JP5200046B2

JP5200046B2 - 受信回路

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Publication number: JP5200046B2
Application number: JP2010062661A
Authority: JP
Inventors: 丈司藤林
Original assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Current assignee: Asahi Kasei EMD Corp
Priority date: 2010-03-18
Filing date: 2010-03-18
Publication date: 2013-05-15
Anticipated expiration: 2030-03-18
Also published as: JP2011199490A

Description

本発明は受信回路に関し、より詳細には、例えばＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification）などの送信と受信とを同時に同一周波数で行うシステムにおいて、送信回路側からの送信信号が妨害波として回りこんでしまう受信回路に関する。

近年、ＲＦＩＤと呼ばれる通信システムがある。これは、一般にタグと呼ばれる小型の子機に対し、親機となるリーダ・ライタ装置が、ＲＦ（Radio Frequency）、即ち高周波無線を使って通信を行うシステムである。特に、ＲＦ周波数に８３０ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚあたりの周波数帯を用いるＲＦＩＤシステムは、ＵＨＦ帯ＲＦＩＤと呼ばれる。
図５は、ダイレクトコンバージョン方式を用いたＵＨＦ帯ＲＦＩＤのリーダ・ライタ用送受信機の一例を示す図である。同図の送受信機は、一般的なＡＳＫ（Amplitude shift keying）変調方式の送受信機の構成である。

同図において、送受信機は、ローカル周波数信号を生成するローカル周波数信号生成部１と、送信信号と送信ローカル信号ＴＸＬＯとを掛け合わせる（乗算する）ＴＸミキサ２と、このＴＸミキサ２の出力信号を増幅するパワーアンプ３と、カプラやサーキュレータ等の送受分離器４と、アンテナ５と、ローカル周波数信号生成部１において生成されたローカル周波数信号を入力とし、位相が互いに９０°異なるＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯを出力する移相シフト回路１０と、アンテナ５による受信信号を増幅する低雑音増幅器（以下、ＬＮＡと記す）６と、このＬＮＡ６によって増幅された受信信号ＲＦＩＮをＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯとを掛け合わせる（乗算する）Ｉｃｈミキサ１１と、ＬＮＡ６によって増幅された受信信号ＲＦＩＮをＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯとを掛け合わせる（乗算する）Ｑｃｈミキサ１２とを備えている。

このような構成において、送信信号はアナログ乗算回路であるＴＸミキサ２によりローカル周波数信号生成部１で生成した送信ローカル信号ＴＸＬＯと乗算することでＲＦ周波数にアップコンバートされ、パワーアンプ３により増幅され、高周波信号の送信信号ＴＸＲＦとなる。送信信号ＴＸＲＦは送受分離器４を介してアンテナ５において空中に出力される。

一方、高周波の受信信号ＲＸＲＦは、空中からアンテナ５によって受信され、送受分離器４を介して送受信機の受信側に入力される。受信信号ＲＸＲＦはＬＮＡ６により増幅され、直交復調器（Ｉｃｈミキサ１１およびＱｃｈミキサ１２）によりベースバンド周波数に周波数変換されて、後段のベースバンド信号処理部（図示せず）へ渡され、データが取出される。直交復調器に用いられるローカル信号は、位相が互いに９０度異なるＩｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯおよびＱｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯである。

ここで、振幅変調された高周波信号として受信信号ＲＸＲＦをＰ_AM（ｔ）・ｓｉｎ（２πｆｔ＋θ）と表し、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯをｓｉｎ（２πｆｔ＋φ）と表し、Ｑｃｈローカル信号ＱｃｈＲＸＬＯをｃｏｓ（２πｆｔ＋φ）とする。ただし、ｆはＲＦ信号の周波数、ｔは時間、θは受信ＲＦ信号の位相、Ｐ_AM（ｔ）はＲＸＲＦに乗せられた振幅変調データ成分、φはＬＯ信号の位相である。
このとき、Ｉｃｈミキサの出力に現れる受信信号Ｐ_Ich、および、Ｑｃｈミキサの出力に現れる受信信号Ｐ_Qchは、式（１）で表せる。

式（１）が示すように、ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサへの入力（受信信号ＲＦＩＮ）とローカル信号との位相関係によって、Ｉｃｈ、Ｑｃｈに現れる受信信号のパワーが異なる。このため、高周波の受信信号ＲＸＲＦの位相が予測不可能なシステムにおいては、Ｉｃｈミキサ、Ｑｃｈミキサのどちらかしか持たない受信回路では受信できない場合が生じるので、ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサを有するＩＱ受信機を用いる必要がある。

このようなＲＦ送受信機において、例えばＲＦＩＤのような送信ＲＦキャリア周波数と受信ＲＦキャリア周波数とが同じ周波数を使用し、受信中に同時に送信キャリアが出力されるようなシステムにおいては、図５に示すように送信信号ＴＸＲＦが送受分離器で十分に分離されずに、あるいはアンテナで反射して、受信回路に漏れこむ。ここで、受信回路に漏れこむ送信リーク信号をＴＸＲＦリークと呼ぶ。ＲＦＩＤシステムにおいてはこのＴＸＲＦリークがノイズ（すなわち妨害波信号）となり、受信感度に影響を及ぼす。

ＴＸＲＦリークを受信側へのノイズと考えた時、これは主に位相および周波数の時間的な変動による位相ノイズ成分と、ＲＦ信号の振幅が時間的に変動する振幅ノイズ成分とに分けられる。位相ノイズ成分の大部分は送信のローカル周波数信号生成部で発生し、また振幅ノイズ成分は送信のベースバンド信号の生成部やパワーアンプ等の増幅段で発生することが多い。

位相ノイズは、受信ミキサ（ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサ）のダウンコンバートに、送信側と同じローカル周波数信号生成部で生成した信号をローカルとして使用することで、相関関係によりキャンセルできる。このことは、例えば特許文献１に記載されている。この事実は以下のようにも表される。
受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリークの位相ノイズ成分をＮ_RF（ｔ）、ＩｃｈＲＸＬＯの位相ノイズ成分をＮ_LO（ｔ）として、ＴＸＲＦリークの位相ノイズ成分のみを考慮した場合、ＴＸＲＦリークは式（２）で表せ、ＩｃｈＲＸＬＯは式（３）で表せる。

このときＩｃｈに現れる周波数変換後のＴＸＲＦリーク成分Ｐ_Ich-TXは、式（４）となる。

ＴＸＲＦリークとローカル信号とは同一の回路で生成された信号であるため、ＴＸＲＦリークとローカル信号との時間差、すなわち、ローカル周波数信号生成部で生成されてからミキサに入力されるまでの経路時間差が極めて小さい場合はＮ_RF（ｔ）＝Ｎ_LO（ｔ）と近似できるので、ＴＸＲＦリーク成分Ｐ_Ich-TXは式（５）のようになり、位相ノイズ成分はキャンセルされる。

なお、この位相ノイズ成分のキャンセル（以下、単にキャンセルと記す）については、ＴＸＲＦリークとローカル信号との時間差が小さいほど大きなキャンセル効果が得られる。
以上はＩｃｈを例に式を使って説明したが、Ｑｃｈに対しても同様である。
一方で、ＴＸＲＦリークのもつノイズが振幅ノイズである場合は、受信ミキサ（ＩｃｈミキサおよびＱｃｈミキサ）のダウンコンバートに、送信側と同じローカル周波数信号生成部で生成した信号をローカル信号として使用した場合でもダウンコンバート時にキャンセルされることはない。この事情は以下の各式で理解される。
受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリークの振幅ノイズ成分をＰ_RF（ｔ）、ＩｃｈＲＸＬＯの振幅ノイズ成分をＰ_LO（ｔ）とすると、受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリークは、式（６）で表せる。

また、Ｉｃｈローカル信号ＩｃｈＲＸＬＯは、式（７）で表せる。

このとき、Ｉｃｈに現れる受信信号Ｐ_Ichは、式（８）となる。

Ｐ_RF（ｔ）＝Ｐ_LO（ｔ）となる場合でも、式（９）となり、振幅ノイズ成分は消えない。

前述のように受信ミキサに使用するローカル信号と、受信ミキサに入力されるＴＸＲＦリーク信号の経路時間差を極めて小さくすると位相ノイズはキャンセルされる。しかしながら、振幅ノイズ成分については、この方法ではキャンセルされずに受信信号に重畳されてしまうため、受信感度に影響を与える。
この対策として、ダウンコンバート前の受信したＲＦ信号から送信リーク信号を減算することで、受信信号に重畳された送信リーク信号を除去し受信感度を向上させる手法などが、特許文献２などで知られている。

特開２００３−１７４３８８公報特開２００７−１４３１０５公報

特許文献２に記載の手法では減算する信号として、高周波ローカル信号を振幅および位相を最適に調整して使用することが必要となるが、高周波信号の位相と振幅とを精度よく調整することは一般に容易ではない。その上、高周波で動作する減算回路が必要となるため、回路が複雑になること、消費電力が増大することなどの問題点がある。また、振幅と位相とを同時に調整するため、制御が困難であるという問題点もある。
本発明はこれらの点に鑑みてなされたものであり、その目的は高周波での振幅および位相の調整を必要とせず、また高周波で動作する減算器を必要としないため、消費電力が少なく実現でき、さらに調整が振幅に関してのみであるため制御がより容易な構成でありながら、受信信号に重畳された振幅ノイズをキャンセルし、受信感度を向上させることのできる受信回路を提供することである。

上記の問題点を解決するため、本発明の一態様による受信回路は、ＲＦ入力端子とローカル入力端子とを備え、前記ＲＦ入力端子と前記ローカル入力端子には同一のローカル信号が入力されるサブミキサと、ＲＦ入力端子とローカル入力端子と備え、前記ローカル入力端子にはローカル信号が入力され、前記ＲＦ入力端子には受信信号と前記ローカル信号が所定時間遅延されたローカル妨害信号が入力される主ミキサと、前記主ミキサの出力および前記サブミキサの出力のいずれか一方についてのレベル調整後に減算処理を行い、前記主ミキサの出力中の前記ローカル妨害信号に由来する出力成分を除去するレベル調整減算器と、を有し、前記レベル調整減算器は、前記主ミキサの出力および前記サブミキサの出力の一方について振幅を調整するゲイン可変増幅器と、前記主ミキサの出力および前記サブミキサの出力の他方から前記ゲイン可変増幅器からの信号を減算し、出力信号として出力する減算器と、前記出力信号を積分し、積分結果に基づき前記ゲイン可変増幅器のゲインを決めるゲイン制御信号を生成する積分器と、を有することを特徴とする。このようにすれば、受信信号に重畳された振幅ノイズをキャンセルし、受信感度を向上させることができる。また、このような構成によれば、ノイズ成分を除去し、受信感度を向上させることができる。

また、前記ローカル信号は、送受分離器を介して自回路と接続されている送信回路に設けられた分配器によって、送信信号が分配された信号であることが望ましい。これにより、ローカル妨害信号に由来する出力成分を適切に除去することができる。
さらに、前記レベル調整は、出力中の前記ローカル妨害信号の入力に由来する直流出力成分を最小となるようになされる。これにより、ローカル妨害信号に由来する出力成分を適切に除去することができる。

本発明によれば、位相ノイズを除去した上で依然残った振幅ノイズについて、ダウンコンバート後の信号から送信リーク信号起因のノイズを減算してより低ノイズな受信信号を得られるため、受信感度の向上を実現できる。また、ノイズの減算処理と調整を周波数変換後の低周波で行えるため、回路を低消費電力でかつ容易に実現することができる。

本発明の実施形態による受信回路を含む送受信機の例を示す図である。図１中の受信回路の構成例を示す図である。２つのミキサで構成する場合の受信回路の構成例を示す図である。レベル調整減算器の一構成例を示す図である。一般的な送受信機の一例を示す図である。

以下、受信回路の実施例について、図面を参照して説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示されている。
（送受信回路全体の構成）
まず、図１に本発明の実施例による受信回路を用いた送受信機全体の構成例を示す。同図において、本例の送受信機は、図５の構成と異なり、分配器７を設けてパワーアンプ３の出力信号（すなわち送信信号）を受信回路１００への受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとして用いる。

図１の構成において、受信信号はアンテナ５により空中から受信され、カプラやサーキュレータ等の送受分離器４を介して受信回路１００に入力される。また、送信信号はミキサ２、パワーアンプ３、送受分離器４を介してアンテナ５により空中に出力される。このとき、送信信号はアンテナのインピーダンス不整合によりアンテナにおいて反射され、送受分離器を経由して送信リーク信号（ＲＦＩＮ）として受信回路に入力される。またアンテナで反射されるほかにも送信信号が送受分離器を介して直接受信回路に入力される成分も存在する。それとは別に、送信信号は分配器を介して受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとして受信回路に入力される。

前述のように、図１の構成では、受信ミキサに使用するローカル信号と、受信ミキサに入力されるＴＸＲＦリーク信号との経路時間差を小さくするほど位相ノイズはキャンセルされることになる。一般には、ＴＸＲＦリーク信号は振幅ノイズ成分に対してはるかに大きな位相ノイズ成分をもつ。そのため、図１では位相ノイズのキャンセル効果を十分に発揮するために、送信信号を、分配器７を介して受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとして受信回路に入力し、ＴＸＲＦリーク信号との経路時間差を小さくしている。
なお、図１の構成は本発明を実施する上での一例であり、別の構成であっても受信ローカル信号とＴＸＲＦリーク信号との経路時間差が十分に小さくできる構成か、もしくは位相ノイズが振幅ノイズに対して十分小さくなる構成であれば、それを採用することができる。

（受信回路）
図１中の受信回路１００の動作原理について、図２を参照して説明する。同図において、受信回路１００は、受信信号ＲＦＩＮと受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮとを入力とする主ミキサ１２０と、受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮのみを入力とするサブミキサ１３０と、サブミキサ１３０からの出力信号ＭＩＸ２ＯＵＴに応じて、主ミキサ１２０からの出力信号ＭＩＸＯＵＴのレベルを調整するレベル調整減算器１４０とから構成されている。なお、図２の受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮは、図１に示された受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮと同一のものである。また、図２の受信信号ＲＦＩＮは、図１に示された受信信号ＲＦＩＮと同一のものである。

図２において、受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮは主ミキサのローカル信号として入力され、受信された送信リーク信号ＲＸＩＮと掛け合わされ、出力信号ＭＩＸＯＵＴとなる。主ミキサに入力される受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮは元々送信信号であり、受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリーク信号と同一の信号源であるため、受信信号ＲＦＩＮに含まれるＴＸＲＦリーク信号の持つ、位相ノイズ成分はキャンセルされ、出力信号ＭＩＸＯＵＴには残らない。しかし、ＴＸＲＦリーク信号の持つ、振幅ノイズ成分は、式（９）に示される形で出力信号ＭＩＸＯＵＴに残る。

一方、受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮはサブミキサ１３０のＲＦ入力およびローカル入力に入力され、サブミキサ１３０から出力信号ＭＩＸ２ＯＵＴが出力される。サブミキサ１３０は、同じ周波数のＲＦ信号とローカル信号とをミキサで乗算する。このため、高周波成分を取り除くと出力信号ＭＩＸ２ＯＵＴはＤＣ（直流）とＤＣ近傍にまとわる振幅ノイズ成分となる。すなわち、サブミキサ１３０に入力されるＲＦ信号とローカル信号とが同一のものであり、かつ、経路時間差が極めて小さく実現できることから、受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮのもつ位相ノイズ成分はキャンセルされ、出力信号ＭＩＸ２ＯＵＴには残らない。これに対し、受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮのもつ振幅ノイズ成分は式（９）に示される形で出力信号ＭＩＸ２ＯＵＴに残ることになる。

この出力信号ＭＩＸ２ＯＵＴに残った振幅ノイズ成分は、主に受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮの信号源である送信信号の持つ振幅ノイズ成分であるため、レベル調整減算器１４０によって出力信号ＭＩＸ２ＯＵＴのレベルを調整して出力信号ＭＩＸＯＵＴから減算するか、または出力信号ＭＩＸＯＵＴのレベルを調整し出力信号ＭＩＸ２ＯＵＴを減算する。こうすることで、レベル調整減算器１４０の出力信号ＯＵＴはＴＸＲＦリーク信号に起因する振幅ノイズ成分が除去された受信信号となり、受信性能を向上することができる。

（主ミキサの構成例）
ところで、主ミキサ１２０は１つの（単一の）ミキサであってもよいし、直交復調ミキサのように２つのミキサで構成されていても良い。主ミキサ１２０が直交復調ミキサである場合は、例えば、図３に示すように構成すればよい。すなわち、受信ローカル信号ＲＸＬＯＩＮから位相シフト回路、例えばポリフェーズフィルタ等を用いて互いに９０度位相の異なる２つのローカル信号を生成して主ミキサの２つの主ミキサ１２０ａ、１２０ｂに使用する。そして、ミキサ１２０ａの出力信号ＭＩＸＯＵＴ１についてレベル調整減算器１４０ａにおいて、出力信号ＭＩＸＯＵＴ２についてレベル調整減算器１４０ｂにおいて、それぞれＭＩＸ２ＯＵＴを適切に減算する。これにより、出力信号ＯＵＴ１、ＯＵＴ２が得られる。

（レベル調整減算器の例）
図４は、図２または図３中のレベル調整減算器の一構成例を示す図である。同図において、本例のレベル調整減算器１４０は、入力される信号の一方から他方を減算する減算器１４１と、ループフィルタとして機能する積分器１４２と、ゲインの調整が可能なゲイン可変増幅器１４３とから構成されている。ゲイン可変増幅器１４３は、減算器１４１の出力を積分器１４２で積分した結果に応じて、ゲイン可変増幅器１４３のゲインを変化させる。

このような構成において、出力信号ＭＩＸ２ＯＵＴは、積分器１４２の出力電圧をゲイン制御信号に用いたゲイン可変増幅器１４３を介して、減算器１４１により出力信号ＭＩＸＯＵＴから減算される。そして、減算器１４１から出力信号ＯＵＴが得られる。また、出力信号ＯＵＴは積分器１４２に入力される。
この回路の動作は以下の式で表される。まず、出力信号ＭＩＸＯＵＴに含まれるＴＸＲＦリーク起因の成分Ｎ_MIXOUTは式（１０）で表される。

また、出力信号ＭＩＸ２ＯＵＴを入力したゲイン可変アンプの出力Ｎ_MIXOUTは、ゲイン可変増幅器のゲインをｋとすると、式（１１）のようになる。

減算器の出力である出力信号ＯＵＴに含まれるＴＸＲＦリーク起因の成分Ｎ_OUTは式（１２）で示される。

ゲイン可変増幅器・減算器・積分器で形成されるループは、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）を形成する。そして、減算器１４１の出力信号ＯＵＴに含まれるＤＣ成分を示す式（１０）において、

の項を出力信号ＭＩＸ２ＯＵＴがもつＤＣ成分で打ち消し、出力信号ＯＵＴにＤＣ成分がない状態に収束していく。このとき、式（１２）のｋ−ｃｏｓ（θ−φ）の項が０となるように収束し、出力信号ＯＵＴはＤＣ成分とともにＤＣ近傍にまとわるノイズ成分すなわち式（１２）の

の項も除去される。

以上述べたレベル調整減算器１４０を用いることで、出力信号ＭＩＸＯＵＴに含まれるＴＸＲＦリークの振幅ノイズ成分を除去するための出力信号ＭＩＸＯＵＴと出力信号ＭＩＸＯＵＴ２とのレベル調整を容易に最適な状態にすることができる。
なお、図４に示す出力信号ＭＩＸＯＵＴと出力信号ＭＩＸＯＵＴ２とを互いに入れ替えた場合でも、上記と同様に、レベル調整を容易に最適な状態にすることができる。つまり、出力信号ＭＩＸＯＵＴと出力信号ＭＩＸＯＵＴ２とのいずれか一方がレベル調整されれば、ＴＸＲＦリークの振幅ノイズ成分を除去するための出力信号ＭＩＸＯＵＴと出力信号ＭＩＸＯＵＴ２とのレベル調整を容易に最適な状態にすることができる。

（まとめ）
本例の受信回路においては、例えば図２の構成を用いることにより位相ノイズを除去した上で依然残った振幅ノイズについて、ダウンコンバート後の信号から送信リーク信号起因のノイズを減算してより低ノイズな受信信号を得られるため、受信感度の向上を実現できる。また、ノイズの減算処理とレベル調整とを周波数変換後の低い周波の信号において行えるため、回路を低消費電力でかつ容易に実現することができる。
また、図４の構成を用いることにより、ノイズ減算のためのレベル調整を容易に実現することができる。
なお、上記ではＲＦＩＤの場合を例にとって説明したが、本例の受信回路はＲＦＩＤの場合に限定されるものではなく、受信動作と送信動作とを同時に同じキャリア周波数で行うシステム全般に適用することができる。

１ローカル周波数信号生成部
２ＴＸミキサ
３パワーアンプ
４送受分離器
５アンテナ
７分配器
１０移相シフト回路
１１Ｉｃｈミキサ
１２Ｑｃｈミキサ
１００受信回路
１２０、１２０ａ、１２０ｂミキサ
１３０サブミキサ
１４０、１４０ａ、１４０ｂレベル調整減算器
１４１減算器
１４２積分器
１４３ゲイン可変増幅器

Claims

ＲＦ入力端子とローカル入力端子とを備え、前記ＲＦ入力端子と前記ローカル入力端子には同一のローカル信号が入力されるサブミキサと、
ＲＦ入力端子とローカル入力端子と備え、前記ローカル入力端子にはローカル信号が入力され、前記ＲＦ入力端子には受信信号と前記ローカル信号が所定時間遅延されたローカル妨害信号が入力される主ミキサと、
前記主ミキサの出力および前記サブミキサの出力のいずれか一方についてのレベル調整後に減算処理を行い、前記主ミキサの出力中の前記ローカル妨害信号に由来する出力成分を除去するレベル調整減算器と、
を有し、
前記レベル調整減算器は、
前記主ミキサの出力および前記サブミキサの出力の一方について振幅を調整するゲイン可変増幅器と、
前記主ミキサの出力および前記サブミキサの出力の他方から前記ゲイン可変増幅器からの信号を減算し、出力信号として出力する減算器と、
前記出力信号を積分し、積分結果に基づき前記ゲイン可変増幅器のゲインを決めるゲイン制御信号を生成する積分器と、
を有することを特徴とする受信回路。
前記ローカル信号は、送受分離器を介して自回路と接続されている送信回路に設けられた分配器によって、送信信号が分配された信号であることを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
前記レベル調整は、出力中の前記ローカル妨害信号の入力に由来する直流出力成分を最小となるようになされることを特徴とする請求項１または２に記載の受信回路。