KR20030043787A - 직교 진폭 변조 복조기에 내장된 직접 디지털 합성 회로 - Google Patents

Abstract

본 발명은 한 쌍의 직접 디지털 합성기(DDS) 회로를 갖는 직교 진폭 변조(QAM)형 복조기에 관한 것이다. 제1 DDS 회로(30)는 수신 필터(40) 앞의 기저 대역 변환 회로에 위치되어, 수신 필터 밴드폭 내의 신호를 디지털 방식으로 동조시킨다. 제2 DDS 회로(545)는 수신 필터(40) 뒤에 위치된 반송파 복원 회로(50) 내에서 신호 위상을 미세하게 동조시키는 작용을 한다.

Description

직교 진폭 변조 복조기에 내장된 직접 디지털 합성 회로{DIRECT DIGITAL SYNTHESIS IN A QAM DEMODULATOR}

직교 진폭 변조(QAM) 방식은 2개의 상호 직교성을 갖는 반송파 신호를 이용하여 독립적으로 발생되는 2개의 기저 대역 신호를 진폭 변조하고, 이 결과로 발생되는 신호들을 부가하여 QAM 신호를 발생시키는 중간 주파수(IF : intermediate frequency) 변조 방식이다. 이 QAM 변조 방식은 디지털 정보를 알맞은 주파수 대역으로 변조하는데 이용되며, 한 신호가 점유하는 스펙트럼 대역을 전송 라인의 통과 대역에 정합시켜, 신호들을 주파수 분할 멀티플렉싱하거나, 소형 안테나를 이용하여 신호들을 방사시킬 수도 있다. QAM 방식은 디지털 비디오 방송(DVB : Digital Video Broadcasting), 디지털 음성 화상 회의(DAVIC : Digital Audio Visual Council), 멀티미디어 케이블 네트워크 시스템(MCNS : Multimedia Cable Network System)에서 디지털 TV 신호들을 동축 케이블, 광동축 혼합 케이블(HFC : Hybrid Fiber Coaxial), 및 마이크로파 멀티포트 분산 무선 시스템(MMDS : Microwave Multi-port Distribution Wireless Systems) TV 네트워크를 통해 전송하기 위한 표준 규격으로 채택되었다.

이 QAM 변조 방식에는 2, 4, 5, 6, 7, 8, 9 및 10 Mbit/s/㎒를 제공하는 변수의 레벨들(4, 16, 32, 64, 128, 256, 512, 1024)이 존재한다. 이 변조 기법은 미국 6 ㎒ 케이블 텔레비젼 채널을 통하여 약 42 Mbit/s(QAM-256)까지 제공하고, 8 ㎒ 유럽 케이블 텔레비젼 채널을 통하여 약 56 Mbit/s까지 제공한다. 이것은 단 하나의 아날로그 프로그램 및 대략 2 내지 3개의 고선명 텔레비젼(HDTV) 프로그램을 동등한 밴드폭을 통하여 전송하는 10 PAL 또는 SECAM 텔레비젼의 동등한 채널을 나타낸다. 188 바이트로 이루어진 MPEG2 전송 스트림 패킷에 오디오 및 비디오 스트림은 디지털 방식으로 인코딩 및 맵핑된다.

이 비트 스트림은 n 비트 패킷으로 분할된다. 각 패킷은 2개의 성분(I, Q)으로 나타낸 QAM 부호로 맵핑된다(예컨대, n=4 비트는 하나의 16 - QAM 부호로 맵핑되고, n=8 비트는 하나의 256 - QAM 부호로 맵핑된다). I 성분 및 Q 성분은 유일한 무선 주파수(RF) 스펙트럼에 주된 사인파 및 코사인파(반송파)를 이용하여 필터링되어 변조된다. I 성분 및 Q 성분을 나타내는 배열은 위상 좌표 및 직교 좌표를 통하여 얻은 예상 이산값을 나타낸다. 이하의 등식에 의해 전송된 신호 s(t)가 얻어진다.

상기 등식에서, f₀는 RF 신호의 중간 주파수이다. I 성분 및 Q 성분은 일반적으로 송신기 및 수신기에서 필터링하는 상승 코사인을 이용하여 필터링된 파형이다. 따라서, 이러한 결과로 얻은 RF 스펙트럼은 중심 주파수(f₀) 주위에 모이고, 그 밴드폭은 R(1+α)이며, 여기서 R은 부호 전송율이고, α는 상승 코사인 필터(raise d cosine filter)의 롤오프(roll-off) 인자이다. 그 부호 전송율은 그 전송 비트율의 1/n^th인데, 그 이유는 n 비트들이 시간 단위 1/R마다 하나의 QAM 부호로 맵핑되기 때문이다.

변조된 반송파 신호로부터 기저 대역 신호를 복원하기 위해서, 송신 라인의 수신단에는 복조기가 이용된다. 수신기는 신호를 수신하는 입력 증폭기의 이득을 제어하고, 신호의 부호 빈도를 복원하며, RF 신호의 반송파 주파수를 복원한다. 이러한 메인 기능을 실행한 후에, 전송된 QAM 부호와 이 전송시에 부가된 잡음의 합이 I/Q 배열의 한 포인트에서 수신된다. 이 수신기는 QAM 부호간의 1/2 거리에 위치된 라인에서 임계치를 결정하여, 가장 전송 확률이 높은 QAM 부호를 결정한다. 이러한 부호로부터 제공된 비트들은 변조기와 동일한 맵핑을 이용하지 않는다. 일반적으로 이러한 비트들은 실제로 전송된 QAM 부호의 에러 결정을 수정하는 전송 에러 디코더를 통과한다. 이 전송 에러 디코더는 일반적으로 디인터리버(de-interleaver)를 포함하며, 이 디인터리버의 역활은 일어날 수 있는 군집 에러를 분산시키고, 또한 다른 방법으로 수정하기에 어려운 에러를 분산시키는 것이다.

전술한 바와 같이, 수신기가 신호의 샘플링 주파수를 복원하고, RF 신호의 반송파 주파수를 복원해야 한다. 종래 기술에서는 가끔 수신기 필터 뒤에서 반송파 주파수를 복원하였다. 예컨대, Bhatt의 미국 특허 제5,315,619호는 반송파 주파수오프셋을 보상하는 타임 멀티플렉싱 프로세서를 포함하는 반송파 복원 시스템을 개시한다. 이 반송파 복원 시스템은 텔레비젼 신호 수신기에 이용된다. 미국 특허 번호 제5,315,619호에 있어서, 직접 디지털 합성기는 반송파 복원 회로에 이용되고, 대역 통과 필터 장치 및 저역 통과 필터 장치 뒤에 위치된다. 직접 디지털 합성기는 아날로그 대 디지털 변환 회로 앞에 위치된 입력 신호 처리기에 다시 주파수 제어 신호를 보낸다.

순수한 디지털 방식이 아닌 반송파 복원 시스템에는 일반적으로 전압 제어 발진기 (VCO)가 필요하다. 순수하게 디지털 반송파를 복원하는 VCO에 대한 필요성을 없애고, 보다 나은 반송파 복원을 제공한다. 그러나, 종래의 순수한 디지털 반송파 복원 시스템은 일반적으로 수신 필터 뒤에서 신호 주파수를 복원한다. 필터링 후에 신호 주파수를 복원하는 시스템에 의한 한가지 단점은 필터링 후에 신호가 최대 에너지 레벨을 잃어서, 신호 이득이 떨어진다는 점이다.

본 발명은 직교 진폭 변조(QAM : quadrature amplitude modulation) 방식으로 변조된 신호들을 복조하는 직교 진폭 변조(QAM)형 복조기에 관한 것이다.

도 1은 본 발명의 복조기를 이용할 수 있는 네트워크 인터페이스 장치의 블록도.

도 2는 본 발명의 복조기의 블록도.

도 3은 도 2에 도시된 복조기의 제1 AGC 장치의 블록도.

도 4는 도 2에 도시된 복조기의 제2 AGC 장치의 블록도.

도 5는 도 2에 도시된 복조기부에 대한 블록도.

도 6은 도 2에 도시된 복조기의 DDS(Direct Digital Synthesizer)의 블록도.

도 7은 도 2에 도시된 복조기의 디지털 타이밍 복원 회로의 블록도.

도 8은 일반적으로 공지된 보간 모델의 블록도.

도 9는 도 7의 디지털 타이밍 복원 회로에 이용된 보간 모델의 블록도.

도 10은 도 2의 복조기의 부호 검출 회로에 이용된 위상 잡음 및 가산 잡음추정기(estimator)의 블록도.

도 11은 도 2의 복조기에 이용된 이중 비트 에러율 추정기의 블록도.

본 발명의 목적은, 순수한 디지털 반송파 복원 처리를 하는 기저 대역 변환 회로를 구비하기 때문에, 전압 제어 발진기가 필요없는 QAM 복조기를 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 수신 필터 앞에서 정확하게 신호 주파수를 복원하여 이퀄라이제이션 및 반송파 주파수 추정 전에 최대 신호 에너지를 유지하는 QAM 복조기를 제공하는 것이다.

이들 목적은 한 쌍의 직접 디지털 합성기(DDS : Direct digital synthesizer)를 장착한 직교 진폭 변조(QAM)형 복조기에 의해 달성된다. 제1 DDS 회로는 수신 필터 앞에 있는 기저 대역 변환 회로에 위치되어, 수신 필터 밴드폭 내의 신호를 디지털 방식으로 동조시킨다. 제2 DDS 회로는 수신 필터 뒤에 위치되는 반송파 복원 회로 내에서 신호 위상을 미세하게 동조시키는 작용을 한다. 순수한 디지털 반송파 복원은 전압 제어 발진기(VCO : Voltage controlled oscillator) 앞에서 에뮬레이트하여, VCO가 사용될 필요성을 없애고, 또한 정확도 및 신호의 잔류 위상 잡음의 관점에서 더 나은 반송파 복원을 제공한다. 이중 DDS 구조는 최대 신호 에너지를 유지하기 위하여 수신 필터 앞에서 주파수 복원을 행하기 때문에 주파수를 최적의 상태로 복원할 수 있으며, 또한 신호 상의 위상 잡음의 경우에 단루프 (short loop) 반송파가 보다 나은 위상 트랙킹을 제공하기 때문에 위상을 최적의 상태로 복원할 수 있다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 QAM 복조기(9)는 통상적으로 네트워크 인터페이스 장치(92)의 일부분으로 이용될 수 있다. 이 네트워크 인터페이스 장치(92)는 케이블 네트워크에서 수신된 신호(95)와 복조기의 입력 신호(93) 사이의 인터페이스 블록으로 정의된다. 케이블 네트워크에서 출력된 신호(95)는 튜너(96)로 입력된다. 이 튜너는 그 입력에서 47 ㎒ 내지 862 ㎒의 범위의 주파수를 받아서, 이 선택된 주파수를 중간 주파수(IF)로 하향 변환한다(down convert). 이 IF 주파수는 지형 위치와 관련된 채널 밴드폭에 의존한다. 예컨대, NTSC, USA 및 JAPAN은 44 ㎒ 근방의 중간 주파수로서 6 ㎒ 채널을 갖는 반면에, PAL/SECAM 및 EUROPE는 36 ㎒ 근방의 중간 주파수로서 8 ㎒ 채널을 갖는다. 튜너의 출력은 표면 탄성파(SAW) 필터 (97)에 입력되고, 그 IF 주파수는 SAW 필터 중심 주파수와 같게 된다. SAW 필터 (97)의 출력은 증폭기(98)에 제공되어, SAW 필터 감쇄를 보상하는데 이용된 다음, 증폭기(98)의 출력은 QAM 복조기(99)에 제공된다. 증폭기(98)는 또한 QAM 복조기 (99)의 자동 이득 제어 신호(94)에 의해 가변 이득을 제어한다. 또한, QAM 복조기 (99)는 전파 링크, 무선 로컬 루프, 또는 가정용 네트워크 등의 QAM 또는 QPSK 복조 방식을 이용하는 다양한 다른 디지털 전송 시스템에도 이용될 수 있다.

도 2를 참조하면, 본 발명의 QAM 복조기(99)는 IF 입력 신호(12)를 수신하는 아날로그 대 디지털(A/D) 변환기(25)를 포함한다. A/D 변환기(25)는 IF 신호(12)를 샘플링하여, IF 신호(12)의 중심 주파수(F_O) 주위에 디지털 스펙트럼을 발생시킨다. A/D 변환기(25)의 출력 신호(14)는 DDS(Direct Digital Synthesizer)(30)를 포함하는 기저 대역 변환 회로에 제공되어, IF 신호를 기저 대역 신호로 변환한다. A/D 변환기(25)의 출력 신호(14)는 또한 A/D 변환기(25)의 입력 신호(12)의 아날로그 이득을 제어하는 제1 자동 이득 제어 회로(AGC1)에도 제공된다.

그 신호를 신호 성분 I(동위상) 및 Q(직교)를 갖는 기저 대역 신호로 변환한 후에, 그 기저 대역 신호는 타이밍 복원 회로(35)에 제공되어, 복조기 회로의 타이밍을 인입 신호의 부호로 동기화하는데 이용된다. 이 타이밍 복원 회로(35)는 광범위의 부호율을 복원할 수 있는 입력 신호를 샘플링하기 위하여 연속 가변 보간 필터를 이용하는데, 이것에 대하여는 이후에 상세히 설명될 것이다. 이 다음에, 그 신호는 제2 자동 이득 제어(AGC) 회로(20)의 일부분인 디지털 곱셈기(210)에 제공된다. 그 후에, 신호는 수신 필터(40)을 통해 이퀄라이저(45)에 제공된다. AGC2 회로(20)는 디지털 AGC 회로이고, 이퀄라이저(45) 입력에서 신호 레벨을 미세하게 조정한다. 디지털 AGC 회로(20)는 수신 필터(40)에 의해서 인접한 채널들이 필터링되기 때문에 단지 신호 자체만을 고려하며, 따라서, 인접한 채널때문에 입력 파워가 감소될 수 있는 아날로그 AGC1 회로(10)를 디지털 방식으로 보상한다. 수신 필터(40)는 0.11 내지 0.30 롤오프 인자를 제공하는 제곱근 상승 코사인 타입이며, 타이밍 복원 회로 출력 신호를 받아서, 43㏈ 이상의 대역 밖의 수신 거부를 확인한다. 이러한 중요한 수신 거부는 인접 채널에 대한 네트워크 인터페이스 장치의 전송 대기 마진(back off margin)을 증가시킨다. 이퀄라이저(45)는 예컨대, 바람직하지 않은 진폭 주파수 또는 위상 주파수 응답과 같이 네트워크에 직면하는 다른 손상들을 보상한다. 2개의 이퀄라이저 구조로는 선택가능한 중심 탭 위치를 갖는 트랜스버셜(transversal) 구조 또는 결정 피드백 구조가 선택될 수 있다.

이퀄라이저(45)의 출력 신호는 반송파 복원 회로(50)에 제공되어 반송파 신호를 복원한다. 반송파 복원 회로(50)는 부호율보다 12% 정도 높은 주파수 오프셋의 포착 및 트랙킹을 허용한다. 복원된 주파수 오프셋은 I2C 인터페이스를 통하여 모니터링될 수 있다. 이 정보를 이용하여 튜너 또는 복조기 주파수를 재조정함으로써, 신호의 필터링 감쇄를 줄일 수 있기 때문에, 비트 에러율을 개선할 수 있다. 반송파 복원 회로(50)의 출력 신호(52)는 부호 결정 회로(55)에 제공되고, 또 디지털 AGC2 회로(20) 내의 전력 비교기 회로(230) 및 디지털 루프 필터(220)에 제공되어 곱셈기(210)에 이득 제어 신호(225)를 제공한다. 부호 결정 회로(55) 내의 신호는 부호 임계치 검출기에 제공된 다음, 미분 디코더로 제공되고, 최종적으로 DVB 또는 DAVIC 디맵퍼로 제공되어, FEC(Forward Error Correction) 회로(60)에 전송된 상기 복원된 비트 스트림(57)을 발생한다. 부호 결정 회로의 출력(57)은 또한 전력 비교기 회로(230)에 제공된다.

FEC 회로(60)는 그 출력에서 204 바이트의 패킷으로 비트 스트림을 분할하는프레임 동기화를 실행한다. 이 패킷들은 그 다음에 디인터리버 및 RS(Reed-Solomon

) 디코더(65)에 제공되어, 디인터리브된 다음에, 패킷당 최대 8 에러(바이트)의 RS 디코더에 의해 수정이 행해진다. RS 디코더는 또한 수정되지 않은 패킷에 관한 다른 정보 및 패킷 속에 수정된 바이트의 위치를 제공한다. 인퍼리버에 대하여 2개의 딥스(depth)는 12(DVD/DAVIC) 및 17이다. 딥스 17은 임펄스 잡음에 대하여 시스템의 강도를 증가시키지만, 모니터에서 동일한 값으로 신호를 인터리브하는 것을 가정한다. RS 디코딩 후에, 패킷들은 에너지 확산을 제거하기 위하여 디스크램블링된다. FEC 회로(60)의 데이터 출력(93)은 MPEG2 전송 시스템(TS : Transport System) 패킷으로 구성되며, 복조기(99)의 출력이다. 추가적으로, 비트 에러율 신호(68, 69)는 이중 비트 에러율(BER : Bit Error Rates) 추정기 회로(70)에 전송되어, 에러 수정 및 프레임 패턴 인식을 토대로 로우 및 하이 비트 에러율을 추정하여 비트 에러율 신호(72)를 발생한다.

전술한 바와 같이, 이중 자동 이득 제어(AGC)회로들은 수신 필터의 앞뒤에 위치되어 신호의 수신 레벨을 제어한다. 제1 AGC 회로(10)는 A/D 변환기의 입력 신호의 아날로그 이득을 제어한다. 도 3을 참조하면, A/D 변환기(25)의 출력 신호 (14)는 AGC1(10)의 전력 추정 회로(110)에 제공되어 수신 신호(14)의 신호 레벨을 추정하여, 미리 정해진 신호 레벨과 비교한다. 전력 추정 회로(110)는 신호(14)를 비교기(140)에 입력될 사각파로 변환하는 사각 모듈(130)을 포함한다. 비교기(140)는 입력 신호를 미리 정해진 기준 전압 또는 비교기 임계 전압과 비교하여, 입력 신호의 레벨이 비교기 임계 전압의 레벨과 일치하는 경우에 출력 신호를 발생한다.비교기 임계 전압 또는 기준 전압은 수정 회로(120)에 의해 채택될 수 있다. 수정 회로(120)는 인접한 채널(125)로부터 신호의 출현을 모니터하여, 기준 전압을 채택한다. 추가적으로, 포화 카운터(115)의 검출 회로는 A/D 변환기가 포화 상태인지 여부를 검출하여, 포화 상태인 경우에, 수정 회로(120)로 신호를 전송하여 기준 전압을 조정함으로써 그 포화 상태를 없앨 수 있다. 비교기(140)를 통하여 신호가 전행한 후에, 전력 추정기 회로(110)의 출력 신호는 디지털 루프 필터(150)에 제공되어, 출력 신호로부터 반송파 고조파 성분 및 고조파 성분을 제거하지만, 이 출력 신호의 최초의 변조 주파수는 통과시킨다. 디지털 루프 필터(150)는 구성 신호 (configuration signal)(152)를 수신하여 비선형성을 제한하는 증폭기 최대 이득 구성을 설정한다. 디지털 루프 필터(150)의 출력 신호(162)는 펄스폭 변조(PWM) 신호(160)로 변환되어 A/D 변환기의 증폭기의 아날로그 이득을 제어하는 신호(167)를 발생한다. 디지털 루프 필터의 다른 출력은 디지털 루프 필터의 이득값을 모니터링하는 신호(155)를 제공한다. 디지털 루프 제어에 의해 전력이 추정되기 때문에, 아날로그 이득을 제어하는 PWM 신호는 매우 안정한 제어를 발생한다.

제2 AGC 회로(20)는 수신 필터(40) 후에 포화되기 때문에, QAM 신호 자체의 수신 전력만을 고려하고, 내부의 증폭 레벨을 임계치 결정 전의 정확한 레벨에 적응시킨다. 또한, 제2 AGC 회로(20)는 인접한 채널의 출현으로 발생되는 제1 AGC 회로(10)의 감쇄를 보상하고, 또 신호 레벨을 QAM 신호의 결정 임계치 레벨에 정확하게 적응시킨다. 도 4를 참조하면, 타이밍 복원 회로의 출력 신호(42)는 제2 AGC 회로(20)의 디지털 곱셈기(210)에 제공된다. 디지털 곱셈기(210)는 신호를 배가하여,전술한 수신 필터(40), 이퀄라이저(45) 및 반송파 복원 회로(50)에 제공된다. 반송파 복원 회로(50)의 출력은 제2 AGC 회로(20)의 전력 비교기 회로(230)로 피드백되어, 반송파 복원 회로로부터 제공된 출력 신호(52)와 한 세트의 QAM 값을 비교한다. 디지털 루프 필터(220)는 특정 에러 신호들을 필터링하여, 이득 제어 신호 (225)를 디지털 곱셈기(210)에 제공한다. 추가적으로, 디지털 루프 필터로부터 신호(227)를 제공하여 이득량을 모니터한다.

도 5 및 도 6을 참조하면, 앞서 언급한 DDS(Direct Digital Synthesizer) (30)는 A/D 변환기(25)로부터 출력된 신호(14)를 디지털 방식으로 동조하여 수신기의 주파수 오프셋이 큰 경우에도 수신기 필터(40)의 밴드폭 내에 있게 되도록 하고, 입력 신호가 제공된 주파수 값에 더 많은 유연성을 제공한다. 중간 주파수(IF)를 기저 대역 신호로 변환은 수신기 필터(40) 앞의 제1 DDS(30)와 결합하여 수신 필터 밴드폭 이내로 신호를 디지털 방식으로 동조하고, 반송파 복원 회로(50) 내의 제2 DDS(545)와 결합하여 타이밍 복원 회로(35) 및 이퀄라이저 회로(45) 이후의 신호 위상을 미세하게 동조시킴으로써 수행된다.

도 6을 참조하면, IF 신호(12)가 A/D 변환기(25)를 통과한 후에, A/D 변환기의 출력 디지털 신호(14)는 DDS1(30)의 일부분인 곱셈기(304)에 제공된다. 곱셈기 (304)는 디지털 신호(14)를 QAM 부호를 형성하는 2개의 병렬 성분 I(동위상) 및 Q (직교)로 변환한다. 전술한 바와 같이, 이들 신호 성분들은 수신 필터(40), 이퀄라이저(45) 및 반송파 복원 회로(50)를 통하여 처리한다. 도 5를 참조하면, 반송파 복원 회로(50)는 디지털 AGC2 회로(20) 및 부호 검출 회로(55)로 전송될 반송파 신호들을 복원하기 위하여 주파수 오프셋 검출 회로(525)와 위상 오프셋 검출 회로 (535)를 포함한다. 이렇게 복원된 주파수 오프셋은 I2C 인터페이스를 통하여 모니터링될 수 있고, 그 정보를 이용하여 튜너 주파수를 다시 조정함으로써, 신호 상의 필터링 감쇄를 줄일 수 있기 때문에, 비트 에러율을 개선할 수 있다. 이 정보는 또한 하나의 신호(527)를 DDS1 회로(30)로 보내서 수신 필터(40) 앞에서 완벽하게 주파수를 복원할 수 있다. 위상 검출 회로(535)는 신호(537)를 DDS2 회로(545)로 보낸다. IF 신호를 기저 대역 신호로의 하향 변환(down conversion)을 제어하기 위하여 적용하는 이중 DDS 구조의 장점에는, 장루프(long loop) 주파수 하향 변환은 수핀 필터(40) 앞에서 행하여 이퀄라이제이션 및 반송파 주파수 추정을 행하기 전에 최대의 신호 에너지를 유지할 수 있기 때문에 주파수 복원에 최적이며, 단루프 (short loop) 반송파 위상 복원은 위상 트랙킹, 특히 신호 상의 위상 잡음의 경우에 최적이라는 것이다.

도 6을 참조하면, 반송파 복원 주파수 피드백 신호(527)는 DDS1 회로(30) 내의 가산기 회로(306)에 제공된다. 이 가산기 회로(306)는 주파수 피드백 신호(527)를 구성하는 IF 주파수(27)에 가산하고, 이 가산된 신호는 주파수 피드백 신호 (527)에 의해 결정된 주파수 요소를 누적하는 위상 누적 회로(305)에 제공된다. 또 그 가산 신호는 이 신호를 합성하는 사인파 값을 포함하는 상수 테이블(303)에 제공된다. 이 합성 신호(316)는 다시 곱셈기(304)에 제공된다. 도 5를 참조하면, 제2 DDS2 회로(545)는 위상 검출 회로(535)의 출력 신호(537)를 합성하는 것 이외에는 동일한 방법으로 동작한다. 순수한 디지털 반송파 복원은 사용될 전압 제어형 발진기(VCO : Voltage Controlled Oscillator)에 대한 필요성을 없애고, 정확성 및 신호의 나머지 위상 잡음에 대하여 반송파를 양호하게 복원할 수 있다.

도 7을 참조하면, 타이밍 복원 회로(35)는 입력 신호를 다시 샘플링하기 위하여 샘플링율 연속 적응형 보간 필터(352)를 이용한다. t/T_s(시간/샘플링 간격)의 함수로 정의된 보간 함수를 이용하는 종래의 보간 방법과 반대로, 타이밍 복원 회로(35)에 이용된 보간 방법은 t/T_i(시간/보간 간격)의 함수로서 정의된다. 이 함수에 의해 성능 및 복잡성의 관점에서 부호율과 전혀 상관없이 보간 필터링을 행할 수 있고, 보간기가 수신 채널의 밴드폭 밖의 대부분의 신호를 수신 거부하기 때문에 인접 채널들에 보다 나은 수신 거부를 제공한다.

모뎀 적용시 보간 객체는 아날로그 대 디지털 변환기에 의해 1/T_S속도로 발생된 디지털 샘플 x(kT_S) 325를 처리하여, 전송 보드 레이트 1/T의 1/T_i배수를 갖는 속도 1/T_i에서 "보간자(interpolant)" y(kT_i) 365를 발생한다.

이제부터는 시간 연속 필터로 보간을 설명할 것이다. 그 수학적인 모델은 도 8을 참조로 설명된다. 도 8은 아날로그 임펄스(814)를 발생하는 의사 디지털 대 아날로그 변환기(802)를 포함하고, 후속하여 시간 연속 필터 h(t)(804)와, 시간 t = kT_i에서 재샘플러(806)가 설치되어 있다. 출력 보간자(820)는 다음 수학식으로 나타낸다.

다시 도 7을 참조하면, t = kT_i구간의 재샘플링은 수치 제어형 발진기 (358)에 의해 운반된다. 이 수치 제어형 발진기(358)는 매시간 mT_s에 2개의 신호를 발생한다. 제1 신호(361)는 마지막 T_S주기 동안에 재샘플링 구간(t = kTi)의 발생을 지시하는 오버플로워 신호(ζ)이다. 제2 신호(362)는 T_i분수 신호(η)이며, ηT_i는 마지막 재샘플링 구간 이후의 시간을 나타낸다.

수치 제어형 발진기(358)는 T_S/T_i비율을 추정하는 신호 W(m)에 의해 제어된다. 실질적인 모뎀 적용으로, W(m)은 위상 에러 추정기 또는 타이밍 에러 검출기(354)에 의해 구동되는 루프 필터(356)에 의해 운반된다. 이것에 대한 수학적인 설명은 다음과 같은 공식으로 쓰여질 수 있다.

샘플링 주기(T_S)로 표준화되는 필터 h(t)를 이용하는 종래의 보간 방법은 T_S기준점 인덱스 및 T_S분수 간격을 유도한다. 본 발명에 이용된 보간 방법에 있어서, 상기 공식(1)은 변수 ηㆍT_i의 함수인 h로 다시 쓰여진다. 이러한 함수 h의 특성은 보간 타이밍 및 주파수 응답이 보간자 레이트에 관하여 변하기 않기 때문에, 보드 레이트에 관하여 변하지 않는다는 것이다. 이것을 달성하기 위해서, 우선, 샘플링 구간 mT_S이 다음 등식과 같이 다시 쓰여질 수 있다는 것을 주목하자.

위 등식에서, η(m)은 nco의 직접 출력이고, (1_m-1)은 t = 0에서 시간 t = mTS 까지의 오버플로워 갯수(ζ= 1)이다. 모든 m을 포함하는 정수 간격 I₁을 유도하면, 1_m=1이고, 공식(1)은 이제 다음과 같이 쓰여질 것이다.

h(t)가 간격[I₁T_i, I₂T_i]을 통한 유한 길이 임펄스 응답이라고 가정하면, 수학식(3)은 인덱스 j = k - 1로서 다시 배열된다.

를 갖는

가장 최근의 수학식에 의하면, (I₁+ I₂+ 1) 기간의 aj(1T_i)를 가산 및 지연함으로써 보간자가 계산된다는 것을 알았다. 여기서, aj(1T_i)는 입력 샘플 x(mTs)에 계수 h[(j+ η(m))T_i]를 곱한 시간 간격[1-1)T_i, 1T_i]을 통한 누산이다.

도 9를 참조하면, aj는 오버플로워 신호 ζ(m) = 1 일 때 리셋되는 승수-누산기 오퍼레이터(908)로 구현된다. 계수 h[(j+η(m))T_i]는 수치적으로 제어되는 발진기 (NCO)(910)에 의해 출력되는 입력 η(m)을 갖는 계수 계산 블록(909)에 의해 운반된다.

곱셈기-누산기가 주파수(1/T_S)에서 동작하고, aj의 합이 주파수 1/T_i에서 계산된다는 것에 주목하자. 낮은 비율의 T_S/T_i때문에, 많은 곱셈-누산은 T_i의 긴주기 동안에 처리된다. 이것에 의해 T_i보간기는 T_S에 관하여 긴 시간 임펄스 응답을 가질 수 있고, 샘플링 주파수에 관하여 협소한 주파수 밴드폭을 가질 수 있다.

실질적인 이유 때문에, h[(j+η)Ti]는 구간[0,1]을 지나는 η의 다항 함수, 즉 h[(j+η)Ti]=P_j(η)가 될 수 있다. 3차 다항식은 계산하는데 복잡성이 줄어들기 때문에 실질적인 실행에 선택되며, 단지 일부의 구간 T_i(통상적으로 4 내지 8)에서매우 양호한 임펄스 응답 h(t)을 실행할 수 있다. 특정 형태의 다항식들은 또한 계산 복잡성을 더욱 줄이는데 이용될 수 있다. 다항식의 차수, 형태 및 갯수(I1 + I2 + 1)를 선택할 때, 다항식의 파라메터들은 임펄스 응답 h(t)시 스펙트럼 제약 조건을 나타내는 비용 함수(cost function)를 최소화함으로써 계산된다.

또한, 주목할 점은, 종래의 TS-보간 방법의 경우와 같이, 계수 h[(j+η (m))Ti]를 계산하는데 이용되는 변수(η)가 추가적인 계산 및 근사법이 필요없다는 것이다.

도 10을 참조하면, 전술한 반송파 복원 회로(50)는 위상 잡음 추정 회로 (506) 및 추가 잡음 추정 회로(507)를 포함하여, QAM 복조기에 의해 관찰된 잔류 위상 잡음 및 부가 잡음을 추정한다. 이러한 추정에 의해 사용자는 반송파 루프 밴드폭을 최적화함으로써, 위상 잡음과 부가 잡음사이에 최상의 상쇄 관계(trade off)에 도달할 수 있다. 수신된 QAM 부호(504)는 부호 검출 또는 결정 블록(508)에 제공된다. 수신된 QAM 부호(504)는 가능하게 전송된 QAM 부호에 거리상으로 근접하지만, 잡음 때문에 달라지는 I/O 좌표점이다. 부호 검출 블록(508)은 그 수신된 QAM 부호와 가능하게 전송된 QAM 부호(임계 부호)사이의 최소의 거리를 검색함으로써, 가장 전송될 확률이 높은 QAM 부호를 결정한다. 이런 방법으로, 부호 검출 블록(508)은 QAM 부호가 전송되었는지 여부를 결정한다. 위의 결정된 QAM 부호(509)와 수신된 QAM 부호(504)사이의 최소 평균 자승(LMS : Least Mean Square) 에러는 종래에 공지된 LMS 에러 방법(505)에 의해 결정되고, LMS 에러 신호(512)는 상기 결정된 QAM 부호(509)와 함께 위상 잡음 추정기(506) 및 부가 잡음 추정기(507)에각각 제공된다.

위상 잡음 추정은 최소 평균 자승 에러(dx+jdy)를 기초로 이루어지며, 여기서, dx+jdy = (수신된 점 - 결정된 QAM 부호)이다. 이 에러는 I 및 Q (｜a｜ + j｜a｜) 상에 최대값 및 동일한 진폭을 갖는 QAM 부호에만 고려된다. 그 평균 위상 잡음은 E[dx*dy] = -｜a｜²E(ph²)에 의해 주어지고, 여기서, E는 평균을 나타내고, ph는 나머지 위상 잡음을 나타낸다. 위상 잡음 추정기의 결과(518)는 부가 잡음에 의존하지 않는다.

부가 잡음 추정은 위상 잡음 추정에서와 동일한 에러 신호(512)에 기초하지만, 잡음 추정의 경우에 에러는 I 및 Q 상에 최소의 진폭(｜a｜=1)을 갖는 QAM 부호만을 기초로 한다. 그 평균 부가 잡음은 E[dx*sgn(I)+dy*sgn(Q)*Q²]=E[n²}로 주어지고, 여기서 n은 복합 부가 잡음(complex additive noise)을 나타낸다. 이 부가 잡음 추정기 결과는 신호 위상에 의존하지 않는다.

도 11을 참조하면, 전술한 부호 검출 회로로부터 복원된 비트 스트림(57)은 FEC(Forward Error Correction) 디코더(60) 내의 FSR(Frame Synchronization Recovery) 회로(61)에 제공된다. FSR 회로(61)는 그 출력에서 비트 스트림을 204 바이트의 패킷으로 분할한다. 그 다음에, 패킷을 프레임 패턴 카운터(62)에 제공하여, 대량의 프레임을 통해 프레임의 인식가능한 패턴의 카운트를 유지함으로써, 동기화 패턴 등의 FEC 인코더에 의해 인코딩되지 않은 부가 정보를 얻을 수 있다. 이러한 정보는 이중 BER 장치(70)의 제1 비트 에러율 추정기(715)로 입력된다. 다음에, 비트 스트림 패킷은 디인터리버 및 FEC 디코더 장치(65)에 제공되어, 전술한 방법으로 MPEG TS 데이터 출력 신호(93)를 발생한다. 수정가능한 에러(69)는 이중 BER 장치(70) 내의 카운터로 제공된 다음, 제2 비트 에러율 추정기(716)에 제공된다. 제1 BER 추정기 장치(715) 및 제2 BER 추정기 장치(716)의 출력은 2개의 BER 출력을 비교하는 소프트웨어 처리(716)로 진행한다. 이것은 군집 에러 또는 분산 에러가 발생되었는지 여부 등의 잡음 종류에 관한 추가적인 정보를 제공한다. 10^-3이하 등의 저비트 에러율에 대하여, 제2 비트 에러율 추정기(716)는 더욱 정확한 값을 발생할 것이다. 높은 BER에 대하여, 또는 군집 에러의 경우에, 제2 BER 추정기(716)는 코드의 수정 용량이 과도하기 때문에 부정확하다. 이 경우에, 제1 BER 추정기(715)는 더욱 정확해질 것이다.

이중 비트 에러율 추정기 회로는 심각하게 왜곡되거나 잡음이 발생한 채널의 경우에도 전송 링크의 품질을 평가하여, 수신도가 나쁜 경우를 식별할 수 있다. 특히, FEC 디코더(65)는 충분히 에러가 확산될 수 있는 인터리버 세기를 제공하여 에러 수정 코드의 수정 용량 이내에서 프레임을 통해 에러가 일정하게 분산될 때 매우 정확한 정보를 제공하지만, 긴 군집 에러의 경우에는 매우 부정확한 에러를 제공한다.

2종류의 정보의 비교는 네트워크 상에서 발생할 수 있는 잡음 에러의 종류를 검출하는 방법을 제공한다. 이것은 예컨대, 군집 잡음 또는 위상 잡음, 페이딩 등의 기타 문제로 인하여 수신이 나빠지는지 여부를 검출할 수 있다. 대량의 군집 잡음의 일부의 경우에, FEC 디코더는 모든 에러가 특정의 전송 구간에 발생할지라도 상대적으로 낮은 비트 에러율을 보여주며, 이것에 의해 전송 링크, 예컨대 TV 화상, 오디오 사운드 등에 의해 운반되는 정보 콘텐츠를 완벽하게 변경한다. 이중 BER 추정기 회로는 불량 전송의 경우를 결정하여 그 문제점을 해결하기 쉽게 만든다.

Claims (5)

1. 직교 진폭 변조(QAM)형 복조기에 있어서,

   입력 신호를 수신하여 제1 신호를 발생하는 아날로그 대 디지털 변환기와,

   상기 아날로그 대 디지털 변환기에 전기적으로 결합되어, 상기 제1 신호를 수신하여 기저 대역 신호를 발생하며, 제1 직접 디지털 합성기(DDS : direct digital synthesizer) 회로를 구비하는 기저 대역 변환 회로와,

   상기 기저 대역 변환 회로에 전기적으로 결합되어 상기 기저 대역 신호를 수신하여 필터링된 기저 대역 신호를 발생하는 수신 필터와,

   상기 수신 필터에 전기적으로 결합되어 상기 기저 대역 신호를 수신하여 필터링 후에 QAM 신호를 발생하며, 제2 DDS 회로를 구비하는 반송파 복원 회로와,

   상기 반송파 복원 회로에 전기적으로 결합되어 필터링 후에 상기 QAM 신호를 수신하는 부호 검출 회로를 포함하고,

   상기 부호 검출 회로의 출력 신호는 복조된 데이터 출력 신호인 것인 직교 진폭 변조형 복조기.
2. 제1항에 있어서, 상기 제1 DDS 회로는 곱셈기인 것인 직교 진폭 변조형 복조기.
3. 제2항에 있어서, 상기 제1 DDS 회로는,

   상기 반송파 복원 회로에 전기적으로 결합되어 상기 반송파 복원 회로로부터 주파수 피드백 신호를 수신하는 제1 가산기 회로와,

   상기 가산기 회로에 전기적으로 결합되는 제1 위상 누산 회로와,

   상기 위상 누산 회로에 전기적으로 결합되어 상기 곱셈기에 합성 주파수 피드백 신호를 제공하는 제1 상수 테이블을 더 포함하는 직교 진폭 변조형 복조기.
4. 제1항에 있어서, 상기 반송파 복원 회로는 주파수 오프셋 검출기 및 위상 오프셋 검출기를 포함하고,

   상기 주파수 오프셋 검출기는 주파수 오프셋 신호를 상기 제1 DDS 회로에 제공하며,

   상기 위상 오프셋 검출기는 위상 오프셋 신호를 상기 제2 DDS 회로에 제공하는 직교 진폭 변조형 복조기.
5. 제4항에 있어서, 상기 제2 DDS 회로는,

   상기 위상 오프셋 검출기에 전기적으로 결합되어 위상 오프셋 신호를 수신하는 제2 가산기 회로와,

   상기 제2 가산기 회로에 전기적으로 결합되는 제2 위상 누산 회로와,

   상기 제2 위상 누산 회로에 전기적으로 결합되어 합성된 위상 피드백 신호를 상기 제1 DDS 회로에 제공하는 제2 상수 테이블을 더 포함하는 직교 진폭 변조형 복조기.