JP6572049B2 - 受信機 - Google Patents

Description

本発明は受信機に関する。

従来、受信した無線信号を、無線周波数からベースバンド信号に変換する方法として、直接復調方式（以後、ダイレクトコンバージョン受信方式ともいう。）が知られている。
ダイレクトコンバージョン受信方式は、受信したＲＦ信号を一段階で直流成分付近まで周波数変換する方式である。
ミキシングに用いるローカル信号は、ＲＦ受信信号と同一の周波数を用いる。このとき、ローカル信号は高周波信号であるため、ローカル信号成分がデバイスの外部に漏洩する現象が発生する。

そして、漏洩したローカル信号は、図５に一点鎖線で示すように、自身のアンテナ８１で受信され、アンテナ８１で受信されたＲＦ受信信号に重畳された状態で低雑音増幅器（ＬＮＡ）８２を介してミキサー８３に入力され、ベースバンド信号に変換される。そのため、ミキサー８３では、ローカル信号同士がミキシングされることになり、ベースバンド信号にＤＣオフセットが発生する。なお図５中の８４はローカル信号を生成する局部発振回路である。
このＤＣオフセットは受信感度の劣化を引き起こすため、ダイレクトコンバージョン受信方式を利用する上での課題とされている。また、周囲の環境によってローカル信号成分の受信レベルが変化するため、ＤＣオフセットのレベルが動的に変化し、ＤＣオフセットの除去をより難しくしている。

ＤＣオフセットを除去する方法として、従来、ＨＰＦ（Ｈｉｇｈ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）でＤＣオフセットを除去する手法が用いられている。例えば、特開平１０-２４７９５３号公報（特許文献１）の図１１に記載されているように、周波数変換後のベースバンド信号に対し、ＨＰＦを挿入することでＤＣ成分を除去することができる。
しかしながら、ＨＰＦはＤＣ近傍の希望波成分も除去してしまうため、ＨＰＦ挿入による受信感度の劣化に注意が必要である。例えば、携帯電話のＷ−ＣＤＭＡ規格では、信号帯域が数ＭＨｚと広いことに加え、π／４−ＤＱＰＳＫ変調方式が採用されているため、希望波に含まれるＤＣ成分が少ない。したがって、Ｗ−ＣＤＭＡ規格のように、ＤＣ近傍の希望波成分の損失による受信感度への影響が少ない通信方式において、ＨＰＦによるＤＣ除去は有効である。

特開平１０-２４７９５３号公報

ところで、業務用無線機等には、狭帯域なＦＭ／ＦＳＫ変調方式を採用しているものもある。このように狭帯域なＦＭ／ＦＳＫ変調方式を採用している業務用無線機にダイレクトコンバージョン受信方式を適用した場合、ＦＭ／ＦＳＫ変調方式の規格では信号帯域が数ｋＨｚと狭いことに加え、ＤＣ近傍に信号成分を持つ特徴があるため、ＤＣオフセット除去の目的でＨＰＦを用いると受信感度が劣化してしまう。すなわち、従来のＨＰＦを用いたＤＣオフセット除去手法では、ＦＭ／ＦＳＫ変調方式に対して十分なオフセット除去を行うことが困難である。
そこで、本願発明は、ＦＭ／ＦＳＫ変調方式で通信を行う受信機におけるＤＣオフセットを、十分除去することの可能な受信機を提供することを目的としている。

本発明の一態様による受信機は、ＲＦ受信信号が入力され、互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力する直交復調部と、前記直交復調部から出力される前記Ｉ信号から所定のＩ信号オフセットを減算すると共に前記Ｑ信号から所定のＱ信号オフセットを減算するオフセット減算部と、前記オフセット減算部で前記Ｉ信号オフセットが減算された前記Ｉ信号と前記Ｑ信号オフセットが減算された前記Ｑ信号とから、前記Ｉ信号オフセットが減算された前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号オフセットが減算された前記Ｑ信号の極座標系での振幅及び位相を算出する振幅位相算出部と、前記振幅位相算出部が算出した前記振幅と基準振幅との差分である振幅誤差を算出する振幅誤差算出部と、前記振幅誤差と前記振幅位相算出部が算出した前記位相とから前記Ｉ信号オフセット及び前記Ｑ信号オフセットを算出するオフセット算出部と、を備え、前記オフセット算出部は、前記振幅誤差をＡ、前記位相をｎとする場合に、前記Ｉ信号オフセット及び前記Ｑ信号オフセットを次式（１）及び次式（２）として算出することを特徴としている。
Ｉ信号オフセット＝Ａ・ｃｏｓ（ｎ）……（１）
Ｑ信号オフセット＝Ａ・ｓｉｎ（ｎ）……（２）

本発明の一態様によれば、ＦＭ／ＦＳＫ変調を用いた狭帯域通信方式のＲＦ信号を受信する場合であっても、ＤＣオフセットによる受信感度の劣化を抑制することができる。

本発明の一実施形態に係る受信機の一例を示す構成図である。 ＦＭ／ＦＳＫ変調されたＲＦ受信信号の振る舞いを説明するための説明図である。 ＤＣオフセットキャンセル回路の一例を示す構成図である。 振幅誤差の導出方法を説明するための説明図である。 ローカル信号のリーク経路を説明するための説明図である。

以下、図面を参照して本発明を実施するための形態（以下、本実施形態という）について説明する。
なお、以下の詳細な説明では、本発明の実施形態の完全な理解を提供するように多くの特定の具体的な構成について記載されている。しかしながら、このような特定の具体的な構成に限定されることなく他の実施態様が実施できることは明らかであろう。また、以下の実施形態は、特許請求の範囲に係る発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。

図１は、本発明の一実施形態における、ダイレクトコンバージョン受信方式を用いた受信機１０の回路構成の一例である。
本実施形態における受信機１０は、ＦＭ／ＦＳＫ変調方式で通信を行うダイレクトコンバージョン方式の受信機である。この受信機１０は、ベースバンドの信号処理において直交座標で表現されたＩ／ＱのＲＦ受信信号を極座標形式に変換し、振幅のデータから導出した基準振幅と振幅との差分を振幅誤差とする。さらに受信機１０は、この振幅誤差を再び直交座標系に変換して振幅誤差を蓄積し、蓄積した振幅誤差をＲＦ受信信号のＩ／Ｑデータから減算するフィードバック制御を行うことで、動的にＤＣオフセットを除去するようにしたものである。

本発明の一実施形態における受信機１０は、アンテナ１１と、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｅｆｉｅｒ）１２と、局部発振回路１３と、移相器１４と、直交復調部１５及び１６と、増幅器１７及び１８とを備える。さらに受信機１０は、フィルタ回路１９及び２０と、ＡＤ変換器２１及び２２と、デジタルフィルタ２３と、ＤＣオフセットキャンセル回路２４と、デジタル信号処理部（ＤＳＰ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）２５と、を備える。
低雑音増幅器１２は、アンテナ１１を介して受信したＲＦ（高周波）信号（以後、ＲＦ受信信号ともいう。）を増幅し、直交復調部１５及び１６に出力する。

局部発振回路１３は、ＲＦ受信信号を周波数変換するためのローカル信号を生成する。ローカル信号の周波数は、ＲＦ受信信号と略同一の周波数を用いる。
移相器１４は、ローカル信号の位相を９０°移相する。局部発振回路１３で生成されたローカル信号は、直交復調部１６に出力されると共に、移相器１４で９０°移相されたローカル信号が直交復調部１５に出力される。
直交復調部１５は、例えばＩ／Ｑ直交復調器（ＤＥＭＯＤ：ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）を含んで構成され、ＲＦ受信信号をＩ信号のベースバンド（ＢＢ）信号に周波数変換し増幅器１７に出力する。直交復調部１６は、ＲＦ受信信号をＱ信号のベースバンド（ＢＢ）信号に周波数変換し増幅器１８に出力する。

増幅器１７及び１８はゲイン調整が可能な増幅器であって、例えばプログラマブルゲインアンプ（ＰＧＡ：Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐ．）等を含んで構成される。増幅器１７及び１８は、ＡＤ変換器２１及び２２の入力レベルが一定となるように、Ｉ信号、Ｑ信号それぞれの信号振幅を調整する。調整後のＩ信号はフィルタ回路１９に入力され、調整後のＱ信号はフィルタ回路２０に入力される。
フィルタ回路１９及び２０は、例えばアンチエイリアシングフィルタ（ＡＡＦ：Ａｎｔｉ−Ａｌｉａｓｉｎｇ Ｆｉｌｔｅｒ）を含んで構成され、ＡＤ変換器２１及び２２においてＡＤ変換する際に発生するエイリアシングを抑制するためのＬＰＦとして機能する。

ＡＤ変換器２１及び２２は、フィルタ回路１９及び２０で調整後のアナログデータからなるＩ信号、Ｑ信号をデジタルデータに変換する。
デジタルフィルタ２３は、挟帯域のＬＰＦであって、チャネル外の妨害波を抑圧する。
ＤＣオフセットキャンセル回路２４は、動的にＤＣオフセットをキャンセルする回路である。
ＤＣオフセットキャンセル回路２４によりＤＣ成分がキャンセルされたＩ信号及びＱ信号は、デジタル信号処理部２５に入力され、デジタル信号処理部２５は入力されたＩ信号及びＱ信号を復調処理し、受信データを得る。

次に、ＤＣオフセットキャンセル回路２４で、ＤＣオフセットキャンセルを行うための基礎理論について説明する。
ベースバンド周波数において、ＦＭ／ＦＳＫ変調されたＲＦ受信信号は図２（ａ）に示すように、「振幅一定の円運動」を行うことが知られている。図２（ａ）、図２（ｂ）は、ＲＦ受信信号をＩ／Ｑ直交座標で表したものであって、横軸はＩ軸、縦軸はＱ軸である。なお、ＦＭはアナログ変調、ＦＳＫはデジタル変調であり、どちらも周波数を変化させる変調方式である。Ｉ／Ｑ直交座標で表現すると位相のみが変化する。

図２（ａ）に示すＲＦ受信信号にＤＣオフセットが付加されると、図２（ｂ）に示すように、円の中心が原点から移動する。そのため、ＤＣオフセットが存在すると原点から見た振幅が変動する。
そこで、本実施形態では、「ＦＭ／ＦＳＫ変調のＲＦ受信信号は振幅が一定である」という特徴に着目し、振幅が一定になるようにフィードバック制御を行うことで、ＤＣオフセットを除去する。
この基礎理論を実現するための、ＤＣオフセットキャンセル回路２４の構成を図３に示す。

ＤＣオフセットキャンセル回路２４は、振幅位相算出部３１と、振幅誤差算出部３２と、オフセット算出部３３と、オフセット減算部３４及び３５と、を備える。
振幅位相算出部３１は、ベースバンドのＲＦ受信信号、すなわちデジタルフィルタ２３から出力されるデジタルデータからなるＩ信号及びＱ信号を極座標変換し、Ｉ／Ｑの直交座標系から振幅及び位相のデータを得る。
振幅誤差算出部３２は、振幅位相算出部３１で得られた振幅のデータを入力し、振幅誤差Ａを次式（３）に基づき演算する。
（振幅誤差Ａ)＝(現在の振幅データ)−(基準振幅) ……（３）
（３）式で表される関係を図４に示す。

振幅誤差算出部３２は、基準振幅を演算する基準振幅演算部３２ａを備える。基準振幅演算部３２ａは、振幅データを平均化処理して基準振幅を演算する。なお、ここでいう振幅データとは、振幅位相算出部３１で極座標変換して得られる振幅のデータである。基準振幅演算部３２ａは、振幅位相算出部３１で極座標変換して得られる振幅データを逐次移動平均処理し、移動平均処理により得た移動平均値を基準振幅とする。
オフセット算出部３３は、直交座標変換部４１と、積分器４３及び４４と、を備える。
直交座標変換部４１は、振幅誤差算出部３２で演算した振幅誤差Ａと、振幅位相算出部３１で取得した位相のデータとを入力し、これらを用いて直交座標変換し、ＤＣ誤差ベクトルを得る。

ＤＣ誤差ベクトルは、Ｉ信号のオフセット成分とＱ信号のオフセット成分とから構成される。つまり、ＤＣ誤差ベクトル＝（Ｉ信号のオフセット成分，Ｑ信号のオフセット成分）と表すことができる。
ここで、振幅誤差をＡ、Ｉ／Ｑ 信号の位相を（ｎ）とすると、Ｉ信号及びＱ信号のオフセット成分は、次式（４）で表すことができる。
Ｉ信号のオフセット成分＝Ａ・ｃｏｓ（ｎ）
Ｑ信号のオフセット成分＝Ａ・ｓｉｎ（ｎ） ……（４）

積分器４３及び４４は、ＤＣ誤差ベクトルを蓄積する。すなわち、積分器４３はＩ信号のオフセット成分を蓄積し、積分器４４はＱ信号のオフセット成分を蓄積する。
オフセット減算部３４は、デジタルフィルタ２３から出力されるデジタルデータからなるＩ信号から、積分器４３の出力であるＩ信号オフセットを減算する。オフセット減算部３５は、デジタルフィルタ２３から出力されるデジタルデータからなるＱ信号から、積分器４４の出力であるＱ信号オフセットを減算する。
このオフセット減算部３４、オフセット減算部３５の出力、すなわち、Ｉ信号からＩ信号オフセットを減算した信号及びＱ信号からＱ信号オフセットを減算した信号が、ＤＣオフセットが除去されたＩ信号及びＱ信号として、デジタル信号処理部２５に入力される。デジタル信号処理部２５は入力された、Ｉ信号オフセット、Ｑ信号オフセットが減算された後の、ＲＦ受信信号に応じたＩ信号、Ｑ信号に基づき復調処理を行い、受信データを得る。

ＤＣオフセットキャンセル回路２４において、以上の動作を連続動作することによって、ＤＣオフセットによって中心が原点からずれていた入力信号（ＲＦ受信信号）は、原点に向かって移動していく。そして、最終的には、振幅が一定になるポイントでフィードバックループが安定し、ＤＣオフセットを除去することができる。
つまり、ＤＣオフセットキャンセル回路２４を用いることで、ＦＭ／ＦＳＫ変調を用いた狭帯域通信方式において、信号データを損なわず、動的にＤＣオフセットを除去することができる。したがって、ＦＭ／ＦＳＫ変調を用いた狭帯域通信方式のＲＦ信号を受信する場合であっても、ＤＣオフセットによる受信感度の劣化を抑制することができる。

ここで、積分器４３及び４４を設けずに、ＤＣオフセットキャンセル回路２４に入力されるＩ信号及びＱ信号から、直交座標変換部４１で得たＤＣ誤差ベクトルである、Ｉ信号のオフセット成分及びＱ信号のオフセット成分をそれぞれ減算する構成とした場合、ＤＣオフセットを精度良く推定することができず、ＤＣオフセットに収束誤差が残る。
本実施形態における受信機１０では、図３に示すように、積分器４３及び４４により、Ｉ信号のオフセット成分、Ｑ信号のオフセット成分をそれぞれ積分し、得られたＩ信号オフセット及びＱ信号オフセットをＩ信号及びＱ信号それぞれから減算することによって、ＤＣオフセットの収束誤差をより零に近づけることができ、すなわちＤＣオフセットをより高精度に推定することができる。その結果、ＤＣオフセットをより高精度にキャンセルすることができる。

なお、本発明は、以上に記載した実施形態に限定されるものではない。その技術適思想の範囲内において、当業者の知識に基づいて実施形態に設計の変更等を加えてもよく、そのような変更が加えられた態様も本発明の範囲に含まれる。
また、本発明の範囲は、各請求項により画される発明の特徴の組み合わせに限定されるものではなく、全ての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画されうる。

業務用無線機等のＦＭ／ＦＳＫ変調を利用した無線機に利用できる。

１０ 受信機
１１ アンテナ
１２ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１３ 局部発振回路
１４ 移相器
１５、１６ 直交復調部
１７、１８ 増幅器
１９、２０ フィルタ回路
２１、２２ Ａ Ｄ 変換器
２４ ＤＣオフセットキャンセル回路
２５ デジタル信号処理部（ＤＳＰ）
３１ 振幅位相算出部
３２ 振幅誤差算出部
３４、３５ オフセット減算部
４１ 直交座標変換部
４３、４４ 積分器

Claims (4)

1. ＲＦ受信信号が入力され、互いに直交するＩ信号及びＱ信号を出力する直交復調部と、
   前記直交復調部から出力される前記Ｉ信号から所定のＩ信号オフセットを減算すると共に前記Ｑ信号から所定のＱ信号オフセットを減算するオフセット減算部と、
   前記オフセット減算部で前記Ｉ信号オフセットが減算された前記Ｉ信号と前記Ｑ信号オフセットが減算された前記Ｑ信号とから、前記Ｉ信号オフセットが減算された前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号オフセットが減算された前記Ｑ信号の極座標系での振幅及び位相を算出する振幅位相算出部と、
   前記振幅位相算出部が算出した前記振幅と基準振幅との差分である振幅誤差を算出する振幅誤差算出部と、
   前記振幅誤差と前記振幅位相算出部が算出した前記位相とから前記Ｉ信号オフセット及び前記Ｑ信号オフセットを算出するオフセット算出部と、
   を備え、
   前記オフセット算出部は、
   前記振幅誤差をＡ、前記位相をｎとする場合に、前記Ｉ信号オフセット及び前記Ｑ信号オフセットを次式（１）及び次式（２）として算出する受信機。
   Ｉ信号オフセット＝Ａ・ｃｏｓ（ｎ）……（１）
   Ｑ信号オフセット＝Ａ・ｓｉｎ（ｎ）……（２）
2. 前記Ｉ信号オフセットが減算された前記Ｉ信号及び前記Ｑ信号オフセットが減算された前記Ｑ信号に対して復調処理を行うデジタル信号処理部、をさらに備える請求項１に記載の受信機。
3. 前記オフセット算出部は、前記振幅誤差と前記位相とを用いて直交座標変換しＩ信号のオフセット成分及びＱ信号のオフセット成分からなる誤差ベクトルを得る直交座標変換部と、
   当該直交座標変換部で得られたＩ信号のオフセット成分及びＱ信号のオフセット成分をそれぞれ積分し、積分結果を前記Ｉ信号オフセット及び前記Ｑ信号オフセットとして出力する積分器と、
   を備える請求項１又は請求項２に記載の受信機。
4. 前記振幅位相算出部が算出した前記振幅の移動平均値を前記基準振幅として演算する基準振幅演算部をさらに備える請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の受信機。

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