JP2006074766A - 後方散乱リーダ／ライタの受信方法、及び変調後方散乱システムのリーダ／ライタ - Google Patents

Abstract

【課題】リーダ／ライタから無線リンクを介してタグ装置に、周波数がｆｃの連続した搬送波信号を送信し、タグ装置によって、変調後方散乱信号を用いて、リーダ／ライタにデータを送信し、リーダ／ライタによって、受信した変調後方散乱信号を復調して、タグ装置から送信されたデータを読み出す後方散乱リーダ／ライタの受信感度の性能を向上する。
【解決手段】リーダ／ライタ１００は、受信した変調後方散乱信号Ｐ２に含まれ、搬送周波数に対応した周波数ｆｃの帯域内妨害波信号の位相及び振幅を推定し、リーダ／ライタ１００は、帯域内妨害波信号の推定とは逆の位相で同じ振幅を有するキャンセリング信号を生成し、キャンセリング信号を受信した変調後方散乱信号Ｐ２に混合して、帯域内妨害波信号の影響を低減する。また、２段の妨害波キャンセリング方法を提供する。
【選択図】図１

Description

本発明は、後方散乱リーダ／ライタの受信方法、及び変調後方散乱システムのリーダ／ライタに関する。

変調後方散乱方式（modulated backscatter system：以下、ＭＢＳと略す）は、当該技術分野において周知であり、近年開発された、所謂無線ＩＣタグ（無線周波数識別（radio frequency identification：以下、ＲＦＩＤと略す））システムの基礎となっている。これらのＲＦＩＤシステムは、例えば、商品、在庫、人、動物を識別及び／又は追跡するのに使用される。ＲＦＩＤシステムは、リーダ／ライタ（interrogator）と呼ばれる無線トランシーバと、少なくとも１つの所謂タグ（tag）との間の通信を可能にする無線通信システムである。ＲＦＩＤシステムにおいて、リーダ／ライタは、無変調の無線信号を送信し、この無線信号はタグによって受信され、タグは変調してリーダ／ライタに返信することにより、タグとの通信を行う。

変調後方散乱方式の基礎となる一般的な概念を図１に示す。レーダ技術の分野と同様に、後方散乱通信は、電磁波が物体で反射するという概念に基づいている。物体が電磁波を反射する効率は、そのレーダの断面積で表される。物体は、それに当たる波面との共振点であり、実際には適切な周波数のアンテナの場合は、例えば、特に大きなレーダ断面積を有する。

図１に示す一般的な変調後方散乱方式では、リーダ／ライタ１００の送信回路１０１から信号Ｐ１が放出され、その僅かな一部Ｐ１’がタグ１１０のアンテナ１１１に到達する。

入力電力Ｐ１’の一部は、タグ１１０のアンテナ１１１で反射されて、電力Ｐ２として返送される。アンテナ１１１の反射特性は、アンテナ１１１に接続される負荷を変えることによって影響を受ける可能性がある。タグ１１１からリーダ／ライタ１１０にデータを送信するには、図１の具体例における２つの異なる負荷インピーダンス値Ｚ、Ｚ’を、送信するデータストリームに合わせて交互にアンテナ１１１に接続する。このようにして、タグ１１０から反射される電力Ｐ２の振幅を変調し、変調後方散乱信号を得ることができる。

タグ１１０から反射された電力Ｐ２は、再び自由空間に放出され、その僅かな一部Ｐ２’がリーダ／ライタ１００のアンテナ１０３で拾われる。したがって、反射信号は、リーダ／ライタ１００のアンテナ接続点に逆方向に伝わり、分波され、リーダ／ライタ１００の受信機１０２に転送され、ここで、信号は、タグ１１０によって送信された情報を読み出すために復調される。また、アンテナ１０３を、空間的に離れた別々の送信アンテナと受信アンテナに分け、リーダ／ライタ１００から合分波器を無くすこともできる。

後方散乱通信を用いることによって起こる１つの問題は、強い、所謂帯域内妨害波（in-band interferer）の出現である。上述した変調後方散乱方式では、リーダ／ライタ１００から放出した無線周波数信号の波形Ｐ１の一部が、リーダ／ライタの受信機１０２にフィードバックされる。ここで、局部発振器（local oscillator：以下、ＬＯと略す）の信号が乗算され、望ましくないベースバンド信号が発生する。このベースバンド信号は、問合せ信号の波形の漏れの電力、リーダ／ライタ１００とタグ１１０間の遅延量等に比例する。この結果、リーダ／ライタ１００の受信機１０２の性能、及び変調後方散乱方式を使用できる範囲が低下してしまう。

したがって、本発明は、上述の問題を解決するためになされたものであり、本発明の目的は、変調後方散乱システムにおいて用いられる、受信感度の性能が高いリーダ／ライタを提供することである。

本発明は、帯域内妨害波と呼ばれる問合せＲＦ信号波形の漏れの影響を低減して、受信感度を高めることができる新規な考え方を提案する。

帯域内妨害波は、常に変調後方散乱方式に存在しており、受信した後方散乱信号自体よりもはるかに強いので、本発明の一側面では、強い帯域内妨害波の位相及び振幅を追跡して、帯域内妨害波と同じ振幅で位相が１８０°ずれたキャンセリング信号を生成するために、位相同期ループ（phase-locked loop：以下、ＰＬＬと略す）の原理を採用することを提案する。その後、受信信号を次段に送る前に、この生成したキャンセリング信号を受信信号に混合して、帯域内妨害波をキャンセルした後、次段において、信号を最終的に復調して、タグから送信されたデータを読み出す。この方法を用いることにより、帯域内妨害波の電力レベルを大幅に下げ、受信感度を高めることができる。

本発明の第１の側面では、リーダ／ライタから無線リンクを介して１つのタグ装置又は多数のタグ装置に、周波数がｆｃの連続した無変調の搬送波信号を送信し、タグ装置によって、中間周波数ｆｉを用いて又は用いずに受信した搬送波信号を変調することにより生成される変調後方散乱信号を用いて、リーダ／ライタにデータを送信し、リーダ／ライタによって、受信した変調後方散乱信号を復調して、タグ装置から送信されたデータを読み出す後方散乱リーダ／ライタ受信方法において、リーダ／ライタは、受信した変調後方散乱信号に含まれ、搬送周波数に対応した周波数ｆｃの帯域内妨害波信号の位相及び振幅を推定し、リーダ／ライタは、帯域内妨害波信号の推定とは逆の位相で同じ振幅を有するキャンセリング信号を生成し、キャンセリング信号を受信した変調後方散乱信号に混合して、帯域内妨害波信号の影響を低減する後方散乱リーダ／ライタ受信方法を、提供する。

また、本発明の第１の側面では、変調後方散乱システムにおいて用いられるリーダ／ライタにおいて、周波数がｆｃの連続した搬送波信号をタグ装置に送信する送信手段と、搬送波信号を変調することにより得られる後方散乱信号を受信する受信手段と、タグ装置から送信されたデータを読み出す復調手段とを備え、さらに、復調手段は、受信した変調後方散乱信号に含まれ、搬送周波数に対応した周波数ｆｃの帯域内妨害波信号の位相及び振幅を推定し、帯域内妨害波信号の推定とは逆の位相で同じ振幅を有するキャンセリング信号を生成し、キャンセリング信号を受信した後方散乱信号に混合して、帯域内妨害波信号の影響を低減する帯域内妨害波キャンセリング手段（２０）を備えるリーダ／ライタを、提供する。

タグからリーダ／ライタへの長距離後方散乱伝送（例えば５ｍ以上）の場合、帯域内妨害波は、受信した後方散乱信号よりも６０ｄＢ以上も強いことがある。この場合、従来技術のＲＦＩＤシステムで一般的に用いられているような１段の帯域内妨害波キャンセリングでは、帯域内妨害波を十分効果的にキャンセルすことができない。したがって、高い受信感度と広いダイナミックレンジを保証することができない。

このため、本発明の第２の側面では、帯域内妨害波キャンセリング方式を２段有効に連結して、帯域内妨害波を除去する改良された受信機の構成を提案する。特に、本発明は、高い受信感度を得ることができる改良されたスーパヘテレロダイン受信機の構成を提案する。

本発明の第２の側面では、リーダ／ライタから無線リンクを介してタグ装置に、周波数がｆｃの連続した搬送波信号を送信し、タグ装置によって、変調後方散乱信号を用いて、リーダ／ライタにデータを送信し、リーダ／ライタによって、受信した変調後方散乱信号を復調して、タグ装置から送信されたデータを読み出す後方散乱リーダ／ライタの受信方法において、受信した変調後方散乱信号に含まれる帯域内妨害波信号の影響を、連続して２段階で低減する後方散乱リーダ／ライタの受信方法を提供する。好ましくは、受信した変調後方散乱信号を中間周波数ｆ０にダウンコンバートし、この中間周波数ｆ０においてバンドパスフィルタによりフィルタリングし、ベースバンドにおける一対のノッチフィルタにより再度フィルタリングして、帯域内妨害波信号の影響を低減する。

また、本発明の第２の側面では、変調後方散乱システムにおいて用いられるリーダ／ライタにおいて、周波数がｆｃの連続した搬送波信号をタグ装置に送信する送信手段と、搬送波信号を変調することにより得られる後方散乱信号を受信する受信手段と、上記タグ装置から送信されたデータを読み出す復調手段とを備え、さらに、復調手段は、上記受信した変調後方散乱信号に含まれる帯域内妨害波信号の影響を、連続して２段階で低減する第１及び第２の２つのキャンセリング回路を備えるリーダ／ライタを、提供する。

以下、本発明の好ましい実施形態について、図面を参照して説明する。

変調後方散乱通信の原理については、図１を参照して既に説明した。ここでも、リーダ／ライタ１００から放出された信号Ｐ１を変調するために、タグ１１０のアンテナ１１１の負荷インピーダンスを、例えばデータ信号を表す値「１」と「０」で変化させる。リーダ／ライタ１００側から見ると、タグ１１０によって反射された問合せ無線周波数信号の波形は、それら２つの値間で振幅（及び／又は位相）が切り換えられたものである。スイッチが閉じているときは、アンテナ１１１は、電力の一部を反射する単一の半波長アンテナと電気的に等価となり、スイッチが開いているときは、アンテナ１１１は、電力のごく一部しか反射しない４分の２波長アンテナと電気的に等価となる。この結果は、変調の深さが浅い振幅偏移（amplitude shift keying：以下、ＡＳＫと略す）変調に対応するものである。

変調された反射信号Ｐ２は、ＭＢＳ信号と呼ばれ、強い帯域内妨害波とともに、リーダ／ライタ１００で受信される。リーダ／ライタ１００の局部発振器（ＬＯ）により導入される帯域内の妨害波及び位相雑音、フリッカ雑音、ジッタの影響を低減するためには、ＭＢＳのスペクトルを、問合せＲＦ搬送周波数の漏れ（帯域内妨害波と呼ばれる）から遠く離されなければならない。これは、中間周波数を導入することによって達成される。様々な中間周波数ＭＢＳ変調方式の例を図２に示す。

図３は、リーダ／ライタ１００のアンテナ１０１によって受信される中間周波数ＭＢＳ信号の典型的なスペクトルを示す図である。ここで、ｆｃは問合せ搬送波信号Ｐ１の搬送周波数であり、ｆｉはＭＢＳ中間周波数である。典型的なＲＦＩＤの適用例では、帯域内妨害波の電力は、ＭＢＳ反射信号の電力よりも約２５ｄＢ強い。リーダ／ライタ１００とタグ１１０との距離が例えば５ｍ以上に広がると、反射ＭＢＳ信号の電力は、さらに約３５ｄＢ以上低下する。この結果、帯域内妨害波の電力は、ＭＢＳ信号の電力よりも約６０ｄＢ強くなることがある。

リーダ／ライタ１００において、帯域内妨害波は局部発振器の信号と乗算され、望ましくないベースバンド雑音が発生する。この雑音の一部は、ＭＢＳ信号のスペクトルと重なり、その電力は、帯域内妨害波の電力レベル、リーダ／ライタ１００とタグ１１０間の往復の遅延量等に比例する。雑音レベルがＭＢＳ信号のレベルに近くなると、反射ＭＢＳ信号を復調することができず、信頼性が高いデータ伝送を保証できなくなる。

ここで、本発明は、帯域内妨害波の影響を低減することにより、従来の変調後方散乱方式における動作範囲を拡大することができる改良されたリーダ／ライタの受信機を提供する。

本発明が提案する受信機の構成は、図４に示す既存の受信機の構成に基づいている。この既存の構成は、ダイレクトダウンコンバータのアーキテクチャの利点と、中間周波数（ＩＦ）を低くするというアーキテクチャの利点とを組み合わせたものである。本発明に係る改良点を説明する前に、図４の既存の受信機の構成要素の機能について、以下に簡単に説明する。

この既存の受信機の構成では、アンテナ２により受信されたＭＢＳ信号は、帯域外信号エネルギを除去するとともに、影像成分を部分的に排除するために、まず、前置選択フィルタ（pre-selection filter）３に供給される。このフィルタリングの後、信号は、低雑音増幅器（low noise amplifier：以下、ＬＮＡと略す）４によって増幅される。

次に、この信号は、２つの直交混合器５ａ、５ｂにより中間周波数の信号が混合されて、中間周波数にダウンコンバートされ、ダウンコンバートされた信号の実部と虚部、すなわち所謂同相成分（受信機の構成の上側）と直交成分（下側）が得られる。

両方の信号成分は、２つのＤＣノッチフィルタ６ａ、６ｂを通って、２つの自動利得制御増幅器（automatic gain controller：以下、ＡＧＣと略す）７ａ、７ｂに供給され、ＡＧＣ７ａ、７ｂによって増幅された信号成分は、ローパスフィルタ８ａ、８ｂを通って更なる増幅器９ａ、９ｂに供給される。そして、増幅器９ａ、９ｂで増幅された信号成分は、２つのアナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０ａ、１０ｂによってデジタル信号に変換された後、４つの混合器１１ａ〜１１ｄと２つの加算器１１ｅ、１１ｆからなる複素混合器部１１に供給され、再び複素信号が混合される。最後に、信号は、再び２つのベースバンド選択フィルタ１２ａ、１２ｂによってフィルタリングされた後、デジタルシグナルプロセッサからなるベースバンドの復調器１３によって復調される。

図４に示すこの受信機の構成は、ジェイ・クロルス（J. Crols）、エム・エス・ジェイ・スタイヤート（M.S.J. Steyaert）著「完全問合せ受信機の高性能アナログフロントエンド用の低ＩＦトポロジー（Low-IF Topologies for High-Performance Analogue Front Ends of Fully Interrogated Receivers）」、及び、シャーリアール・ミラバシ（Shahriar Mirabbasi）、ケン・マーティン（Ken Martin）著「旧型及び新型の受信機のアーキテクチャ（Classical and Modern Receiver Architectures）」に記載されている。この受信機トポロジーは、既存のヘテロダイン受信機とホモダイン受信機の構成を組み合わせたものであり、受信信号の信頼性が高い復調を行うことができる。受信機の構成の幾つかの構成要素の詳細な機能に関する更なる情報は、上述した２つの文献に記載されている。

ここで、本発明の第１の側面は、既存の受信機の構成を更に発展させたものであり、これを図５に示す。特に、本発明の第１の側面は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）４と、２つの混合器５ａ、５ｂからなる第１段目のダウンコンバータとの間に配置された枠に囲む部分に関するものであり、図４に示すのと同様に信号を次段のダウンコンバータに入力する前に、帯域内妨害波の電力を低減するように機能する。

枠で囲んだ部分は、帯域内妨害波の電力を大幅に低減する帯域内妨害波プリキャンセリング回路２０である。プリキャンセリング回路２０の構成要素は、トラッキング回路２１と、電力推定回路２２とを備え、電力推定回路２２は、低雑音増幅器４から供給される信号に含まれる帯域内妨害波の位相及び振幅を推定する。トラッキング回路２１及び電力推定回路２２から得られる情報に基づいて、キャンセリング信号発生器２３は、キャンセリング信号を生成し、このキャンセリング信号は、低雑音増幅器４から出力された後、遅延されたＭＢＳ信号が混合される。したがって、プリキャンセリング回路２０は、さらに、ＭＢＳ信号を遅延させる遅延回路２４と、２つの信号を混合する混合回路２５とを備えている。

キャンセリング信号を、元の帯域内妨害波と同じ振幅であって、位相が１８０°ずれているようにすることにより、両方の信号（遅延したＭＢＳ信号とキャンセリング信号）を混合した結果として、帯域内妨害波の電力レベルを大幅に低減することができる。したがって、受信したＭＢＳ信号を次段に送る前に、帯域内妨害波の影響が低減され、全体的な受信機性能を高めることができる。

なお、帯域内妨害波のプリキャンセリングを、図４の既存の受信機の構成の改良として示した。しかしながら、本発明は、この特定の受信機の構成に何ら限定されるものではなく、信号の復調を開始する時点で、既に帯域内妨害波の影響を低減するようにしたものであれば、他の受信機の構成についても適用することができる。

図４に示す受信機の構成に戻って説明すると、この既知の構成の受信機において用いられる１段の帯域内妨害波キャンセリング方式は単純であり、また、必要な受信感度は約−７０ｄＢｍであり、帯域内妨害波はＭＢＳ信号よりも約２５ｄＢ強いので、従来のＲＦＩＤシステムに対して十分に有効である。しかしながら、既知の構成の受信機の性能は、ＭＢＳ信号よりも約６０ｄＢ強くなる可能性がある帯域内妨害波が存在する中で−１００ｄＢｍ以上の受信感度が必要とされる長距離ＭＢＳ伝送をサポートできるほど良好なものではない。

本発明の第２の側面では、帯域内妨害波キャンセリングを異なる周波数で連続して２段階で効果的に働かせることを提案し、これを以下に説明する。

キャンセリング回路は、フィルタであると考えることができ、すなわち、キャンセリング回路は、従来のスーパヘテロダイン構成における１つのＩＦ弾性表面波（surface acoustic wave：以下、ＳＡＷと略す）バンドパスフィルタ、又は従来のホモダイン構成における一対（同相信号成分用と直交信号成分用）のＤＣノッチフィルタとして実現することができる。２つの構成はいずれも、幾つかの利点と問題点がある。例えば、一対のＤＣノッチフィルタでは、帯域内妨害波を低減すると同時にコモンモード雑音を除去することができるが、ダイナミックレンジとチャンネル選択性に問題がある。一方、ＩＦＳＡＷバンドパスフィルタは、帯域内妨害波を低減すると同時に優れたダイナミックレンジ及びチャンネル選択性を得ることができるが、高価で、チップ設計において集積化することが難しく、また、コモンモード雑音を除去することができない。

２段からなる帯域内妨害波キャンセリング方式を採用する場合、図６に示すように、それぞれの構成要素を、様々な方法で配置することができる。

図６（ａ）に示す第１の構成では、発生した雑音のレベルを低減するために、第２の混合器の後段に、連続した２つのキャンセリング回路を配置している。キャンセリング回路は、ベースバンド又はその近辺で動作させるので、非常に安い。しかしながら、２つのキャンセリング回路の前段のＲＦ系全体は、帯域内妨害波が強い条件下において線形でなければならず、図６（ａ）の構成を採用することは、非現実的と考えられる。

図６（ｂ）に示す第２の構成では、第１の混合器の直後に、２つのキャンセリング回路を連続して配置しており、背景雑音は１つの混合器によってのみ発生し、ＭＢＳ信号のスペクトルに部分的に重なる。雑音指数割当（noise figure budget）を変えてはならないという前提条件下では、第１の混合器を設計することは困難である。また、ＩＦＳＡＷバンドパスフィルタを２つ用いることは高価であり、コモンモード雑音を除去できない。

新規でより効果的な、連続した２段階のキャンセリング回路を図６（ｃ）に示す。この場合、構成をより複雑にすることなく、雑音レベルを低減することができる。第１段目のダウンコンバータである混合器の後段に、非直交のキャンセリング回路を用いる。非直交のキャンセリング回路は、図６（ａ）に示す直交キャンセリング回路よりも安価であり、影像成分が妨害波に重なることもない。第２段目のキャンセリング回路は、ベースバンド又はその近辺で動作するので、余り高くない直交キャンセリング回路（一対のＤＣノッチフィルタ）を使用する。この結果、コモンモード雑音を低減することができる。

図６（ｃ）の構成を用いることにより、以下の点で受信機の性能が向上する。

ａ）帯域内妨害波のキャンセリングを連続して効率的に行うことができ、６０ｄＢ以上高い帯域内妨害波の影響を完全に除去することができる。したがって、受信感度を得ることができる。

ｂ）１つのＩＦＳＡＷバンドパスフィルタと一対のＤＣノッチフィルタを用いることにより、それらを組み合わせた利点、すなわち、優れたダイナミックレンジ、チャンネル選択性、コモンモード雑音のキャンセリングを実現することができる。

ｃ）１つのＩＦＳＡＷフィルタを用いるスーパヘテロダイン受信機の構成と比較して、部品点数及びコストが僅かに増えるだけである。

図７は、上述の改良した２段構成の妨害波キャンセリング受信機の構成を示すブロック図であり、図４及び図５に示す構成要件と同じ構成要素には、同じ指示符号を付してある。新たな中間周波数ｆ０を導入することにより、第１段目の妨害波キャンセリング回路とチャンネル選択フィルタを実現している。この段におけるフィルタは安くないので、好ましくは、非直交のキャンセリング回路を採用する。低雑音増幅器４から得られた信号は、上述したように、まず混合器３０によって第１の混合周波数ｆｃ−ｆ０が混合された後、順次第１段目の帯域内妨害波キャンセリングフィルタ３１と、増幅器３２とに供給される。一方、第２の妨害波キャンセリング回路は、２つの混合器５ａ、５ｂの出力段に配置された一対のＤＣノッチフィルタ３３ａ、３３ｂによって実現されており、これによって直交処理が適用され、帯域内妨害波の低減とコモンモード雑音のキャンセリングの両方が行われる。

以上のように、本発明では、ＭＢＳシステム用のリーダ／ライタの受信感度を大幅に高め、単純で比較的廉価な受信機を提供する。したがって、信頼性が高いデータ伝送を行うことができるとともに、ＭＢＳシステムの使用可能な範囲を拡大する。

変調後方散乱方式の原理を概略的に示す図である。 一般的な中間周波数変調が行われた後方散乱変調方式を示す図である。 中間周波数ＭＢＳ信号の一般的なスペクトルを示す図である。 変調後方散乱システムにおいて用いられる既存のリーダ／ライタの受信機の構成を示す図である。 本発明の第１の側面における改良されたリーダ／ライタの受信機の構成を示す図である。 ２段の帯域内妨害波キャンセリングについて３つの異なる可能性を概略的に示す図であり、単一の矢印は実スカラ信号を示し、二重の矢印は同相成分及び直交成分を示す図である。 本発明の第２の側面に係るリーダ／ライタの受信機の構成の実施形態を示す図であり、追加的な中間周波数ｆ０を導入して、２段の帯域内妨害波キャンセリングを実現する実施形態を示す図である。

符号の説明

３ 前置選択フィルタ、４ 低雑音増幅器、５ａ，５ｂ 混合器、６ａ，６ｂ ノッチフィルタ、７ａ，７ｂ ＡＧＣ、８ａ，８ｂ ローパスフィルタ、９ａ，９ｂ 増幅器、１０ａ，１０ｂ Ａ／Ｄ変換器、１１ 複素混合器、１１ａ〜１１ｄ 混合器、１１ｅ，１１ｆ 加算器、１２ａ，１２ｂ ベースバンド選択フィルタ、１３ ベースバンド復調器、２０ 帯域内妨害波プリキャンセリング回路、２１、トラッキング回路、２２ 電力推定回路、２３ キャンセリング信号発生器、２４ 遅延回路、２５ 混合回路

Claims (15)

1. リーダ／ライタ（１００）から無線リンクを介してタグ装置（１１０）に、周波数がｆｃの連続した搬送波信号（Ｐ１）を送信し、該タグ装置（１１０）によって、変調後方散乱信号（Ｐ２）を用いて、該リーダ／ライタ（１００）にデータを送信し、該リーダ／ライタ（１００）によって、受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）を復調して、該タグ装置（１１０）から送信されたデータを読み出す後方散乱リーダ／ライタの受信方法において、
   上記リーダ／ライタ（１００）は、上記受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）に含まれ、上記搬送周波数に対応した周波数ｆｃの帯域内妨害波信号の位相及び振幅を推定し、
   上記リーダ／ライタ（１００）は、上記帯域内妨害波信号の推定とは逆の位相で同じ振幅を有するキャンセリング信号を生成し、該キャンセリング信号を上記受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）に混合して、該帯域内妨害波信号の影響を低減することを特徴とする後方散乱リーダ／ライタの受信方法。
2. 上記受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）は、上記キャンセリング信号が混合される前に、遅延されることを特徴とする請求項１に記載の後方散乱リーダ／ライタの受信方法。
3. 上記受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）は、上記帯域内妨害波の影響を低減する前に、フィルタリング及び増幅されることを特徴とする請求項１又は２に記載の後方散乱リーダ／ライタの受信方法。
4. リーダ／ライタ（１００）から無線リンクを介してタグ装置（１１０）に、周波数がｆｃの連続した搬送波信号（Ｐ１）を送信し、該タグ装置（１１０）によって、変調後方散乱信号（Ｐ２）を用いて、該リーダ／ライタ（１００）にデータを送信し、該リーダ／ライタ（１００）によって、受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）を復調して、該タグ装置（１１０）から送信されたデータを読み出す後方散乱リーダ／ライタの受信方法において、
   上記受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）に含まれる帯域内妨害波信号の影響を、連続して２段階で低減することを特徴とする後方散乱リーダ／ライタの受信方法。
5. 上記受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）を、中間周波数ｆ０にダウンコンバートし、該中間周波数ｆ０においてバンドパスフィルタによりフィルタリングし、ベースバンドにおける一対のノッチフィルタにより再度フィルタリングして、上記帯域内妨害波信号の影響を低減することを特徴とする請求項４に記載の後方散乱リーダ／ライタの受信方法。
6. 上記受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）は、上記帯域内妨害波の影響を低減する前に、フィルタリング及び増幅されることを特徴とする請求項４又は５に記載の後方散乱リーダ／ライタの受信方法。
7. 変調後方散乱システムにおいて用いられるリーダ／ライタ（１００）において、
   周波数がｆｃの連続した搬送波信号（Ｐ１）をタグ装置（１１０）に送信する送信手段（１０１）と、
   上記搬送波信号（Ｐ１）を変調することにより得られる後方散乱信号（Ｐ２）を受信する受信手段（１０２）と、
   上記タグ装置（１１０）から送信されたデータを読み出す復調手段とを備え、
   上記復調手段は、
   ａ）上記受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）に含まれ、上記搬送周波数に対応した周波数ｆｃの帯域内妨害波信号の位相及び振幅を推定し、
   ｂ）上記帯域内妨害波信号の推定とは逆の位相で同じ振幅を有するキャンセリング信号を生成し、
   ｃ）上記キャンセリング信号を上記受信した後方散乱信号（Ｐ２）に混合して、帯域内妨害波信号の影響を低減する
   帯域内妨害波キャンセリング手段（２０）を備えることを特徴とするリーダ／ライタ（１００）。
8. 上記帯域内妨害波キャンセリング手段（２０）は、上記帯域内妨害波信号の位相を推定するトラッキング手段（２１）を備えることを特徴とする請求項７に記載のリーダ／ライタ。
9. 上記帯域内妨害波キャンセリング手段（２０）は、上記帯域内妨害波信号の電力を推定する電力推定手段（２２）を備えることを特徴とする請求項７又は８に記載のリーダ／ライタ。
10. 上記帯域内妨害波キャンセリング手段（２０）は、上記受信した後方散乱信号（Ｐ２）にキャンセリング信号を混合する前に、該受信した後方散乱信号（Ｐ２）を遅延させる遅延回路（２４）を備えることを特徴とする請求項７乃至９のいずれか１項に記載のリーダ／ライタ。
11. 変調後方散乱システムにおいて用いられるリーダ／ライタ（１００）において、
    周波数がｆｃの連続した搬送波信号（Ｐ１）をタグ装置（１１０）に送信する送信手段（１０１）と、
    搬送波信号（Ｐ１）を変調することにより得られる後方散乱信号（Ｐ２）を受信する受信手段（１０２）と、
    上記タグ装置（１１０）から送信されたデータを読み出す復調手段とを備え、
    上記復調手段は、上記受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）に含まれる帯域内妨害波信号の影響を、連続して２段階で低減する第１及び第２の２つのキャンセリング回路（３１、３３ａ、３３ｂ）を備えることを特徴とするリーダ／ライタ。
12. 上記第１のキャンセリング回路は、バンドパスフィルタ（３１）であることを特徴とする請求項１１に記載のリーダ／ライタ。
13. 上記バンドパスフィルタ（３１）の前段に、上記受信した変調後方散乱信号（Ｐ２）を中間周波数ｆ０にダウンコンバートする混合器（３０）が配置されていることを特徴とする請求項１２に記載のリーダ／ライタ。
14. 上記第２のキャンセリング回路は、一対のＤＣノッチフィルタ（３３ａ、３３ｂ）からなることを特徴とする請求項１１又は１２に記載のリーダ／ライタ。
15. 上記一対のＤＣノッチフィルタ（３３ａ、３３ｂ）の前段に、２つの混合器（５ａ、５ｂ）からなる直交混合器が配置されていることを特徴とする請求項１４に記載のリーダ／ライタ。

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