JPH1188220A - 無線信号受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、従来の無線信号受信機、特に広帯
域デジタル受信機のA/D変換器に係わる問題点を解決す
るためになされたものであって、A/D変換器に要求され
るダイナミックレンジを低減し、もって安価で小型、且
つ消費電流の少ないA/D変換器が使用できる広帯域デジ
タル受信機を提供することを目的とする。 【解決手段】 受信した無線信号をミキサによってロー
カル信号発振器出力と混合する周波数変換手段と、該周
波数変換手段の出力信号中の所望の周波数信号を減衰す
るフィルタ手段とを備え、受信した無線信号に含まれる
干渉信号の周波数が前記フィルタ手段の減衰周波数に一
致するように前記ローカル信号発振器の周波数を制御し
たことを特徴とする無線信号受信機である。

Description

【発明の詳細な説明】

【0001】

【発明の属する技術分野】本発明はデジタル携帯電話等
の移動体通信で使用される無線信号受信機に関し、特に
デジタル受信機において小さなダイナミックレンジのA/
D変換器を使用可能にする手段に関する。

【0002】

【従来の技術】近年、デジタル回路技術の発達により、
アナログ回路で実現していた機能をデジタル回路で実現
する例が増えている。デジタル回路としてＤＳＰ(デジ
タル信号処理器)等のプログラマブルなデバイスを用い
た場合、ソフトウェアによって機能が実現されるので、
特性の修正、変更が容易であると共に特性のバラツキや
経年劣化がない、或いは調整が不要である等のメリット
が得られる。デジタル携帯電話等の移動体通信の分野に
おいてもデジタル回路への移行は進んでおり、究極の例
として通信機能のほとんどをソフトウェアで実現するソ
フトウェア無線機も提案されている。詳細は下記文献に
記述されているので、説明は省略する。（Joe Mitola,T
he Software Radio Architecture,IEEE CommunicationM
agazine May1995 Vol.33 No.5）。

【0003】図６は、デジタル携帯電話等の受信機において
アナログ回路で行うチャネル分離を、デジタル回路で行
う場合の従来の広帯域デジタル受信機の機能ブロックの
例を示す図である。ここで、広帯域デジタル受信機と
は、ＲＦ帯あるいはＩＦ帯において、広帯域受信信号を
そのままA/D変換し、チャネル分離以降の処理をデジタ
ル回路で行う受信機のことである。図６に示す広帯域デ
ジタル受信機は、アンテナ1に接続されたRF帯域通過フ
ィルタ2と、RF信号を第1のIF周波数に周波数変換するた
めの第1のミキサ3及び第1のローカル信号発振器4と、前
記第1のIF周波数を帯域制限するための第1のIF帯域通過
フィルタ5と、該第1のIF帯域通過フィルタ出力信号を第
2のIF周波数に変換するための第2のミキサ6及び第2のロ
ーカル信号発振器7と、前記第2のIF周波数を帯域制限す
るための第2のIF帯域通過フィルタ8と、該第2のIF帯域
通過フィルタ8の出力信号を適正一定なレベルに増幅す
るAGCアンプ9と、このAGCアンプ出力信号をデジタル信
号に変換するA/D変換器10と、このA/D変換器10の出力に
接続されるチャネル分離器11と復調器12とから構成され
る。

【0004】図6においては、まず、アンテナ１で受信され
た受信信号がＲＦ帯域通過フィルタ２に入力されて必要
な帯域制限を受ける。ここで言う必要な帯域とは広帯域
デジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通常、使
用されるシステムのサービスバンド帯域に一致する。例
えば、現行のPDC(Personal Digital Cellular)800MHz方
式携帯電話のサービスバンドの帯域幅は16MHzである。
ＲＦ帯域通過フィルタ２の通過帯域幅をＷとし、受信可
能なＲＦ信号の周波数の下限をｆRL、上限をｆRHとする
と、RF帯域通過フィルタ2の通過帯域幅は Ｗ＝ｆRH−ｆRL (1) と設定される。

【0005】次に、ＲＦ帯域通過フィルタ２において帯域制
限を受けたRF受信信号は、第1のミキサ３と第１のロー
カル発振器４と第１のＩＦ帯域通過フィルタ５とにより
周波数変換および帯域制限を施され、第１のＩＦ信号5a
となる。周波数変換しても信号の帯域幅は変化しないの
で第1のミキサ3の出力信号の帯域幅はWであるから、第1
のIF帯域通過フィルタ５の帯域幅、すなわち第１のＩＦ
信号5aの帯域幅をＷに設定し、その下限周波数をｆIL、
上限周波数をｆIHとし、第１のローカル発振器4の周波
数をｆL1として、下側ヘテロダインにて周波数変換を行
うとすると、 ｆIL＝ｆRL−ｆL1 (2) ｆIH＝ｆRH−ｆL1 (3) なる関係が成立する。

【0006】さらに、第１のＩＦ信号5aは、第2のミキサ６
と第２のローカル発振器７と第２のＩＦ帯域通過フィル
タ８とにより周波数変換および帯域制限を施され、A/D
変換器10が動作可能な周波数である第２のＩＦ信号8aと
なる。上述したように第2のIF帯域通過フィルタ８の帯
域幅すなわち第２のＩＦ信号8aの帯域幅もＷとなるよう
に設定され、その下限周波数をｆBL、上限周波数をｆB
H、第２のローカル発振器7の周波数をｆL2とし、下側ヘ
テロダインにて周波数変換を行うとすると、 ｆBL＝ｆIL−ｆL2 (4) ｆBH＝ｆIH−ｆL2 (5) なる関係が成立する。

【0007】第２のＩＦ信号8aはAGCアンプ９で所望のレベ
ルに増幅された後、A/D変換器10において広帯域デジタ
ル信号に変換される。AGCアンプ９の増幅率は、A/D入力
信号がA/D変換器10の最大入力レベルを越えない範囲で
最大になるようにフィードバック制御される。変換され
た広帯域デジタル信号はチャネル分離器11において所望
のチャネルの信号のみ分離される。

【0008】図7はチャネル分離器11の構成例を示すブロッ
ク図である。図7において、チャネル分離器はデジタル
ミキサ21とデジタル発振器22とデジタル低域通過フィル
タ23とにより構成される。広帯域デジタル信号は、デジ
タルミキサ21とデジタル発振器22とによって所望のチャ
ネルの信号がデジタル低域通過フィルタ23の通過帯域に
一致するように周波数変換され、デジタル低域通過フィ
ルタ23により狭帯域（チャネル帯域）デジタル信号とな
る。ここで、狭帯域（チャネル帯域）とは、例えばPDC8
00MHz方式携帯電話においては25kHzの帯域幅である。

【0009】チャネル分離された狭帯域（チャネル帯域）デ
ジタル信号は、復調器12においてシステムの変調方式
（例えばPDC800MHz方式携帯電話ではπ/４QPSK）に応じ
て復調され、データ信号となる。

【0010】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の広帯域デジタル受信機においては、A/D変換器1
0に要求される入力ダイナミックレンジの値が以下の理
由で非常に大きくなるために、高価、大型、且つ消費電
流の大きいA/D変換器が必要になるという問題があっ
た。つまり、移動体通信において、例えば固定基地局に
おける信号の受信を考えると、移動局としての希望局と
干渉局とは基地局からの位置関係が変化するので、希望
局と干渉局とからの受信信号のレベル比が非常に大きく
なる場合がある。従って各部の回路は十分なダイナミッ
クレンジを持つ必要がある。図8は、基地局からみて干
渉局が近く、希望局が遠くにある場合、即ち、デジタル
受信機における各回路が大きなダイナミックレンジを必
要とする場合の信号スペクトルの例を示す図である。図
8(a)に示すRF受信信号においては、干渉信号レベルは希
望信号レベルに比べて70dB大きい。アナログ回路におけ
る周波数変換や広帯域フィルタによる帯域制限において
は信号のレベル比は変化しないので、同図(b)に示すA/D
変換器10の入力においても干渉信号と希望信号とのレベ
ル差は70dBである。この信号をA/D変換器10においてA/D
変換し、チャネル分離器11と復調器12とにおいて希望信
号を復調しようとすると、復調の為のマージン(10dB程
度)を考慮して少なくとも80dBのダイナミックレンジが
必要となる。80dBのダイナミックレンジをA/D変換器の
ビット数に換算すると１４ビットとなる。上述したよう
な広帯域デジタル受信機において、A/D変換器のサンプ
リング速度は、入力する第2のIF信号8aの帯域幅を通常
数MHzに設定するのが一般的なので、サンプリングの定
理によりその2倍以上の帯域を必要とするから数MHz〜数
10MHzとなり、且つ１４ビットという大きなダイナミッ
クレンジを必要とするので、A/D変換器は非常に高価、
大型で消費電流も多くなるなどの問題点があった。 本
発明は、上述した従来の無線信号受信機、特に広帯域デ
ジタル受信機のA/D変換器に係わる問題点を解決するた
めになされたものであって、A/D変換器に要求されるダ
イナミックレンジを低減し、もって安価で小型、且つ消
費電流の少ないA/D変換器が使用できる広帯域デジタル
受信機を提供することを目的とする。

【0011】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明に係わる無線信号受信機の請求項１記載の発
明は、受信した無線信号をミキサによってローカル信号
発振器出力と混合する周波数変換手段と、該周波数変換
手段の出力信号中の所望の周波数信号を減衰するフィル
タ手段とを備え、受信した無線信号に含まれる干渉信号
の周波数が前記フィルタ手段の減衰周波数に一致するよ
うに前記ローカル信号発振器の周波数を制御するように
構成する。 本発明に係わる無線信号受信機の請求項２
記載の発明は、請求項1記載の無線信号受信機におい
て、前記周波数変換手段と前記フィルタ手段との間に帯
域制限用の帯域通過フィルタを備える。本発明に係わる
無線信号受信機の請求項３記載の発明は、請求項1また
は請求項2記載の無線信号受信機において、レベルが最
大の干渉信号の周波数を検出する干渉信号検出手段と、
該干渉信号検出手段により得られるレベルが最大の干渉
信号の周波数から前記ローカル信号発振器の周波数を決
定して制御する周波数制御手段とを備えるように構成す
る。本発明に係わる無線信号受信機の請求項4記載の発
明は、無線信号を受信するためのアンテナと、前記受信
信号を帯域制限するために前記アンテナに接続したＲＦ
帯域通過フィルタと、該ＲＦ帯域通過フィルタ出力信号
を第１の中間周波数に周波数変換するための第1のミキ
サ及び第１のローカル信号発振器と、前記第１の中間周
波数を帯域制限するための第１のＩＦ帯域通過フィルタ
と、該第１のIF帯域通過フィルタ出力に接続する前記受
信信号に含まれる干渉信号を減衰させる第1のノッチフ
ィルタと、該第1のノッチフィルタ出力を第２の中間周
波数に周波数変換するための第2のミキサ及び第２のロ
ーカル信号発振器と、前記第２の中間周波数を帯域制限
するための第２のＩＦ帯域通過フィルタと、該第２のＩ
Ｆ帯域通過フィルタ出力信号を適正一定なレベルに増幅
するAGCアンプと、該AGCアンプ出力信号をデジタル信号
に変換するアナログ/デジタル変換器、以下A/D変換器と
記す、と、レベルが最大の干渉信号の周波数を検出する
ために該A/D変換器に接続した干渉信号検出手段と、該
干渉信号検出手段により得られるレベル最大の干渉信号
の周波数から前記第1および第2のローカル信号発振器の
周波数を決定して制御する周波数制御手段とを備え、前
記受信信号に含まれる干渉信号の周波数が前記第１の中
間周波数において前記第1のノッチフィルタの減衰周波
数と一致するように前記第１のローカル発振器の周波数
を制御すると共に、前記受信信号に含まれる希望信号が
前記第２の中間周波数において所望の周波数になるよう
に前記第２のローカル発振器の周波数を制御して、前記
干渉信号のレベルを低減するように構成する。本発明に
係わる無線信号受信機の請求項5記載の発明は、無線信
号を受信するためのアンテナと、前記受信信号を帯域制
限するために該アンテナに接続したＲＦ帯域通過フィル
タと、該ＲＦ帯域通過フィルタ出力信号を第１の中間周
波数に周波数変換するための第1のミキサ及び第１のロ
ーカル信号発振器と、前記第１の中間周波数を帯域制限
するための第１のＩＦ帯域通過フィルタと、該第１のIF
帯域通過フィルタ出力に接続する前記受信信号に含まれ
る干渉信号を減衰させる第1のノッチフィルタと、該第1
のノッチフィルタ出力を所要一定なレベルに増幅するAG
Cアンプと、該AGCアンプ出力信号をデジタル信号に変換
するA/D変換器と、該A/D変換器の出力に接続したレベル
が最大の干渉信号の周波数を検出する干渉信号検出手段
と、該干渉信号検出手段により得られるレベル最大の干
渉信号の周波数から前記第1のローカル信号発振器の周
波数を決定して制御する周波数制御手段とを備え、前記
受信信号に含まれる干渉信号の周波数が前記第１の中間
周波数において前記第1のノッチフィルタの減衰周波数
と一致するように前記第１のローカル発振器の周波数を
制御して、前記干渉信号のレベルを低減するように構成
する。本発明に係わる無線信号受信機の請求項6記載の
発明は、無線信号を受信するためのアンテナと、該アン
テナに接続した前記受信信号を帯域制限するＲＦ帯域通
過フィルタと、該ＲＦ帯域通過フィルタ出力信号を第１
の中間周波数に周波数変換するための第1のミキサ及び
第１のローカル信号発振器と、前記第１の中間周波数を
帯域制限するための第１のＩＦ帯域通過フィルタと、該
第１のIF帯域通過フィルタ出力に接続する前記受信信号
に含まれる第1の干渉信号を減衰させる第1のノッチフィ
ルタと、該第1のノッチフィルタ出力を第２の中間周波
数に周波数変換するための第2のミキサ及び第２のロー
カル信号発振器と、前記第２の中間周波数を帯域制限す
るための第２のＩＦ帯域通過フィルタと、該第２のIF帯
域通過フィルタ出力に接続する前記受信信号に含まれる
第2の干渉信号を減衰させる第2のノッチフィルタと、該
第2のノッチフィルタ出力信号を適正一定なレベルに増
幅するAGCアンプと、該AGCアンプ出力信号をデジタル信
号に変換するA/D変換器と、該A/D変換器の出力に接続し
た最大レベルと2番目に高いレベルの干渉信号の周波数
を検出する干渉信号検出手段と、該干渉信号検出手段に
より得られる最大レベルと2番目に高いレベルの干渉信
号の周波数から前記第1および第2のローカル信号発振器
の周波数を決定して制御する周波数制御手段とを備え、
前記受信信号に含まれる第1の干渉信号の周波数が前記
第１の中間周波数において前記第1のノッチフィルタの
減衰周波数と一致するように前記第１のローカル発振器
の周波数を制御すると共に、前記受信信号に含まれる第
２の干渉信号の周波数が前記第２の中間周波数において
前記第2のノッチフィルタの減衰周波数と一致するよう
に前記第２のローカル発振器の周波数を制御して、前記
第1および第2の干渉信号のレベルを低減するように構成
する。

【0012】

【発明の実施の形態】以下、図示した実施の形態例に基
づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係わる
広帯域デジタル受信機の実施の形態例を示す機能ブロッ
ク図である。この例に示す広帯域デジタル受信機は、ア
ンテナ1に接続されたRF帯域通過フィルタ2と、RF信号を
第1のIF周波数に周波数変換するための第1のミキサ3及
び第1のローカル信号発振器4と、前記第1のIF周波数を
帯域制限するための第1のIF帯域通過フィルタ5と、該第
1のIF帯域通過フィルタ出力信号を第2のIF周波数に変換
するための第2のミキサ6及び第2のローカル信号発振器7
と、前記第2のIF周波数を帯域制限するための第2のIF帯
域通過フィルタ8と、該第2のIF帯域通過フィルタ8の出
力信号を適正一定なレベルに増幅するAGCアンプ9と、こ
のAGCアンプ出力信号をデジタル信号に変換するA/D変換
器10と、このA/D変換器10の出力に接続されるチャネル
分離器11と復調器12とを備えることは従来技術と同様で
ある。本発明は、これら従来技術の構成に加えて、第1
のIF帯域通過フィルタ5と第2のミキサ6との間に第1のノ
ッチフィルタ13を挿入接続し、A/D変換器10の出力に干
渉信号検出手段14を接続して、該干渉信号検出手段14か
ら得られる干渉信号周波数情報に基づいて制御周波数を
決定すると共に第1及び第2のローカル信号発振器4、7に
接続する周波数制御手段15とを備える。

【0013】図１に示す広帯域デジタル受信機は、アンテナ
１で受信した受信信号をＲＦ帯域通過フィルタ２に入力
して必要な帯域制限を行うが、ここで言う必要な帯域と
は広帯域デジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、
通常、使用されるシステムのサービスバンド帯域に一致
する。例えば、PDC800MHz方式携帯電話においてはサー
ビスバンドは16MHzの帯域幅である。ＲＦ帯域通過フィ
ルタ２の通過帯域幅Ｗは、受信可能なＲＦ信号の周波数
の下限をｆRL、上限をｆRHとすると、 Ｗ＝ｆRH−ｆRL （1）再掲 と設定される。また、干渉信号の周波数ｆUと希望信号
の周波数ｆDは、 ｆRL＜ｆU＜ｆRH、ｆRL＜ｆD＜ｆRH、ｆU≠ｆD (6) とする。

【0014】ＲＦ帯域通過フィルタ２により帯域制限を受け
たRF受信信号は、第1のミキサ３と第１のローカル発振
器４および第１のＩＦ帯域通過フィルタ５とにより周波
数変換および帯域制限を施され、さらに第1のノッチフ
ィルタ１３を通過して第１のＩＦ信号13aとなる。この
とき、第１のローカル発振器４の発振周波数ｆL1を、第
１IFにおける干渉信号の周波数が第1のノッチフィルタ1
3の周波数ｆnに一致するように周波数制御手段15により
制御する。すなわち、下側ヘテロダインで考えると ｆn＝ｆU−ｆL1 （7） であるから、第１のローカル発振器４の発振周波数ｆL1
を ｆL1＝ｆU−ｆn （8） と設定すればよい。

【0015】ここで、RF帯域通過フィルタ2の出力(帯域幅W)
において希望信号の周波数ｆDが干渉信号の周波数ｆUに
対して上下にそれぞれ最大Ｗの差があるので、第1のIF
帯域通過フィルタ５の帯域幅をｆn(f U)を中心として
２Ｗとする必要があり、下限周波数をｆIL、上限周波数
をｆIHとすれば、 ｆIL＝ｆn−Ｗ （9） ｆIH＝ｆn＋Ｗ （10） と設定する必要がある。

【0016】次に、第2のIF帯域通過フィルタ8の帯域幅につ
いて考察すると、第１のＩＦ信号13aは、第2のミキサ６
と第2のローカル発振器７と第２のＩＦ帯域通過フィル
タ８とにより周波数変換および帯域制限を施され、第２
のＩＦ信号8aとなる。このとき、第２のローカル発振器
７の発振周波数ｆL2を、第２のIF信号8aの周波数が所望
の周波数（A/D変換器10が動作可能な周波数）になるよ
うに周波数制御手段15により制御する。すなわち、下側
ヘテロダインで考えると、第２のIF信号8aの周波数の下
限は ｆBL＝ｆRL−ｆL1−ｆL2 （11） となるので、第２のローカル発振器７の発振周波数ｆL2
を ｆL2＝ｆRL−ｆL1−ｆBL （12） と設定すればよい。同様に、第２のIF信号8aの周波数の
上限は ｆBH＝ｆRH−ｆL1−ｆL2 （13） となるので、式（11）、（13）および(1)より ｆBH−ｆBL＝f RH − f RL = Ｗ （14） となるから、第2のIF帯域通過フィルタ８の帯域幅はＷ
に設定する必要がある。

【0017】さらに、第２のＩＦ信号8aはAGCアンプ９で増
幅された後、A/D変換器10において広帯域デジタル信号
に変換される。AGCアンプ９の増幅率は、A/D入力信号が
A/D変換器10の最大入力レベルを越えない範囲で最大に
なるようにフィードバック制御される。変換された広帯
域デジタル信号は、干渉信号検出器１４とチャネル分離
器１１とに入力される。

【0018】ここで、干渉信号検出器１４は、レベルが最大
の干渉信号の周波数を検出する。具体的には時間領域の
信号に対してFFTなどの手法で周波数分析を行い、希望
信号以外の最大の信号を検出してその周波数ｆUを周波
数制御手段15に出力する。すると、周波数制御手段１５
は、このｆUの値を式（8）と式（12）とに代入して第１
のローカル発振器周波数ｆＬ１と第２のローカル発振器
周波数ｆL2とを求め、第１ローカル発振器と第２ローカ
ル発振器の周波数をそれぞれｆL1およびｆL2になるよう
に制御する。

【0019】一方、チャネル分離器１１は所望のチャネルの
信号のみを分離する。図8はチャネル分離器１１の構成
例を示す機能ブロック図である。図８に示されるチャネ
ル分離器は、デジタルミキサ２１とデジタル発振器２２
とデジタル低域通過フィルタ２３とにより構成される。
広帯域デジタル信号は、デジタルミキサ２１とデジタル
発振器２２とによって所望のチャネルの信号がデジタル
低域通過フィルタ２３の通過帯域に一致するように周波
数変換され、デジタル低域通過フィルタ２３により狭帯
域（チャネル帯域）デジタル信号となること従来技術と
同様である。チャネル分離された狭帯域（チャネル帯
域）デジタル信号は、復調器１２においてシステムの変
調方式（例えばPDC800MHz方式携帯電話ではπ/４QPSK）
に応じて復調され、データ信号となる。

【0020】図４は、従来技術の図8と同様に、例えば基地
局からみて移動局としての干渉局が近く、希望局が遠く
にある場合、すなわち大きなダイナミックレンジを必要
とする場合の本発明に係わる広帯域デジタル受信機にお
ける各部のスペクトル例を示す図である。図４(a)に示
すRF受信信号の干渉信号レベルは希望信号レベルに比べ
て70dB大きい。同図(b)は第１のＩＦ信号13aのスペクト
ルを示す図であり、この例においては干渉信号のレベル
が第1のノッチフィルタ13により40dB減衰するため、希
望信号とのレベル比は30dBに減少している。アナログ回
路における周波数変換や広帯域フィルタによる帯域制限
においては各信号のレベル比は変化しないので、同図
(c)に示すA/D変換器10の入力信号(第2のIF信号8a)でも
干渉信号と希望信号とのレベル差は30dBである。この信
号をA/D変換器によりA/D変換して希望信号を復調する場
合は、復調の為のマージン10dBを考慮してもA/D変換器1
0のダイナミックレンジは40dBあれば良いことになる。
従って、A/D変換器10において40dBのダイナミックレン
ジは、A/D変換のビット数に換算すると7ビットでよいの
で、この場合には安価、小型で消費電流の少ない汎用の
８ビットA/D変換器を広帯域デジタル受信機に使用する
ことができる。

【0021】以上説明した本発明の第1の実施の形態例にお
いては、第1および第2の2つのローカル発振器を用いる
構成としたが、本発明にあってはこの例に限らず、例え
ば第1のローカル発振器のみで構成するようにしてもよ
い。図２は本発明に係わる広帯域デジタル受信機の第２
の実施の形態例を示す機能ブロック図である。この例に
示す広帯域デジタル受信機は、図1に示した第1の実施の
形態例において第2のミキサ6と第2のローカル信号発振
器7と第2のIF通過帯域フィルタ8とを取り除いた構成で
ある。

【0022】図２に示す広帯域デジタル受信機は、アンテナ
１で受信されたRF受信信号をＲＦ帯域通過フィルタ２に
入力して必要な帯域制限を施す。RF帯域通過フィルタ２
により帯域制限を受けたRF受信信号は、第1のミキサ３
と第１のローカル発振器４および第１のＩＦ帯域通過フ
ィルタ５とにより周波数変換および帯域制限を施され、
さらに第1のノッチフィルタ１３を通過して第１のＩＦ
信号13aとなる。このとき、第1の実施の形態例と同様に
第１のローカル発振器４の発振周波数ｆL1を、第１IFで
の干渉信号の周波数f Uが第1のノッチフィルタ13の周
波数ｆnに一致するように周波数制御手段15により制御
する。

【0023】なお、第1のIF通過帯域フィルタ5の帯域幅の設
定およびAGCアンプ9、A/D変換器10、チャネル分離器1
1、復調器12の動作は第1の実施の形態例と同じであるの
で、説明は省略する。

【0024】干渉信号検出器１４は、レベルが最大の干渉信
号の周波数を検出する。具体的には時間領域の信号に対
してFFTなどの手法で周波数分析を行い、希望信号以外
の最大の信号を検出してその周波数ｆUを出力する。す
ると、周波数制御器１５は、このｆUの値を式（8）に代
入して第１のローカル発振器周波数ｆＬ１を求め、第１
のローカル発振器の周波数がｆL1になるように制御す
る。

【0025】図2に示す広帯域デジタル受信機においては、
図4の例におけるA/D変換器10への入力信号スペクトル
は、同図(b)に示した第1のIF信号13aとなるので、A/D変
換器10に要求されるダイナミックレンジは30dBとなり、
第１の実施の形態例と同様に安価、小型で低消費電流の
汎用の8ビットA/D変換器を使用することができる。この
とき、A/D変換器10に入力する信号の帯域幅は上述した
ように第2の実施の形態例においては第1のIF帯域通過フ
ィルタ5により2Wであり、第1の実施の形態例における第
2のIF通過帯域フィルタ8によるWに比べて2倍の帯域幅に
なるので、第2の実施の形態例のA/D変換器10に要求され
るサンプリング速度は第1の実施の形態例の2倍以上が必
要となる。

【0026】また、図3は本発明に係わる広帯域デジタル受
信機の第3の実施の形態例を示す機能ブロック図であ
る。この例に示す広帯域デジタル受信機は、第1の実施
の形態例において第2のIF通過帯域フィルタ8とAGCアン
プ9との間に第2のノッチフィルタ16を挿入接続した構成
をしている。このような構成にすることで、干渉信号が
2つ存在する場合においても2つの干渉信号をそれぞれ減
衰することができる。以下、このように構成された広帯
域デジタル受信機の動作について説明する。

【0027】図３に示す広帯域デジタル受信機は、アンテナ
１で受信した受信信号をＲＦ帯域通過フィルタ２に入力
して必要な帯域制限を施す。ＲＦ帯域通過フィルタ２の
通過帯域幅Ｗを、受信可能なRF信号の周波数の下限をｆ
RL、上限をｆRHとすると、 Ｗ＝ｆRH−ｆRL （1）再掲 と設定する。

【0028】ここで、第１および第２の干渉信号の周波数を
ｆU1およびｆU2、希望信号の周波数をｆDとすれば、こ
れらの周波数は ｆRL＜ｆU1,ｆU2＜ｆRH、ｆRL＜ｆD＜ｆRH、ｆU1≠ｆU2≠ｆD （15） の関係を有するものとする。このような干渉信号を含む
RF受信信号はＲＦ帯域通過フィルタ２により帯域制限を
受けた後、第1のミキサ３と第１のローカル発振器４と
第１のＩＦ帯域通過フィルタ５とにより周波数変換およ
び帯域制限を施され、さらに第1のノッチフィルタ１３
を通過して第１ＩＦ信号となる。このとき、第1の実施
の形態例と同じように第１のローカル発振器４の発振周
波数ｆL1を、第１IFにおける第１の干渉信号の周波数f
U1が第1のノッチフィルタ13の周波数ｆn1に一致するよ
うに周波数制御手段15により制御する。すなわち、下側
ヘテロダインで考えると ｆn1＝ｆU1−ｆL1 （16） であるから、第1のローカル発振器4の発信周波数f L1を ｆL1＝ｆU1−ｆn1 （17） と設定すればよい。

【0029】ここで、RF帯域通過フィルタ2の出力(帯域幅W)
において希望信号の周波数ｆDが第1の干渉信号の周波数
ｆU1にたいして上下にそれぞれ最大Ｗの差があるので、
第1のIF帯域通過フィルタ５の帯域幅をｆn1(f U1)を中
心として２Ｗとする必要があり、下限周波数をｆIL、上
限周波数をｆIHとすると、 ｆIL＝ｆn1−Ｗ （18） ｆIH＝ｆn1＋Ｗ （19） と設定する必要がある。

【0030】さらに、第１のＩＦ信号13aは、第2のミキサ６
と第2のローカル発振器７と第２のＩＦ帯域通過フィル
タ８とにより周波数変換および帯域制限を施され、第２
のＩＦ信号となる。このとき、第2のローカル発振器7の
発振周波数ｆL2を、第2IFでの第2の干渉信号の周波数f
U2が第2のノッチフィルタ16の周波数ｆn2に一致するよ
うに周波数制御手段15により制御する。すなわち、下側
ヘテロダインで考えると ｆn2＝ｆU2−ｆL2 （20） であるから、第2のローカル発振器7の発信周波数f L2を ｆL2＝ｆU2−ｆn2 （21） と設定すればよい。

【0031】ここで、第2のIF通過帯域フィルタ8の帯域幅に
ついて考察すると、第1のノッチフィルタ13の出力(帯域
幅2W)において希望信号の周波数ｆDが第2の干渉信号の
周波数ｆU2にたいして上下にそれぞれ最大Wの差がある
ので、第2の帯域通過フィルタ8の帯域幅をｆn2(f U2)
を中心として2Wとする必要があり、下限周波数をｆBL、
上限周波数をｆBHとすると、 ｆBL＝ｆn2−Ｗ （22） ｆBH＝ｆn2＋Ｗ （23） と設定する必要がある。

【0032】第２のＩＦ信号16aはAGCアンプ９で増幅された
後、A/D変換器10において広帯域デジタル信号に変換さ
れる。AGCアンプ９の増幅率は、A/D入力信号がA/D変換
器10の最大入力レベルを越えない範囲で最大になるよう
にフィードバック制御される。変換された広帯域デジタ
ル信号は、干渉信号検出器１４とチャネル分離器１１と
に入力される。

【0033】干渉信号検出器１４は、レベルが大きい順に第
１および第２の干渉信号の周波数を検出する。具体的に
はFFTなどの手法で周波数分析を行い、希望信号以外で
レベルが第１および第２に大きい信号を検出してその周
波数ｆU1およびｆU2を出力する。周波数制御器１５は、
このｆU1およびｆU2の値を式（17）と式（21）とに代入
して第１のローカル発振器周波数ｆＬ１と第２のローカ
ル発振器周波数ｆL2とを求め、第１ローカル発振器と第
２ローカル発振器の周波数がそれぞれｆL1およびｆL2と
なるように制御する。

【0034】なお、チャネル分離器11の構成例と動作および
復調器12の動作については、上述した第1の実施の形態
例と同様であるので説明を省略する。

【0035】図５は、２つの干渉局が近く、希望局が遠くに
ある場合、すなわち大きなダイナミックレンジを必要と
する場合の本発明に係わる広帯域デジタル受信機の第3
の実施の形態例における各部のスペクトル例を示す図で
ある。図5(a)に示すRF受信信号の第１の干渉信号レベル
は希望信号レベルに比べて70dB、第２の干渉信号レベル
は希望信号レベルに比べて50dB大きい。同図(b)は第１
のＩＦ信号13aのスペクトルであり、この例においては
第１の干渉信号のレベルが第1のノッチフィルタ１３に
より40dB減衰するため、第1の干渉信号と希望信号との
レベル比は30dBに減少しているが、第２の干渉信号と希
望信号とのレベル比は50dBと変わらない。同図(c)は第2
のＩＦ信号16aのスペクトルであり、第２の干渉信号の
レベルが第2のノッチフィルタ１６により40dB減衰して
いるため、希望信号とのレベル比は10dBに減少してい
る。第１の干渉信号と希望信号とのレベル比は30dBと変
化しないので、A/D入力信号における最大の干渉信号と
希望信号のレベル差は30dBである。この信号をA/D変換
器によりA/D変換して希望信号を復調する場合は、復調
の為のマージン10dBを考慮してもA/D変換器10のダイナ
ミックレンジは40dBあればよいことになる。従って、A/
D変換器10において、40dBのダイナミックレンジはA/D変
換のビット数に換算すると7ビットでよいので、第1の実
施の形態例と同様に安価、小型で消費電流の少ない汎用
の８ビットA/D変換器を広帯域デジタル受信機に使用す
ることができる。

【0036】このとき、A/D変換器10に入力する信号の帯域
幅は上述したようにWであり、第1の実施の形態例におけ
るA/D変換器入力信号帯域のWに比べて2倍の帯域幅にな
るので、第3の実施の形態例においてA/D変換器10に要求
されるサンプリング速度は第1の実施の形態例におけるA
/D変換器の2倍以上が必要となる。

【0037】以上から明らかなように、干渉信号の数が2つ
以上に増えた場合でも、周波数変換手段とフィルタ手段
としてのノッチフィルタとを増やして、それぞれの干渉
信号を各フィルタ手段としてのノッチフィルタの減衰周
波数に一致するように周波数変換手段における各ローカ
ル発振器の周波数を制御するようにすれば第1の実施の
形態例と同様の効果を得ることができる。

【0038】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように周波数変
換手段とフィルタ手段とを用いて干渉信号を低減するよ
うに広帯域デジタル受信機を構成したものであり、A/D
変換器に要求されるダイナミックレンジが小さくて済む
ので、安価で低消費電流の汎用のA/D変換器を使用する
ことができ、従って、広帯域デジタル受信機のコスト、
消費電流を低減するうえで著効を奏す。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係わる広帯域デジタル受信機の第１の
実施の形態例を示す図

【図２】本発明に係わる広帯域デジタル受信機の第２の
実施の形態例を示す図

【図３】本発明に係わる広帯域デジタル受信機の第３の
実施の形態例を示す図

【図４】図１に示した第１の実施の形態例における各部
の信号スペクトル例を示す図

【図５】図３に示した第３の実施の形態例における各部
の信号スペクトル例を示す図

【図６】従来の広帯域デジタル受信機の構成例を示す機
能ブロック図

【図7】チャネル分離器の構成例を示す機能ブロック図

【図8】図6に示した従来の広帯域デジタル受信機におけ
る各部の信号スペクトル例を示す図

【符号の説明】

１・・・アンテナ ２・・・ＲＦ帯域通過フィルタ ３・・・第1のミキサ ４・・・第1のローカル発振器 ５・・・第1のＩＦ帯域通過フィルタ ６・・・第2のミキサ ７・・・第2のローカル発振器 ８・・・第2のＩＦ帯域通過フィルタ ９・・・AGCアンプ １０・・・A/D変換器 １１・・・チャネル分離器 １２・・・復調器 １３・・・第１のノッチフィルタ １４・・・干渉信号検出器 １５・・・周波数制御器 １６・・・第２のノッチフィルタ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項1】 受信した無線信号をミキサによってロー
   カル信号発振器出力と混合する周波数変換手段と、該周
   波数変換手段の出力信号中の所望の周波数信号を減衰す
   るフィルタ手段とを備え、 受信した無線信号に含まれる干渉信号の周波数が前記フ
   ィルタ手段の減衰周波数に一致するように前記ローカル
   信号発振器の周波数を制御したことを特徴とする無線信
   号受信機。
2. 【請求項2】 前記周波数変換手段と前記フィルタ手段
   との間に帯域制限用の帯域通過フィルタを備えたことを
   特徴とする請求項1記載の無線信号受信機。
3. 【請求項3】 レベルが最大の干渉信号の周波数を検出
   する干渉信号検出手段と、該干渉信号検出手段により得
   られるレベルが最大の干渉信号の周波数から前記ローカ
   ル信号発振器の周波数を決定して制御する周波数制御手
   段とを備えたことを特徴とする請求項1または請求項2記
   載の無線信号受信機。
4. 【請求項4】 無線信号を受信するためのアンテナと、
   前記受信信号を帯域制限するために前記アンテナに接続
   したＲＦ帯域通過フィルタと、該ＲＦ帯域通過フィルタ
   出力信号を第１の中間周波数に周波数変換するための第
   1のミキサ及び第１のローカル信号発振器と、前記第１
   の中間周波数を帯域制限するための第１のＩＦ帯域通過
   フィルタと、該第１のIF帯域通過フィルタ出力に接続す
   る前記受信信号に含まれる干渉信号を減衰させる第1の
   ノッチフィルタと、該第1のノッチフィルタ出力を第２
   の中間周波数に周波数変換するための第2のミキサ及び
   第２のローカル信号発振器と、前記第２の中間周波数を
   帯域制限するための第２のＩＦ帯域通過フィルタと、該
   第２のＩＦ帯域通過フィルタ出力信号を適正一定なレベ
   ルに増幅するAGCアンプと、該AGCアンプ出力信号をデジ
   タル信号に変換するアナログ/デジタル変換器、以下A/D
   変換器と記す、と、レベルが最大の干渉信号の周波数を
   検出するために該A/D変換器に接続した干渉信号検出手
   段と、該干渉信号検出手段により得られるレベル最大の
   干渉信号の周波数から前記第1および第2のローカル信号
   発振器の周波数を決定して制御する周波数制御手段とを
   備え、 前記受信信号に含まれる干渉信号の周波数が前
   記第１の中間周波数において前記第1のノッチフィルタ
   の減衰周波数と一致するように前記第１のローカル発振
   器の周波数を制御すると共に、前記受信信号に含まれる
   希望信号が前記第２の中間周波数において所望の周波数
   になるように前記第２のローカル発振器の周波数を制御
   して、前記干渉信号のレベルを低減するように構成した
   ことを特徴とする無線信号受信機。
5. 【請求項5】 無線信号を受信するためのアンテナと、
   前記受信信号を帯域制限するために該アンテナに接続し
   たＲＦ帯域通過フィルタと、該ＲＦ帯域通過フィルタ出
   力信号を第１の中間周波数に周波数変換するための第1
   のミキサ及び第１のローカル信号発振器と、前記第１の
   中間周波数を帯域制限するための第１のＩＦ帯域通過フ
   ィルタと、該第１のIF帯域通過フィルタ出力に接続する
   前記受信信号に含まれる干渉信号を減衰させる第1のノ
   ッチフィルタと、該第1のノッチフィルタ出力を所要一
   定なレベルに増幅するAGCアンプと、該AGCアンプ出力信
   号をデジタル信号に変換するA/D変換器と、該A/D変換器
   の出力に接続したレベルが最大の干渉信号の周波数を検
   出する干渉信号検出手段と、該干渉信号検出手段により
   得られるレベル最大の干渉信号の周波数から前記第1の
   ローカル信号発振器の周波数を決定して制御する周波数
   制御手段とを備え、 前記受信信号に含まれる干渉信号の周波数が前記第１の
   中間周波数において前記第1のノッチフィルタの減衰周
   波数と一致するように前記第１のローカル発振器の周波
   数を制御して、前記干渉信号のレベルを低減するように
   構成したことを特徴とする無線信号受信機。
6. 【請求項6】 無線信号を受信するためのアンテナと、
   該アンテナに接続した前記受信信号を帯域制限するＲＦ
   帯域通過フィルタと、該ＲＦ帯域通過フィルタ出力信号
   を第１の中間周波数に周波数変換するための第1のミキ
   サ及び第１のローカル信号発振器と、前記第１の中間周
   波数を帯域制限するための第１のＩＦ帯域通過フィルタ
   と、該第１のIF帯域通過フィルタ出力に接続する前記受
   信信号に含まれる第1の干渉信号を減衰させる第1のノッ
   チフィルタと、該第1のノッチフィルタ出力を第２の中
   間周波数に周波数変換するための第2のミキサ及び第２
   のローカル信号発振器と、前記第２の中間周波数を帯域
   制限するための第２のＩＦ帯域通過フィルタと、該第２
   のIF帯域通過フィルタ出力に接続する前記受信信号に含
   まれる第2の干渉信号を減衰させる第2のノッチフィルタ
   と、該第2のノッチフィルタ出力信号を適正一定なレベ
   ルに増幅するAGCアンプと、該AGCアンプ出力信号をデジ
   タル信号に変換するA/D変換器と、該A/D変換器の出力に
   接続した最大レベルと2番目に高いレベルの干渉信号の
   周波数を検出する干渉信号検出手段と、該干渉信号検出
   手段により得られる最大レベルと2番目に高いレベルの
   干渉信号の周波数から前記第1および第2のローカル信号
   発振器の周波数を決定して制御する周波数制御手段とを
   備え、 前記受信信号に含まれる第1の干渉信号の周波数が前記
   第１の中間周波数において前記第1のノッチフィルタの
   減衰周波数と一致するように前記第１のローカル発振器
   の周波数を制御すると共に、前記受信信号に含まれる第
   ２の干渉信号の周波数が前記第２の中間周波数において
   前記第2のノッチフィルタの減衰周波数と一致するよう
   に前記第２のローカル発振器の周波数を制御して、前記
   第1および第2の干渉信号のレベルを低減するように構成
   したことを特徴とする無線信号受信機。