JP4336884B2 - 復調装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムの受信装置に用いられる復調装置に関する。

無線通信システムでは、ベースバンド信号を中間周波数（ＩＦ）の信号に変調したり、中間周波数の信号をベースバンド信号に復調するために、送信回路および受信回路において局部発振器（ＬＯ：Local Oscillator）が用いられる。更に、中間周波数の信号を無線周波数（ＲＦ）の信号に周波数変換したり、無線周波数の信号を中間周波数の信号に周波数変換するために、送信回路および受信回路において局部発振器が用いられる。

送信回路や受信回路において、低コストで無線周波数を可変にすること等を目的として、シンセサイザ方式の局部発振器が用いられることがある。シンセサイザ方式の局部発振器は、出力に位相雑音を多く含む。従って、シンセサイザ方式の局部発振器を用いた場合、送信装置から位相雑音を多く含む変調信号（変調波）が送信される。そこで、受信装置の復調回路において、位相雑音による通信品質の劣化を低減するために、位相雑音の影響を抑圧する手段が必要になる。

また、受信装置において、受信信号から搬送波を再生し、再生した搬送波を基準信号として受信信号を復調する同期検波が用いられる。また、同期検波の一実現方法として、搬送波と周波数および位相が完全には一致しないが近似した基準信号を使用する準同期検波が用いられることがある。

同期検波を用いた場合に、受信装置は、例えば、発振信号の周波数が可変な電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator ）を用いて、受信信号から搬送波に位相同期した基準信号を生成し受信信号を復調する。また、準同期検波を用いた場合に、受信装置は、所定の固定周波数の発振信号を出力する局部発振器（ＬＯ）を用いて、受信信号における搬送波と周波数および位相が完全には一致していないが近似した基準信号を生成し、基準信号を用いて受信信号を復調する。

また、同期検波において、受信信号から搬送波を再生するために、搬送波再生回路（搬送波再生ループ）が用いられる。また、準同期検波においても、復調信号の位相を補償するために、搬送波を再生する搬送波再生回路が用いられる。

同期検波や準同期検波を用いた受信装置において、受信信号に含まれる位相雑音の影響を抑圧するために、搬送波再生回路の帯域幅（以下、ループ帯域幅という。）を広くする、すなわち、搬送波再生回路のキャリア再生ループの応答を早くする必要がある。しかし、ループ帯域幅を広くすると、キャリア再生ループ内部で発生する雑音によって、再生した搬送波（キャリア）のジッタが増加する。そのため、ループ帯域幅を広くすると、ループ帯域幅が狭い場合と比較して、受信信号から搬送波を再生できる限界レベルであるキャリア同期保持限界が劣化する。

図５は、ループ帯域幅と、ＢＥＲ（ビット誤り率:Bit Error Rate）特性に対するＣＮ比（搬送波電力対雑音電力比：Carrier to Noise ratio、以下、Ｃ／Ｎという。）の劣化の程度（以下、Ｃ／Ｎ劣化量という。）との関係を定性的に示す説明図である。図５には、所定のＢＥＲ（例えば１０^−３）を得るためのＣ／Ｎの値であって位相雑音およびキャリアジッタの影響がない理想的な場合のＣ／Ｎの値と、種々のループ帯域幅におけるＣ／Ｎの値との差が実線で示されている。例えば、１０^−３のＢＥＲを得るために理論的にはＣ／Ｎが２０ｄＢでよいにも関わらず、実際の装置においてＣ／Ｎが２０．３ｄＢのときに１０^−３のＢＥＲが得られたとすると、ＢＥＲ特性に対するＣ／Ｎ劣化量は０．３ｄＢである。

また、図５には、Ｃ／Ｎ劣化量に対する位相雑音の影響とキャリアジッタの影響とが破線で示されている。図５に示すように、位相雑音の影響は、ループ帯域幅を広くする程小さくなる。また、キャリアジッタの影響は、ループ帯域幅を広くするほど大きくなる。そして、ＢＥＲ特性に対するＣ／Ｎ劣化量が最も小さいループ帯域幅（図５におけるＡ）、換言すれば、一定のＣ／Ｎに対してＢＥＲが最も小さくなるループ帯域幅が存在する。つまり、一定のＣ／Ｎ（例えば２０ｄＢ）に対して、所定のＢＥＲ（例えば１０^−３）からの劣化量が最小になるループ帯域幅が存在する。

図６は、ループ帯域幅とキャリア同期保持限界との関係を定性的に示す説明図である。例えば、あるループ帯域幅において受信信号から搬送波を再生するためにＣ／Ｎとして１５ｄＢが必要であったとする。ループ帯域幅を広げた場合に受信信号から搬送波を再生するためのＣ／Ｎが１５．５ｄＢであったとすると、キャリア同期保持限界に対するＣ／Ｎ劣化量が０．５ｄＢということになる。

また、図６には、キャリア同期保持限界に対する位相雑音の影響とキャリアジッタの影響とが破線で示されている。図６に示すように、キャリア同期保持限界のＣ／Ｎに対して、キャリアジッタによる劣化量が位相雑音による劣化量よりも支配的である。そのため、ループ帯域幅が狭い程キャリア同期保持限界のＣ／Ｎが小さい。従って、受信信号のＣ／Ｎがより低いところまでキャリア同期を保持するためには、ループ帯域幅を狭くすればよい。

キャリア再生ループのループ帯域幅は、主に搬送波再生回路に含まれるループフィルタの帯域幅によって決定される。ループフィルタは、外部からの擾乱である位相雑音やマイクロフォニックによる位相変動に対して、ハイパスフィルタとして機能する。そのため、図５に示すように、位相雑音の影響を低減するには、ループ帯域幅が広くなるように、ループフィルタの帯域幅を広げた方がよい。一方、ループフィルタは、キャリア再生ループ内部で発生する雑音によるキャリアジッタに対して、ローパスフィルタとして機能する。そのため、図５に示すように、キャリアジッタの影響を低減するには、ループ帯域幅が狭くなるように、ループフィルタの帯域幅を狭めた方がよい。

そして、図５に示されたように、ＢＥＲに対して、位相雑音がＣ／Ｎ劣化に与える影響とキャリアジッタがＣ／Ｎ劣化に与える影響との和が最小になるループ帯域幅すなわちＢＥＲ劣化が最小になるループ帯域幅が存在する。そして、一般に、復調回路において、ＢＥＲ劣化を最小にするようにループ帯域幅が決定される。

しかし、シンセサイザ方式の局部発振器を用いた場合には、位相雑音の影響が大きいので、ＢＥＲ劣化を最小にするループ帯域幅では、図６に示されたように、キャリア同期保持限界のＣ／Ｎが大きくなる。すなわち、ＢＥＲ劣化を最小にするループ帯域幅では、受信信号の品質が劣化した場合にキャリア同期が外れやすくなる。特に、順方向誤り訂正（ＦＥＣ：Forward Error Correction）を用いて復調データに対して誤り訂正を行う場合には、ＦＥＣの効果によって見かけ上ＢＥＲが悪くない状態であるにもかかわらず、キャリア同期が外れてしまうという現象が生じる。

特許文献１には、入力信号の搬送波周波数と内部の局部発振周波数との周波数差によらず、擾乱に強く、かつ一定の同期特性を得ることができる準同期検波の復調装置が記載されている。特許文献１に記載された復調装置の搬送波再生回路は、搬送波の同期確立後にローパスフィルタの値を中心値に近づける処理を実行する置き換え回路を備える。そして、特許文献１に記載された復調装置では、ローパスフィルタを動作可能範囲の中心付近で動作させるように制御することによって、位相雑音に対する耐力を高めている。

また、特許文献２には、現用回線の回線品質が劣化したときの予備回線への切り替えに際してクロック同期はずれの発生を防止できる通信システムが記載されている。特許文献２に記載された通信システムでは、予備回線の復調器がバンド幅可変ループフィルタを備える。また、各現用回線の復調器から予備回線の復調器にタップ係数の値が入力される。そして、タップ係数にもとづいて、回線品質が最も劣化している現用回線に合わせてバンド幅可変ループフィルタのバンド幅が設定される。

特開２０００−４１０７４号公報（第４−６頁、第１−９図） 特開平１１−６８６２２号公報（第８−１０頁、第１−３図）

特許文献１に記載された復調装置によれば、搬送波の同期確立後にローパスフィルタの値を中心値に近づける処理を行うことによって、位相雑音に対する耐力を高めることができる。しかし、同期確立後にローパスフィルタを固定的に動作可能範囲の中心付近で動作するように制御しているにすぎず、受信状態に応じてキャリア同期が外れるのを防止することはできない。

また、特許文献２に記載された通信システムによれば、回線品質が最も劣化している現用回線に合わせてバンド幅を設定するので、現用回線から予備回線への切り替えが行われた場合に、予備回線の復調器でのクロック同期外れを防止することができる。しかし、特許文献２には、受信中にＢＥＲ劣化を押さえるように制御する構成は開示されていない。

そこで、本発明は、受信中において、受信信号の品質が低い場合にはキャリア同期が外れることを防止することができるとともに、受信信号の品質が低くない場合にはＢＥＲ劣化を抑えることができる復調装置を提供することを目的とする。

本発明による復調装置は、帯域幅可変のループフィルタを含み、入力信号における搬送波に位相同期した搬送波信号を再生する搬送波再生ループを備えた復調装置において、入力信号の品質が第１の所定品質よりも高い場合には、ループフィルタに、ＢＥＲ劣化が最小になるようにループ帯域幅を変えさせ、入力信号の品質が第２の所定品質（第１の所定品質と同じであってもよい。）以下である場合には、ループフィルタに、ループ帯域幅を所定帯域幅よりも狭くさせる品質判定回路を備えたことを特徴とする。

復調装置は、入力信号としての受信変調波から、局部発振周波数信号を用いて復調信号を再生する復調部と、復調信号の位相補償を行う位相補償部とを備え、ループフィルタが、位相補償部に設けられている構成であってもよい。すなわち、準同期検波を行う復調装置に本発明を適用することができる。

位相補償部が、ループフィルタが出力するデータを位相に変換した数値を出力する数値制御発振器と、復調信号がディジタル化された信号であるディジタル復調信号と数値制御発振器の出力とを複素乗算して乗算結果を出力する移相器と、移相器の出力の位相ずれを検出して位相差データを生成する位相差検出回路とを含み、ループフィルタが、位相差検出回路が生成した位相差データを入力して雑音成分を抑圧したデータを出力するように構成されていてもよい。すなわち、準同期検波を行う復調装置において、位相補償部における搬送波再生ループに本発明を適用することができる。

復調装置は、例えば、ループフィルタが、位相差データに係数を乗算する乗算器を含み、品質判定回路が、入力信号の品質に応じたデータであって乗算器が使用する係数を示すデータをループフィルタに出力するように構成される。

復調装置は、入力信号から、再生された搬送波信号を用いて復調信号を再生する復調部を備え、ループフィルタの出力が、搬送波信号を復調部に出力する周波数可変発振器に入力される構成であってもよい。すなわち、同期検波を行う復調装置に本発明を適用することができる。

復調信号の位相ずれ（正規の信号点配置に対する）を検出して位相差信号を生成する位相差検出回路を備え、ループフィルタが、位相差検出回路が生成した位相差信号を入力して、位相差に応じた電圧を、周波数可変発振器としての電圧制御発振器に出力するように構成されていてもよい。すなわち、同期検波を行う復調装置において、検波のための搬送波信号を再生する搬送波再生ループに本発明を適用することができる。

復調装置は、例えば、ループフィルタが、可変容量部および可変抵抗部を有するラグリードフィルタで構成され、品質判定回路が、入力信号の品質に応じて可変容量部の容量および可変抵抗部の抵抗を指定する信号を出力するように構成される。

品質監視回路は、例えば、入力信号の搬送波信号電力対雑音電力比を復調信号から推定し、推定した搬送波信号電力対雑音電力比にもとづいて入力信号の品質を判定する。

本発明によれば、受信状態に応じて搬送波再生ループの帯域幅を適応的に可変することができる。従って、受信中において、キャリア同期が外れることの防止とＢＥＲ劣化の抑制とを両立させることができる。

実施の形態１．
本発明の第１の実施の形態を図面を参照して説明する。図１は、本発明による復調装置の構成の一例を示すブロック図である。本実施の形態では、受信信号の搬送波の周波数および位相に近似した固定周波数の信号を発生する局部発振器（ＬＯ）を用いて受信信号を復調し、僅かに残った位相差（または周波数差）を搬送波（キャリア）再生回路を用いて補正する準同期検波を用いた復調装置を例にする。

図１に示すように、復調装置は、受信信号を復調する直交検波器（以下、復調器（ＤＥＭ：Demodulator ）と記す）１０、受信信号の搬送波と周波数および位相が完全には一致しないが搬送波に近似した固定周波数の発振信号を出力する局部発振器（ＬＯ）２０、復調器１０が出力したＩ（同相）チャネルのアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換器３０、復調器１０が出力したＱ（直交）チャネルのアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換器４０、復調信号の位相補償を行う位相補償部に相当する回路であって搬送波の再生処理を行うキャリア再生回路５０、および復調信号の品質を監視する品質監視回路（品質判定回路）１００を含む。復調器１０は、局部発振器２０が出力する発振信号（基準信号）を用いて入力信号としての受信信号を復調し、ＩチャネルおよびＱチャネルのアナログ信号を再生する。

図１に示すように、キャリア再生回路５０は、無限移相器（ＥＰＳ：End-less Phase Shifter）６０、数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerical Controlled Oscillator ）７０、位相差検出回路（ＰＤ：Phase Detector）８０およびループフィルタ９０を含む。

無限移相器６０は、Ａ−Ｄ変換器３０，４０からのＩチャネルおよびＱチャネルの信号に、数値制御発振器７０が出力する位相誤差の補正値を複素乗算することによって回転対称変換を行う複素乗算器である。無限移相器６０は、回転対称変換したＩチャネルおよびＱチャネルの信号を出力する。無限移相器６０は、回転対称変換をすることによって、Ｉチャネルの信号とＱチャネルの信号のそれぞれの位相誤差が０に近づくように制御する。

数値制御発振器７０は、ループフィルタ９０からの入力値（以下、ＡＰＣ（Automatic Phase Control ）値ともいう。）を位相θに変換する。また、数値制御発振器７０は、変換した位相θに対するｓｉｎθおよびｃｏｓθの値を求める。そして、数値制御発振器７０は、求めたｓｉｎθおよびｃｏｓθの値を位相誤差の補正値として無限移相器６０に出力する。

位相差検出回路８０は、無限移相器６０からのＩチャネルの信号とＱチャネルの信号とによって定まる信号点配置が、正規の信号点配置からどれだけずれているかを検出する。すなわち、位相差検出回路８０は、無限移相器６０の出力信号と正規の信号との位相誤差を検出する。また、位相差検出回路８０は、検出した位相誤差を示す位相差データをループフィルタ９０に出力する。

ループフィルタ９０は、位相差検出回路８０からの位相差データにもとづいて演算処理を行う。また、ループフィルタ９０は、演算処理によって求めた値を数値制御発振器７０に出力する。また、ループフィルタ９０は、品質監視回路１００からの品質情報にもとづいて、演算において使用するパラメータを変更する。

図２は、ループフィルタ９０の構成の一例を示すブロック図である。図２に示すように、ループフィルタ９０は、準同期検波において一般に用いられる完全積分回路型のフィルタである。ループフィルタ９０は、位相差検出回路８０からの位相差データに係数αを乗算する乗算器９０ａ、位相差検出回路８０からの位相差データに係数βを乗算する乗算器９０ｂ、品質情報に応じて係数α，βを出力するＲＯＭ９０ｃ、乗算器９０ａの出力と加算器９０ｆの出力とを加算する加算器９０ｄ、加算器９０ｄの出力を遅延させる遅延回路９０ｅ、遅延回路９０ｅの出力と乗算器９０ｂの出力とを加算する加算器９０ｆを含む。

ＲＯＭ９０ｃには、複数種類の品質情報のそれぞれに対応した係数αおよび係数βが記憶されている。ループフィルタ９０において係数αおよび係数βが変更されることによって、キャリア再生回路５０の帯域幅（ループ帯域幅）は変更される。

また、本実施の形態において、復調器１０が固定周波数の基準信号を用いて受信信号を復調した後に、キャリア再生回路５０は、復調信号の位相誤差を補正している。本実施の形態において、キャリア再生回路５０は、受信信号を復調するための搬送波を直接再生するものではないが、復調信号の位相誤差を補正する際に、搬送波再生処理に相当する処理が行われている。

品質監視回路１００は、無限移相器６０からのＩチャネルおよびＱチャネルの信号にもとづいて、受信信号の品質を判定し、受信信号の品質を示す品質情報を生成する。また、品質監視回路１００は、生成した品質情報をループフィルタ９０に出力する。

品質監視回路１００は、キャリア同期が外れるおそれがあるか否かを判断する。具体的には、品質監視回路１００は、無限移相器６０からのＩチャネルおよびＱチャネルの信号にもとづいて、信号点の分散を求めることによって受信信号のＣ／Ｎを推定する。品質監視回路１００は、推定したＣ／Ｎが、所定のＣ／Ｎの値（第２の所定品質に相当）以下であるか否か判断することによって、キャリア同期が外れるおそれがあるか否かを判断する。そして、品質監視回路１００は、キャリア同期が外れるおそれがあると判断した場合には、ループフィルタ９０に係数αおよび係数βを、ループ帯域幅を所定帯域幅よりも狭くするような値に変更させる。なお、第２の所定品質に相当する所定のＣ／Ｎの値は、装置構成や使用されている変調方式に応じて決められる値であるが、例えば、同期保持限界のＣ／Ｎの値に余裕を持たせた値である（図６参照）。

また、品質監視回路１００は、キャリア同期が外れるおそれがないと判断した場合には、ＢＥＲ劣化が最小になるようなループ帯域幅（図５参照）に対応した係数αおよび係数βを選択するようにループフィルタ９０に指示する。なお、キャリア同期が外れるおそれがないと判断するためのＣ／Ｎのしきい値（第１の所定品質に相当）は、第２の所定品質に相当する所定のＣ／Ｎの値よりも大きい値であってもよい。

次に、動作について説明する。復調装置に受信信号の入力が開始されると、復調器１０は、局部発振器２０からの発振信号を用いて受信信号を復調し、Ｉチャネルのアナログ信号およびＱチャネルのアナログ信号をＡ−Ｄ変換器３０，４０に出力する。Ａ−Ｄ変換器３０は、Ｉチャネルの信号をディジタル信号に変換して無限移相器６０に出力する。また、Ａ−Ｄ変換器４０は、Ｑチャネルの信号をディジタル信号に変換して無限移相器６０に出力する。

ＩチャネルおよびＱチャネルのディジタル信号が入力されると、無限移相器６０は、数値制御発振器７０からの位相誤差の補正値にもとづいて、ＩチャネルおよびＱチャネルの信号について、式（１）および式（２）に示す回転対称変換を行って出力する。

Ｉ_ｏｕｔ＝Ｉ_ｉｎ×ｃｏｓθ−Ｑ_ｉｎ×ｓｉｎθ 式（１）
Ｑ_ｏｕｔ＝Ｉ_ｉｎ×ｓｉｎθ＋Ｑ_ｉｎ×ｃｏｓθ 式（２）

式（１）および式（２）において、Ｉ_ｏｕｔは無限移相器６０のＩチャネルの出力信号を示し、Ｑ_ｏｕｔは無限移相器６０のＱチャネルの出力信号を示す。また、Ｉ_ｉｎはＡ−Ｄ変換器３０からのＩチャネルの入力信号を示し、Ｑ_ｉｎはＡ−Ｄ変換器４０からのＱチャネルの入力信号を示す。また、ｓｉｎθおよびｃｏｓθは、数値制御発振器７０からの位相誤差の補正値を示す。無限移相器６０から出力される信号は、搬送波周波数と発振周波数との差に応じた位相回転が取り除かれた信号になっている。

品質監視回路１００は、無限移相器６０の出力信号にもとづいて、受信信号のＣ／Ｎを推定する。品質監視回路１００は、推定したＣ／Ｎが、第２の所定品質に対応するＣ／Ｎの値以下になったと判定した場合には、キャリア再生回路５０のループ帯域幅を所定帯域幅よりも狭くすることに決定する。そして、そのようなループ帯域幅を実現する係数αおよび係数βを指定するデータをループフィルタ９０に出力する。また、品質監視回路１００は、推定したＣ／Ｎが、第１の所定品質に対応するＣ／Ｎより大きくなったと判定した場合には、キャリア再生回路５０のループ帯域幅を、ＢＥＲ劣化が最小となる帯域幅とすることに決定する。そして、品質監視回路１００は、ＢＥＲ劣化が最小となるループ帯域幅を実現する係数αおよび係数βを指定するデータをループフィルタ９０に出力する。

ループフィルタ９０において、ＲＯＭ９０ｃは、品質監視回路１００から入力されたデータ（品質情報）で指定された係数αの値を乗算器９０ａに出力する。また、ＲＯＭ９０ｃは、入力された品質情報で指定された係数βの値を乗算器９０ｂに出力する。ループフィルタ９０は、位相差データとＲＯＭ９０ｃから出力された係数αおよび係数βとを用いて演算処理を行い、ＡＰＣ値を数値制御発振器７０に出力する。なお、ループフィルタ９０は、演算処理を行って位相差検出回路８０からの位相差データに含まれる雑音成分を抑圧する。

ＡＰＣ値が入力されると、数値制御発振器７０は、ＡＰＣ値を位相θに変換する。また、数値制御発振器７０は、変換した位相θを用いてｓｉｎθおよびｃｏｓθを求める。そして、数値制御発振器７０は、求めたｓｉｎθおよびｃｏｓθの値を位相誤差の補正値として無限移相器６０に出力する。

無限移相器６０は、数値制御発振器７０からの位相誤差の補正値にもとづいて、Ａ−Ｄ変換器３０，４０からのＩチャネルおよびＱチャネルの信号について、式（１）および式（２）に示す回転対称変換を繰り返し行う。復調回路に受信信号が入力されている間、無限移相器６０は、繰り返し回線対称変換を行うことによって、Ｉチャネルの出力信号とＱチャネルの出力信号との位相差が０に近づくように制御する。

以上のように、本実施の形態によれば、復調装置において、品質監視回路１００は、復調信号の品質を判定し、判定結果にもとづいてキャリア同期が外れるおそれがあるか否か判定し、キャリア同期が外れるおそれがないと判定した場合には、ＢＥＲ劣化が最小となるようにループ帯域幅を最適化する。また、復調装置は、キャリア同期が外れるおそれがあると判定した場合には、ループ帯域幅を所定帯域幅よりも狭くする。

つまり、受信状態に応じてループ帯域幅を適応的に可変することによって、受信中において、受信信号の品質が低い場合にキャリア同期が外れることを防止することができ、受信信号の品質が低くない場合にはＢＥＲ劣化を抑えることができる。すなわち、ＢＥＲ劣化を最小にするという特性と、キャリア同期が外れにくくするという相反する特性とを両立させることができる。また、ＢＥＲ劣化の最小化とキャリア同期外れの防止を両立できるので、位相雑音の影響を受けやすいシンセサイザ方式の局部発振器を採用しやすくなる。従って、復調装置におけるコスト低減を図ることができるとともに、受信装置に無線周波数（ＲＦ）の可変機能を持たせることが容易となる。

実施の形態２．
次に、本発明の第２の実施の形態を図面を参照して説明する。図３は、復調装置の他の構成例を示すブロック図である。本実施の形態では、復調方式として準同期検波ではなく同期検波を用いた復調装置を例にする。本実施の形態において、復調装置は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を含む搬送波再生ループで受信信号から搬送波を再生し、再生した搬送波を基準信号として受信信号を復調する。

図３に示すように、復調装置は、入力信号としての変調波について検波を行う復調器（ＤＥＭ）１１０、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２０、Ａ−Ｄ変換器１３０，１４０、位相差検出回路（ＰＤ）１５０、ループフィルタ１６０および品質監視回路１７０を含む。

電圧制御発振器１２０は、ループフィルタ１６０からの制御電圧に応じた発振周波数の発振信号を出力する。すなわち、ループフィルタ１６０は、制御電圧の電圧値を変化させることによって、電圧制御発振器１２０からの発振信号の発振周波数を変化させることができる。位相差検出回路１５０は、復調器１１０の出力をディジタル化するＡ−Ｄ変換器１３０，１４０からのＩチャネルの信号とＱチャネルの信号とによって定まる信号点配置が、正規の信号点配置からどれだけずれているかを検出することによって位相誤差を検出し、検出した位相誤差を示す位相差信号をループフィルタ１６０に出力する。ループフィルタ１６０は、位相差検出回路１５０からの位相差信号が示す値に応じた電圧値の制御電圧を出力する。

本実施の形態では、図３に示す復調器１１０、Ａ−Ｄ変換器１３０，１４０、位相差検出回路１５０、ループフィルタ１６０および電圧制御発振器１２０を含むループが、受信信号から搬送波を再生する搬送波再生ループを形成する。

図４は、ループフィルタ１６０の構成の一例を示すブロック図である。図４に示すように、ループフィルタ１６０はラグリードフィルタである。ループフィルタ１６０は、可変抵抗１６０ａ，１６０ｂおよび可変容量コンデンサ１６０ｃを含む。また、可変抵抗１６０ａ，１０６ｂの抵抗値および可変容量コンデンサ１６０ｃの容量を変化させるように、品質監視回路１７０からの品質情報がループフィルタ１６０に入力されている。本実施の形態において、キャリア再生回路のループ帯域幅は、ループフィルタ１６０において、可変抵抗１６０ａ，１６０ｂの抵抗値および可変容量コンデンサ１６０ｃの容量が変化することによって変更される。

品質監視回路１７０は、ループフィルタ１６０の可変抵抗１６０ａ，１６０ｂの抵抗値および可変容量コンデンサ１６０ｃの容量を指定する制御信号を出力する。品質監視回路１７０は、無限移相器６０からのＩチャネルおよびＱチャネルの信号にもとづいて、受信信号の品質を判定し、判定結果にもとづいて、キャリア同期が外れるおそれがあるか否か判断する。品質監視回路１７０は、キャリア同期が外れるか否かの判断結果にもとづいて、ループフィルタ１６０の可変抵抗１６０ａ，１６０ｂの抵抗値および可変容量コンデンサ１６０ｃの容量を変更させる制御信号を出力する。

次に、動作について説明する。復調装置に受信信号の入力が開始されると、復調器１１０は、電圧制御発振器１２０からの発振信号を用いて受信信号を復調し、Ｉチャネルのアナログ信号およびＱチャネルのアナログ信号をＡ−Ｄ変換器１３０，１４０に出力する。Ａ−Ｄ変換器１３０は、Ｉチャネルの信号をディジタル信号に変換して出力する。また、Ａ−Ｄ変換器１４０は、Ｑチャネルの信号をディジタル信号に変換して出力する。

位相差検出回路１５０は、Ａ−Ｄ変換器１３０，１４０の出力信号の信号点配置と正規の信号点配置との誤差を検出して位相差信号を出力する。品質監視回路１７０は、受信信号のＣ／Ｎを推定し、推定したＣ／Ｎが、第２の所定品質に対応するＣ／Ｎの値以下になったと判定した場合には、キャリア再生ループのループ帯域幅を所定帯域幅よりも狭くすることに決定する。そして、そのようなループ帯域幅を実現する可変抵抗１６０ａ，１６０ｂの抵抗値および可変容量コンデンサ１６０ｃの容量を示す制御信号を品質情報としてループフィルタ１６０に出力する。

また、品質監視回路１００は、推定したＣ／Ｎが、第１の所定品質に対応するＣ／Ｎより大きくなったと判定した場合には、キャリア再生回路ループのループ帯域幅を、ＢＥＲ劣化が最小となる帯域幅とすることに決定する。そして、品質監視回路１００は、ＢＥＲ劣化が最小となるループ帯域幅を実現する可変抵抗１６０ａ，１６０ｂの抵抗値および可変容量コンデンサ１６０ｃの容量を示す制御信号を品質情報として出力する。なお、第１の所定品質および第２の所定品質の意味は、第１の実施の形態の場合と同様である。

ループフィルタ１６０において、可変抵抗１６０ａ，１６０ｂの抵抗値および可変容量コンデンサ１６０ｃの容量は、品質監視回路１７０からの制御信号に応じて変化する。

以上のように、復調方式として同期検波を用いた場合でも、復調装置は、キャリア同期が外れるおそれがない場合には、品質情報にもとづいてＢＥＲ劣化が最小となるようにループ帯域幅を最適化する。また、復調装置は、キャリア同期が外れるおそれがある場合には、ループ帯域幅を所定の帯域幅よりも狭くする。従って、同期検波を用いた場合でも、受信中において、受信信号の品質が低い場合にはキャリア同期が外れることを防止することができ、受信信号の品質が低くない場合にはＢＥＲ劣化を抑えることができる。

なお、第１の実施の形態および第２の実施の形態に示した復調装置は、準同期検波または同期検波を行うものであれば、変調方式やアナログ信号またはディジタル信号などの違いに限らず適用可能である。

また、第１の実施の形態および第２の実施の形態では、ループフィルタのパラメータや回路素子の値を変化させる場合を説明したが、ループ帯域幅を変化させる方法は、第１の実施の形態および第２の実施の形態に示した方法に限られない。例えば、同期検波の場合に電圧制御発振器（ＶＣＯ）の変調感度を変化させたり、復調装置にアンプ（増幅器）を用いる場合にアンプの利得を変化させることによって、ループ帯域幅を変化させてもよい。

また、第１の実施の形態および第２の実施の形態では、品質監視回路が、復調信号にもとづいて信号点の分散を求めることによって、受信信号のＣ／Ｎの推定値を算出する場合を説明したが、品質情報を求める方法は、第１の実施の形態および第２の実施の形態に示した方法に限られない。例えば、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）を行った場合のエラーの発生頻度を監視することによって、エラーの発生頻度にもとづいて受信信号の品質を判定してもよい。

本発明による復調装置は、無線通信システムにおける受信装置に適用することができる。本発明による復調装置を用いて受信装置を構成することによって、受信中において、受信信号の品質が低い場合にはキャリア同期が外れることを防止することができ、受信信号の品質が低くない場合にはＢＥＲ劣化を抑えることができる。

本発明による復調装置の構成の一例を示すブロック図である。 ループフィルタ９０の構成の一例を示すブロック図である。 復調装置の他の構成例を示すブロック図である。 ループフィルタ１６０の構成の一例を示すブロック図である。 ループ帯域幅と、ＢＥＲの劣化の程度との関係を定性的に示す説明図である。 ループ帯域幅とキャリア同期保持限界との関係を定性的に示す説明図である。

符号の説明

１０ 復調器
２０ 局部発振器
３０，４０ Ａ−Ｄ変換器
５０ キャリア再生回路
６０ 無限移相器
７０ 数値制御発振器
８０ 位相差検出回路
９０ ループフィルタ
１００ 品質監視回路
９０ａ，９０ｂ 乗算器
９０ｃ ＲＯＭ
９０ｄ、９０ｆ 加算器
９０ｅ 遅延回路

Claims (8)

1. 帯域幅可変のループフィルタを含み、入力信号における搬送波に位相同期した搬送波信号を再生する搬送波再生ループを備えた復調装置において、
   入力信号の品質が第１の所定品質よりも高い場合には、前記ループフィルタに、ビットエラーレート劣化が最小になるようにループ帯域幅を変えさせ、入力信号の品質が第２の所定品質以下である場合には、前記ループフィルタに、ループ帯域幅を所定帯域幅よりも狭くさせる品質判定回路を備えた
   ことを特徴とする復調装置。
2. 入力信号としての受信変調波から、局部発振周波数信号を用いて復調信号を再生する復調部と、
   前記復調信号の位相補償を行う位相補償部とを備え、
   ループフィルタは、前記位相補償部に設けられている
   請求項１記載の復調装置。
3. 位相補償部は、ループフィルタが出力するデータを位相に変換した数値を出力する数値制御発振器と、復調信号がディジタル化された信号であるディジタル復調信号と前記数値制御発振器の出力とを複素乗算して乗算結果を出力する移相器と、移相器の出力の位相ずれを検出して位相差データを生成する位相差検出回路とを含み、
   ループフィルタは、前記位相差検出回路が生成した位相差データを入力して雑音成分を抑圧したデータを出力する
   請求項２記載の復調装置。
4. ループフィルタは、位相差データに係数を乗算する乗算器を含み、
   品質判定回路は、入力信号の品質に応じたデータであって前記乗算器が使用する係数を示すデータを前記ループフィルタに出力する
   請求項３記載の復調装置。
5. 入力信号から、再生された搬送波信号を用いて復調信号を再生する復調部を備え、
   ループフィルタの出力は、前記搬送波信号を前記復調部に出力する周波数可変発振器に入力される
   請求項１記載の復調装置。
6. 復調信号の位相ずれを検出して位相差信号を生成する位相差検出回路を備え、
   ループフィルタは、前記位相差検出回路が生成した位相差信号を入力して、位相差に応じた電圧を周波数可変発振器としての電圧制御発振器に出力する
   請求項５記載の復調装置。
7. ループフィルタは、可変容量部および可変抵抗部を有するラグリードフィルタで構成され、
   品質判定回路は、入力信号の品質に応じて、前記可変容量部の容量および前記可変抵抗部の抵抗を指定する信号を出力する
   請求項６記載の復調装置。
8. 品質判定回路は、入力信号の搬送波信号電力対雑音電力比を復調信号から推定し、推定した搬送波信号電力対雑音電力比にもとづいて入力信号の品質を判定する
   請求項１から請求項７のうちのいずれか１項に記載の復調装置。

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