JP2000031723A - 広帯域ディジタル受信機 - Google Patents
広帯域ディジタル受信機Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】広帯域ディジタル受信機で希望波より干渉波の
レベルが大きい場合、受信部のＡ／Ｄ変換器は大きなダ
イナミックレンジを必要とする。 このＡ／Ｄ変換器に
要求されるダイナミックレンジを低減し、安価で小型な
Ａ／Ｄ変換器を使用できる広帯域ディジタル受信機を提
供する。 【解決手段】アレーアンテナと各アンテナ素子の出力信
号を制御信号に基づいて信号処理する信号処理回路とか
ら成り、適応アルゴリズムとしてＰＩアンテナの手法を
用いアたダプティブアレーアンテナ１００で受信し、チ
ャネル分離器８の前後の信号のレベルを検出器１０及び
１１で検出して、その検出レベル差が所定のしきい値よ
りも大きい場合に判定回路１２から制御信号を前記アダ
プティブアレーアンテナ１００に出力するように構成し
て、受信機が希望波よりも強いレベルの干渉波信号を受
信した場合に干渉波の信号レベルを抑圧するように制御
する。
レベルが大きい場合、受信部のＡ／Ｄ変換器は大きなダ
イナミックレンジを必要とする。 このＡ／Ｄ変換器に
要求されるダイナミックレンジを低減し、安価で小型な
Ａ／Ｄ変換器を使用できる広帯域ディジタル受信機を提
供する。 【解決手段】アレーアンテナと各アンテナ素子の出力信
号を制御信号に基づいて信号処理する信号処理回路とか
ら成り、適応アルゴリズムとしてＰＩアンテナの手法を
用いアたダプティブアレーアンテナ１００で受信し、チ
ャネル分離器８の前後の信号のレベルを検出器１０及び
１１で検出して、その検出レベル差が所定のしきい値よ
りも大きい場合に判定回路１２から制御信号を前記アダ
プティブアレーアンテナ１００に出力するように構成し
て、受信機が希望波よりも強いレベルの干渉波信号を受
信した場合に干渉波の信号レベルを抑圧するように制御
する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信におけ
るディジタル携帯電話等移動体通信で使用される受信機
であって、特にA／D変換後のチャネル分離機能をＤＳＰ
(Digital SignalProcessor)等のディジタル回路で実現
した場合の小型・低価格の広帯域ディジタル受信機に関
する。
るディジタル携帯電話等移動体通信で使用される受信機
であって、特にA／D変換後のチャネル分離機能をＤＳＰ
(Digital SignalProcessor)等のディジタル回路で実現
した場合の小型・低価格の広帯域ディジタル受信機に関
する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル回路技術の発達によ
り、アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路
で実現する例が増えている。ディジタル回路で機能を実
現した場合、特性のバラツキがない、経年劣化がない、
調整が不要というメリットが得られる。さらに、ディジ
タル回路としてＤＳＰ等のプログラマブルなデバイスを
用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述されるの
で、修正、変更が容易であるというメリットも得られ
る。ディジタル携帯電話等の移動体通信の分野において
もディジタル回路への移行は進んでおり、究極の例とし
て通信機能のほとんどをソフトウェアで実現するソフト
ウェア無線機（Joe Mitola,"The Software Radio Archi
tecture",IEEE Communication Magazine May1995 Vol.3
3 No.5）が提案されている。
り、アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路
で実現する例が増えている。ディジタル回路で機能を実
現した場合、特性のバラツキがない、経年劣化がない、
調整が不要というメリットが得られる。さらに、ディジ
タル回路としてＤＳＰ等のプログラマブルなデバイスを
用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述されるの
で、修正、変更が容易であるというメリットも得られ
る。ディジタル携帯電話等の移動体通信の分野において
もディジタル回路への移行は進んでおり、究極の例とし
て通信機能のほとんどをソフトウェアで実現するソフト
ウェア無線機（Joe Mitola,"The Software Radio Archi
tecture",IEEE Communication Magazine May1995 Vol.3
3 No.5）が提案されている。
【０００３】図５は、一般にアナログ回路で行うチャネ
ル分離を、ディジタル回路で行うようにした従来の広帯
域ディジタル受信機の一例を示す構成概要図である。な
お、広帯域ディジタル受信機とは、 受信した広帯域信
号をそのままＲＦ帯あるいはＩＦ帯においてA／D変換
し、チャネル分離以降の処理をディジタル回路で行う受
信機である。同図に示すように、この受信機は、無線電
波を受信するアンテナ１と、受信信号に対しシステムの
サービスバンド帯域幅の帯域制限を行うＲＦバンドパス
フィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換し帯域制限を施す
ためのローカル信号発振器４とミキサ３とＩＦバンドパ
スフィルタ５と、ＩＦ信号増幅用のＡＧＣアンプ６と、
アナログ受信信号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変換器
７と、ミキサ８１とディジタルローカル信号発振器８３
とミキサ８２とから成るチャネル分離器８と、該チャネ
ル分離器出力信号からデータ信号を復調する復調器９と
で構成される。
ル分離を、ディジタル回路で行うようにした従来の広帯
域ディジタル受信機の一例を示す構成概要図である。な
お、広帯域ディジタル受信機とは、 受信した広帯域信
号をそのままＲＦ帯あるいはＩＦ帯においてA／D変換
し、チャネル分離以降の処理をディジタル回路で行う受
信機である。同図に示すように、この受信機は、無線電
波を受信するアンテナ１と、受信信号に対しシステムの
サービスバンド帯域幅の帯域制限を行うＲＦバンドパス
フィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換し帯域制限を施す
ためのローカル信号発振器４とミキサ３とＩＦバンドパ
スフィルタ５と、ＩＦ信号増幅用のＡＧＣアンプ６と、
アナログ受信信号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変換器
７と、ミキサ８１とディジタルローカル信号発振器８３
とミキサ８２とから成るチャネル分離器８と、該チャネ
ル分離器出力信号からデータ信号を復調する復調器９と
で構成される。
【０００４】図５において、アンテナ１で受信された受
信信号はＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要な
帯域制限を受ける。ここで言う必要な帯域とは該広帯域
ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通常使
用されるシステムのサービスバンド帯域に一致する。例
えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では１６ＭＨｚの
帯域幅となる。 受信可能なＲＦ信号の周波数の上限をf
RH、下限をfRLとすると、 ＲＦバンドパスフィルタ２の
通過帯域幅をＷは、 Ｗ＝fRH−fRL である。次に、ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を
受けた受信信号は、ミキサ３とローカル信号発振器４お
よびＩＦバンドパスフィルタ５により周波数変換および
帯域制限を施されＩＦ信号となる。バンドパスフィルタ
５の帯域幅すなわちＩＦ信号の帯域幅Ｗは、通過帯域の
上限をfIH、下限をfILとすると、 Ｗ＝fIH−fIL である。該ＩＦ信号はＡＧＣアンプ６で増幅された後Ａ
／Ｄ変換器７で広帯域ディジタル信号に変換される。Ａ
ＧＣアンプ６の増幅率は、Ａ／Ｄ変換器７への入力信号
が該Ａ／Ｄ変換器の最大入力レベルを越えない範囲で最
大になるようにフィードバック制御される。 ＩＦ信号
に変換された広帯域ディジタル信号はチャネル分離器８
のミキサ８１に入力され、該ミキサ８１とディジタルロ
ーカル信号発振器８３によって所望のチャネルの信号が
ディジタルローパスフィルタ８２の通過帯域に一致する
ように周波数変換され、該ディジタルローパスフィルタ
８２により狭帯域（チャネル帯域）ディジタル信号とな
る。ここでの狭帯域（チャネル帯域）は、例えばＰＤＣ
800ＭＨｚ方式携帯電話では２５ｋＨｚの帯域幅とな
る。チャネル分離された狭帯域（チャネル帯域）ディジ
タル信号は、復調器９においてシステムの変調方式（Ｐ
ＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応
じて復調され、データ信号となる。
信信号はＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要な
帯域制限を受ける。ここで言う必要な帯域とは該広帯域
ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通常使
用されるシステムのサービスバンド帯域に一致する。例
えば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では１６ＭＨｚの
帯域幅となる。 受信可能なＲＦ信号の周波数の上限をf
RH、下限をfRLとすると、 ＲＦバンドパスフィルタ２の
通過帯域幅をＷは、 Ｗ＝fRH−fRL である。次に、ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を
受けた受信信号は、ミキサ３とローカル信号発振器４お
よびＩＦバンドパスフィルタ５により周波数変換および
帯域制限を施されＩＦ信号となる。バンドパスフィルタ
５の帯域幅すなわちＩＦ信号の帯域幅Ｗは、通過帯域の
上限をfIH、下限をfILとすると、 Ｗ＝fIH−fIL である。該ＩＦ信号はＡＧＣアンプ６で増幅された後Ａ
／Ｄ変換器７で広帯域ディジタル信号に変換される。Ａ
ＧＣアンプ６の増幅率は、Ａ／Ｄ変換器７への入力信号
が該Ａ／Ｄ変換器の最大入力レベルを越えない範囲で最
大になるようにフィードバック制御される。 ＩＦ信号
に変換された広帯域ディジタル信号はチャネル分離器８
のミキサ８１に入力され、該ミキサ８１とディジタルロ
ーカル信号発振器８３によって所望のチャネルの信号が
ディジタルローパスフィルタ８２の通過帯域に一致する
ように周波数変換され、該ディジタルローパスフィルタ
８２により狭帯域（チャネル帯域）ディジタル信号とな
る。ここでの狭帯域（チャネル帯域）は、例えばＰＤＣ
800ＭＨｚ方式携帯電話では２５ｋＨｚの帯域幅とな
る。チャネル分離された狭帯域（チャネル帯域）ディジ
タル信号は、復調器９においてシステムの変調方式（Ｐ
ＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応
じて復調され、データ信号となる。
【０００５】移動体通信においては、通常移動端末の希
望局と干渉局の位置関係が変化するので、両局からの電
波信号を受信した際の両者の入力信号レベルの比は非常
に大きくなる場合がある。図6（ａ）は、干渉局が受信
機に近く、一方希望局が遠くにある場合における、受信
信号スペクトルを、同図（ｂ）はＡ／Ｄ変換器７の入力
信号スペクトルを例示する図である。同図（ａ）は、両
局からの受信信号のレベル差が大きく、干渉信号レベル
は希望信号レベルに比べて７０ｄＢ大きい場合であっ
て、受信機各部の回路は十分に広いダイナミックレンジ
を持つ必要がある。アナログ回路における周波数変換や
広帯域フィルタでの帯域制限ではレベル比は変化しない
ので、同図（ｂ）のＡ／Ｄ変換器７への入力信号も干渉
信号と希望信号のレベル差は７０ｄＢのままである。こ
のレベル差の信号をＡ／Ｄ変換して希望信号を復調しよ
うとすると、 Ａ／Ｄ変換器７には復調の為のマージン
も考慮して少なくとも８０ｄＢのダイナミックレンジが
必要である。
望局と干渉局の位置関係が変化するので、両局からの電
波信号を受信した際の両者の入力信号レベルの比は非常
に大きくなる場合がある。図6（ａ）は、干渉局が受信
機に近く、一方希望局が遠くにある場合における、受信
信号スペクトルを、同図（ｂ）はＡ／Ｄ変換器７の入力
信号スペクトルを例示する図である。同図（ａ）は、両
局からの受信信号のレベル差が大きく、干渉信号レベル
は希望信号レベルに比べて７０ｄＢ大きい場合であっ
て、受信機各部の回路は十分に広いダイナミックレンジ
を持つ必要がある。アナログ回路における周波数変換や
広帯域フィルタでの帯域制限ではレベル比は変化しない
ので、同図（ｂ）のＡ／Ｄ変換器７への入力信号も干渉
信号と希望信号のレベル差は７０ｄＢのままである。こ
のレベル差の信号をＡ／Ｄ変換して希望信号を復調しよ
うとすると、 Ａ／Ｄ変換器７には復調の為のマージン
も考慮して少なくとも８０ｄＢのダイナミックレンジが
必要である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、通常Ａ
／Ｄ変換器において前記の８０ｄＢのダイナミックレン
ジをＡ／Ｄ変換のためのビット数に換算すると１４ビッ
トとなる。広帯域ディジタル受信機に必要なサンプリン
グ速度（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）で１４ビットという
大きなダイナミックレンジのＡ／Ｄ変換器は現状では非
常に高価、大型で消費電流も多くなってしまうという欠
点があった。本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであって、性能劣化を起こすことなくＡ／Ｄ変
換器に要求されるダイナミックレンジ（ビット数）を低
減し、安価で小型、しかも消費電流の少ないＡ／Ｄ変換
器を使用できる広帯域ディジタル受信機を提供すること
を目的とする。
／Ｄ変換器において前記の８０ｄＢのダイナミックレン
ジをＡ／Ｄ変換のためのビット数に換算すると１４ビッ
トとなる。広帯域ディジタル受信機に必要なサンプリン
グ速度（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）で１４ビットという
大きなダイナミックレンジのＡ／Ｄ変換器は現状では非
常に高価、大型で消費電流も多くなってしまうという欠
点があった。本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであって、性能劣化を起こすことなくＡ／Ｄ変
換器に要求されるダイナミックレンジ（ビット数）を低
減し、安価で小型、しかも消費電流の少ないＡ／Ｄ変換
器を使用できる広帯域ディジタル受信機を提供すること
を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１の広帯域ディジタル受信機においては、ア
ンテナで受信した無線信号を中間周波数に周波数変換
し、アナログ／ディジタル変換手段でディジタル信号に
変換した前記受信信号の中から、チャネル分離手段で希
望のチャネルを分離し復調して送信データを出力する広
帯域ディジタル受信機において、前記アンテナを複数の
アンテナ素子からなるアレーアンテナと前記の各アンテ
ナ素子の出力信号を制御信号に基づいて信号処理する信
号処理手段とから成るアダプティブアレーアンテナで構
成し、且つ、前記チャネル分離手段の前後の信号のレベ
ルを検出して、該検出レベル差が所定のしきい値よりも
大きい場合に制御信号を前記アダプティブアレーアンテ
ナに出力するように構成することによって、受信機が希
望波の信号レベルよりも強い干渉波信号を受信した場合
に干渉波の信号レベルを抑圧するように制御する。ま
た、請求請２の広帯域ディジタル受信機においては、前
記アダプティブアレーアンテナの適応アルゴリズムとし
てパワーインバージョンアダプティブアレーアンテナ
（ＰＩアンテナ）の手法を用いる。
め、請求項１の広帯域ディジタル受信機においては、ア
ンテナで受信した無線信号を中間周波数に周波数変換
し、アナログ／ディジタル変換手段でディジタル信号に
変換した前記受信信号の中から、チャネル分離手段で希
望のチャネルを分離し復調して送信データを出力する広
帯域ディジタル受信機において、前記アンテナを複数の
アンテナ素子からなるアレーアンテナと前記の各アンテ
ナ素子の出力信号を制御信号に基づいて信号処理する信
号処理手段とから成るアダプティブアレーアンテナで構
成し、且つ、前記チャネル分離手段の前後の信号のレベ
ルを検出して、該検出レベル差が所定のしきい値よりも
大きい場合に制御信号を前記アダプティブアレーアンテ
ナに出力するように構成することによって、受信機が希
望波の信号レベルよりも強い干渉波信号を受信した場合
に干渉波の信号レベルを抑圧するように制御する。ま
た、請求請２の広帯域ディジタル受信機においては、前
記アダプティブアレーアンテナの適応アルゴリズムとし
てパワーインバージョンアダプティブアレーアンテナ
（ＰＩアンテナ）の手法を用いる。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示した実施
の形態に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明に係
わる広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構
成概要図である。同図に示すように、本受信機は、２個
以上のアンテナ素子をもつアレーアンテナと信号処理回
路から成るアダプティブアレーアンテナ１００と、受信
信号に対しシステムのサービスバンド帯域幅の帯域制限
を行うＲＦバンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数
変換し帯域制限を施すためのローカル信号発振器４とミ
キサ３とＩＦバンドパスフィルタ５と、ＩＦ信号増幅用
のＡＧＣアンプ６と、アナログ受信信号をディジタルに
変換するＡ／Ｄ変換器７と、ミキサ８１とディジタルロ
ーカル信号発振器８２とミキサ８３とから成るチャネル
分離器８と、該チャネル分離器出力信号からデータ信号
を復調する復調器９と、チャネル分離器８への入力信号
レベルを検出する第１のレベル検出器１０と、チャネル
分離後の信号レベルを検出する第２のレベル検出器１１
と、前記両レベル検出器１０、１１が検出した信号レベ
ル差を判定しその結果に基づいて制御信号を前記アダプ
ティブアレーアンテナ１００に出力する判定回路１２と
で構成される。
の形態に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明に係
わる広帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構
成概要図である。同図に示すように、本受信機は、２個
以上のアンテナ素子をもつアレーアンテナと信号処理回
路から成るアダプティブアレーアンテナ１００と、受信
信号に対しシステムのサービスバンド帯域幅の帯域制限
を行うＲＦバンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数
変換し帯域制限を施すためのローカル信号発振器４とミ
キサ３とＩＦバンドパスフィルタ５と、ＩＦ信号増幅用
のＡＧＣアンプ６と、アナログ受信信号をディジタルに
変換するＡ／Ｄ変換器７と、ミキサ８１とディジタルロ
ーカル信号発振器８２とミキサ８３とから成るチャネル
分離器８と、該チャネル分離器出力信号からデータ信号
を復調する復調器９と、チャネル分離器８への入力信号
レベルを検出する第１のレベル検出器１０と、チャネル
分離後の信号レベルを検出する第２のレベル検出器１１
と、前記両レベル検出器１０、１１が検出した信号レベ
ル差を判定しその結果に基づいて制御信号を前記アダプ
ティブアレーアンテナ１００に出力する判定回路１２と
で構成される。
【０００９】また、前記アダプティブアレーアンテナ１
００は、例えば、図２に示すように、ｎ本のアンテン素
子Ａ1、Ａ2・・・、Ａｎから成るアレーアンテナ１０１
と、前記各アンテナ素子に接続された重み付け回路Ｗ
1、Ｗ2・・・、Ｗｎと加算器104と前記重み付け回路Ｗ
1、Ｗ2・・・、Ｗｎの重みを制御する重み制御回路１０
３とから成る信号処理回路１０２とで構成される。
００は、例えば、図２に示すように、ｎ本のアンテン素
子Ａ1、Ａ2・・・、Ａｎから成るアレーアンテナ１０１
と、前記各アンテナ素子に接続された重み付け回路Ｗ
1、Ｗ2・・・、Ｗｎと加算器104と前記重み付け回路Ｗ
1、Ｗ2・・・、Ｗｎの重みを制御する重み制御回路１０
３とから成る信号処理回路１０２とで構成される。
【００１０】本発明に係わる図１の受信機の動作説明に
先立って、前記アダプティブアレーアンテナ１００の動
作の説明を行う。図２において、到来する無線信号はア
レーアンテナ１０１のｎ本のアンテン素子Ａ1、Ａ2・・
・、Ａｎをもつで受信される。各素アンテナ素子で受信
された到来信号は、それぞれに接続された重み付け回路
Ｗ1、Ｗ2・・・、Ｗｎで重み付けをされた後に加算器１
０４で加算される。この重み付け回路Ｗ1、Ｗ2・・・、
Ｗｎのそれぞれの重みは、前記重み制御回路１０３から
の制御信号によって決定される。この重みを制御するこ
とによって前記加算器１０４の出力信号で得られるアダ
プティブアレーアンテナ１００の指向性パターンを変化
させることができる。図３にｎ＝２の場合のアダプティ
ブアレーアンテナ１００の指向性パターンの例を示す。
同図に示すように、ｎ＝２の場合の重み付け回路Ｗ1、
Ｗ2のそれぞれの重みを制御することによって任意の方
向にヌル点（指向性パターンにおいてアンテナゲインが
急激に減少する点）を形成することができる。従って、
このヌル点を干渉波の到来方向に向ければ干渉波の受信
レベルを抑圧することができる。また、アンテナ素子の
数を増設すれば更に複雑なアンテナパターンを形成する
ことができ、希望波の到来方向のアンテナゲインを高め
ながら複数の干渉波の信号レベルを抑圧することもでき
る。
先立って、前記アダプティブアレーアンテナ１００の動
作の説明を行う。図２において、到来する無線信号はア
レーアンテナ１０１のｎ本のアンテン素子Ａ1、Ａ2・・
・、Ａｎをもつで受信される。各素アンテナ素子で受信
された到来信号は、それぞれに接続された重み付け回路
Ｗ1、Ｗ2・・・、Ｗｎで重み付けをされた後に加算器１
０４で加算される。この重み付け回路Ｗ1、Ｗ2・・・、
Ｗｎのそれぞれの重みは、前記重み制御回路１０３から
の制御信号によって決定される。この重みを制御するこ
とによって前記加算器１０４の出力信号で得られるアダ
プティブアレーアンテナ１００の指向性パターンを変化
させることができる。図３にｎ＝２の場合のアダプティ
ブアレーアンテナ１００の指向性パターンの例を示す。
同図に示すように、ｎ＝２の場合の重み付け回路Ｗ1、
Ｗ2のそれぞれの重みを制御することによって任意の方
向にヌル点（指向性パターンにおいてアンテナゲインが
急激に減少する点）を形成することができる。従って、
このヌル点を干渉波の到来方向に向ければ干渉波の受信
レベルを抑圧することができる。また、アンテナ素子の
数を増設すれば更に複雑なアンテナパターンを形成する
ことができ、希望波の到来方向のアンテナゲインを高め
ながら複数の干渉波の信号レベルを抑圧することもでき
る。
【００１１】前記重み制御回路１０３においては、適応
アルゴリズムにより最適な指向性パターンを形成するた
めの重みを計算する。その適応アルゴリズムとしては、
ＬＭＳ(Least Mean Square)やＭＳＮ(Maximize the Sig
nal to Noise ratio)が代表的であるが、簡易で効果の
大きい方法としてパワーインバージョンアダプティブア
レーアンテナ（ＰＩアンテナ）の手法がある。ＰＩアン
テナ（参考文献：R.T.Compton,Jr."The power-inversio
n adaptive array:concept and performance",IEEE Tra
ns. Aerosp. Electron. syst., Vol.AES-15,pp.803-814
(Nov.1979).）は、希望波に比べて強い干渉波が存在す
る場合に有効な方法で、希望波と干渉波のＳ／Ｎ比が逆
転した出力信号が得られる。しかも、ＬＭＳアルゴリズ
ムで必要となる基準波は不要で、且つ希望波の到来方向
が既知である必要が無いという特徴を持つ。
アルゴリズムにより最適な指向性パターンを形成するた
めの重みを計算する。その適応アルゴリズムとしては、
ＬＭＳ(Least Mean Square)やＭＳＮ(Maximize the Sig
nal to Noise ratio)が代表的であるが、簡易で効果の
大きい方法としてパワーインバージョンアダプティブア
レーアンテナ（ＰＩアンテナ）の手法がある。ＰＩアン
テナ（参考文献：R.T.Compton,Jr."The power-inversio
n adaptive array:concept and performance",IEEE Tra
ns. Aerosp. Electron. syst., Vol.AES-15,pp.803-814
(Nov.1979).）は、希望波に比べて強い干渉波が存在す
る場合に有効な方法で、希望波と干渉波のＳ／Ｎ比が逆
転した出力信号が得られる。しかも、ＬＭＳアルゴリズ
ムで必要となる基準波は不要で、且つ希望波の到来方向
が既知である必要が無いという特徴を持つ。
【００１２】次に、図１の広帯域ディジタル受信機にお
いて、前記アダプティブアレーアンテナ１００の出力信
号は、ＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要な帯
域制限を受ける。この場合の必要な帯域とは該広帯域デ
ィジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通常使用
されるシステムのサービスバンド帯域に一致する。例え
ば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では１６ＭＨｚの帯
域幅となる。 受信可能なＲＦ信号の周波数の下限をｆR
L、上限をｆRHとすると、ＲＦバンドパスフィルタ２の
通過帯域幅をＷは、 Ｗ＝ｆRH−ｆRL である。該ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を受け
た受信信号は、ミキサ３とローカル発振器４およびＩＦ
バンドパスフィルタ５により周波数変換および帯域制限
を施されＩＦ信号となる。該ＩＦ信号はＡＧＣアンプ６
で増幅された後、Ａ／Ｄ変換器７で広帯域ディジタル信
号に変換される。ＡＧＣアンプ６の増幅率は、 Ａ／Ｄ
変換器７への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器７の最大入力レ
ベルを越えない範囲で最大になるようにフィードバック
制御される。
いて、前記アダプティブアレーアンテナ１００の出力信
号は、ＲＦバンドパスフィルタ２に入力されて必要な帯
域制限を受ける。この場合の必要な帯域とは該広帯域デ
ィジタル受信機が受信可能なバンド幅であり、通常使用
されるシステムのサービスバンド帯域に一致する。例え
ば、ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話では１６ＭＨｚの帯
域幅となる。 受信可能なＲＦ信号の周波数の下限をｆR
L、上限をｆRHとすると、ＲＦバンドパスフィルタ２の
通過帯域幅をＷは、 Ｗ＝ｆRH−ｆRL である。該ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を受け
た受信信号は、ミキサ３とローカル発振器４およびＩＦ
バンドパスフィルタ５により周波数変換および帯域制限
を施されＩＦ信号となる。該ＩＦ信号はＡＧＣアンプ６
で増幅された後、Ａ／Ｄ変換器７で広帯域ディジタル信
号に変換される。ＡＧＣアンプ６の増幅率は、 Ａ／Ｄ
変換器７への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器７の最大入力レ
ベルを越えない範囲で最大になるようにフィードバック
制御される。
【００１３】前記Ａ／Ｄ変換器７から出力された広帯域
ディジタル信号は、チャネル分離器８とレベル検出器１
０に入力される。チャネル分離器８では、図示しないミ
キサ、ディジタルローカル信号発振器およびディジタル
ローパスフィルタにより広帯域ディジタル信号の中から
所望のチャネルの信号が分離されて狭帯域（チャネル帯
域）ディジタル信号となる。一方、前記レベル検出器１
０では、チャネル分離前の受信信号のなかの最大の信号
レベルＰIを検出する。チャネル分離された狭帯域（チ
ャネル帯域）ディジタル信号は、レベル検出器１１と復
調器９に入力され、復調器９ではシステムの変調方式
（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ
で）に応じて復調され、データ信号となる。また、レベ
ル検出器１１はチャネル分離後の信号レベルＰDを検出
する。検出信号ＰIとＰDは判定回路１２に入力され、判
定回路１２ではＰIとＰDのレベル差を判定してアダプテ
ィブアレーアンテナ１００に制御信号を出力する。
ディジタル信号は、チャネル分離器８とレベル検出器１
０に入力される。チャネル分離器８では、図示しないミ
キサ、ディジタルローカル信号発振器およびディジタル
ローパスフィルタにより広帯域ディジタル信号の中から
所望のチャネルの信号が分離されて狭帯域（チャネル帯
域）ディジタル信号となる。一方、前記レベル検出器１
０では、チャネル分離前の受信信号のなかの最大の信号
レベルＰIを検出する。チャネル分離された狭帯域（チ
ャネル帯域）ディジタル信号は、レベル検出器１１と復
調器９に入力され、復調器９ではシステムの変調方式
（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ
で）に応じて復調され、データ信号となる。また、レベ
ル検出器１１はチャネル分離後の信号レベルＰDを検出
する。検出信号ＰIとＰDは判定回路１２に入力され、判
定回路１２ではＰIとＰDのレベル差を判定してアダプテ
ィブアレーアンテナ１００に制御信号を出力する。
【００１４】以下にアダプティブアレーアンテナ１００
の制御動作を説明する。図４は、干渉局が近く、希望局
が遠くにある場合の、本発明の広帯域ディジタル受信機
各部の高周波信号のスペクトルを示す図で、同図（ａ）
はアンテナ素子の出力信号、（ｂ）はアダプティブアレ
ーアンテナ１００の出力信号，（ｃ）はＡ／Ｄ変換器７
の入力信号のスペクトルを示している。同図（ａ）に示
すように、アンテナ素子の出力信号においては干渉局信
号レベルは希望局信号レベルに比べて７０ｄＢ大きい。
初期状態においては、アダプティブアレーアンテナ１０
０のアンテナ素子Ａ1、Ａ2・・・、Ａｎは、全方向に均
一な指向性を持つように重み付け回路Ｗ1、Ｗ2・・・、
Ｗｎが制御されている。従って、この場合のＡ／Ｄ変換
器７への入力信号のスペクトルは図４（ａ）と同様に干
渉局信号レベルは希望局信号レベルに比べて７０ｄＢ大
きい。そしてＡＧＣアンプ６の増幅率は、 Ａ／Ｄ変換
器７への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器７の最大入力レベル
を越えない範囲で最大になるようにフィードバック制御
されるので、Ａ／Ｄ変換器７のダイナミックレンジが、
例えば８ビットの理想Ａ／Ｄ変換器の場合のように４８
ｄＢと小さい場合、希望局信号はＡ／Ｄ変換器の量子化
ノイズにうずまってしまう。一方、干渉局信号はほぼ最
大入力レベルでＡ／Ｄ変換されチャネル分離回路８に入
力されるが、希望局信号波とは周波数が異なるためにチ
ャネル分離回路８から出力されない。
の制御動作を説明する。図４は、干渉局が近く、希望局
が遠くにある場合の、本発明の広帯域ディジタル受信機
各部の高周波信号のスペクトルを示す図で、同図（ａ）
はアンテナ素子の出力信号、（ｂ）はアダプティブアレ
ーアンテナ１００の出力信号，（ｃ）はＡ／Ｄ変換器７
の入力信号のスペクトルを示している。同図（ａ）に示
すように、アンテナ素子の出力信号においては干渉局信
号レベルは希望局信号レベルに比べて７０ｄＢ大きい。
初期状態においては、アダプティブアレーアンテナ１０
０のアンテナ素子Ａ1、Ａ2・・・、Ａｎは、全方向に均
一な指向性を持つように重み付け回路Ｗ1、Ｗ2・・・、
Ｗｎが制御されている。従って、この場合のＡ／Ｄ変換
器７への入力信号のスペクトルは図４（ａ）と同様に干
渉局信号レベルは希望局信号レベルに比べて７０ｄＢ大
きい。そしてＡＧＣアンプ６の増幅率は、 Ａ／Ｄ変換
器７への入力信号が該Ａ／Ｄ変換器７の最大入力レベル
を越えない範囲で最大になるようにフィードバック制御
されるので、Ａ／Ｄ変換器７のダイナミックレンジが、
例えば８ビットの理想Ａ／Ｄ変換器の場合のように４８
ｄＢと小さい場合、希望局信号はＡ／Ｄ変換器の量子化
ノイズにうずまってしまう。一方、干渉局信号はほぼ最
大入力レベルでＡ／Ｄ変換されチャネル分離回路８に入
力されるが、希望局信号波とは周波数が異なるためにチ
ャネル分離回路８から出力されない。
【００１５】この結果、レベル検出回路１１の出力信号
ＰIはほぼ最大になり、レベル検出回路１０の検出信号
ＰDはほぼ最小となる。両検出信号ＰI、 ＰDは判定回路
１２に入力され、該判定回路１２においては、ＰIとＰD
のレベル差が所定のしきい値よりも大きい場合、希望局
の信号波が正しく復調できない状態であると判断して、
アダプティブアレーアンテナ１００が干渉局信号波を抑
圧する動作を開始するように制御信号をおくる。この制
御信号に基づいて、アダプティブアレーアンテナ１００
が前述の適応アルゴリズム（ＰＩアンテナ手法）により
指向性パターンを変化させ、干渉波信号レベルの抑圧が
行われる。この結果、アダプティブアレーアンテナ１０
０の出力信号のスペクトルは、図４（ｂ）に示すよう
に、干渉信号のレベルがアダプティブアレーアンテナの
効果により４０ｄＢ（図中の斜線部）減衰し、希望信号
とのレベル比は３０ｄＢに減少する。アナログ回路にお
ける周波数変換や広帯域フィルタでの帯域制限ではレベ
ル比は変化しないので、同図（ｃ）に示すようにＡ／Ｄ
変換器７入力信号も干渉信号と希望信号のレベル差は３
０ｄＢである。上記のレベル差３０ｄＢの信号をＡ／Ｄ
変換して希望信号を復調する場合は、復調の為のマージ
ンも考慮して少なくとも４０ｄＢのダイナミックレンジ
が必要である。４０ｄＢのダイナミックレンジをＡ／Ｄ
変換のビット数に換算すると７ビットである。サンプリ
ング速度（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）で前記のダイナミ
ックレンジを得るには、汎用の８ビットＡ／Ｄ変換器で
十分に対応することができる。
ＰIはほぼ最大になり、レベル検出回路１０の検出信号
ＰDはほぼ最小となる。両検出信号ＰI、 ＰDは判定回路
１２に入力され、該判定回路１２においては、ＰIとＰD
のレベル差が所定のしきい値よりも大きい場合、希望局
の信号波が正しく復調できない状態であると判断して、
アダプティブアレーアンテナ１００が干渉局信号波を抑
圧する動作を開始するように制御信号をおくる。この制
御信号に基づいて、アダプティブアレーアンテナ１００
が前述の適応アルゴリズム（ＰＩアンテナ手法）により
指向性パターンを変化させ、干渉波信号レベルの抑圧が
行われる。この結果、アダプティブアレーアンテナ１０
０の出力信号のスペクトルは、図４（ｂ）に示すよう
に、干渉信号のレベルがアダプティブアレーアンテナの
効果により４０ｄＢ（図中の斜線部）減衰し、希望信号
とのレベル比は３０ｄＢに減少する。アナログ回路にお
ける周波数変換や広帯域フィルタでの帯域制限ではレベ
ル比は変化しないので、同図（ｃ）に示すようにＡ／Ｄ
変換器７入力信号も干渉信号と希望信号のレベル差は３
０ｄＢである。上記のレベル差３０ｄＢの信号をＡ／Ｄ
変換して希望信号を復調する場合は、復調の為のマージ
ンも考慮して少なくとも４０ｄＢのダイナミックレンジ
が必要である。４０ｄＢのダイナミックレンジをＡ／Ｄ
変換のビット数に換算すると７ビットである。サンプリ
ング速度（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）で前記のダイナミ
ックレンジを得るには、汎用の８ビットＡ／Ｄ変換器で
十分に対応することができる。
【００１６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係わる広
帯域ディジタル受信機は、アレーアンテナで信号を受信
し適応制御をおこなって干渉波信号の到来方向に指向性
のヌル点を形成することで干渉波信号レベルを減衰さ
せ、 Ａ／Ｄ変換器に要求されるダイナミックレンジを
小さくすることができるので、広帯域ディジタル受信機
に必要なサンプリング速度（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）
を持ちながら、低価格・小型で消費電流の少ない汎用の
８ビットＡ／Ｄ変換器を使用することができる。その結
果、消費電流の低減および小型化に著しい効果があり、
ひいては広帯域ディジタル受信機のコスト低減に大いに
貢献できる。
帯域ディジタル受信機は、アレーアンテナで信号を受信
し適応制御をおこなって干渉波信号の到来方向に指向性
のヌル点を形成することで干渉波信号レベルを減衰さ
せ、 Ａ／Ｄ変換器に要求されるダイナミックレンジを
小さくすることができるので、広帯域ディジタル受信機
に必要なサンプリング速度（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）
を持ちながら、低価格・小型で消費電流の少ない汎用の
８ビットＡ／Ｄ変換器を使用することができる。その結
果、消費電流の低減および小型化に著しい効果があり、
ひいては広帯域ディジタル受信機のコスト低減に大いに
貢献できる。
【図１】本発明に係わる広帯域ディジタル受信機の実施
の一形態例を示す構成概要図
の一形態例を示す構成概要図
【図２】図１におけるアダプティブアレーアンテナの形
態例を示す構成概要図
態例を示す構成概要図
【図３】図２におけるｎ＝２のアダプティブアレーアン
テナの指向性パターン
テナの指向性パターン
【図４】図１の広帯域ディジタル受信機における、
（ａ）はアンテナ素子の出力信号のスペクトル、（ｂ）
はアダプティブアレーアンテナの出力信号のスペクト
ル、（ｃ）はＡ／Ｄ変換器の入力信号のスペクトルを示
す図である
（ａ）はアンテナ素子の出力信号のスペクトル、（ｂ）
はアダプティブアレーアンテナの出力信号のスペクト
ル、（ｃ）はＡ／Ｄ変換器の入力信号のスペクトルを示
す図である
【図５】従来の広帯域ディジタル受信機の一例を示す構
成概要図
成概要図
【図６】図５の広帯域ディジタル受信機における、
（ａ）はアンテナの受信信号のスペクトル、（ｂ）はＡ
／Ｄ変換器の入力信号のスペクトルを示す図である
（ａ）はアンテナの受信信号のスペクトル、（ｂ）はＡ
／Ｄ変換器の入力信号のスペクトルを示す図である
１・・従来の受信機のアンテナ、２・・ ＲＦバンドパ
スフィルタ、３・・ミキサ、 ４・・ロ
ーカル信号発振器、５・・ＩＦバンドパスフィルタ、
６・・ＡＧＣアンプ、７・・Ａ／Ｄ変換器、
８・・チャネル分離器、９・・復調器、
１０・・第１のレベル検出器、１１・・第２のレベ
ル検出器、 １２・・判定回路、８１・・チャネル分離
器におけるミキサ、８２・・チャネル分離器におけるデ
ィジタルローカル信号発振器、８３・・チャネル分離器
におけるディジタルローパスフィルタ、１００・・アダ
プティブアレーアンテナ、１０１・・アレーアンテナ、
１０２・・信号処理回路、 １０３・・重み制御回
路、１０４・・加算器
スフィルタ、３・・ミキサ、 ４・・ロ
ーカル信号発振器、５・・ＩＦバンドパスフィルタ、
６・・ＡＧＣアンプ、７・・Ａ／Ｄ変換器、
８・・チャネル分離器、９・・復調器、
１０・・第１のレベル検出器、１１・・第２のレベ
ル検出器、 １２・・判定回路、８１・・チャネル分離
器におけるミキサ、８２・・チャネル分離器におけるデ
ィジタルローカル信号発振器、８３・・チャネル分離器
におけるディジタルローパスフィルタ、１００・・アダ
プティブアレーアンテナ、１０１・・アレーアンテナ、
１０２・・信号処理回路、 １０３・・重み制御回
路、１０４・・加算器
Claims (2)
- 【請求項１】アンテナにて受信した受信信号をディジタ
ル信号に変換するアナログ／ディジタル変換手段と、該
ディジタル信号から所望のチャネルを分離するチャネル
分離手段と、分離した信号を復調する復調手段とを有す
る広帯域ディジタル受信機において、前記アンテナを複
数のアンテナ素子を有するアダファプティブアレーアン
テナとすると共に、前記チャネル分離手段に入力される
信号のレベルＰＩと出力される信号のレベルＰＤとの差
ＰＩ−ＰＤが予め設定したしきい値よりも大きい場合に
前記アダプティブアレーアンテナを機能せしめ干渉波を
抑圧するよう構成したことを特徴とする広帯域ディジタ
ル受信機。 - 【請求項２】前記アダプティブアレーアンテナの適応ア
ルゴリズムがパワーインバージョンアダプティブアレー
アンテナ制御（ＰＩアンテナ）であることを特徴とする
請求項１記載の広帯域ディジタル受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19865298A JP3919342B2 (ja) | 1998-07-14 | 1998-07-14 | 広帯域ディジタル受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19865298A JP3919342B2 (ja) | 1998-07-14 | 1998-07-14 | 広帯域ディジタル受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000031723A true JP2000031723A (ja) | 2000-01-28 |
| JP3919342B2 JP3919342B2 (ja) | 2007-05-23 |
Family
ID=16394791
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19865298A Expired - Fee Related JP3919342B2 (ja) | 1998-07-14 | 1998-07-14 | 広帯域ディジタル受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3919342B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010041284A (ja) * | 2008-08-04 | 2010-02-18 | Nec Electronics Corp | 無線受信装置及び無線受信方法 |
| JP2010161766A (ja) * | 2009-01-09 | 2010-07-22 | Shiisuteiiru Sciences Llc | 適時的な（ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｓｔｉｃ）無線周波数通信 |
| JP2010193402A (ja) * | 2009-02-20 | 2010-09-02 | Advanced Telecommunication Research Institute International | 無線装置 |
| JP2018046451A (ja) * | 2016-09-15 | 2018-03-22 | 株式会社東芝 | アレイアンテナ装置、およびアレイアンテナシステム |
-
1998
- 1998-07-14 JP JP19865298A patent/JP3919342B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010041284A (ja) * | 2008-08-04 | 2010-02-18 | Nec Electronics Corp | 無線受信装置及び無線受信方法 |
| JP2010161766A (ja) * | 2009-01-09 | 2010-07-22 | Shiisuteiiru Sciences Llc | 適時的な（ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｓｔｉｃ）無線周波数通信 |
| JP2010193402A (ja) * | 2009-02-20 | 2010-09-02 | Advanced Telecommunication Research Institute International | 無線装置 |
| JP2018046451A (ja) * | 2016-09-15 | 2018-03-22 | 株式会社東芝 | アレイアンテナ装置、およびアレイアンテナシステム |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3919342B2 (ja) | 2007-05-23 |
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|
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