JP2586214B2 - デジタル自動利得制御 - Google Patents
デジタル自動利得制御Info
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- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
Description
【発明の詳細な説明】 関連出願 本出願は、1988年11月30日に出願され、本譲受人に譲
渡され、優先権の主張の基礎となった特許出願第07/27
8,051号の一部継続出願である。
渡され、優先権の主張の基礎となった特許出願第07/27
8,051号の一部継続出願である。
発明の分野 本発明は、デジタル自動利得制御に関する。さらに詳
しくは、本発明は、限定されたダイナミック・レンジを
有するレシーバにおける不連続信号に対する自動利得制
御（AGC）に関する。
しくは、本発明は、限定されたダイナミック・レンジを
有するレシーバにおける不連続信号に対する自動利得制
御（AGC）に関する。
発明の背景 無線信号受信における自動利得制御（AGC）は周知で
あるが、時分割多元接続（TDMA）信号の自動利得制御は
陸上移動通信業界に対して新たな課題を提起している。
あるが、時分割多元接続（TDMA）信号の自動利得制御は
陸上移動通信業界に対して新たな課題を提起している。
欧州用として提案されているセルラ・システムのよう
な広帯域TDMAシステムでは、RFチャンネルは、さまざま
な時分割多元接続時間スロットの特定のいくつかの無線
システムに接続しようと試みる多数の加入者の間で共有
（時分割多重）される。この時間スロットは、周期的に
反復するフレームに構成される。そのため、目的の無線
通信は周期的に不連続になる、すなわち他の時間スロッ
トで送出された無関係な信号が介在することがある。こ
の無関係な信号（さまざまな強度を有する）は、目的の
信号の利得制御に影響を与えてはならない。そこで、こ
れらの周期的に不連続なTDMA信号の自動利得制御を行な
うことは大きな課題となる。
な広帯域TDMAシステムでは、RFチャンネルは、さまざま
な時分割多元接続時間スロットの特定のいくつかの無線
システムに接続しようと試みる多数の加入者の間で共有
（時分割多重）される。この時間スロットは、周期的に
反復するフレームに構成される。そのため、目的の無線
通信は周期的に不連続になる、すなわち他の時間スロッ
トで送出された無関係な信号が介在することがある。こ
の無関係な信号（さまざまな強度を有する）は、目的の
信号の利得制御に影響を与えてはならない。そこで、こ
れらの周期的に不連続なTDMA信号の自動利得制御を行な
うことは大きな課題となる。
この課題は、安価なレシーバ、すなわち限られたダイ
ナミック・レンジを有するレシーバにおいてデジタルAG
Cを提供する試みによりさらに困難になる。これらの信
号は陸上移動通信環境では100dBも変化することがある
が、デジタル信号処理用の手頃な８ビットのアナログ／
デジタル変換器（A/D）のダイナミック・レンジは48dB
に制限されるので、信号の利得を制御して受信機のダイ
ナミック・レンジ内に維持する方法を開発しなければな
らない。そこで、48dBの装置で100dBの不連続信号を処
理することが課題となる。さもなければ、広ダイナミッ
ク・レンジの極めて高価なA/Dを用いなければならなく
なる。
ナミック・レンジを有するレシーバにおいてデジタルAG
Cを提供する試みによりさらに困難になる。これらの信
号は陸上移動通信環境では100dBも変化することがある
が、デジタル信号処理用の手頃な８ビットのアナログ／
デジタル変換器（A/D）のダイナミック・レンジは48dB
に制限されるので、信号の利得を制御して受信機のダイ
ナミック・レンジ内に維持する方法を開発しなければな
らない。そこで、48dBの装置で100dBの不連続信号を処
理することが課題となる。さもなければ、広ダイナミッ
ク・レンジの極めて高価なA/Dを用いなければならなく
なる。
利得制御のもう１つの課題は、これらのTDMA伝送シス
テムのデジタル的性質によって提起される。GMSK（Gaus
sian Minimum Shift Keying）方式は信号の直交位相を
変調するため、受信信号の電力は測定しにくくなり、直
交位相は、どの１つをとっても受信信号に比例しなくな
る。
テムのデジタル的性質によって提起される。GMSK（Gaus
sian Minimum Shift Keying）方式は信号の直交位相を
変調するため、受信信号の電力は測定しにくくなり、直
交位相は、どの１つをとっても受信信号に比例しなくな
る。
本発明は、これらの課題を克服し、以下に示す特定の
利点を実現することを目的とする。
利点を実現することを目的とする。
発明の概要 本発明の好適な実施例に従って、レシーバ内で自動利
得制御方式が提供される。この方式は、特定のダイナミ
ック・レンジ内で、所望の信号と受信された信号との間
の電力の差を判定する段階と、レシーバの利得特性によ
って調整（scale）された電力差に応答して、信号の開
ループ利得制御を行ない、飽和および雑音を低減するた
め信号をダイナミック・レンジ内に収める段階とによっ
て構成される。
得制御方式が提供される。この方式は、特定のダイナミ
ック・レンジ内で、所望の信号と受信された信号との間
の電力の差を判定する段階と、レシーバの利得特性によ
って調整（scale）された電力差に応答して、信号の開
ループ利得制御を行ない、飽和および雑音を低減するた
め信号をダイナミック・レンジ内に収める段階とによっ
て構成される。
本発明の一つの実施例に従って、限定されたダイナミ
ック・レンジを有するレシーバ内で、とくに不連続信号
用のデジタル自動利得制御（AGC）方法が提供される。
この方法は、受信された被AGC不連続信号のレベルを検
出する段階，レシーバのダイナミック・レンジに対して
被AGC信号のレベルを比較する段階およびAGCを調整し
て、被AGC信号とダイナミック・レンジの制限との間の
所望の関係を設定する段階によって構成される。また、
このAGC制御方法を用いて、TDMAセルラ方式伝送システ
ムにおけるハンドオフ方法も提供される。
ック・レンジを有するレシーバ内で、とくに不連続信号
用のデジタル自動利得制御（AGC）方法が提供される。
この方法は、受信された被AGC不連続信号のレベルを検
出する段階，レシーバのダイナミック・レンジに対して
被AGC信号のレベルを比較する段階およびAGCを調整し
て、被AGC信号とダイナミック・レンジの制限との間の
所望の関係を設定する段階によって構成される。また、
このAGC制御方法を用いて、TDMAセルラ方式伝送システ
ムにおけるハンドオフ方法も提供される。
限定されたダイナミック・レンジを有するレシーバ内
で不連続信号の自動利得制御（AGC）方法はさらに、受
信された被AGC不連続信号をデジタル化し、デジタル化
されたサンプルを電力サンプルに変換して、信号の電力
と信号のレベルとを検出する段階，レシーバのダイナミ
ック・レンジに対して被AGC信号のレベルを比較する段
階および信号がレシーバのダイナミック・レンジ内にな
るまで信号を漸次減衰することにより、あるいは信号が
レシーバの限定されたダイナミック・レンジ内になるま
で信号を漸次利得増幅することにより粗調整し、かつ信
号処理段の全（ただし制限された）ダイナミック・レン
ジの最適利用が最大値より約６〜12dB小さくなるまで被
受信信号のAGCを微調整して、被AGC信号とダイナミック
・レンジの制限との間の所望の関係を設定する段階によ
って構成されることを特徴とする。
で不連続信号の自動利得制御（AGC）方法はさらに、受
信された被AGC不連続信号をデジタル化し、デジタル化
されたサンプルを電力サンプルに変換して、信号の電力
と信号のレベルとを検出する段階，レシーバのダイナミ
ック・レンジに対して被AGC信号のレベルを比較する段
階および信号がレシーバのダイナミック・レンジ内にな
るまで信号を漸次減衰することにより、あるいは信号が
レシーバの限定されたダイナミック・レンジ内になるま
で信号を漸次利得増幅することにより粗調整し、かつ信
号処理段の全（ただし制限された）ダイナミック・レン
ジの最適利用が最大値より約６〜12dB小さくなるまで被
受信信号のAGCを微調整して、被AGC信号とダイナミック
・レンジの制限との間の所望の関係を設定する段階によ
って構成されることを特徴とする。
図面の簡単な説明 本発明のさらなる目的、特徴および利点は、添付の図
面と共に以下の詳細な説明からより明確に理解され、ま
た好適な実施例において本発明を実施するための最良の
形態について理解されよう。ただし、一例としての実施
例はこれに限定されるものではない。
面と共に以下の詳細な説明からより明確に理解され、ま
た好適な実施例において本発明を実施するための最良の
形態について理解されよう。ただし、一例としての実施
例はこれに限定されるものではない。
第１図は、本発明の概略ブロック図である。
第２図は、本発明の好適な実施例の機能ブロック図で
ある。
ある。
第３図は、本発明によるAGC制御方法の図である。
第４図は、本発明の別の実施例の概略図である。
第５図は、本発明によるAGC制御方法の好適な実施例
の図である。
の図である。
第６図は、−20dBから−110dBの予定信号範囲にまた
がる有効A/D範囲（30dB）の重複領域を示す。
がる有効A/D範囲（30dB）の重複領域を示す。
詳細な説明 第１図は、本発明の概略図であり、デジタル直交レシ
ーバ（digital quadrature receiver）における利得制
御を示す。この図では、RF受信部（IF），同相および直
交相を有する直交復調器（I/Q），アナログ／デジタル
変換器（A/D），デジタル信号プロセッサ（DSP）および
受信部（RF/IF）に対して自動利得制御（AGC）を与える
デジタル／アナログ変換器（D/A）が直列に示されてい
る。
ーバ（digital quadrature receiver）における利得制
御を示す。この図では、RF受信部（IF），同相および直
交相を有する直交復調器（I/Q），アナログ／デジタル
変換器（A/D），デジタル信号プロセッサ（DSP）および
受信部（RF/IF）に対して自動利得制御（AGC）を与える
デジタル／アナログ変換器（D/A）が直列に示されてい
る。
動作中、受信部（RF/IF）において信号が受信され、
中間周波数に変換され、そして利得増幅される。この信
号は、同相成分および直交成分に直交復調（I/Q）さ
れ、限られたダイナミック・レンジのアナログ／デジタ
ル変換器（A/D）でデジタル化され、そしてデジタル信
号プロセッサ（DSP）において電力サンプルに変換さ
れ、信号のレベルを検出する。デジタル信号プロセッサ
（DSP）では、信号レベルがレシーバのダイナミック・
レンジと比較され、AGCがデジタル／アナログ変換器（D
/A）において調整され、被AGC信号とレシーバのダイナ
ミック・レンジとの間の所望の関係が設定される。
中間周波数に変換され、そして利得増幅される。この信
号は、同相成分および直交成分に直交復調（I/Q）さ
れ、限られたダイナミック・レンジのアナログ／デジタ
ル変換器（A/D）でデジタル化され、そしてデジタル信
号プロセッサ（DSP）において電力サンプルに変換さ
れ、信号のレベルを検出する。デジタル信号プロセッサ
（DSP）では、信号レベルがレシーバのダイナミック・
レンジと比較され、AGCがデジタル／アナログ変換器（D
/A）において調整され、被AGC信号とレシーバのダイナ
ミック・レンジとの間の所望の関係が設定される。
具体的には、被AGC信号の電力レベルは、ダイナミッ
ク・レンジ制限を有する段における所望の電力レベルと
比較される。
ク・レンジ制限を有する段における所望の電力レベルと
比較される。
第２図は、本発明の好適な実施例の機能ブロック図で
ある。第２図は、RFレシーバ部（RF/IF）；同相（Ｉ）
および直交（Ｑ）位相ミキサ（その出力は低域濾波（LP
F）される）を有する直交復調器（I/Q）;DMA（Direct M
emory Access）制御下にある８ビットのアナログ／デジ
タル変換器（A/D）と、３状態ゲートと，ランダム・ア
クセス・メモリ（RAM）と、56001デジタル信号プロセッ
サ；およびレシーバ部（IF）に自動利得制御（AGC）を
与えるラッチング・デジタル／アナログ変換器（D/A）
を示す。このGMSKレシーバは、従来のRF段，ミキシング
段およびフィルタ段から成り、10.7MHZのIF信号をモト
ローラ社製MC1350などの従来のAGC型IF増幅器（IF）に
送る。このIF増幅器は、10.7MHz局部発振器と、90度移
相器と、一対のミキサと、一対のローパス・フィルタ
（LPE）とによって構成される従来のI/Q復調器に供給す
る。RCA製CA3318CEのような８ビットのフラッシュA/D
は、48dBのダイナミック・レンジを与え、レシーバのダ
イナミック・レンジ制限の主な原因になっている。モト
ローラ社製56001デジタル信号プロセッサ（56001DSP）
は、信号捕捉，信号レベル検出およびAGC制御用として
用いられる。56001DSPは、従来のクロック・タイミング
回路（図示せず）およびプログラムド制御用ROMにも対
応している。アナログ装置7528LNは、自動利得制御（AG
C）をレシーバ部（IF）に与えるラッチング・デジタル
／アナログ変換器（D/A）として適切である。
ある。第２図は、RFレシーバ部（RF/IF）；同相（Ｉ）
および直交（Ｑ）位相ミキサ（その出力は低域濾波（LP
F）される）を有する直交復調器（I/Q）;DMA（Direct M
emory Access）制御下にある８ビットのアナログ／デジ
タル変換器（A/D）と、３状態ゲートと，ランダム・ア
クセス・メモリ（RAM）と、56001デジタル信号プロセッ
サ；およびレシーバ部（IF）に自動利得制御（AGC）を
与えるラッチング・デジタル／アナログ変換器（D/A）
を示す。このGMSKレシーバは、従来のRF段，ミキシング
段およびフィルタ段から成り、10.7MHZのIF信号をモト
ローラ社製MC1350などの従来のAGC型IF増幅器（IF）に
送る。このIF増幅器は、10.7MHz局部発振器と、90度移
相器と、一対のミキサと、一対のローパス・フィルタ
（LPE）とによって構成される従来のI/Q復調器に供給す
る。RCA製CA3318CEのような８ビットのフラッシュA/D
は、48dBのダイナミック・レンジを与え、レシーバのダ
イナミック・レンジ制限の主な原因になっている。モト
ローラ社製56001デジタル信号プロセッサ（56001DSP）
は、信号捕捉，信号レベル検出およびAGC制御用として
用いられる。56001DSPは、従来のクロック・タイミング
回路（図示せず）およびプログラムド制御用ROMにも対
応している。アナログ装置7528LNは、自動利得制御（AG
C）をレシーバ部（IF）に与えるラッチング・デジタル
／アナログ変換器（D/A）として適切である。
レシーバは、各4.8ミリ秒フーレム内で８つの時間ス
ロットを有するTDMA方式で動作し、135キロビット／秒
が各直交位相内で送出される。動作中、各時間スロット
毎に、保持されていた前回のAGC設定がデジタル信号プ
ロセッサ（56001DSP）を介してメモリ（RAM）から取り
出され（DMA）、デジタル／アナログ変換器（D/A）に印
加され、自動利得制御（AGC）をレシーバ部（RF/IF）に
与える。利得制御され、直交復調された被受信信号は、
アナログ／デジタル変換器（A/D）によってデジタル化
され、１ビット間隔毎に複数のサンプル対を与え、これ
らのサンプル対は３状態ゲートのDMA制御に基づいてメ
モリ（RAM）に保存される。これらのサンプル対はメモ
リ（RAM）から取り出され、56001DSPにおいてＮ個の対
（好適な実施例では32から128対）を加算し、Ｑ値とＩ
値とを得て、これらのＱ値およびＩ値の二乗の和の平方
根をとることにより、これらのサンプル対は電力サンプ
ルに変換される。この平方根は被受信信号の平均電力に
比例する（１つの対からの瞬時電力サンプルは、被受信
信号強度にバラツキがあるため確実に得ることができな
い）。電力サンプルに対する好適な別の方法は、Ｑおよ
びＩ値の平方根を単純に加算することによって得ること
ができる。
ロットを有するTDMA方式で動作し、135キロビット／秒
が各直交位相内で送出される。動作中、各時間スロット
毎に、保持されていた前回のAGC設定がデジタル信号プ
ロセッサ（56001DSP）を介してメモリ（RAM）から取り
出され（DMA）、デジタル／アナログ変換器（D/A）に印
加され、自動利得制御（AGC）をレシーバ部（RF/IF）に
与える。利得制御され、直交復調された被受信信号は、
アナログ／デジタル変換器（A/D）によってデジタル化
され、１ビット間隔毎に複数のサンプル対を与え、これ
らのサンプル対は３状態ゲートのDMA制御に基づいてメ
モリ（RAM）に保存される。これらのサンプル対はメモ
リ（RAM）から取り出され、56001DSPにおいてＮ個の対
（好適な実施例では32から128対）を加算し、Ｑ値とＩ
値とを得て、これらのＱ値およびＩ値の二乗の和の平方
根をとることにより、これらのサンプル対は電力サンプ
ルに変換される。この平方根は被受信信号の平均電力に
比例する（１つの対からの瞬時電力サンプルは、被受信
信号強度にバラツキがあるため確実に得ることができな
い）。電力サンプルに対する好適な別の方法は、Ｑおよ
びＩ値の平方根を単純に加算することによって得ること
ができる。
具体的には、被AGC信号の電力レベルは、ダイナミッ
ク・レンジ制限を有する段における所望の電力レベルと
比較される。従って、８ビットのアナログ／デジタル変
換器（A/D）の短期間の飽和を防ぐためには、AGCはA/D
の最大出力以下の公称レベル約６〜12dB（好適な実施例
では9dB）で被AGC信号のレベルを設定し維持しようとす
る。
ク・レンジ制限を有する段における所望の電力レベルと
比較される。従って、８ビットのアナログ／デジタル変
換器（A/D）の短期間の飽和を防ぐためには、AGCはA/D
の最大出力以下の公称レベル約６〜12dB（好適な実施例
では9dB）で被AGC信号のレベルを設定し維持しようとす
る。
第３図は、本発明によるAGC制御方法の図である。
基本制御方法は、まず、受信された被AGC不連続信号
のレベルを検出し、被AGC信号のレベルをレシーバのダ
イナミック・レンジと比較し、そしてAGCを調整して被A
GC信号とダイナミック・レンジ制限との間の所望の関係
を設定する。
のレベルを検出し、被AGC信号のレベルをレシーバのダ
イナミック・レンジと比較し、そしてAGCを調整して被A
GC信号とダイナミック・レンジ制限との間の所望の関係
を設定する。
以上のように求められた平均電力は、所望の公称レベ
ル（すなわち9dBであるが以下では0dB基準として与えら
れる）を表す電力レベルから差し引かれ、電力誤差を算
出する。この算出された電力誤差は、総合ループ利得特
性を補正する調整によりさらに因数分解され、AGC誤差
（AGCE）となる。AGC誤差（AGCE）が全出力（9dB）以下
のマージン以内の場合、主要AGC設定（濾波AGC値:FAGCN
（Filtered AGC Number）は誤差（AGCE）の量によって
微調整される。この誤差がマージンよりも大きいがA/D
のダイナミック・レンジ以内（48dB−9dB＝39dB）の場
合、誤差（AGCE）の量とマージンよりわずかに大きい値
との和（9dB＋1dB＝10dB）によって調整する。この誤差
がA/Dのダイナミック・レンジより小さい場合、ダイナ
ミック・レンジの量（48dB）によって粗調整する。誤差
がダイナミック・レンジよりも大きい場合、マージンよ
りも若干大きい値（9dB＋1dB＝10dB）により調整する。
最後に、現在の誤差計算と前回の利得設定（FAGCN）と
がデジタル再帰有限インパルス応答ローパス・フィルタ
（これについては当業者に周知である）に入力され、新
たな濾波AGC値（FAGCN）を得る。従って、信号がA/Dの
ダイナミック・レンジ以内になるまで、信号は漸次利得
増幅（あるいは利得減衰）され、かつ、A/Dの全（ただ
し制限されてた）ダイナミック・レンジの最適利用（適
切なマージン付き）が得られるまで、この信号はさらに
増幅（あるいは減衰）される。複数のTDMA時間スロット
に対するこのようなさまざまな近似化の結果は、メモリ
（RAM）に保存され、各信号が再開する準備ができるとA
GC制御を再開する。
ル（すなわち9dBであるが以下では0dB基準として与えら
れる）を表す電力レベルから差し引かれ、電力誤差を算
出する。この算出された電力誤差は、総合ループ利得特
性を補正する調整によりさらに因数分解され、AGC誤差
（AGCE）となる。AGC誤差（AGCE）が全出力（9dB）以下
のマージン以内の場合、主要AGC設定（濾波AGC値:FAGCN
（Filtered AGC Number）は誤差（AGCE）の量によって
微調整される。この誤差がマージンよりも大きいがA/D
のダイナミック・レンジ以内（48dB−9dB＝39dB）の場
合、誤差（AGCE）の量とマージンよりわずかに大きい値
との和（9dB＋1dB＝10dB）によって調整する。この誤差
がA/Dのダイナミック・レンジより小さい場合、ダイナ
ミック・レンジの量（48dB）によって粗調整する。誤差
がダイナミック・レンジよりも大きい場合、マージンよ
りも若干大きい値（9dB＋1dB＝10dB）により調整する。
最後に、現在の誤差計算と前回の利得設定（FAGCN）と
がデジタル再帰有限インパルス応答ローパス・フィルタ
（これについては当業者に周知である）に入力され、新
たな濾波AGC値（FAGCN）を得る。従って、信号がA/Dの
ダイナミック・レンジ以内になるまで、信号は漸次利得
増幅（あるいは利得減衰）され、かつ、A/Dの全（ただ
し制限されてた）ダイナミック・レンジの最適利用（適
切なマージン付き）が得られるまで、この信号はさらに
増幅（あるいは減衰）される。複数のTDMA時間スロット
に対するこのようなさまざまな近似化の結果は、メモリ
（RAM）に保存され、各信号が再開する準備ができるとA
GC制御を再開する。
さらに、これらの各利得計算結果は、（総合ループ利
得特性に対する適切な補償によって）実際に受信された
信号強度を表すので、これらの利得判定は、レシーバの
ダイナミック・レンジを最適利用する送信利得レベルを
設定するため、送信局に報告され、それによりシステ
ム、特にセルラ・システム内のスペクトル効率および周
波数再利用を向上させる。さらに、セルラ型システムで
は、AGC調整値がある閾値に達すると、信号強度（利得
判定）はレシーバによって送信局に報告され、送信のハ
ンドオフを行なうことができる。また、隣接セル（時間
スロット）の信号強度（AGCレベル）を求め、評価する
ことにより、ハンドオフを円滑に行なうことができる。
得特性に対する適切な補償によって）実際に受信された
信号強度を表すので、これらの利得判定は、レシーバの
ダイナミック・レンジを最適利用する送信利得レベルを
設定するため、送信局に報告され、それによりシステ
ム、特にセルラ・システム内のスペクトル効率および周
波数再利用を向上させる。さらに、セルラ型システムで
は、AGC調整値がある閾値に達すると、信号強度（利得
判定）はレシーバによって送信局に報告され、送信のハ
ンドオフを行なうことができる。また、隣接セル（時間
スロット）の信号強度（AGCレベル）を求め、評価する
ことにより、ハンドオフを円滑に行なうことができる。
第４図は、本発明の別の実施例の概略図である。この
図は、電力平均化回路および比較器を用いて上記のよう
に第３図の制御方法を実現するアナログ方式の自動利得
制御を示す。電力平均化回路は当業者には周知であり、
上記の制御方法に適合するように容易に適応することが
できる。
図は、電力平均化回路および比較器を用いて上記のよう
に第３図の制御方法を実現するアナログ方式の自動利得
制御を示す。電力平均化回路は当業者には周知であり、
上記の制御方法に適合するように容易に適応することが
できる。
要するに、特に不連続信号に対して限定されたダイナ
ミック・レンジを有するレシーバにおけるデジタル自動
利得制御（AGC）方法を提供してきた。この方法は、受
信された被AGC不連続信号のレベルを検出する段階，被A
GC信号のレベルをレシーバのダイナミック・レンジと比
較する段階およびAGCを調整して被AGC信号とダイナミッ
ク・レンジ制限との間の所望の関係を設定する段階によ
って構成される。また、このAGC制御方法を用いてTDMA
セルラ型送信システムにおけるハンドオフ方法も提供さ
れた。
ミック・レンジを有するレシーバにおけるデジタル自動
利得制御（AGC）方法を提供してきた。この方法は、受
信された被AGC不連続信号のレベルを検出する段階，被A
GC信号のレベルをレシーバのダイナミック・レンジと比
較する段階およびAGCを調整して被AGC信号とダイナミッ
ク・レンジ制限との間の所望の関係を設定する段階によ
って構成される。また、このAGC制御方法を用いてTDMA
セルラ型送信システムにおけるハンドオフ方法も提供さ
れた。
限定されたダイナミック・レンジを有するレシーバに
おける不連続信号に対する自動利得制御（AGC）方法は
さらに、受信された被AGC不連続信号をデジタル化し、
デジタル化サンプルを電力サンプルに変換して、信号の
電力を検知し、そのレベルを検出する段階，被AGC信号
のレベルをレシーバのダイナミック・レンジと比較する
段階および信号がレシーバのダイナミック・レンジ以内
になるまで信号を漸次減衰することにより、あるいは信
号がレシーバの制限されたダイナミック・レンジ以内に
なるまで信号を漸次利得増幅することにより粗調整を行
ない、かつ、信号処理段の全（ただし制限された）ダイ
ナミック・レンジの最適利用が最大感度よりも約６〜12
dB低くなるまで、被受信信号のAGCを微調整し、被AGC信
号とダイナミック・レンジ制限との間の所望の関係を設
定する段階によって構成される。
おける不連続信号に対する自動利得制御（AGC）方法は
さらに、受信された被AGC不連続信号をデジタル化し、
デジタル化サンプルを電力サンプルに変換して、信号の
電力を検知し、そのレベルを検出する段階，被AGC信号
のレベルをレシーバのダイナミック・レンジと比較する
段階および信号がレシーバのダイナミック・レンジ以内
になるまで信号を漸次減衰することにより、あるいは信
号がレシーバの制限されたダイナミック・レンジ以内に
なるまで信号を漸次利得増幅することにより粗調整を行
ない、かつ、信号処理段の全（ただし制限された）ダイ
ナミック・レンジの最適利用が最大感度よりも約６〜12
dB低くなるまで、被受信信号のAGCを微調整し、被AGC信
号とダイナミック・レンジ制限との間の所望の関係を設
定する段階によって構成される。
この説明では、A/Dがレシーバのダイナミック・レン
ジに対して最も厳しい制約を課するものと想定してい
る。しかし、本発明は、レシーバのダイナミック・レン
ジに対して最も厳しい制約を課する特性の段にかかわら
ず、同様に適応可能である。従って、一切の説明は、レ
シーバの制限されたダイナミックレンジという観点から
行なわれてきた。
ジに対して最も厳しい制約を課するものと想定してい
る。しかし、本発明は、レシーバのダイナミック・レン
ジに対して最も厳しい制約を課する特性の段にかかわら
ず、同様に適応可能である。従って、一切の説明は、レ
シーバの制限されたダイナミックレンジという観点から
行なわれてきた。
第５図は、本発明によるAGC制御方法の好適な実施例
の図である。この図は、以上説明してきたデジタルAGC
に対して開ループの改善を行なうための制御方法を示
す。上記の実施例は、漸次的な閉ループ制御を介して適
正AGCに反復的に整定した。この好適な実施例は、ルッ
クアップ・テーブル（すべてのレシーバ特性と、A/D非
線形性を含むすべての非線形性を格納している）を利用
し、A/Dダイナミック・レンジを最大限に利用するため
に必要な電力と、A/Dで受信された現在の実際の電力と
の間の算出された電力差をルックアップ・テーブルに対
する指標として用いて、所望の電力レベルで整定するた
めに必要な次のAGC設定を得る。
の図である。この図は、以上説明してきたデジタルAGC
に対して開ループの改善を行なうための制御方法を示
す。上記の実施例は、漸次的な閉ループ制御を介して適
正AGCに反復的に整定した。この好適な実施例は、ルッ
クアップ・テーブル（すべてのレシーバ特性と、A/D非
線形性を含むすべての非線形性を格納している）を利用
し、A/Dダイナミック・レンジを最大限に利用するため
に必要な電力と、A/Dで受信された現在の実際の電力と
の間の算出された電力差をルックアップ・テーブルに対
する指標として用いて、所望の電力レベルで整定するた
めに必要な次のAGC設定を得る。
このテーブルは室内実験設定において得られ、ここで
AGC（電力）レベルは所望のレベルに設定され、A/Dにお
いて所定の電力差を設定するために必要な、アンテナ入
力に結合された信号発生器によって発生された電力が記
録される。このようにして、ある電力差に必要なAGCレ
ベルを推定することができる。
AGC（電力）レベルは所望のレベルに設定され、A/Dにお
いて所定の電力差を設定するために必要な、アンテナ入
力に結合された信号発生器によって発生された電力が記
録される。このようにして、ある電力差に必要なAGCレ
ベルを推定することができる。
第５図のすべての信号処理は、第１図および第２図の
デジタル信号プロセッサ（DSP）内で行なわれる。第５
図では、A/Dにおける電力は、被復調（I/Q）信号サンプ
ルの二乗の64個のサンプルの和として計算される（50
1）。A/Dにおける電力（ＰA/D）と所望の電力（Pd）と
の間の電力差（ΔdB）が算出される（502）。時間スロ
ット内の電力（PdBm）は、現在のD/A設定および電力差
（ΔdB）から求められ（503）、ルックアップ・テーブ
ルを指標付けすることにより、その時間スロットの電力
を求める。上記のように、ルックアップ・テーブルは、
レシーバの利得制御特性の関数である。（不連続通信を
成す）多くの時間スロットからのこのPdBmはFIRフィル
タ（504）において平均化され、フェージングされた信
号に対しよりすぐれた電力推定を行ない、これはハンド
オフ判定を行なうため送信機に報告される（506）。
デジタル信号プロセッサ（DSP）内で行なわれる。第５
図では、A/Dにおける電力は、被復調（I/Q）信号サンプ
ルの二乗の64個のサンプルの和として計算される（50
1）。A/Dにおける電力（ＰA/D）と所望の電力（Pd）と
の間の電力差（ΔdB）が算出される（502）。時間スロ
ット内の電力（PdBm）は、現在のD/A設定および電力差
（ΔdB）から求められ（503）、ルックアップ・テーブ
ルを指標付けすることにより、その時間スロットの電力
を求める。上記のように、ルックアップ・テーブルは、
レシーバの利得制御特性の関数である。（不連続通信を
成す）多くの時間スロットからのこのPdBmはFIRフィル
タ（504）において平均化され、フェージングされた信
号に対しよりすぐれた電力推定を行ない、これはハンド
オフ判定を行なうため送信機に報告される（506）。
FIRフィルタ（505）において、電力差（ΔdB）自体も
いくつかの時間スロットで平均化され（これは、AGCは
信号フェージングを介して追尾できないためである）、
所望の電力（Pd）から平均電力差（AVGΔdB）を求め、
いつAGC整定が行なわれるか判定する（507）。この短期
平均誤差（AVGΔdB）が、例えば、A/D飽和の半スケール
（6dB）より小さく、雑音量子化レベル（−30dB）より
も大きい場合（510）、IIRフィルタまたは「漏洩積分器
（leaky integrator）」（513）がAGC応答は速度を求
め、テーブル・ルックアップ（512）により現在のD/A設
定を補正する。この更新されたD/A値は、それ以降の時
間スロットで使用するため保存される（514）。
いくつかの時間スロットで平均化され（これは、AGCは
信号フェージングを介して追尾できないためである）、
所望の電力（Pd）から平均電力差（AVGΔdB）を求め、
いつAGC整定が行なわれるか判定する（507）。この短期
平均誤差（AVGΔdB）が、例えば、A/D飽和の半スケール
（6dB）より小さく、雑音量子化レベル（−30dB）より
も大きい場合（510）、IIRフィルタまたは「漏洩積分器
（leaky integrator）」（513）がAGC応答は速度を求
め、テーブル・ルックアップ（512）により現在のD/A設
定を補正する。この更新されたD/A値は、それ以降の時
間スロットで使用するため保存される（514）。
信号の電力がA/Dの（有効）レンジ、すなわち、平均
電力差が８ビットA/D（48dB）の有効（＋6dB〜−30dB）
ダイナミック・レンジ内にないこのような少数の例で
は、信号がクリップされる場合、A/Dの有効レンジは利
得低減（509）により増加（window up）され、また雑音
量子化が生じ信号が十分強くない（第６図参照）場合、
A/Dの有効レンジは利得増加により飽和され、低減（wnd
ow down）される（511）。AGC利得は、ルックアップ・
テーブルに格納されたレシーバの利得制御特性によって
調整（scale）される（そしてA/Dのウインドウは調整さ
れる）（509,511）。さらに、フィルタ（505,513）は初
期化され、無関係となった情報を平均化することを防
ぐ。
電力差が８ビットA/D（48dB）の有効（＋6dB〜−30dB）
ダイナミック・レンジ内にないこのような少数の例で
は、信号がクリップされる場合、A/Dの有効レンジは利
得低減（509）により増加（window up）され、また雑音
量子化が生じ信号が十分強くない（第６図参照）場合、
A/Dの有効レンジは利得増加により飽和され、低減（wnd
ow down）される（511）。AGC利得は、ルックアップ・
テーブルに格納されたレシーバの利得制御特性によって
調整（scale）される（そしてA/Dのウインドウは調整さ
れる）（509,511）。さらに、フィルタ（505,513）は初
期化され、無関係となった情報を平均化することを防
ぐ。
第５図は、不連続に送出される１つの通信から成る時
間スロットを追尾するためのAGC制御方法を図示してい
た。別の時間スロットでは、レシーバはアイドル状態中
に、−20dBから−110dBまでの範囲の強度の最大32本の
搬送波をモニタすることができる（第６図参照）。この
同じ基本方法は、隣接セル・モニタリングにも用いられ
る。しかし、他の搬送波に発生するはるかに少ない周波
数ピークに対処するため、各搬送波はマルチ・フレーム
期間中に３回だけサンプリングされ、フィルタ係数（50
4,505,513）はこの低速AGC制御用に調整しなければなら
ない（例えば、IIRフィルタ513は、追尾用の32サンプル
ではなく、モニタ用に８サンプルで平均化し、そのため
モニタ用としての応答速度が高くなる）。同様に、飽和
上限（508）は6dB〜15dBの追尾用の値から引き上げられ
る。これは、信号が前回の電力レベルになる可能性が少
ないためである。
間スロットを追尾するためのAGC制御方法を図示してい
た。別の時間スロットでは、レシーバはアイドル状態中
に、−20dBから−110dBまでの範囲の強度の最大32本の
搬送波をモニタすることができる（第６図参照）。この
同じ基本方法は、隣接セル・モニタリングにも用いられ
る。しかし、他の搬送波に発生するはるかに少ない周波
数ピークに対処するため、各搬送波はマルチ・フレーム
期間中に３回だけサンプリングされ、フィルタ係数（50
4,505,513）はこの低速AGC制御用に調整しなければなら
ない（例えば、IIRフィルタ513は、追尾用の32サンプル
ではなく、モニタ用に８サンプルで平均化し、そのため
モニタ用としての応答速度が高くなる）。同様に、飽和
上限（508）は6dB〜15dBの追尾用の値から引き上げられ
る。これは、信号が前回の電力レベルになる可能性が少
ないためである。
要するに、レシーバにおける自動利得制御方法が提供
された。この方法は、あるダイナミック・レンジ内で、
所望の信号と被受信信号との間の電力差を求める段階
と、レシーバの利得特性によって調整された電力差に応
答して、信号の開ループ利得制御を行ない、飽和と雑音
とを低減するため信号をダイナミック・レンジ内に収め
る段階とによって構成される。
された。この方法は、あるダイナミック・レンジ内で、
所望の信号と被受信信号との間の電力差を求める段階
と、レシーバの利得特性によって調整された電力差に応
答して、信号の開ループ利得制御を行ない、飽和と雑音
とを低減するため信号をダイナミック・レンジ内に収め
る段階とによって構成される。
本発明の好適な実施例について説明してきたが、本発
明の他の変形や修正も可能であることは当業者に明らか
である。例えば、本発明はTDMA陸上移動通信システムに
限定する必要はなく、AM,FMまたはTV信号を含む、デジ
タルおよびアナログ信号のAGCに適応することができ
る。
明の他の変形や修正も可能であることは当業者に明らか
である。例えば、本発明はTDMA陸上移動通信システムに
限定する必要はなく、AM,FMまたはTV信号を含む、デジ
タルおよびアナログ信号のAGCに適応することができ
る。
これらおよび他の変形例および適応例は、添付のクレ
ームの範囲内にあるものとする。
ームの範囲内にあるものとする。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特公 昭57−52741（ＪＰ，Ｂ２) 米国特許4227256（ＵＳ，Ａ) 米国特許4546326（ＵＳ，Ａ) 米国特許4696027（ＵＳ，Ａ)
Claims (8)
- 【請求項１】公知の利得制御特性を有する利得制御段を
備え不連続信号を受信するレシーバにおける、自動利得
制御方法であって： 以前のデジタル／アナログ変換器設定値により設定され
た従来利得を有する前記レシーバにおいて一つの所定タ
イムスロット中に受信された復調信号をデジタル化する
段階； 前記のデジタル化受信信号の電力レベルを決定する段
階； 前記の決定されたレベルを所望の参照レベルと比較する
ことにより誤差信号を計算する段階； ルックアップテーブルに記憶されたレシーバの以前の利
得制御特性と以前のデジタル／アナログ変換器設定値と
を用いて、特定の所定タイムスロット内において、前記
のデジタル化受信信号の強度のチャンネル電力評価値を
次回所定タイムスロットに先立って計算して、前記のデ
ジタル化したときのタイムスロットにおける第１チャン
ネル電力評価値を決定し、前記の計算された誤差信号を
前記の第１チャンネル電力評価値に加算し、結果として
の和を第１デジタルローパス・フィルタで濾波する段
階； 前記誤差信号を第２のデジタルローパス・フィルタに通
過させ、複数のタイムスロットを平均した平均誤差信号
を得る段階； 前記平均誤差信号を所定レンジと比較して、有効な電力
測定が可能か否かを決定する段階； 前記平均誤差信号が所定の第１マージンの上限よりも大
きい場合に、前記特定の所定タイムスロット中に次回所
定タイムスロットに先立ち、レシーバの前記利得を所定
量だけ粗く減少させる段階； 前記平均誤差信号が前記第１マージンの下限よりも小さ
い場合に、前記特定の所定タイムスロット中に次回所定
タイムスロットに先立ち、レシーバの前記利得を、所定
の第２マージンに実質的に等しい量だけ粗く増加させる
段階； 前記平均誤差前記第１マージンの上限より小さくかつ前
記第２マージンの下限より大きい場合に、前記特定の所
定タイムスロット中に次回所定タイムスロットに先立
ち、前記平均誤差信号を第３のデジタルローパスフィル
タで濾波し前記ルックアップテーブルを用いて決定した
量だけ、レシーバの前記利得を微調整して、所望のデジ
タル／アナログ変換器設定値（以前の利得設定値に前記
平均誤差信号を加算したものに対応する値）を得る段
階；ならびに 前記所望のデジタル／アナログ変換器設定値を記憶する
段階； から構成される自動利得制御方法。 - 【請求項２】信号がデジタル化され、かつ電力がこのデ
ジタル化されたサンプルから求められることを特徴とす
る請求項１記載の方法。 - 【請求項３】レシーバによって利得レベルに関する指示
が送信局に報告され、レシーバのダイナミック・レンジ
を有効利用する送信レベルを設定することを特徴とする
請求項１記載の方法。 - 【請求項４】セルラ型システムにおいて、レシーバによ
って利得レベルに関する指示が送信局に報告され、ハン
ドオフ判定を円滑に行なうことを特徴とする請求項１記
載の方法。 - 【請求項５】セルラ型システムにおいて、前記指示が所
定の閾値を越えた場合に、送信をハンドオフする段階を
さらに含んで構成されることを特徴とする請求項４記載
の方法。 - 【請求項６】別のチャンネルの信号レベルが推定され、
ハンドオフ判定を円滑に行なうことを特徴とする請求項
１記載の方法。 - 【請求項７】信号がTDM通信のタイムスロット内の不連
続信号であることを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項８】不連続性が中断した場合に、直前の利得レ
ベル付近で再開する段階をさらに含んで構成されること
を特徴とする請求項７記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US51590090A | 1990-04-27 | 1990-04-27 | |
| US515,900 | 1990-04-27 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04507182A JPH04507182A (ja) | 1992-12-10 |
| JP2586214B2 true JP2586214B2 (ja) | 1997-02-26 |
Family
ID=24053240
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3507876A Expired - Fee Related JP2586214B2 (ja) | 1990-04-27 | 1991-04-09 | デジタル自動利得制御 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0484476A4 (ja) |
| JP (1) | JP2586214B2 (ja) |
| KR (1) | KR950009559B1 (ja) |
| AU (1) | AU635134B2 (ja) |
| BR (1) | BR9105733A (ja) |
| CA (1) | CA2062776C (ja) |
| FI (1) | FI107089B (ja) |
| WO (1) | WO1991017606A1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5509030A (en) * | 1992-03-04 | 1996-04-16 | Alcatel Network Systems, Inc. | RF receiver AGC incorporating time domain equalizer circuity |
| JPH05327378A (ja) * | 1992-05-22 | 1993-12-10 | Toshiba Corp | 無線通信装置の自動利得制御回路 |
| DE4332161A1 (de) * | 1993-09-22 | 1995-03-23 | Thomson Brandt Gmbh | Hochfrequenzempfänger |
| DK0987851T3 (da) * | 1993-09-30 | 2003-09-08 | Conexant Systems Inc | Hjemmebase med flere antenner til digitale trådløse telefoner |
| JP3274055B2 (ja) * | 1996-01-29 | 2002-04-15 | 沖電気工業株式会社 | スペクトル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路 |
| CA2232754A1 (en) * | 1996-09-05 | 1998-03-12 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Gain control method and receiver |
| KR100595839B1 (ko) * | 1999-10-04 | 2006-07-05 | 에스케이 텔레콤주식회사 | 잡음신호를 이용한 이득 보상 장치 및 그 방법 |
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| DK163699C (da) * | 1986-02-11 | 1992-08-17 | Poul Richter Joergensen | Fremgangsmaade til automatisk forstaerkningsstyring af et signal samt et kredsloeb til udoevelse af fremgangsmaaden |
| IE64560B1 (en) * | 1988-11-30 | 1995-08-23 | Motorola Inc | Digital automatic gain control |
-
1991
- 1991-04-09 EP EP19910907940 patent/EP0484476A4/en not_active Withdrawn
- 1991-04-09 BR BR919105733A patent/BR9105733A/pt not_active Application Discontinuation
- 1991-04-09 WO PCT/US1991/002409 patent/WO1991017606A1/en active IP Right Grant
- 1991-04-09 KR KR1019910701981A patent/KR950009559B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1991-04-09 CA CA002062776A patent/CA2062776C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-04-09 JP JP3507876A patent/JP2586214B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1991-04-09 AU AU76895/91A patent/AU635134B2/en not_active Ceased
- 1991-12-27 FI FI916141A patent/FI107089B/fi active
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| CA2062776C (en) | 1996-06-04 |
| AU7689591A (en) | 1991-11-27 |
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