, for example, the following equations (4), (5), that is,
  • FIG. 5 is a graph for explaining the operation of the determination unit 42 in FIG.
  • the determination unit 42 determines that the pilot signal should be selected when the signal point of the input pilot signal is within the region ⁇ in FIG. 5, and the signal point of the input pilot signal is If it is within the area ⁇ , it is determined that the output of the fixed value output unit 44 should be selected.
  • RI and RQ indicate the possible ranges of the I signal component Pi and the Q signal component Pq, respectively.
  • the determination unit 42 determines that the pilot signal should be selected.
  • the error detector 14 detects a phase error ⁇ 2 between the pilot signal and the reference signal (I axis).
  • the pilot signal may be damaged or lost, and reception may not be performed normally.
  • the selector 46 selects the output of the pilot signal extractor 12
  • the signal point of the pilot signal is assumed to be, for example, the signal point P2. Will be made.
  • the carrier wave recovery device in FIG. 1 operates to cancel the phase error that is greater than the actual one, so that the phase error remains in the negative feedback control loop. It becomes. For this reason, demodulation performance will fall.
  • the determination unit 42 determines that the signal point of the pilot signal is, for example, the signal point P2. It is determined that the output of the fixed value output unit 44 should be selected. Assuming that the fixed value output unit 44 outputs a value indicating the signal point PF, the phase error decreases from ⁇ 1 to ⁇ 3. As a result, the phase error remaining in the negative feedback control loop can be suppressed.
  • the output signal selection unit 13 may output the signal output immediately before as the pilot signal.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a carrier recovery device according to the second embodiment of the present invention.
  • the carrier wave reproducing device shown in FIG. 6 is the same as the carrier wave reproducing device shown in FIG.
  • the error detection unit 14 and the limit unit 15 constitute an error detection control unit 220.
  • the other components are the same as those described with reference to FIG. 1, and thus the same reference numerals are assigned and description thereof is omitted.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of the limiting unit 15 in FIG.
  • the restriction unit 15 includes a determination unit 52, a fixed value output unit 54, and a selection unit 56.
  • the determination unit 52 performs determination according to the phase error PE output from the error detection unit 14 and outputs the determination result to the selection unit 56.
  • the fixed value output unit 54 outputs the fixed value to the selection unit 56.
  • the selection unit 56 selects and outputs the phase error PE or the output of the fixed value output unit 54 according to the determination result of the determination unit 52.
  • the determination unit 52 is, for example, the following equations (6), (7), that is,
  • FIG. 8 is a graph for explaining the operation of the determination unit 52 in FIG.
  • the determination unit 52 determines that the phase error ⁇ should be selected when the phase error PE satisfies ⁇ / 4 ⁇ ⁇ / 4, and the phase error ⁇ is ⁇ / 4 ⁇ . If ⁇ / 4 is not satisfied, it is determined that one of the outputs of the fixed value output unit 54 should be selected. It is assumed that the fixed value output unit 54 outputs ⁇ ⁇ / 4.
  • the determination unit 52 selects the error ⁇ . Judge that it should be. On the other hand, when the error ⁇ is larger than ⁇ / 4! / (Point ⁇ 2), the determination unit 52 determines that the output ⁇ / 4 of the fixed value output unit 54 should be selected. When the error ⁇ is smaller than ⁇ / 4 (point ⁇ 3), the determination unit 52 determines that the output ⁇ / 4 of the fixed output unit 54 should be selected. By doing so, the phase error ⁇ can be increased to ⁇ / 4, so that the phase error remaining in the negative J feedback control loop can be suppressed.
  • a processing unit may be provided that performs output processing by performing clip processing with bit width restriction on the input signal according to the determination result. Good.
  • the error detection control unit 220 further includes a measurement unit that obtains a rate of change of the phase error PE output from the error detection unit 14 with respect to time, and the limiting unit 15 responds to the rate of change of the phase error PE.
  • the phase error obtained by the error detector 14 or a predetermined value may be selected and output.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a carrier recovery device according to the third embodiment of the present invention.
  • the carrier wave regenerator of FIG. 9 has a limiter 315 and a loop filter unit 316 in place of the limiter 15 and the loop filter unit 16 in the carrier wave regenerator of FIG. Section 64, storage section 65, and control amount determination section 66. It is made to have in.
  • the gain control unit 64 includes a storage unit 67 and a gain setting unit 68.
  • the error detection unit 14 and the restriction unit 315 constitute an error detection control unit 320.
  • the other components are the same as those described with reference to FIG. 1, and thus the same reference numerals are assigned and description thereof is omitted.
  • the transmission path quality estimation unit 62 determines the correlation value CR between the output of the rotation calculation unit 2 and a predetermined data pattern, and the C / N value of the output of the rotation calculation unit 2 (the carrier power relative to the noise power). Ratio) CN is obtained as the transmission path quality and output.
  • the value corresponding to the reflected wave among the correlation values CR is used in the following. In a signal compliant with the ATSC standard, a predetermined data pattern exists in the field sync segment.
  • Limiting section 315 determines whether or not to limit the value of the phase error in accordance with error control signal LM.
  • the other points are the same as the limiting unit 15 in FIG.
  • the loop filter unit 316 controls the amplification factor of one or both of the amplifier 34 of the direct system circuit 31 and the amplifier 36 of the integration system circuit 32 in the loop filter unit 16 of FIG. 2 according to the gain control signal GF. It is configured.
  • the other points are the same as those of the loop filter unit 16 of FIG.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration example of the control amount determination unit 66 of FIG.
  • the control amount determination unit 66 includes semi-IJ constants 72 and 73, selections 75 and 76, threshold value direct setting 77B and 77C, and limit setting units 78A, 78B, 78C and 78D.
  • the threshold setting units 77A to 77C output thresholds TL1, TL2, and TL3, respectively (TL1 ⁇ TL3).
  • the limit setting sections 78A and 78C output signals indicating that the phase error value should be limited.
  • Limit setting sections 78B and 78D output signals indicating that the value of the phase error should not be limited.
  • the determination unit 71 compares the correlation value CR with the threshold value TL1, and when the correlation value CR is smaller, the determination unit 71 controls the selection unit 74 to select the output of the restriction setting unit 78A.
  • the selection unit 74 outputs an error control signal LM to the limiting unit 315 so as to limit the value of the phase error.
  • the limiting unit 315 limits the value of the phase error.
  • the correlation value CR is small. In this case, by limiting the value of the phase error, it is possible to prevent the demodulation performance from deteriorating even when the pilot signal cannot be normally received due to the influence of the reflected wave or the like.
  • the determination unit 71 controls the selection unit 74 so as to select the output of the selection unit 75 when the correlation value CR is equal to or greater than the threshold value TL1. If the correlation value CR is greater than or equal to the threshold value TL1, the following processing is performed. That is, the determination unit 72 controls the selection unit 75 so as to select the output of the limit setting unit 78B when the C / N value CN is equal to or greater than the threshold value TL2. At this time, the selection units 74 and 75 output the error control signal LM to the limiting unit 315 so as not to limit the value of the phase error, and the limiting unit 315 does not limit the value of the phase error.
  • the determination unit 72 controls the selection unit 75 to select the output of the selection unit 76.
  • the determination unit 73 controls the selection unit 76 to select the output of the limit setting unit 78C when the correlation value CR is smaller than the threshold value TL3.
  • the limiting unit 315 limits the value of the phase error. This is because one of the factors that the judgment unit 72 judges that the C / N value CN is low is likely to be the influence of the reflected wave.
  • the determination unit 73 controls the selection unit 76 to select the output of the restriction setting unit 78D.
  • the limiting unit 315 does not limit the value of the phase error. The reason why the judgment unit 72 judges that the C / N value CN is low is not the influence of the reflected wave.
  • FIG. 11 is a flowchart showing processing in the control amount determination unit 66 of FIG. This figure shows the processing described with reference to FIG. 10 as a flowchart.
  • step S12 determination unit 71 compares correlation value CR with threshold value TL1. If the correlation value CR is smaller, the process proceeds to step S18, and if the correlation value CR is greater than or equal to the threshold value TL1, the process proceeds to step S14.
  • step S14 the determination unit 72 compares the C / N value CN with the threshold value TL2. If the C / N value C N is greater than or equal to the threshold TL2, the process proceeds to step S19. If the C / N value CN is less than the threshold TL2, the process proceeds to step S16.
  • step S16 determination unit 73 compares correlation value CR with threshold value TL3. If the correlation value CR is smaller than the threshold value TL3, the process proceeds to step S18. If the correlation value CR is greater than or equal to the threshold value TL3, the process proceeds to step S19.
  • step S18 the selection unit 74 outputs the error control signal LM to the limiting unit 315 so as to limit the value of the phase error under the control of the determination unit 7;!
  • step S19 the selection unit 74 outputs the error control signal LM to the limiting unit 315 so as not to limit the phase error value under the control of the determination unit 7;!
  • the storage unit 65 stores the error control signal LM output from the control amount determination unit 66. If the transmission path quality obtained by the transmission path quality estimation unit 62 after the error control signal LM is changed is worse than that before the error control signal LM is changed, the control amount determination unit 66 receives from the storage unit 65. Read the error control signal LM before the change and output it to the limiter 315.
  • the limiting unit 315 is controlled using the transmission path quality obtained by the transmission path quality estimation unit 62.
  • the limiter 315 prevents the phase error from being limited as much as possible, so that it is possible to improve the follow-up performance to the phase noise. Further, when affected by the reflected wave or the like, the limiter 315 limits the phase error, so that the demodulation performance can be improved.
  • an output signal selection unit may be provided between the pilot signal extraction unit 12 and the error detection unit 14 instead of the restriction unit 315.
  • This output signal selector indicates that the error control signal LM should limit the phase error within a predetermined range, and if the signal point of the neuron signal is outside the area EA in FIG. 3 selects a signal having a signal point within the area EA as in the output signal selection unit 13 in FIG. 3, and selects and outputs a pilot signal in other cases.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration example of the gain setting unit 68 in FIG.
  • the gain setting unit 68 has half IJ constants 82 and 83, selection 85 and 86, threshold direct setting 87B and 87C, and limit setting units 88A, 88B, 88C and 88D.
  • the threshold setting units 87A to 87C output threshold values TGI, TG2, and TG3, respectively (TG1 ⁇ TG3).
  • Limit setting sections 88A and 88C output signals indicating that a small gain should be set.
  • Limit setting sections 88B and 88D output signals indicating that a large gain should be set.
  • the determination unit 81 compares the correlation value CR with the threshold value TG1, and when the correlation value CR is smaller, the determination unit 81 controls the selection unit 84 to select the output of the restriction setting unit 88A.
  • the selection unit 84 outputs a gain control signal GF so as to reduce the gain of the loop filter unit 316. transmission When the reflected wave on the road is large, the correlation value CR is small. In this case, by reducing the gain of the loop filter unit 316, it is possible to prevent the demodulation performance from degrading even when the pilot signal cannot be normally received due to the influence of the reflected wave or the like.
  • the determination unit 81 controls the selection unit 84 to select the output of the selection unit 85 when the correlation value CR is greater than or equal to the threshold TG1.
  • the determination unit 82 controls the selection unit 85 so as to select the output of the limit setting unit 88B when the C / N value CN is equal to or greater than the threshold value TG2.
  • the selection units 84 and 85 output the gain control signal GF so as to increase the gain of the loop filter unit 316.
  • the determination unit 82 controls the selection unit 85 so as to select the output of the selection unit 86 when the C / N value CN is less than the threshold value TG2.
  • the determination unit 83 controls the selection unit 86 to select the output of the restriction setting unit 88C when the correlation value CR is smaller than the threshold value TG3. This is because one of the factors that determine that the C / N value CN is low by the decision unit 82 is likely due to the influence of the reflected wave.
  • the determination unit 83 controls the selection unit 86 to select the output of the limit setting unit 88D when the correlation value CR is greater than or equal to the threshold value TG3. This is because there is a high possibility that the factor that the determination unit 82 determines that the C / N value CN is low is not the influence of the reflected wave.
  • FIG. 13 is a flowchart showing processing in the gain setting unit 68 of FIG. This figure shows the processing described with reference to FIG. 12 as a flowchart.
  • step S22 determination unit 81 compares correlation value CR with threshold value TG1. If the correlation value CR is smaller, the process proceeds to step S28, and if the correlation value CR is greater than or equal to the threshold value TG1, the process proceeds to step S24.
  • step S24 determination unit 82 compares C / N value CN with threshold value TG2.
  • step S29 If N is greater than or equal to threshold TG2, proceed to step S29, where C / N value CN is not greater than threshold TG2. If it is full, the process proceeds to step S26.
  • step S26 the determination unit 83 compares the correlation value CR with the threshold value TG3. If the correlation value CR is smaller than the threshold value TG3, the process proceeds to step S28, and if the correlation value CR is greater than or equal to the threshold value TG3, the process proceeds to step S29.
  • step S28 the selection unit 84 outputs the gain control signal GF to the loop filter unit 316 so as to reduce the gain under the control of the determination unit 8;
  • step S19 the selection unit 84 outputs the gain control signal GF to the loop filter unit 316 so as to increase the gain under the control of the determination unit 8;
  • the storage unit 67 stores the gain control signal GF output from the gain setting unit 68. If the transmission path quality obtained by the transmission path quality estimation unit 62 after changing the gain control signal GF is worse than that before the change of the gain control signal GF, the gain setting unit 68 The gain control signal GF before change is read and output to the loop filter unit 316.
  • the loop filter unit 316 is controlled using the transmission path quality obtained by the transmission path quality estimation unit 62.
  • the gain of the loop filter unit 316 is increased as much as possible, so that the ability to follow the phase noise can be improved. Further, when affected by a reflected wave or the like, the gain of the loop filter unit 316 is reduced, so that the demodulation performance can be improved.
  • the transmission path quality estimation unit 62 has a correlation value CR, a C / N value CN, a ghost signal power, a decoding unit output bit error rate, a Viterbi decoder output bit error rate, and a Reed-Solomon decoder output packet.
  • One or more of the error rates are obtained as transmission line quality
  • the control amount determination unit 66 and the gain setting unit 68 replace the values obtained by the transmission line quality estimation unit 62 with the correlation value CR and the C / N value CN. May be used for processing.
  • the values output from the threshold setting units 77A to 77C, 87A to 87C, the limit setting units 78A to 78D, and the gain setting units 88A to 88D may be set dynamically or statically from the outside. Good
  • the determination unit 7;! To 73, 8;! To 83 are selected according to the correlation value CR or the C / N value CN.
  • the change may have a hysteresis characteristic.
  • the selection unit 74-76 is selected according to the correlation value CR or the C / N value CN.
  • the carrier wave reproducing device of FIG. 9 may not include the control amount determination unit 66 or the gain setting unit 68.
  • equations (4) to (7) are examples, and may be changed dynamically or statically by the system, using the equations calculated based on the required tracking performance for phase noise. Also good.
  • the fixed output from the fixed output units 44 and 54 may be changed dynamically or statically by an external CPU or the like.
  • the present invention is useful as a carrier recovery device or the like used for demodulation of a modulation signal including a pilot signal.

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Abstract

　パイロット信号が正常に受信できない場合の復調性能の低下を抑える。搬送波再生装置であって、ベースバンド信号と発振信号とを乗算し、その結果を出力する回転演算部と、前記回転演算部の出力からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を、所定の範囲内に制限された値として出力する誤差検出制御部と、前記誤差検出制御部の出力を平滑化して出力するループフィルタ部と、前記ループフィルタ部の出力に応じた信号を生成して前記発振信号として出力する周波数可変発振部とを有する。

Description

明 細 書
搬送波再生装置及び搬送波再生方法
技術分野
[0001] 本発明は、パイロット信号が含まれた変調信号を復調する場合に用いられる搬送波 再生装置に関する。
背景技術
[0002] 近年、映像のデジタル化が進み、衛星放送、 CATV,地上波放送のそれぞれにお いて、各国でデジタル放送が開始されている。その伝送方式としては、各伝送路の特 徴に適した方式が選択されている。例えば、米国の地上波デジタル放送では VSB (v estigiaト sideband)変調方式が用いられている。このような放送で用いられるデジタル 変調信号の復調システムについては、数々の文献で紹介されている（例えば、非特 許文献 1参照)。
[0003] 例えば、パイロット信号が含まれた VSB変調信号から搬送波再生を行う場合には、 パイロット信号を抽出し、これと基準信号との差から周波数誤差及び位相誤差を求め 非特許文献 1 :多賀、石川、小松， 「QPSK復調システムの一検討」，テレビジョン学 会技術報告，社団法人テレビジョン学会， 1991年 8月，第 15巻，第 46号， CE' 91 -42, pp. 20— 24 (図 30)
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] しかしながら、反射波が存在する場合等、伝送路の状態によっては、パイロット信号 が損傷又は消失し、搬送波再生回路の負帰還制御ループ内に残留位相誤差が発 生し、復調性能が低下することがあるという問題があった。
[0005] また、復調性能の低下を最小限に抑えようとすると、負帰還制御ループのループゲ インが小さくなり、位相雑音特性が悪い場合に追従性能が劣化する等の問題があつ た。
[0006] 本発明は、パイロット信号が正常に受信できる場合の位相雑音への追従性能を維 持しながら、パイロット信号が正常に受信できない場合の復調性能の低下を抑えるこ とを目的とする。
課題を解決するための手段
[0007] 本発明に係る第 1の搬送波再生装置は、ベースバンド信号と発振信号とを乗算し、 その結果を出力する回転演算部と、前記回転演算部の出力からパイロット信号を抽 出するパイロット信号抽出部と、前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を、 所定の範囲内に制限された値として出力する誤差検出制御部と、前記誤差検出制 御部の出力を平滑化して出力するループフィルタ部と、前記ループフィルタ部の出 力に応じた信号を生成して前記発振信号として出力する周波数可変発振部とを有す
[0008] これによると、検出された位相誤差の値を所定の範囲内に制限するので、ノイロット 信号が正常に受信できる場合の位相雑音への追従性能を犠牲にすることなぐパイ ロット信号が正常に受信できない場合の復調性能の低下を抑えることができる。
[0009] また、第 2の搬送波再生装置は、ベースバンド信号と発振信号とを乗算し、その結 果を出力する回転演算部と、前記回転演算部の出力からパイロット信号を抽出する パイロット信号抽出部と、前記回転演算部の出力から伝送路品質を推定する伝送路 品質推定部と、前記伝送路品質に応じて制御信号を求める制御量判定部と、前記パ ィロット信号と基準信号との間の位相誤差を、前記制御信号に従って、所定の範囲 内に制限された値として、又はそのまま出力する誤差検出制御部と、前記誤差検出 制御部の出力を平滑化して出力するループフィルタ部と、前記ループフィルタ部の 出力に応じた信号を生成して前記発振信号として出力する周波数可変発振部とを有 する。
[0010] これによると、伝送路品質に応じて、検出された位相誤差の値を所定の範囲内に制 限するので、パイロット信号が正常に受信できる場合の位相雑音への追従性能を犠 性にすることなぐパイロット信号が正常に受信できない場合の復調性能の低下を抑 えること力 Sできる。
[0011] また、第 3の搬送波再生装置は、ベースバンド信号と発振信号とを乗算し、その結 果を出力する回転演算部と、前記回転演算部の出力からパイロット信号を抽出する パイロット信号抽出部と、前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を求め、前 記位相誤差に応じた値を出力する誤差検出制御部と、前記誤差検出制御部の出力 をフィルタゲインに従って増幅し、平滑化して出力するループフィルタ部と、前記ルー プフィルタ部の出力に応じた信号を生成して前記発振信号として出力する周波数可 変発振部と、前記回転演算部の出力から伝送路品質を求める伝送路品質推定部と 、前記伝送路品質に応じて前記フィルタゲインを設定するゲイン設定部とを有する。
[0012] これによると、伝送路品質に応じてループフィルタ部のフィルタゲインを設定するの で、パイロット信号が正常に受信できる場合の位相雑音への追従性能を犠牲にする ことなぐパイロット信号が正常に受信できない場合の復調性能の低下を抑えることが できる。
発明の効果
[0013] 本発明によれば、パイロット信号が正常に受信できない場合の復調性能の低下を 抑えることと、パイロット信号が正常に受信できる場合の位相雑音への追従性能を維 持することとを、回路規模を抑えながら両立させることができる。
図面の簡単な説明
[0014] [図 1]図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック 図である。
[図 2]図 2は、図 1のループフィルタ部の構成例を示すブロック図である。
[図 3]図 3は、第 1の実施形態の変形例に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック 図である。
[図 4]図 4は、図 3の出力信号選択部の構成例を示すブロック図である。
[図 5]図 5は、図 4の判定部の動作を説明するためのグラフである。
[図 6]図 6は、本発明の第 2の実施形態に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック 図である。
[図 7]図 7は、図 6の制限部の構成例を示すブロック図である。
[図 8]図 8は、図 7の判定部の動作を説明するためのグラフである。
[図 9]図 9は、本発明の第 3の実施形態に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック 図である。 [図 10]図 10は、図 9の制御量判定部の構成例を示すブロック図である。
[図 11]図 11は、図 9の制御量判定部における処理を示すフローチャートである。
[図 12]図 12は、図 9のゲイン設定部の構成例を示すブロック図である。
[図 13]図 13は、図 9のゲイン設定部における処理を示すフローチャートである。
符号の説明
[0015] 2 回転演算部
12 ノ ィロット信号抽出部
13 出力信号選択部
14 誤差検出部
15, 315 制限部
16 , 316 ノレープフィノレタ ^
18 周波数可変発振部
20, 220, 320 誤差検出制御部
62 伝送路品質推定部
66 制御量判定部
68 ゲイン設定部
発明を実施するための最良の形態
[0016] 以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
[0017] (第 1の実施形態）
図 1は、本発明の第 1の実施形態に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図 である。図 1の搬送波再生装置は、回転演算部 2と、パイロット信号抽出部 12と、誤差 検出部 14と、ループフィルタ部 16と、周波数可変発振部 18とを有している。 ATSC ( Advanced Television Systems Committee)規格に準拠した信号が受信され、直交検 波されて得られたベースバンド信号が、図 1の搬送波再生装置に入力されているとす る。受信された信号は、 VSB変調方式により変調されており、パイロット信号を含んで いる。ベースバンド信号は複素信号であって、同相信号 BIと直交信号 BQとを有して いる。
[0018] 図 1の搬送波再生装置の前段で直交検波される際に、直交検波するために用いら れる搬送波が必ずしも常に正確な周波数と正確な位相とを有しているとは限らない。 このため、同相信号 BI及び直交信号 BQには、周波数及び位相のずれが残留する。
[0019] 図 1の搬送波再生装置に入力されるベースバンド信号は、同相信号 (I信号)を Si、 直交信号 (Q信号)を Sqで表すと、次式（1)、すなわち、
(Si+jSq) - exp (j ( AWt+ Δ θ ) )
Δλ¥ :周波数ずれ
Δ Θ：位相ずれ
で表現することができる。
[0020] 周波数可変発振部 18は、式（1)で示される信号の搬送波成分 exp (j( AWt+ Δ Θ )と共役関係の信号、
exp (-j( AWt+ Δ θ ) · ' · (2)
を出力しているとする。
[0021] 回転演算部 2は、周波数可変発振部 18の出力と入力されたベースバンド信号とを 、次式 (3)、すなわち、
(Si+jSq) - exp (j ( AWt+ Δ θ ) ) - exp (-j ( Δ Wt+ Δ θ ) )
= (Si+jSq) … ）
のように複素乗算する。回転演算部 2は、入力されたベースバンド信号の周波数及 び位相のずれを除去して、得られた復調信号（Si+jSq)を出力する。
[0022] ノィロット信号抽出部 12は、復調信号からパイロット信号を抽出し、誤差検出部 14 に出力する。誤差検出部 14は、抽出されたパイロット信号に基づいて、受信したデジ タル変調信号の位相誤差を検出し、ループフィルタ部 16に出力する。周波数可変発 振部 18が式（2)の信号を出力しているとき、誤差検出部 14は位相誤差として 0を検 出する。また、周波数可変発振部 18が式 (2)の信号とは位相誤差が存在する信号を 出力しているとき、誤差検出部 14はその位相誤差を検出する。
[0023] ループフィルタ部 16は、誤差検出部 14の出力を平滑化して、すなわち、求められ た位相誤差を、その高周波数成分を除去して、周波数可変発振部 18に制御信号と して出力する。周波数可変発振部 18は、ループフィルタ部 16の出力信号に応じた 周波数の発振信号を生成し、回転演算部 2に出力する。 [0024] このように構成された位相制御ループは、負帰還制御ループを構成して!/、るので、 受信されたデジタル変調信号に位相同期した搬送波が、周波数可変発振部 18で再 生される。再生された搬送波は、回転演算部 2に入力されるベースバンド信号の搬送 波成分と共役関係にあり、両者の間には周波数誤差及び位相誤差がないので、正し い復調信号を得ることが可能となる。
[0025] 図 2は、図 1のループフィルタ部 16の構成例を示すブロック図である。ループフィル タ部 16は、直接系回路 31と、積分系回路 32と、加算器 33とを有している。直接系回 路 31は、増幅器 34を有している。積分系回路 32は、増幅器 36と、加算器 37と、遅 延部 38とを有している。
[0026] 直接系回路 31の増幅器 34は、誤差検出部 14から出力された位相誤差信号を増 幅度 αで増幅する。ところで、周波数可変発振部 18は、入力される制御信号に比例 して、出力する信号の位相を進ませる（又は遅らせる）。従って、直接系回路 31は、 周波数可変発振部 18の出力信号の位相を位相誤差信号に対してリニアに進ませる (又は遅らせる）働きをする。すなわち、直接系回路 31は、搬送波再生処理において 位相誤差の補正を行う。
[0027] 一方、積分系回路 32では、増幅器 36が入力された位相誤差信号を増幅度 0で増 幅し、出力する。加算器 37は、増幅器 36の出力と遅延部 38の出力とを加算し、その 結果を出力する。遅延部 38は、加算器 37の出力を遅延させて加算器 33, 37に出 力する。加算器 37と遅延部 38とで構成されるループは、積分機能を持つ。従って、 積分系回路 32は、位相誤差信号に基づいて周波数可変発振部 18の出力信号の周 波数を制御する働きをする。すなわち、積分系回路 32は、搬送波再生処理において 周波数誤差の補正を行う。
[0028] 図 3は、第 1の実施形態の変形例に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図 である。図 3の搬送波再生装置は、図 1の搬送波再生装置において、出力信号選択 部 13を更に有するようにしたものである。出力信号選択部 13と誤差検出部 14とは、 誤差検出制御部 20を構成している。
[0029] 図 4は、図 3の出力信号選択部 13の構成例を示すブロック図である。出力信号選 択部 13は、判定部 42と、固定値出力部 44と、選択部 46とを有している。 [0030] 判定部 42は、パイロット信号抽出部 12から出力されたパイロット信号の同相信号成 分 Piと直交信号成分 Pqとの関係に従って判定を行い、判定結果を選択部 46に出力 する。固定値出力部 44は、固定値を選択部 46に出力している。選択部 46は、判定 部 42の判定結果に従って、パイロット信号又は固定値出力部 44の出力を選択して 出力する。
[0031] 判定部 42は、例えば、次式 (4) , (5)、すなわち、
Pi〉0 · ' · (4)
Pi> I Pq I · ' · (5)
が同時に満たされている場合には、パイロット信号を選択すべきであることを示す判 定結果を出力し、式 (4) , (5)が同時に満たされていない場合には、固定値出力部 4 4の出力を選択すべきであることを示す判定結果を出力する。
[0032] 図 5は、図 4の判定部 42の動作を説明するためのグラフである。判定部 42は、入力 されたパイロット信号の信号点が図 5の領域 ΕΑ内にある場合には、パイロット信号を 選択すべきであると判定し、入力されたパイロット信号の信号点が図 5の領域 ΕΒ内に ある場合には、固定値出力部 44の出力を選択すべきであると判定する。 RI, RQは、 I信号成分 Pi及び Q信号成分 Pqが取り得る範囲をそれぞれ示している。
[0033] 例えば、入力されたパイロット信号の信号点が図 5の複素平面の信号点 P1で表さ れる場合には、式 (4) , (5)が満たされているので、判定部 42は、パイロット信号を選 択すべきであると判定する。このとき、誤差検出部 14は、パイロット信号と基準信号 (I 軸）との間の位相誤差 Δ Θ 2を検出する。
[0034] 反射波が存在する場合等、伝送路の状態によっては、パイロット信号が損傷又は消 失し、正常に受信できないことがある。この場合、選択部 46がパイロット信号抽出部 1 2の出力を選択していると、ループフィルタ部 16の出力が収束していても、ノ ィロット 信号の信号点が例えば信号点 P2であると見なされてしまう。すると、実際には搬送波 の位相誤差が大きくない場合でも、図 1の搬送波再生装置は、実際以上の位相誤差 を打ち消すように動作するので、逆に負帰還制御ループ内に位相誤差が残留するこ とになる。このため、復調性能が低下してしまう。
[0035] そこで、判定部 42は、パイロット信号の信号点が例えば信号点 P2である場合には 、固定値出力部 44の出力を選択すべきであると判定する。固定値出力部 44が信号 点 PFを示す値を出力しているとすると、位相誤差は Δ θ 1から Δ Θ 3へ小さくなる。こ うすることにより、負帰還制御ループ内に残留する位相誤差を抑えることができる。
[0036] 以上のように、図 3の搬送波再生装置によれば、簡単な判定により、位相雑音への 追従性能と、反射波等の影響によりパイロット信号が正常に受信できない場合の復 調性能とを両立させることが可能となる。
[0037] なお、図 4の固定値出力部 44及び選択部 46に代えて、判定結果に応じて入力信 号に対してビット幅制限によるクリップ処理を行って出力する処理部を有するようにし てもよい。
[0038] また、出力信号選択部 13は、パイロット信号の信号点が図 5の領域 EAの外にある 場合には、直前に出力した信号をパイロット信号として出力するようにしてもよい。
[0039] (第 2の実施形態）
図 6は、本発明の第 2の実施形態に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図 である。図 6の搬送波再生装置は、図 1の搬送波再生装置において、制限部 15を更 に有するようにしたものである。誤差検出部 14と制限部 15とは、誤差検出制御部 22 0を構成している。その他の構成要素については、図 1を参照して説明したものと同 様であるので、同一の参照番号を付してその説明を省略する。
[0040] 図 7は、図 6の制限部 15の構成例を示すブロック図である。制限部 15は、判定部 5 2と、固定値出力部 54と、選択部 56とを有している。判定部 52は、誤差検出部 14か ら出力された位相誤差 PEに従って判定を行い、判定結果を選択部 56に出力する。 固定値出力部 54は、固定値を選択部 56に出力している。選択部 56は、判定部 52 の判定結果に従って、位相誤差 PE又は固定値出力部 54の出力を選択して出力す
[0041] 判定部 52は、例えば、次式（6) , (7)、すなわち、
ΡΕ< π /4 · · · ½)
ΡΕ〉一π /4 · ' · (7)
が同時に満たされている場合には、位相誤差を選択すべきであることを示す判定結 果を出力し、式 ½) , (7)が同時に満たされていない場合には、固定値出力部 54の 出力を選択すべきであることを示す判定結果を出力する。
[0042] 図 8は、図 7の判定部 52の動作を説明するためのグラフである。判定部 52は、位相 誤差 PEがー π /4< ΡΕ< π /4を満たしている場合には、位相誤差 ΡΕを選択す べきであると判定し、位相誤差 ΡΕがー π /4< ΡΕ< π /4を満たしていない場合に は、固定値出力部 54の出力のいずれかを選択すべきであると判定する。固定値出 力部 54は、 ± π /4を出力しているとする。
[0043] 例えば、誤差 ΡΕが図 8の点 El , Ε4, Ε5で表される場合には、式（6) , (7)が満た されているので、判定部 52は、誤差 ΡΕを選択すべきであると判定する。一方、誤差 ΡΕが π /4より大き!/、場合（点 Ε2)には、判定部 52は、固定値出力部 54の出力 π /4を選択すべきであると判定する。また、誤差 ΡΕが— π /4より小さい場合（点 Ε3) には、判定部 52は、固定 出力部 54の出力 π /4を選択すべきであると判定す る。こうすることにより、位相誤差 ΡΕの大きさを π /4に ί卬えること力 Sできるので、負' J帚 還制御ループ内に残留する位相誤差を抑えることができる。
[0044] 以上のように、図 6の搬送波再生装置によれば、簡単な判定により、位相雑音への 追従性能と、反射波等の影響によりパイロット信号が正常に受信できない場合の復 調性能とを両立することが、より小さな回路規模で可能となる。
[0045] なお、図 7の固定 出力部 54及び選択部 56に代えて、判定結果に応じて入力信 号に対してビット幅制限によるクリップ処理を行って出力する処理部を有するようにし てもよい。
[0046] また、誤差検出制御部 220が、誤差検出部 14から出力された位相誤差 PEの時間 に対する変化率を求める測定部を更に有し、制限部 15が、位相誤差 PEの変化率に 応じて、誤差検出部 14で求められた位相誤差又は所定の値を選択して出力するよう にしてもよい。
[0047] (第 3の実施形態）
図 9は、本発明の第 3の実施形態に係る搬送波再生装置の構成を示すブロック図 である。図 9の搬送波再生装置は、図 6の搬送波再生装置において、制限部 15及び ループフィルタ部 16に代えて制限部 315及びループフィルタ部 316をそれぞれ有し 、伝送路品質推定部 62と、ゲイン制御部 64と、記憶部 65と、制御量判定部 66とを更 に有するようにしたものである。ゲイン制御部 64は、記憶部 67と、ゲイン設定部 68と を有している。誤差検出部 14と制限部 315とは、誤差検出制御部 320を構成してい る。その他の構成要素については、図 1を参照して説明したものと同様であるので、 同一の参照番号を付してその説明を省略する。
[0048] 伝送路品質推定部 62は、回転演算部 2の出力と所定のデータパターンとの間の相 関値 CRと、回転演算部 2の出力の C/N値 (雑音電力に対するキャリア電力の比） C Nとを、伝送路品質として求めて出力する。本実施形態において以下では、相関値 C Rのうち、反射波に対応する値を特に用いる。 ATSC規格に準拠した信号において は、フィールド同期セグメント部に所定のデータパターンが存在している。
[0049] 制限部 315は、誤差制御信号 LMに従って、位相誤差の値を制限するか否かを決 定する。その他の点は、図 6の制限部 15と同様である。ループフィルタ部 316は、図 2のループフィルタ部 16において、直接系回路 31の増幅器 34、及び積分系回路 32 の増幅器 36のうちの一方又は両方の増幅率をゲイン制御信号 GFに従って制御する ように構成されている。その他の点は、図 2のループフィルタ部 16と同様である。
[0050] 図 10は、図 9の制御量判定部 66の構成例を示すブロック図である。制御量判定部 66は、半 IJ定咅 72, 73と、選択き 75, 76と、閾ィ直設定き 77B, 77Cと 、制限設定部 78A, 78B, 78C, 78Dとを有している。閾値設定部 77A〜77Cは、 閾値 TL1 , TL2, TL3をそれぞれ出力している（TL1 <TL3)。制限設定部 78A, 7 8Cは、位相誤差の値を制限すべきことを示す信号を出力している。制限設定部 78B , 78Dは、位相誤差の値を制限すべきではないことを示す信号を出力している。
[0051] 判定部 71は、相関値 CRと閾値 TL1とを比較し、相関値 CRの方が小さい場合には 、制限設定部 78Aの出力を選択するように、選択部 74を制御する。選択部 74は、位 相誤差の値を制限するように制限部 315に誤差制御信号 LMを出力する。このとき、 制限部 315は、位相誤差の値を制限する。伝送路における反射波が大きい場合に は、相関値 CRが小さくなる。この場合、位相誤差の値を制限することにより、反射波 等の影響によりパイロット信号が正常に受信できない場合にも復調性能が低下するこ とを防止すること力できる。判定部 71は、相関値 CRが閾値 TL1以上である場合には 、選択部 75の出力を選択するように、選択部 74を制御する。 [0052] 相関値 CRが閾値 TL1以上である場合には、次の処理を行う。すなわち、判定部 7 2は、 C/N値 CNが閾値 TL2以上である場合には、制限設定部 78Bの出力を選択 するように、選択部 75を制御する。このとき、選択部 74, 75は、位相誤差の値を制限 しないように制限部 315に誤差制御信号 LMを出力し、制限部 315は、位相誤差の 値を制限しない。この場合には、 ATSC規格による誤り訂正後では、エラーが出力さ れないか、ほとんど無視できる割合であるので、位相雑音への追従性能を向上させる ためである。判定部 72は、 C/N値 CNが閾値 TL2未満である場合には、選択部 76 の出力を選択するように、選択部 75を制御する。
[0053] 相関値 CRが閾値 TL1以上であり、かつ、 C/N値 CNが閾値 TL2未満である場合 には、次の処理を行う。すなわち、判定部 73は、相関値 CRが閾値 TL3より小さい場 合には、制限設定部 78Cの出力を選択するように、選択部 76を制御する。このとき、 制限部 315は、位相誤差の値を制限する。判定部 72により C/N値 CNが低いと判 定される要因の 1つが反射波による影響である可能性が高いからである。判定部 73 は、相関値 CRが閾値 TL3以上である場合には、制限設定部 78Dの出力を選択する ように、選択部 76を制御する。このとき、制限部 315は、位相誤差の値を制限しない 。判定部 72により C/N値 CNが低いと判定される要因が反射波による影響ではない 可能 1·生が高いからである。
[0054] 図 11は、図 9の制御量判定部 66における処理を示すフローチャートである。この図 は、図 10を参照して説明した処理をフローチャートとして示したものである。
[0055] ステップ S12では、判定部 71は、相関値 CRと閾値 TL1とを比較する。相関値 CR の方が小さい場合にはステップ S18に進み、相関値 CRが閾値 TL1以上である場合 にはステップ S 14に進む。
[0056] ステップ S 14では、判定部 72は、 C/N値 CNと閾値 TL2とを比較する。 C/N値 C Nが閾値 TL2以上である場合にはステップ S19に進み、 C/N値 CNが閾値 TL2未 満である場合にはステップ S 16に進む。
[0057] ステップ S 16では、判定部 73は、相関値 CRと閾値 TL3とを比較する。相関値 CR が閾値 TL3より小さい場合にはステップ S18に進み、相関値 CRが閾値 TL3以上で ある場合にはステップ S19に進む。 [0058] ステップ S18では、判定部 7；!〜 73の制御により、選択部 74は、位相誤差の値を制 限するように制限部 315に誤差制御信号 LMを出力する。ステップ S19では、判定部 7；!〜 73の制御により、選択部 74は、位相誤差の値を制限しないように制限部 315に 誤差制御信号 LMを出力する。
[0059] また、記憶部 65は、制御量判定部 66が出力する誤差制御信号 LMを格納する。誤 差制御信号 LMを変更した後に伝送路品質推定部 62で求められた伝送路品質が、 誤差制御信号 LMの変更前よりも悪い場合には、制御量判定部 66は、記憶部 65か ら変更前の誤差制御信号 LMを読み出して制限部 315に出力する。
[0060] このように、伝送路品質推定部 62で求められた伝送路品質を用いて制限部 315を 制御している。反射波等の影響を受けていない場合には、なるべく制限部 315が位 相誤差の制限を行わないようにするので、位相雑音への追従性能を向上させること 力 Sできる。また、反射波等の影響を受けている場合には、制限部 315が位相誤差の 制限を行うようにするので、復調性能の向上を図ることができる。
[0061] なお、図 9の搬送波再生装置において、制限部 315に代えて、パイロット信号抽出 部 12と誤差検出部 14との間に出力信号選択部を有するようにしてもよい。この出力 信号選択部は、誤差制御信号 LMが位相誤差を所定の範囲内に制限すべきである ことを示しており、かつ、ノイロット信号の信号点が図 5の領域 EAの外にある場合に は、図 3の出力信号選択部 13のように、信号点が領域 EA内にある信号を選択し、そ の他の場合にはパイロット信号を選択して出力する。
[0062] 図 12は、図 9のゲイン設定部 68の構成例を示すブロック図である。ゲイン設定部 6 8は、半 IJ定咅 82, 83と、選択き 85, 86と、閾ィ直設定き 87B, 87Cと、 制限設定部 88A, 88B, 88C, 88Dとを有している。閾値設定部 87A〜87Cは、閾 値 TGI , TG2, TG3をそれぞれ出力している（TG1 <TG3)。制限設定部 88A, 88 Cは、小さなゲインを設定すべきことを示す信号を出力している。制限設定部 88B, 8 8Dは、大きなゲインを設定すべきであることを示す信号を出力している。
[0063] 判定部 81は、相関値 CRと閾値 TG1とを比較し、相関値 CRの方が小さい場合には 、制限設定部 88Aの出力を選択するように、選択部 84を制御する。選択部 84は、ル ープフィルタ部 316のゲインを小さくするようにゲイン制御信号 GFを出力する。伝送 路における反射波が大きい場合には、相関値 CRが小さくなる。この場合、ループフィ ルタ部 316のゲインを小さくすることにより、反射波等の影響によりパイロット信号が正 常に受信できない場合にも復調性能が低下することを防止することができる。判定部 81は、相関値 CRが閾値 TG1以上である場合には、選択部 85の出力を選択するよう に、選択部 84を制御する。
[0064] 相関値 CRが閾値 TG1以上である場合には、次の処理を行う。すなわち、判定部 8 2は、 C/N値 CNが閾値 TG2以上である場合には、制限設定部 88Bの出力を選択 するように、選択部 85を制御する。このとき、選択部 84, 85は、ループフィルタ部 31 6のゲインを大きくするようにゲイン制御信号 GFを出力する。この場合には、 ATSC 規格による誤り訂正後では、エラーが出力されないか、ほとんど無視できる割合であ るので、位相雑音への追従性能を向上させるためである。判定部 82は、 C/N値 CN が閾値 TG2未満である場合には、選択部 86の出力を選択するように、選択部 85を 制御する。
[0065] 相関値 CRが閾値 TG1以上であり、かつ、 C/N値 CNが閾値 TG2未満である場合 には、次の処理を行う。すなわち、判定部 83は、相関値 CRが閾値 TG3より小さい場 合には、制限設定部 88Cの出力を選択するように、選択部 86を制御する。判定部 8 2により C/N値 CNが低いと判定される要因の 1つが反射波による影響である可能 性が高いからである。判定部 83は、相関値 CRが閾値 TG3以上である場合には、制 限設定部 88Dの出力を選択するように、選択部 86を制御する。判定部 82により C/ N値 CNが低いと判定される要因が反射波による影響ではない可能性が高いからで ある。
[0066] 図 13は、図 9のゲイン設定部 68における処理を示すフローチャートである。この図 は、図 12を参照して説明した処理をフローチャートとして示したものである。
[0067] ステップ S22では、判定部 81は、相関値 CRと閾値 TG1とを比較する。相関値 CR の方が小さい場合にはステップ S28に進み、相関値 CRが閾値 TG1以上である場合 にはステップ S24に進む。
[0068] ステップ S24では、判定部 82は、 C/N値 CNと閾値 TG2とを比較する。 C/N値 C
Nが閾値 TG2以上である場合にはステップ S29に進み、 C/N値 CNが閾値 TG2未 満である場合にはステップ S26に進む。
[0069] ステップ S26では、判定部 83は、相関値 CRと閾値 TG3とを比較する。相関値 CR が閾値 TG3より小さい場合にはステップ S28に進み、相関値 CRが閾値 TG3以上で ある場合にはステップ S29に進む。
[0070] ステップ S28では、判定部 8；!〜 83の制御により、選択部 84は、ゲインを小さくする ようにループフィルタ部 316にゲイン制御信号 GFを出力する。ステップ S19では、判 定部 8；!〜 83の制御により、選択部 84は、ゲインを大きくするようにループフィルタ部 316にゲイン制御信号 GFを出力する。
[0071] また、記憶部 67は、ゲイン設定部 68が出力するゲイン制御信号 GFを格納する。ゲ イン制御信号 GFを変更した後に伝送路品質推定部 62で求められた伝送路品質が 、ゲイン制御信号 GFの変更前よりも悪い場合には、ゲイン設定部 68は、記憶部 67 力、ら変更前のゲイン制御信号 GFを読み出してループフィルタ部 316に出力する。
[0072] このように、伝送路品質推定部 62で求められた伝送路品質を用いてループフィル タ部 316を制御している。反射波等の影響を受けていない場合には、なるべくループ フィルタ部 316のゲインを大きくするので、位相雑音への追従性能を向上させること 力 Sできる。また、反射波等の影響を受けている場合には、ループフィルタ部 316のゲ インを小さくするので、復調性能の向上を図ることができる。
[0073] なお、伝送路品質推定部 62が、相関値 CR、 C/N値 CN、ゴースト信号電力、復 調部出力ビットエラーレート、ビタビ復号器出力ビットエラーレート、及びリードソロモ ン復号器出力パケットエラーレートのうちの 1つ以上を伝送路品質として求め、制御 量判定部 66及びゲイン設定部 68が、伝送路品質推定部 62で求められた値を相関 値 CR及び C/N値 CNに代えて用いて処理を行うようにしてもよい。伝送路品質を表 す値としてシステム及び伝送路の状態に応じて適切な値を選ぶことにより、より高精 度な制御が可能となる。
[0074] また、閾値設定部 77A〜77C, 87A〜87C、制限設定部 78A〜78D、ゲイン設定 部 88A〜88Dが出力する値は、外部より動的又は静的に設定されるようにしてもよい
〇
[0075] また、判定部 7；!〜 73, 8；!〜 83は、相関値 CR又は C/N値 CNに応じて行う選択 の変更についてヒステリシス特性を持つようにしてもよい。これにより、選択部 74〜76
, 84〜86の切り替えが頻繁に起こることを防ぐことができる。
[0076] また、図 9の搬送波再生装置において、制御量判定部 66又はゲイン設定部 68を 有しないようにしてもよい。
[0077] また、式 (4)〜（7)は一例であり、システムにより動的又は静的に変更されてもよぐ 必要な位相雑音への追従性能に基づいて算出された式を用いてもよい。
[0078] また、固定 出力部 44, 54が出力する固定 は、外部 CPU等により動的又は静 的に変更されてもよい。
[0079] また、以上の説明では、 ATSC規格に準拠し、 VSB変調方式により変調された信 号を受信する場合を例として説明したが、パイロット信号を用いる方式であれば、他 の変調方式により変調された信号を受信する場合についても、同様である。
産業上の利用可能性
[0080] 以上説明したように、本発明は、パイロット信号が含まれた変調信号の復調に用い られる搬送波再生装置等として有用である。

Claims

請求の範囲
[1] ベースバンド信号と発振信号とを乗算し、その結果を出力する回転演算部と、 前記回転演算部の出力からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、 前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を、所定の範囲内に制限された値 として出力する誤差検出制御部と、
前記誤差検出制御部の出力を平滑化して出力するループフィルタ部と、 前記ループフィルタ部の出力に応じた信号を生成して前記発振信号として出力す る周波数可変発振部とを備える
搬送波再生装置。
[2] 請求項 1に記載の搬送波再生装置において、
前記誤差検出制御部は、
前記パイロット信号の信号点が所定の領域外にある場合には、前記信号点が前記 所定の領域内になるように前記パイロット信号を変換し、その他の場合には前記パイ ロット信号を選択する出力信号選択部と、
前記出力信号選択部で得られた信号と前記基準信号との間の位相誤差を求めて 出力する誤差検出部とを有する
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[3] 請求項 2に記載の搬送波再生装置において、
前記出力信号選択部は、
前記パイロット信号の信号点が所定の領域外にある場合には、直前に出力した信 号を前記パイロット信号として出力する
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[4] 請求項 1に記載の搬送波再生装置において、
前記誤差検出制御部は、
前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を求め、出力する誤差検出部と、 前記誤差検出部で求められた位相誤差を前記所定の範囲内の値に制限して出力 する制限部とを有する
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[5] 請求項 1に記載の搬送波再生装置において、
前記誤差検出制御部は、
前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を求め、出力する誤差検出部と、 前記誤差検出部で求められた位相誤差の変化率を求める測定部と、
前記位相誤差の変化率に応じて、前記誤差検出部で求められた位相誤差又は所 定の値を選択して出力する制限部とを有する
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[6] ベースバンド信号と発振信号とを乗算し、その結果を出力する回転演算部と、 前記回転演算部の出力からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、 前記回転演算部の出力から伝送路品質を推定する伝送路品質推定部と、 前記伝送路品質に応じて制御信号を求める制御量判定部と、
前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を、前記制御信号に従って、所定 の範囲内に制限された値として、又はそのまま出力する誤差検出制御部と、 前記誤差検出制御部の出力を平滑化して出力するループフィルタ部と、 前記ループフィルタ部の出力に応じた信号を生成して前記発振信号として出力す る周波数可変発振部とを備える
搬送波再生装置。
[7] 請求項 6に記載の搬送波再生装置において、
前記誤差検出制御部は、
前記位相誤差を求め、出力する誤差検出部と、
前記制御信号が前記位相誤差を所定の範囲内に制限すべきであることを示してい る場合には、前記位相誤差を前記所定の範囲内の値に制限して出力する制限部と を有する
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[8] 請求項 6に記載の搬送波再生装置において、
前記誤差検出制御部は、
前記制御信号が前記位相誤差を所定の範囲内に制限すべきであることを示してお り、かつ、前記パイロット信号の信号点が所定の領域外にある場合には、前記信号点 が前記所定の領域内になるように前記パイロット信号を変換し、その他の場合には前 記パイロット信号を選択する出力信号選択部と、
前記出力信号選択部で得られた信号と前記基準信号との間の位相誤差を求めて 出力する誤差検出部とを有する
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[9] 請求項 6に記載の搬送波再生装置において、
前記制御量判定部は、
前記制御信号変更後の前記伝送路品質が前記制御信号変更前よりも悪い場合に は、前記制御信号を前記制御信号変更前の値に戻す
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[10] 請求項 6に記載の搬送波再生装置において、
前記制御量判定部は、
前記伝送路品質に応じた前記制御信号の変更についてはヒステリシス特性を有す る
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[11] ベースバンド信号と発振信号とを乗算し、その結果を出力する回転演算部と、 前記回転演算部の出力からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽出部と、 前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を求め、前記位相誤差に応じた値 を出力する誤差検出制御部と、
前記誤差検出制御部の出力をフィルタゲインに従って増幅し、平滑化して出力する ノレープフィノレタ部と、
前記ループフィルタ部の出力に応じた信号を生成して前記発振信号として出力す る周波数可変発振部と、
前記回転演算部の出力から伝送路品質を求める伝送路品質推定部と、 前記伝送路品質に応じて前記フィルタゲインを設定するゲイン設定部とを備える 搬送波再生装置。
[12] 請求項 11に記載の搬送波再生装置にお!/、て、
前記伝送路品質推定部は、 前記回転演算部の出力と所定のデータパターンとの間の相関値を前記伝送路品 質として求めるものであり、
前記ゲイン設定部は、
前記相関値のうち反射波に対応する値が所定の値より小さい場合には、前記フィ ルタゲインを小さくする
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[13] 請求項 11に記載の搬送波再生装置にお!/、て、
前記伝送路品質推定部は、
雑音電力に対するキャリア電力の比を前記伝送路品質として求めるものであり、 前記ゲイン設定部は、
前記比が所定の値以上である場合には、前記フィルタゲインを大きくするものであ る
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[14] 請求項 11に記載の搬送波再生装置にお!/、て、
前記ゲイン設定部は、
前記フィルタゲイン変更後の前記伝送路品質が前記フィルタゲイン変更前よりも悪 V、場合には、前記フィルタゲインを前記フィルタゲイン変更前の値に戻す
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[15] 請求項 11に記載の搬送波再生装置にお!/、て、
前記ゲイン設定部は、
前記伝送路品質に応じた前記フィルタゲインの変更についてはヒステリシス特性を 有する
ことを特徴とする搬送波再生装置。
[16] ベースバンド信号と発振信号とを乗算する回転演算ステップと、
前記回転演算ステップの乗算結果からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽 前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を、所定の範囲内に制限された値 として求める誤差検出制御ステップと、 前記誤差検出制御ステップで求められた値を平滑化するループフィルタステップと 前記ループフィルタステップで得られた値に応じた信号を前記発振信号として生成 する周波数可変発振ステップとを備える
搬送波再生方法。
[17] 請求項 16に記載の搬送波再生方法において、
前記誤差検出制御ステップは、
前記パイロット信号の信号点が所定の領域外にある場合には、前記信号点が前記 所定の領域内になるように前記パイロット信号を変換し、その他の場合には前記パイ ロット信号を選択する出力信号選択ステップと、
前記出力信号選択ステップで得られた信号と前記基準信号との間の位相誤差を求 める誤差検出ステップとを有する
ことを特徴とする搬送波再生方法。
[18] 請求項 17に記載の搬送波再生方法において、
前記出力信号選択ステップは、
前記パイロット信号の信号点が所定の領域外にある場合には、直前に求められた 信号を前記パイロット信号とする
ことを特徴とする搬送波再生方法。
[19] 請求項 16に記載の搬送波再生方法において、
前記誤差検出制御ステップは、
前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を求める誤差検出ステップと、 前記誤差検出ステップで求められた位相誤差を前記所定の範囲内の値に制限す る制限ステップとを有する
ことを特徴とする搬送波再生方法。
[20] 請求項 16に記載の搬送波再生方法において、
前記誤差検出制御ステップは、
前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を求める誤差検出ステップと、 前記誤差検出ステップで求められた位相誤差の変化率を求める測定ステップと、 前記位相誤差の変化率に応じて、前記誤差検出ステップで求められた位相誤差又 は所定の値を選択する制限ステップとを有する
ことを特徴とする搬送波再生方法。
[21] ベースバンド信号と発振信号とを乗算する回転演算ステップと、
前記回転演算ステップの乗算結果からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽 前記回転演算ステップの乗算結果から伝送路品質を推定する伝送路品質推定ス 前記伝送路品質に応じて制御信号を求める制御量判定ステップと、
前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差を、前記制御信号に従って、所定 の範囲内に制限された値として、又はそのままの値として求める誤差検出制御ステツ プと、
前記誤差検出制御ステップで求められた値を平滑化するループフィルタステップと 前記ループフィルタステップで得られた値に応じた信号を前記発振信号として生成 する周波数可変発振ステップとを備える
搬送波再生方法。
[22] 請求項 21に記載の搬送波再生方法にぉレ、て、
前記誤差検出制御ステップは、
前記位相誤差を求める誤差検出ステップと、
前記制御信号が前記位相誤差を所定の範囲内に制限すべきであることを示してい る場合には、前記位相誤差を前記所定の範囲内の値に制限する制限ステップとを有 する
ことを特徴とする搬送波再生方法。
[23] 請求項 21に記載の搬送波再生方法にお!/、て、
前記誤差検出制御ステップは、
前記制御信号が前記位相誤差を所定の範囲内に制限すべきであることを示してお り、かつ、前記パイロット信号の信号点が所定の領域外にある場合には、前記信号点 が前記所定の領域内になるように前記パイロット信号を変換し、その他の場合には前 記パイロット信号を選択する出力信号選択ステップと、
前記出力信号選択ステップで得られた信号と前記基準信号との間の位相誤差を求 める誤差検出ステップとを有する
ことを特徴とする搬送波再生方法。
[24] 請求項 21に記載の搬送波再生方法にお!/、て、
前記制御量判定ステップは、
前記制御信号変更後の前記伝送路品質が前記制御信号変更前よりも悪い場合に は、前記制御信号を前記制御信号変更前の値に戻す
ことを特徴とする搬送波再生方法。
[25] 請求項 21に記載の搬送波再生方法にお!/、て、
前記制御量判定ステップは、
前記伝送路品質に応じた前記制御信号の変更についてはヒステリシス特性を有す る
ことを特徴とする搬送波再生方法。
[26] ベースバンド信号と発振信号とを乗算する回転演算ステップと、
前記回転演算ステップの乗算結果からパイロット信号を抽出するパイロット信号抽 前記パイロット信号と基準信号との間の位相誤差に応じた値を求める誤差検出制 御ステップと、
前記誤差検出制御ステップで求められた値をフィルタゲインに従って増幅し、平滑 前記ループフィルタステップで得られた値に応じた信号を前記発振信号として生成 する周波数可変発振ステップと、
前記回転演算ステップの乗算結果から伝送路品質を求める伝送路品質推定ステツ プと、
前記伝送路品質に応じて前記フィルタゲインを設定するゲイン設定ステップとを備 える 搬送波再生方法。
[27] 請求項 26に記載の搬送波再生方法において、
前記伝送路品質推定ステップは、
前記回転演算ステップの乗算結果と所定のデータパターンとの間の相関値を前記 伝送路品質として求めるものであり、
前記ゲイン設定ステップは、
前記相関値のうち反射波に対応する値が所定の値より小さい場合には、前記フィ ルタゲインを小さくする
ことを特徴とする搬送波再生方法。
[28] 請求項 26に記載の搬送波再生方法において、
前記伝送路品質推定ステップは、
雑音電力に対するキャリア電力の比を前記伝送路品質として求めるものであり、 前記ゲイン設定ステップは、
前記比が所定の値以上である場合には、前記フィルタゲインを大きくするものであ る
ことを特徴とする搬送波再生方法。
[29] 請求項 26に記載の搬送波再生方法において、
前記ゲイン設定ステップは、
前記フィルタゲイン変更後の前記伝送路品質が前記フィルタゲイン変更前よりも悪 V、場合には、前記フィルタゲインを前記フィルタゲイン変更前の値に戻す ことを特徴とする搬送波再生方法。
[30] 請求項 26に記載の搬送波再生方法において、
前記ゲイン設定ステップは、
前記伝送路品質に応じた前記フィルタゲインの変更についてはヒステリシス特性を 有する
ことを特徴とする搬送波再生方法。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012070305A1 (ja) * 2010-11-26 2012-05-31 日本電気株式会社 Ｐｌｌ回路
JP2015154137A (ja) * 2014-02-12 2015-08-24 パナソニック株式会社 位相回転補正方法及び位相回転補正装置

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102037700A (zh) * 2008-05-22 2011-04-27 松下电器产业株式会社 载波再生装置和方法以及解调装置
US20150138995A1 (en) * 2013-11-18 2015-05-21 Texas Instruments Incorporated Method, system and apparatus for phase noise cancellation

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07193609A (ja) * 1993-12-27 1995-07-28 Toshiba Corp デジタル位相同期ループ回路
JPH11136301A (ja) * 1997-10-29 1999-05-21 Mitsubishi Electric Corp 搬送波再生回路
JP2001245011A (ja) * 2000-02-28 2001-09-07 Sharp Corp 位相誤差検出装置
JP2002051092A (ja) * 2000-08-02 2002-02-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 残留側波帯復調装置
JP2004526381A (ja) * 2001-04-16 2004-08-26 トムソン　ライセンシング　ソシエテ　アノニム 位相トラッキング・システム
JP2006129536A (ja) * 2002-03-11 2006-05-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 搬送波再生装置
JP2006217054A (ja) * 2005-02-01 2006-08-17 Fujitsu Ltd 周波数同期または位相同期を自動確立する無線受信装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5465271A (en) * 1993-08-20 1995-11-07 General Electric Company Post detection weighted vector combining diversity receivers using phase metrics for mobile and indoor radio channels
JP3660068B2 (ja) * 1996-09-12 2005-06-15 株式会社ルネサステクノロジ 位相比較器
JP3206550B2 (ja) * 1998-05-11 2001-09-10 日本電気株式会社 位相同期ループ付き信号推定器
JP3794412B2 (ja) * 2002-03-11 2006-07-05 松下電器産業株式会社 搬送波再生装置
US7558340B2 (en) * 2003-12-01 2009-07-07 Lg Electronics Inc. VSB receiver and carrier recovery apparatus thereof
KR100631203B1 (ko) * 2004-10-07 2006-10-04 삼성전자주식회사 Ｖｓｂ 방식 수신기를 위한 반송파 및 심볼 타이밍복원장치 그리고 그 복원방법

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07193609A (ja) * 1993-12-27 1995-07-28 Toshiba Corp デジタル位相同期ループ回路
JPH11136301A (ja) * 1997-10-29 1999-05-21 Mitsubishi Electric Corp 搬送波再生回路
JP2001245011A (ja) * 2000-02-28 2001-09-07 Sharp Corp 位相誤差検出装置
JP2002051092A (ja) * 2000-08-02 2002-02-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd 残留側波帯復調装置
JP2004526381A (ja) * 2001-04-16 2004-08-26 トムソン　ライセンシング　ソシエテ　アノニム 位相トラッキング・システム
JP2006129536A (ja) * 2002-03-11 2006-05-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 搬送波再生装置
JP2006217054A (ja) * 2005-02-01 2006-08-17 Fujitsu Ltd 周波数同期または位相同期を自動確立する無線受信装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
TAGA; ISHIKAWA; KOMATSU: "A Study on QPSK demodulation system", ITEJ TECHNICAL REPORT, PUBLISHED BY THE INSTITUTE OF TELEVISION ENGINEERS OF JAPAN (ITEJ, vol. 15, no. 46, August 1991 (1991-08-01), pages 20 - 24

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012070305A1 (ja) * 2010-11-26 2012-05-31 日本電気株式会社 Ｐｌｌ回路
JPWO2012070305A1 (ja) * 2010-11-26 2014-05-19 日本電気株式会社 Ｐｌｌ回路
JP2015154137A (ja) * 2014-02-12 2015-08-24 パナソニック株式会社 位相回転補正方法及び位相回転補正装置

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