JP2011199554A - 複素信号処理回路、受信回路、信号再生装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＩＱインバランスの補正精度を改善する。
【解決手段】アナログ複素フィルタ(101)は、同相信号(I0)と直交信号(Q0)とを合成してアナログ信号(I1,Q1)を出力する。アナログ／デジタル変換器(102i,102q)は、アナログ信号(I1,Q1)をデジタル信号(I2,Q2)に変換する。デジタル複素フィルタ(103)は、デジタル信号(I2)およびデジタル信号(Q2)から直交信号(Q0)に対応する成分および同相信号(I0)に対応する成分をそれぞれ減衰させる。デジタル帯域制限フィルタ(104)は、デジタル複素フィルタ(103)からのデジタル信号(I3,Q3)からなるデジタル複素信号に含まれる目的成分およびイメージ成分を通過させるとともに隣接妨害成分を減衰させる。ＩＱインバランス補正回路(105)は、デジタル帯域通過フィルタ(104)からのデジタル信号(I4,Q4)の間における直交性誤差および振幅誤差を補正する。
【選択図】図１

Description

この発明は、同相信号および直交信号からなる複素信号を処理する複素信号処理回路に関し、さらに詳しくは、アナログ複素フィルタを備える複素信号処理回路において同相信号および直交信号の直交性誤差および振幅誤差の補正精度を改善する技術に関する。

従来、無線通信の分野では、無線周波数信号（ＲＦ信号）をベースバンド付近の周波数を有する中間周波数信号（ＩＦ信号）にダウンコンバートする低ＩＦ受信方式が知られている。低ＩＦ受信方式では、ＩＦ信号の周波数を低く抑えることで、標準的なスーパーヘテロダイン方式と比べて部品点数を削減でき、受信システムの集積度を高めることが可能である。

図８は、従来の低ＩＦ受信方式による受信回路の構成を示す。直交検波器９３は、局部発振器（ＬＯ）９２からのローカル信号ＬＯｉを低ノイズアンプ（ＬＮＡ）９１を通過した無線周波数信号ＲＦに乗算して同相信号Ｉ９０を出力するとともに、ローカル信号ＬＯｑを無線周波数信号ＲＦに乗算して直交信号Ｑ９０を出力する。このようにして、無線周波数信号ＲＦは、中間周波数信号（同相信号Ｉ９０および直交信号Ｑ９０からなるアナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０））に変換される。なお、“ｊ”は虚数単位である。また、以下においては、同相信号Ｉｘおよび直交信号Ｑｘからなる複素信号を複素信号（Ｉｘ＋ｊＱｘ）と記載する。

無線周波数信号ＲＦにはイメージ成分が含まれている場合がある。このイメージ成分の周波数は、周波数軸上において目的成分の周波数に対してローカル信号ＬＯｉの周波数を基準とする対称な位置に存在するので、直交検波器９３における周波数変換によって目的成分とイメージ成分とが混ざり合って互いに区別できなくなる。そのため、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）においてイメージ成分が充分に減衰している必要がある。このようなイメージ抑圧技術は、特許文献１などに開示されている。

アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）９４ｉ，９４ｑは、それぞれ、同相信号Ｉ９０および直交信号Ｑ９０をデジタル信号である同相信号Ｉ９２および直交信号Ｑ９２に変換する。ＩＱインバランス補正回路（ＩＱ）９５は、同相信号Ｉ９２と直交信号Ｑ９２との間における直交性誤差および振幅誤差（ＩＱインバランス）を補正して、同相信号Ｉ９３および直交信号Ｑ９３として出力する。デジタル複素フィルタ（ＤＣＦ）９６は、デジタル複素信号（Ｉ９３＋ｊＱ９３）のイメージ成分を抑圧するために、ＩＱインバランス補正回路９５からの同相信号Ｉ９３および直交信号Ｑ９３に対して複素演算を施して同相信号Ｉ９４および直交信号Ｑ９４を出力する。デジタル信号処理回路（ＤＳＰ）９７は、デジタル複素フィルタ９６の出力に基づいてデータを復調する。

このように、ＩＱインバランス補正回路９５によってＩＱインバランスを補正することにより、デジタル複素フィルタ９６におけるイメージ抑圧比を向上させることができる。このようなＩＱインバランスの補正技術は、特許文献２，特許文献３などに開示されている。

しかし、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）に対する所望のイメージ抑圧比（すなわち、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）とデジタル複素信号（Ｉ９４＋ｊＱ９４）との間におけるイメージ成分の信号レベルの差）がアナログ／デジタル変換器９４ｉ，９４ｑの入力レンジ（すなわち、最大入力レベルとノイズレベルとの差）よりも大きい場合、アナログ／デジタル変換器９４ｉ，９４ｑは、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）を正確に変換できない。

そのため、図９のように、アナログ／デジタル変換器９４ｉ，９４ｑの前段には、アナログ複素信号（Ｉ９０＋ｊＱ９０）のイメージ成分を減衰させるためのアナログ複素フィルタ９０が備えられている。アナログ複素フィルタ９０は、同相信号Ｉ９０および直交信号Ｑ９０を合成して同相信号Ｉ９１および直交信号Ｑ９１を出力する。

特開２００３−２８３３５４号公報 特開平１０−５６４８４号公報 特開２００３−３０９６１２号公報

しかしながら、図９に示した従来の受信回路では、アナログ複素フィルタ９０からの同相信号Ｉ９１および直交信号Ｑ９１には、それぞれ、余計な成分が含まれている。すなわち、アナログ複素フィルタ９０の伝達関数を（H91(s)＋ｊH92(s)）とすると、アナログ複素信号（Ｉ９１＋ｊＱ９１）は次のようになる。

(I91＋ｊQ91)＝(I90＋ｊQ90)×(H91(s)＋ｊH92(s))
＝(H91(s)I90−H92(s)Q90)＋ｊ(H92(s)I90＋H91(s)Q90)
すなわち、同相信号Ｉ９１，直交信号Ｑ９１は、次のようになる。

I91＝H91(s)I90−H92(s)Q90
Q91＝H92(s)I90＋H91(s)Q90
このように、同相信号Ｉ９１には同相成分（同相信号Ｉ９０に対応する成分）の他に直交成分（直交信号Ｑ９０に対応する成分）が含まれることになる。同様に、直交信号Ｑ９１には直交成分の他に同相成分が含まれることになる。そのため、ＩＱインバランス補正回路９５は、同相信号Ｉ９２と直交信号Ｑ９２との間における直交性誤差および振幅誤差（ＩＱインバランス）を正確に補正できない。また、無線周波数信号ＲＦに、目的成分（受信対象とする周波数に対応する信号成分）だけでなく、隣接妨害成分（周波数軸上において目的成分に隣接する信号成分）が含まれている場合、ＩＱインバランス補正回路９５の処理において目的成分に対応する目的周波数帯域に隣接妨害成分がリークし、その結果、目的成分の品質が劣化してしまう可能性がある。そのため、ＩＱインバランスを正確に補正できない。このようにＩＱインバランスを正確に補正できないので、デジタル複素フィルタ９６におけるイメージ抑圧比を向上させることが困難である。

そこで、この発明は、アナログ複素フィルタを備える複素信号処理回路においてＩＱインバランスの補正精度を改善することを目的とする。

この発明の１つの局面に従うと、複素信号処理回路は、同相信号および直交信号からなるアナログ複素信号を処理する回路であって、上記アナログ複素信号に含まれるイメージ成分を減衰させるために、上記同相信号に上記直交信号を合成して第１のアナログ信号として出力するとともに上記直交信号に上記同相信号を合成して第２のアナログ信号として出力するアナログ複素フィルタと、上記第１および第２のアナログ信号を第１および第２のデジタル信号にそれぞれ変換するアナログ／デジタル変換器と、上記第１のデジタル信号から上記直交信号に対応する成分を減衰させて第３のデジタル信号として出力するとともに上記第２のデジタル信号から上記同相信号に対応する成分を減衰させて第４のデジタル信号として出力するために、上記第１および第２のデジタル信号に対して複素演算を施して上記第３および第４のデジタル信号を出力する第１のデジタル複素フィルタと、上記第３および第４のデジタル信号からなるデジタル複素信号のうち目的成分およびイメージ成分を通過させるとともに周波数軸上において上記目的成分に隣接する隣接妨害成分を減衰させるために、上記第３および第４のデジタル信号に対して複素演算を施して第５および第６のデジタル信号を出力するデジタル帯域制限フィルタと、上記第５のデジタル信号と上記第６のデジタル信号との間における直交性誤差および振幅誤差を補正するＩＱインバランス補正回路とを備える。

上記複素信号処理回路では、第１のデジタル複素フィルタによって、第１および第２のデジタル信号のそれぞれにおける余計な成分を減衰させることができるので、ＩＱインバランス補正回路は、第５のデジタル信号と第６のデジタル信号との間における直交性誤差および振幅誤差（ＩＱインバランス）を正確に補正できる。また、デジタル帯域制限フィルタによって隣接妨害成分を減衰させることにより、隣接妨害成分のリークに起因する目的成分の品質劣化を抑制できるので、ＩＱインバランスの補正精度をさらに改善できる。

なお、上記デジタル帯域制限フィルタは、上記目的成分および上記イメージ成分にそれぞれ対応する周波数帯域を通過帯域とする帯域通過フィルタによって構成されても良いし、上記目的成分に隣接する隣接妨害成分に対応する周波数帯域を除去帯域とする帯域除去フィルタによって構成されても良い。

また、上記複素信号処理回路は、上記ＩＱインバランス補正回路によって補正された第５および第６のデジタル信号からなるデジタル複素信号に含まれるイメージ成分を抑圧する第２のデジタル複素フィルタをさらに備えていても良い。

上記複素信号処理回路では、第５および第６のデジタル信号におけるＩＱインバランスが正確に補正されているので、第２のデジタル複素フィルタにおけるイメージ抑圧比を向上させることができる。

また、上記複素信号処理回路は、上記第３および第４のデジタル信号からなるデジタル複素信号と上記第５および第６のデジタル信号からなるデジタル複素信号との間における隣接妨害成分の信号レベルの差が所定値よりも小さい場合に、上記デジタル帯域制限フィルタを停止状態にする制御回路をさらに備えていても良い。

上記複素信号処理回路では、デジタル帯域制限フィルタにおける不要な消費電力を削減できるだけでなく、デジタル帯域制限フィルタの不要な動作に起因するノイズ発生を防止できる。

以上のように、ＩＱインバランスの補正精度を改善できる。

実施形態１による受信回路の構成例を示す図。 （Ａ）図１に示したアナログ複素フィルタの内部構成例を示す図。（Ｂ）図１に示したデジタル複素フィルタの内部構成例を示す図。 図１に示した複素信号処理回路による動作について説明するための図。 図１に示した受信回路の変形例について説明するための図。 図４に示した複素信号処理回路による動作について説明するための図。 実施形態２による受信回路の構成例を示す図。 図１に示した受信回路を備える信号再生装置の構成例を示す図。 従来の受信回路の構成例を示す図。 アナログ複素フィルタを備える従来の受信回路の構成例を示す図。

以下、実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。

（実施形態１）
図１は、実施形態１による受信回路の構成例を示す。受信回路１は、無線周波数信号ＲＦからデータ（例えば、映像データや音声データなど）を復調するものであり、例えば、ラジオチューナ、デジタルテレビチューナなどである。受信回路１は、低ノイズアンプ（ＬＮＡ）１１と、局部発振器（ＬＯ）１２と、直交検波器１３と、複素信号処理回路１０と、デジタル信号処理回路（ＤＳＰ）１４とを備える。なお、ここでは、受信回路１は、低ＩＦ受信方式に従って動作するものとする。

低ノイズアンプ１１は、アンテナによって受信した無線周波数信号ＲＦを増幅する。局部発振器１２は、ローカル信号ＬＯｉを出力する。ローカル信号ＬＯｉの周波数は、無線周波数信号ＲＦの周波数よりも低い。直交検波器１３は、低ノイズアンプ１１によって増幅された無線周波数信号ＲＦに対してローカル信号ＬＯｉを乗算して同相信号Ｉ０を出力するとともに、無線周波数信号ＲＦに対してローカル信号ＬＯｑ（ローカル信号ＬＯｉに直交する信号）を乗算して直交信号Ｑ０を出力する。例えば、直交検波器１３は、ローカル信号ＬＯｉを（π／２）だけ遅延させてローカル信号ＬＯｑとして出力する移相器１１０と、無線周波数信号ＲＦにローカル信号ＬＯｉを乗算する混合器（ＭＩＸ）１１１ｉと、無線周波数信号ＲＦにローカル信号ＬＯｑを乗算する混合器１１１ｑとを含む。このようにして、無線周波数信号ＲＦは、中間周波数信号（同相信号Ｉ０および直交信号Ｑ０からなるアナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０））に変換される。

複素信号処理回路１０は、直交検波器１３からのアナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）を処理してデジタル複素信号（Ｉ６＋ｊＱ６）を出力する。デジタル信号処理回路１４は、複素信号処理回路１０からのデジタル複素信号（Ｉ６＋ｊＱ６）に基づいてデータを復調する。

〔複素信号処理回路〕
複素信号処理回路１０は、アナログ複素フィルタ（ＡＣＦ）１０１と、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１０２ｉ，１０２ｑと、デジタル複素フィルタ（ＤＣＦ）１０３と、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１０４と、ＩＱインバランス補正回路（ＩＱ）１０５と、デジタル複素フィルタ１０６とを備える。

アナログ複素フィルタ１０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）のイメージ成分を減衰させるために、同相信号Ｉ０に直交信号Ｑ０を合成して同相信号Ｉ１として出力するとともに、直交信号Ｑ０に同相信号Ｉ０を合成して直交信号Ｑ１として出力する。例えば、図２Ａのように、アナログ複素フィルタ１０１は、正の相互コンダクタンスを有するトランスコンダクタンスアンプＴ１，Ｔ２，Ｔ３と、負の相互コンダクタンスを有するトランスコンダクタンスアンプＴ４と、容量Ｃ１，Ｃ２とを含む。

アナログ／デジタル変換器１０２ｉは、同相信号Ｉ１をデジタル信号である同相信号Ｉ２に変換し、アナログデジタル変換器１０２ｑは、直交信号Ｑ１をデジタル信号である直交信号Ｑ２に変換する。

デジタル複素フィルタ１０３は、同相信号Ｉ２および直交信号Ｑ２に対して複素演算を施し、その演算結果を同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３として出力する。例えば、図２Ｂのように、デジタル複素フィルタ１０３は、ＩＩＲフィルタやＦＩＲフィルタなどで構成されたデジタルフィルタＤＦ１，ＤＦ２，ＤＦ３，ＤＦ４と、加算器１１３ｉ，１１３ｑとを含む。

帯域通過フィルタ１０４（デジタル帯域制限フィルタ）は、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる目的成分およびイメージ成分を通過させるとともにデジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる隣接妨害成分を減衰させるために、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３に対して複素演算を施し、その演算結果を同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４として出力する。なお、目的成分とは、処理対象（受信対象）とする信号成分のことであり、イメージ成分とは、周波数軸上において目的成分に対してローカル信号ＬＯｉの周波数を基準とする対称な位置に存在する信号成分のことであり、隣接妨害成分とは、周波数軸上において目的成分に隣接する信号成分のことである。また、ここでは、帯域通過フィルタ１０４は、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる目的成分およびイメージ成分にそれぞれ対応する目的周波数帯域およびイメージ周波数帯域を通過帯域とし、その他の周波数帯域を除去帯域とするフィルタ特性を有する。

ＩＱインバランス補正回路１０５は、同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４との間における直交性誤差および振幅誤差（ＩＱインバランス）を補正して、補正後の同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４を同相信号Ｉ５および直交信号Ｑ５として出力する。

デジタル複素フィルタ１０６は、デジタル複素信号（Ｉ５＋ｊＱ５）のイメージ成分を抑圧するために、同相信号Ｉ５および直交信号Ｑ５に対して複素演算を施し、その演算結果を同相信号Ｉ６および直交信号Ｑ６として出力する。

〔動作〕
次に、図３Ａ〜図３Ｄを参照して、図１に示した複素信号処理回路１０による動作について説明する。

まず、直交検波器１３は、無線周波数信号ＲＦをアナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に変換する。図３Ａのように、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）には、目的周波数（＋ｆＩＦ）に対応する目的成分ｆｃ１と、イメージ周波数（−ｆＩＦ）に対応するイメージ成分ｆｃｉとが含まれている。また、ここでは、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）には、隣接妨害成分ｆｃａ，ｆｃｂも含まれている。

次に、アナログ複素フィルタ１０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に含まれるイメージ成分ｆｃｉを減衰させ、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）として出力する。図３Ｂのように、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）に含まれるイメージ成分ｆｃｉの信号レベルは、アナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑの入力レンジ内に収まる。

次に、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）は、アナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑおよびデジタル複素フィルタ１０３によって処理されて、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に変換される。次に、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）は、帯域通過フィルタ１０４によって処理されて、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に変換される。図３Ｃのように、帯域通過フィルタ１０４は、目的成分ｆｃ１およびイメージ成分ｆｃｉにそれぞれ対応する目的周波数帯域ＦＢ１およびイメージ周波数帯域ＦＢ２を通過帯域とするフィルタ特性ｆ１０４を有する。したがって、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）から隣接妨害成分ｆｃａ，ｆｃｂが除去され、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる目的成分ｆｃ１およびイメージ成分ｆｃｉがデジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）として出力される。

次に、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）は、ＩＱインバランス補正回路１０５およびデジタル複素フィルタ１０６によって処理されて、デジタル複素信号（Ｉ６＋ｊＱ６）に変換される。図３Ｄのように、デジタル複素フィルタ１０６の複素演算によって、デジタル複素信号（Ｉ６＋ｊＱ６）に含まれるイメージ成分が抑圧される。

〔デジタル複素フィルタによる処理〕
次に、デジタル複素フィルタ１０３による処理について説明する。なお、アナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３のそれぞれにおける伝達関数を次のように表記する。

アナログ複素フィルタ１０１のアナログ伝達関数：H1(s)＋ｊH2(s)
アナログ伝達関数を双一次変換して得られる伝達関数：H1(z)＋ｊH2(z)
デジタル複素フィルタ１０３のデジタル伝達関数：H3(z)＋ｊH4(z)
さらに、ここでは、デジタル伝達関数の実数部H3(z)は、伝達関数（H1(z)＋ｊH2(z)）の実数部H1(z)に対応し、デジタル伝達関数の虚数部H4(z)は、伝達関数（H1(z)＋ｊH2(z)）の虚数部H2(z)の符号を反転して得られる値（-H2(z)）に対応するものとする。

アナログ複素フィルタ１０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に対して次のような複素演算を施してアナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）を出力する。

(I1＋ｊQ1)＝(H1(s)＋ｊH2(s))×(I0＋ｊQ0)
＝(H1(s)I0−H2(s)Q0)＋ｊ(H2(s)I0＋H1(s)Q0)
すなわち、同相信号Ｉ１および直交信号Ｑ１は、次のようになる。

I1＝H1(s)I0−H2(s)Q0 …（式１）
Q1＝H2(s)I0＋H1(s)Q0 …（式２）
次に、アナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑは、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）をデジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）に変換する。次に、デジタル複素フィルタ１０３は、デジタル複素信号（Ｉ２＋ｊＱ２）に対して次のような複素演算を施してデジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）を出力する。

(I3＋ｊQ3)＝(H3(z)＋ｊH4(z))×(I2＋ｊQ2) …（式３）
I2＝I1、Q2＝Q1であるので、（式１），（式２），（式３）より、同相信号Ｉ３，直交信号Ｑ３は、次の（式４），（式５）のようになる。

I3＝(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))I0−(H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z))Q0 …（式４）
Q3＝(H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z))I0＋(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))Q0 …（式５）
ここでは、H3(z)＝H1(z)≒H1(s)、H4(z)＝-H2(z)≒-H2(s)であるので、
H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)≒０ …（式６）
したがって、（式４），（式５），（式６）より、同相信号Ｉ３，直交信号Ｑ３は次の（式７），（式８）のようになる。

I3≒(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))I0 …（式７）
Q4≒(H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z))Q0 …（式８）
このように、同相信号Ｉ３から直交信号Ｑ０に関連する項が除去され、直交信号Ｑ３から同相信号Ｉ０に関連する項が除去される。

以上のように、デジタル複素フィルタ１０３は、同相信号Ｉ２から直交成分（直交信号Ｑ０に対応する成分）を減衰させて同相信号Ｉ３として出力するとともに、直交信号Ｑ２から同相成分（同相信号Ｉ０に対応する成分）を減衰させて直交信号Ｑ３として出力する。これにより、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３のそれぞれにおいて余計な成分を減衰させることができるので、ＩＱインバランス補正回路１０５は、同相信号Ｉ４と直交信号Ｑ４との間における直交性誤差および振幅誤差を正確に補正できる。また、帯域通過フィルタ１０４（デジタル帯域制限フィルタ）は、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる目的成分ｆｃ１およびイメージ成分ｆｃｉを通過させるとともにデジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる隣接妨害成分ｆｃａ，ｆｃｂを減衰させる。これにより、隣接妨害成分のリークに起因する目的成分の品質劣化を抑制でき、ＩＱインバランスの補正精度をさらに改善できる。

また、ＩＱインバランスを正確に補正できるので、デジタル複素フィルタ１０６におけるイメージ抑圧比を向上させることができる。これにより、デジタル信号処理回路１４は、デジタル複素フィルタ１０６からの複素信号（Ｉ６＋ｊＱ６）に基づいてデータを正確に復調できる。

（伝達関数）
なお、次の（式９）および（式１０）が成立するようにアナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３のそれぞれの伝達関数を設定しても良い。

|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H2(s)|…（式９）
|H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)|＜|H1(s)H3(z)−H2(s)H4(z)|…（式１０）
このように伝達関数を設定することにより、同相信号Ｉ３に含まれる直交成分を同相信号Ｉ２に含まれる直交成分よりも小さくすることができ、直交信号Ｑ３に含まれる同相成分を直交信号Ｑ２に含まれる同相成分よりも小さくすることができる。これにより、ＩＱインバランスの補正精度を改善できる。

また、上記の（式４），（式５）より、“H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)”が“０”に近い程、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３のそれぞれに含まれる余計な成分が小さくなることがわかる。特に、“H1(s)H4(z)＋H2(s)H3(z)＝０”が成立するようにアナログ複素フィルタ１０１およびデジタル複素フィルタ１０３のそれぞれの伝達関数を設定することにより、同相信号Ｉ３に含まれる直交成分および直交信号Ｑ３に含まれる同相成分を最小にすることができる。

（実施形態１の変形例）
なお、図４のように、複素信号処理回路１０は、図１に示した帯域通過フィルタ１０４に代えて、帯域除去フィルタ（ＢＥＦ）１０４ａを備えていても良い。帯域除去フィルタ１０４ａ（デジタル帯域制限フィルタ）は、帯域通過フィルタ１０４と同様に、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる目的成分およびイメージ成分を通過させるとともにデジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる隣接妨害成分を減衰させるために、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３に対して複素演算を施し、その演算結果を同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ５として出力する。ここでは、帯域除去フィルタ１０４ａは、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる隣接妨害成分に対応する隣接周波数帯域を除去帯域とし、その他の周波数帯域を通過帯域とするフィルタ特性を有する。このように構成した場合も、隣接妨害成分のリークに起因する目的成分の品質劣化を抑制でき、ＩＱインバランスの補正精度をさらに改善できる。

ここで、図５Ａ〜図５Ｄを参照して、図４に示した複素信号処理回路１０による動作について説明する。なお、説明の簡略化のため、無線周波数信号ＲＦには、隣接妨害成分ｆｃｂ（周波数軸上において目的成分ｆｃ１よりも高周波側に位置する隣接妨害成分）は、含まれていないものとする。

直交検波器１３は、無線周波数信号ＲＦをアナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に変換する。図５Ａのように、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）には、目的成分ｆｃ１と、イメージ成分ｆｃｉと、隣接妨害成分ｆｃａとが含まれている。

次に、アナログ複素フィルタ１０１は、アナログ複素信号（Ｉ０＋ｊＱ０）に含まれるイメージ成分ｆｃｉを減衰させ、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）として出力する。図５Ｂのように、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）に含まれるイメージ成分ｆｃｉの信号レベルは、アナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑの入力レンジ内に収まる。

次に、アナログ複素信号（Ｉ１＋ｊＱ１）は、アナログ／デジタル変換器１０２ｉ，１０２ｑおよびデジタル複素フィルタ１０３によって処理されて、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に変換される。次に、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）は、帯域除去フィルタ１０４ａによって処理されて、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に変換される。図５Ｃのように、帯域除去フィルタ１０４ａは、隣接妨害成分ｆｃａに対応する隣接周波数帯域ＦＢ３を除去帯域とするフィルタ特性ｆ１０４ａを有する。したがって、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）から隣接妨害成分ｆｃａが除去され、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる目的成分ｆｃ１およびイメージ成分ｆｃｉがデジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）として出力される。

次に、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）は、ＩＱインバランス補正回路１０５およびデジタル複素フィルタ１０６によって処理されて、デジタル複素信号（Ｉ６＋ｊＱ６）に変換される。図５Ｄのように、デジタル複素フィルタ１０６の複素演算によって、デジタル複素信号（Ｉ６＋ｊＱ６）に含まれるイメージ成分が抑圧される。

なお、帯域除去フィルタ１０４ａの前段にローパスフィルタやデシメーションフィルタを設けても良い。このようなローパスフィルタやデシメーションフィルタは、目的周波数帯域ＦＢ１を含む低周波数帯域を通過帯域とし、隣接妨害成分ｆｃｂ（周波数軸上において目的成分ｆｃ１よりも高周波側に位置する隣接妨害成分）に対応する隣接周波数帯域を含む高周波数帯域を除去帯域とするフィルタ特性を有することが好ましい。このように構成することにより、無線周波数信号ＲＦに隣接妨害成分ｆｃｂが含まれている場合であっても、ローパスフィルタやデシメーションフィルタの低域通過特性によって隣接妨害成分ｆｃｂを減衰させることができる。

（実施形態２）
図６は、実施形態２による受信回路の構成例を示す。この受信回路２は、図１に示した複素信号処理回路１０に代えて、複素信号処理回路２０を備える。その他の構成は、図１と同様である。複素信号処理回路２０は、図１に示した構成に加えて、制御回路２０１を含む。

制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に基づいてデジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる隣接妨害成分の信号レベルを算出し、デジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に基づいてデジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）に含まれる隣接妨害成分の信号レベルを算出する。次に、制御回路２０１は、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）とデジタル複素信号（Ｉ４＋ｊＱ４）との間における隣接妨害成分の信号レベルとの差を算出する。これらの信号レベルの差が所定値（例えば、デジタル複素フィルタ１０６においてイメージ成分を十分に抑圧できる程度の信号レベル差）よりも大きい場合、制御回路２０１は、帯域通過フィルタ１０４を駆動状態のまま維持する。一方、信号レベルの差が所定値よりも小さい場合、制御回路２０１は、帯域通過フィルタ１０４を停止状態にする。帯域通過フィルタ１０４は、停止状態になると、同相信号Ｉ３および直交信号Ｑ３を同相信号Ｉ４および直交信号Ｑ４としてそのまま出力する。

以上のように、デジタル複素信号（Ｉ３＋ｊＱ３）に含まれる隣接妨害成分を抑圧する必要がない場合に帯域通過フィルタ１０４（デジタル帯域制限フィルタ）を停止状態にすることにより、帯域通過フィルタ１０４における不要な消費電力を削減できるだけでなく、帯域通過フィルタ１０４の不要な動作に起因するノイズ発生を防止できる。

なお、複素信号処理回路２０は、帯域通過フィルタ１０４に代えて、図４に示した帯域除去フィルタ１０４ａを備えていても良い。

（信号再生装置）
図７のように、受信回路１，２は、信号再生装置に適用可能である。図７に示した信号再生装置は、無線周波数信号ＲＦを受信して映像および音声の少なくとも一方を再生するものであり、例えば、携帯電話やデジタルテレビなどの映像音声再生装置や、ラジオなどの音声再生装置などである。この信号再生装置は、受信回路１の他に、再生回路３を備える。再生回路３は、受信回路１によって復調されたデータＤＡＴＡに基づいて映像および音声の少なくとも一方を再生する。この信号再生回路では、受信回路１においてデータが正確に復調されるので、再生回路３は、映像および／または音声を正確に再生できる。

なお、以上の実施形態において、受信回路は、低ＩＦ受信方式に従って無線周波数信号を処理するものとして説明したが、受信回路は、他のＩＦ受信方式（例えば、ゼロＩＦ受信方式など）に従って無線周波数信号を処理するものであっても良い。

上述の複素信号処理回路は、ＩＱインバランスの補正精度を改善できるので、携帯電話やデジタルテレビなどの映像音声再生装置や、ラジオなどの音声再生装置などに有用である。

１，２ 受信回路
１０，２０ 複素信号処理回路
１１ 低ノイズアンプ
１２ 局部発振器
１３ 直交検波器
１４ デジタル信号処理回路
１０１ アナログ複素フィルタ
１０２ アナログ／デジタル変換器
１０３ デジタル複素フィルタ（第１のデジタル複素フィルタ）
１０４ 帯域通過フィルタ
１０４ａ 帯域除去フィルタ
１０５ ＩＱインバランス補正回路
１０６ デジタル複素フィルタ（第２のデジタル複素フィルタ）
２０１ 制御回路
３ 再生回路

Claims (7)

1. 同相信号および直交信号からなるアナログ複素信号を処理する回路であって、
   前記アナログ複素信号に含まれるイメージ成分を減衰させるために、前記同相信号に前記直交信号を合成して第１のアナログ信号として出力するとともに前記直交信号に前記同相信号を合成して第２のアナログ信号として出力するアナログ複素フィルタと、
   前記第１および第２のアナログ信号を第１および第２のデジタル信号にそれぞれ変換するアナログ／デジタル変換器と、
   前記第１のデジタル信号から前記直交信号に対応する成分を減衰させて第３のデジタル信号として出力するとともに前記第２のデジタル信号から前記同相信号に対応する成分を減衰させて第４のデジタル信号として出力するために、前記第１および第２のデジタル信号に対して複素演算を施して前記第３および第４のデジタル信号を出力する第１のデジタル複素フィルタと、
   前記第３および第４のデジタル信号からなるデジタル複素信号のうち目的成分およびイメージ成分を通過させるとともに周波数軸上において前記目的成分に隣接する隣接妨害成分を減衰させるために、前記第３および第４のデジタル信号に対して複素演算を施して第５および第６のデジタル信号を出力するデジタル帯域制限フィルタと、
   前記第５のデジタル信号と前記第６のデジタル信号との間における直交性誤差および振幅誤差を補正するＩＱインバランス補正回路とを備える
   ことを特徴とする複素信号処理回路。
2. 請求項１において、
   前記デジタル帯域制限フィルタは、前記目的成分および前記イメージ成分にそれぞれ対応する周波数帯域を通過帯域とする帯域通過フィルタによって構成される
   ことを特徴とする複素信号処理回路。
3. 請求項１において、
   前記デジタル帯域制限フィルタは、前記目的成分に隣接する隣接妨害成分に対応する周波数帯域を除去帯域とする帯域除去フィルタによって構成される
   ことを特徴とする複素信号処理回路。
4. 請求項１〜３のいずれか１項において、
   前記ＩＱインバランス補正回路によって補正された第５および第６のデジタル信号からなるデジタル複素信号に含まれるイメージ成分を抑圧する第２のデジタル複素フィルタをさらに備える
   ことを特徴とする複素信号処理回路。
5. 請求項１において、
   前記第３および第４のデジタル信号からなるデジタル複素信号と前記第５および第６のデジタル信号からなるデジタル複素信号との間における隣接妨害成分の信号レベルの差が所定値よりも小さい場合に、前記デジタル帯域制限フィルタを停止状態にする制御回路をさらに備える
   ことを特徴とする複素信号処理回路。
6. 無線周波数信号からデータを復調する回路であって、
   前記無線周波数信号をアナログ複素信号に変換する直交検波器と、
   前記直交変換回路からのアナログ複素信号を処理してデジタル複素信号を出力する請求項１〜５のいずれか１項に記載の複素信号処理回路と、
   前記複素信号処理回路からのデジタル複素信号に基づいてデータを復調するデジタル信号処理回路とを備える
   ことを特徴とする受信回路。
7. 無線周波数信号を受信して映像および音声の少なくとも一方を再生する装置であって、
   前記無線周波数信号からデータを復調する請求項６に記載の受信回路と、
   前記受信回路によって復調されたデータに基づいて映像および音声の少なくとも一方を再生する再生回路とを備える
   ことを特徴とする信号再生装置。

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