JP3274055B2 - スペクトル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路 - Google Patents
スペクトル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/109—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference by improving strong signal performance of the receiver when strong unwanted signals are present at the receiver input
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、強力な干渉信号が
存在しても受信機が飽和領域で動作することを防止でき
る、スペクトル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路に
関し、例えば、北米におけるＣＤＭＡセルラ携帯電話シ
ステムの受信機に適用し得るものである。
存在しても受信機が飽和領域で動作することを防止でき
る、スペクトル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路に
関し、例えば、北米におけるＣＤＭＡセルラ携帯電話シ
ステムの受信機に適用し得るものである。
【０００２】
【従来の技術】受信機に対して、希望信号より干渉信号
の電界強度が強く、しかも、希望信号と１以上の干渉信
号との周波数が一定の関係を有する場合には、相互変調
（ＩＭ；intermodulation）問題が発生し、受信感度が
劣化する。ＩＭ問題は、伝送回路の非線形性によって生
じるので、規格に規定されている干渉信号の電界強度ま
では受信機の各素子が線形性を確保しなければならな
い。
の電界強度が強く、しかも、希望信号と１以上の干渉信
号との周波数が一定の関係を有する場合には、相互変調
（ＩＭ；intermodulation）問題が発生し、受信感度が
劣化する。ＩＭ問題は、伝送回路の非線形性によって生
じるので、規格に規定されている干渉信号の電界強度ま
では受信機の各素子が線形性を確保しなければならな
い。
【０００３】しかしながら、規格に規定されている干渉
信号の電界強度まで受信機の各素子が線形性を確保して
も、ＩＭが問題となる伝送システムが存在する。例え
ば、スペクトル拡散方式を用いて既存のアナログセルラ
システムと共存する、北米におけるＣＤＭＡセルラ携帯
電話システムは、ＩＭ問題が生じ易いシステムである。
すなわち、既存のアナログセルラシステム（ＡＭＰＳ；
Advanced Mobile PhoneSystem）の伝送信号は、ＣＤＭ
Ａセルラ携帯電話システムで規定されている規格レベル
以上の干渉信号として、このＣＤＭＡセルラ携帯電話シ
ステムに干渉を与えることがある。
信号の電界強度まで受信機の各素子が線形性を確保して
も、ＩＭが問題となる伝送システムが存在する。例え
ば、スペクトル拡散方式を用いて既存のアナログセルラ
システムと共存する、北米におけるＣＤＭＡセルラ携帯
電話システムは、ＩＭ問題が生じ易いシステムである。
すなわち、既存のアナログセルラシステム（ＡＭＰＳ；
Advanced Mobile PhoneSystem）の伝送信号は、ＣＤＭ
Ａセルラ携帯電話システムで規定されている規格レベル
以上の干渉信号として、このＣＤＭＡセルラ携帯電話シ
ステムに干渉を与えることがある。
【０００４】図２は、ＡＭＰＳでの伝送信号（干渉信
号）の電界強度（縦軸）と、その時点でのＣＤＭＡセル
ラ携帯電話システムでの伝送信号（希望信号）の電界強
度（横軸）との散布図を示したものである。図２におけ
る直線は、規格（ＩＳ−９８ＣＤＭＡモードのＩＭ規
格）に規定されている干渉信号の電界強度を示してい
る。この図２から明らかなように、ＩＭ規格を満足しな
い伝送信号対（希望信号対干渉信号）が約２５％だけ存
在し、受信機がＩＭ規格を満足する限界まで線形性を確
保するように構成されていた場合、約２５％の確率で受
信妨害が生じる。
号）の電界強度（縦軸）と、その時点でのＣＤＭＡセル
ラ携帯電話システムでの伝送信号（希望信号）の電界強
度（横軸）との散布図を示したものである。図２におけ
る直線は、規格（ＩＳ−９８ＣＤＭＡモードのＩＭ規
格）に規定されている干渉信号の電界強度を示してい
る。この図２から明らかなように、ＩＭ規格を満足しな
い伝送信号対（希望信号対干渉信号）が約２５％だけ存
在し、受信機がＩＭ規格を満足する限界まで線形性を確
保するように構成されていた場合、約２５％の確率で受
信妨害が生じる。
【０００５】このような不都合を解決するために、従
来、受信機には飽和防止回路が設けられている。すなわ
ち、ＩＭ問題が発生する回路素子の飽和領域（非線形領
域）での動作を防止する回路が設けられている。
来、受信機には飽和防止回路が設けられている。すなわ
ち、ＩＭ問題が発生する回路素子の飽和領域（非線形領
域）での動作を防止する回路が設けられている。
【０００６】従来の飽和防止回路は、受信周波数帯域で
増幅動作する増幅器（ＬＮＡ；LowNoise Amplifier ）
と、中間周波数帯域で増幅動作する自動利得制御用の増
幅器（ＡＧＣ・ＡＭＰ）と、これら増幅器の利得を可変
させる利得調整信号LNA GAINADJ及びRX AGC ADJを形成
する回路部分とから構成されている。基本的には、ＬＮ
Ａの利得を通常の利得より小さくすることにより、後段
での飽和領域での動作を防止する。
増幅動作する増幅器（ＬＮＡ；LowNoise Amplifier ）
と、中間周波数帯域で増幅動作する自動利得制御用の増
幅器（ＡＧＣ・ＡＭＰ）と、これら増幅器の利得を可変
させる利得調整信号LNA GAINADJ及びRX AGC ADJを形成
する回路部分とから構成されている。基本的には、ＬＮ
Ａの利得を通常の利得より小さくすることにより、後段
での飽和領域での動作を防止する。
【０００７】これら利得調整信号LNA GAIN ADJ及びRX A
GC ADJは、受信電界強度信号RSSI INに基づいて形成さ
れるものである。図３は、受信電界強度信号RSSI IN に
基づいて利得調整信号LNA GAIN ADJ及びRX AGC ADJを形
成する構成を示している。
GC ADJは、受信電界強度信号RSSI INに基づいて形成さ
れるものである。図３は、受信電界強度信号RSSI IN に
基づいて利得調整信号LNA GAIN ADJ及びRX AGC ADJを形
成する構成を示している。
【０００８】アンテナ端子の受信平均電界強度に比例し
た受信電界強度信号（中間周波数帯域内の平均電力；中
間周波数に変換された信号の成分は主に希望信号成分で
あるので希望信号の電力にほぼ等しい）RSSI IN が検波
出力から形成されて、図３に示す飽和余裕の判定回路１
に与えられる。この判定回路１にはまた、第１及び第２
の閾値信号LNA RISE及びLNA FALLが与えられている。
た受信電界強度信号（中間周波数帯域内の平均電力；中
間周波数に変換された信号の成分は主に希望信号成分で
あるので希望信号の電力にほぼ等しい）RSSI IN が検波
出力から形成されて、図３に示す飽和余裕の判定回路１
に与えられる。この判定回路１にはまた、第１及び第２
の閾値信号LNA RISE及びLNA FALLが与えられている。
【０００９】判定回路１は、利得調整信号LNA GAIN ADJ
が標準利得を指示している“０”である場合において、
受信電界強度信号RSSI IN が、第１の閾値信号LNA RISE
より小さい状況からそれより大きい状況に変化すると、
図示しないＬＮＡに与える利得調整信号LNA GAIN ADJ
を、標準利得を指示する“０”から飽和防止用の利得を
指示する“１”に切り替えると共に、加算回路２に与え
る出力信号RSSI OUTを“０”から“LNA OFFSET”に切り
替える。
が標準利得を指示している“０”である場合において、
受信電界強度信号RSSI IN が、第１の閾値信号LNA RISE
より小さい状況からそれより大きい状況に変化すると、
図示しないＬＮＡに与える利得調整信号LNA GAIN ADJ
を、標準利得を指示する“０”から飽和防止用の利得を
指示する“１”に切り替えると共に、加算回路２に与え
る出力信号RSSI OUTを“０”から“LNA OFFSET”に切り
替える。
【００１０】また、判定回路１は、利得調整信号LNA GA
IN ADJが飽和防止用の利得を指示している“１”である
場合において、受信電界強度信号RSSI IN が第２の閾値
信号LNA FALLより大きい状況から小さい状況に変化する
と、図示しないＬＮＡに与える利得調整信号LNA GAIN A
DJを“１”から“０”に切り替えると共に、加算回路２
に与える出力信号RSSI OUTを“LNA OFFSET”から“０”
に切り替える。
IN ADJが飽和防止用の利得を指示している“１”である
場合において、受信電界強度信号RSSI IN が第２の閾値
信号LNA FALLより大きい状況から小さい状況に変化する
と、図示しないＬＮＡに与える利得調整信号LNA GAIN A
DJを“１”から“０”に切り替えると共に、加算回路２
に与える出力信号RSSI OUTを“LNA OFFSET”から“０”
に切り替える。
【００１１】加算回路２には、受信電界強度信号RSSI I
Nも入力されている。加算回路２は、判定回路１からの
出力信号RSSI OUTに基づいて、図示しないＬＮＡを標準
利得で増幅動作させているときには、受信電界強度信号
RSSI INをそのまま通過させてＤ／Ａコンバータ３に与
え、一方、図示しないＬＮＡを飽和防止用の利得で増幅
動作させているときには、受信電界強度信号RSSI INを
信号RSSI OUTの値“LNAOFFSET”だけ修正してＤ／Ａコ
ンバータ３に与える。このＤ／Ａコンバータ３によって
アナログ信号に変換された信号が、図示しない受信系の
ＡＧＣ・ＡＭＰへ、利得調整信号RX AGC ADJとして与え
られる。
Nも入力されている。加算回路２は、判定回路１からの
出力信号RSSI OUTに基づいて、図示しないＬＮＡを標準
利得で増幅動作させているときには、受信電界強度信号
RSSI INをそのまま通過させてＤ／Ａコンバータ３に与
え、一方、図示しないＬＮＡを飽和防止用の利得で増幅
動作させているときには、受信電界強度信号RSSI INを
信号RSSI OUTの値“LNAOFFSET”だけ修正してＤ／Ａコ
ンバータ３に与える。このＤ／Ａコンバータ３によって
アナログ信号に変換された信号が、図示しない受信系の
ＡＧＣ・ＡＭＰへ、利得調整信号RX AGC ADJとして与え
られる。
【００１２】なお、ＩＭ問題を考慮した直接の制御は、
受信周波数帯域で増幅動作するＬＮＡに対する利得制御
であるが、受信周波数帯域で増幅動作での利得を変更し
たことに伴い、中間周波数帯域で増幅動作するＡＧＣ・
ＡＭＰに対する利得調整も下記の理由により必要とな
り、そのため、判定回路１からの出力信号RSSI OUTを加
算回路２に与えるようにしている。
受信周波数帯域で増幅動作するＬＮＡに対する利得制御
であるが、受信周波数帯域で増幅動作での利得を変更し
たことに伴い、中間周波数帯域で増幅動作するＡＧＣ・
ＡＭＰに対する利得調整も下記の理由により必要とな
り、そのため、判定回路１からの出力信号RSSI OUTを加
算回路２に与えるようにしている。
【００１３】ＣＤＭＡセルラ携帯電話システムにおいて
は、加入者容量を最大にするため開ループ及び閉ループ
の送信電力制御が必要であり、開ループの送信電力制御
では、受信電界強度レベルRSSI INによって送信電力が
制御される。従って、ＬＮＡの利得を変更させても、受
信電界強度レベルRSSI INを一定に保つ必要があり、そ
のため、ＬＮＡの利得を変化させたときには、それに応
じて、受信検出のＡＧＣ・ＡＭＰの利得も変化させ、受
信電界強度レベルRSSI INを一定に保つようにしてい
る。
は、加入者容量を最大にするため開ループ及び閉ループ
の送信電力制御が必要であり、開ループの送信電力制御
では、受信電界強度レベルRSSI INによって送信電力が
制御される。従って、ＬＮＡの利得を変更させても、受
信電界強度レベルRSSI INを一定に保つ必要があり、そ
のため、ＬＮＡの利得を変化させたときには、それに応
じて、受信検出のＡＧＣ・ＡＭＰの利得も変化させ、受
信電界強度レベルRSSI INを一定に保つようにしてい
る。
【００１４】図４は、従来の飽和防止回路における飽和
防止機能の説明用の特性曲線図であり、横軸は、受信信
号（希望信号）の受信電界強度レベル（RSSI IN）であ
り、縦軸は、干渉信号の受信電界強度レベルである。
防止機能の説明用の特性曲線図であり、横軸は、受信信
号（希望信号）の受信電界強度レベル（RSSI IN）であ
り、縦軸は、干渉信号の受信電界強度レベルである。
【００１５】受信信号（希望信号）の受信電界強度レベ
ル（RSSI IN）が大きい状態においては（大きいか否か
の閾値はLNA RISE又はLNA FALLであり、変化履歴により
異なる）、ＬＮＡの利得を小さくしても検波により希望
信号を分離抽出でき、むしろＬＮＡの利得を小さくした
ことにより、干渉信号が減衰されてＩＭ問題を有効に回
避できる。すなわち、ＬＮＡによる干渉信号の減衰を考
えると、ＩＭ規格より大きいレベルにＩＭが問題となる
干渉信号の受信電界強度レベルの限界を設けたと等価に
できる。なお、図４における干渉信号レベルＩ２及びＩ
１の差Ｉ２−Ｉ１が、干渉信号に対するＬＮＡの利得変
更による減衰量を示しており、この量は上述した加算回
路２に与える値“LNA OFFSET”に相当している。
ル（RSSI IN）が大きい状態においては（大きいか否か
の閾値はLNA RISE又はLNA FALLであり、変化履歴により
異なる）、ＬＮＡの利得を小さくしても検波により希望
信号を分離抽出でき、むしろＬＮＡの利得を小さくした
ことにより、干渉信号が減衰されてＩＭ問題を有効に回
避できる。すなわち、ＬＮＡによる干渉信号の減衰を考
えると、ＩＭ規格より大きいレベルにＩＭが問題となる
干渉信号の受信電界強度レベルの限界を設けたと等価に
できる。なお、図４における干渉信号レベルＩ２及びＩ
１の差Ｉ２−Ｉ１が、干渉信号に対するＬＮＡの利得変
更による減衰量を示しており、この量は上述した加算回
路２に与える値“LNA OFFSET”に相当している。
【００１６】一方、受信信号（希望信号）の受信電界強
度レベル（RSSI IN）が小さい状態においては（小さい
か否かの閾値はLNA RISE又はLNA FALLであり、変化履歴
により異なる）、ＬＮＡの利得を小さくすると検波によ
り希望信号を分離抽出できない恐れがあるので（受信感
度が劣化するので）、ＬＮＡの利得を可変することは実
行しないこととし、ＩＭ規格だけを満足すれば良いこと
とした。
度レベル（RSSI IN）が小さい状態においては（小さい
か否かの閾値はLNA RISE又はLNA FALLであり、変化履歴
により異なる）、ＬＮＡの利得を小さくすると検波によ
り希望信号を分離抽出できない恐れがあるので（受信感
度が劣化するので）、ＬＮＡの利得を可変することは実
行しないこととし、ＩＭ規格だけを満足すれば良いこと
とした。
【００１７】ここで、ＬＮＡの利得を小さくさせるため
の受信電界強度レベル（RSSI IN）の閾値LNA RISEと、
ＬＮＡの利得を所定利得に復帰させるための受信電界強
度レベル（RSSI IN）の閾値LNA FALLとを異ならせるよ
うにしたのは、同一の閾値を用いた場合にはＬＮＡの利
得変化が発振してしまうので、これを防止するためであ
る。
の受信電界強度レベル（RSSI IN）の閾値LNA RISEと、
ＬＮＡの利得を所定利得に復帰させるための受信電界強
度レベル（RSSI IN）の閾値LNA FALLとを異ならせるよ
うにしたのは、同一の閾値を用いた場合にはＬＮＡの利
得変化が発振してしまうので、これを防止するためであ
る。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
飽和防止回路による飽和特性の改善方法（言い換えると
ＩＭ改善方法）は、単純に言えば、ＬＮＡ利得のステッ
プ変化方式であるので、以下のような課題を有するもの
であった。
飽和防止回路による飽和特性の改善方法（言い換えると
ＩＭ改善方法）は、単純に言えば、ＬＮＡ利得のステッ
プ変化方式であるので、以下のような課題を有するもの
であった。
【００１９】(1) 最適なＩＭ対策は、干渉信号の電界強
度に応じてＬＮＡの利得（又はその後段に設けられた減
衰器の減衰量）を制御するものである。すなわち、干渉
信号の電界強度が受信機規定ＩＭレベルより例えば１ｄ
Ｂだけ増加したとき、ＬＮＡの利得を１ｄＢだけ減少さ
せることが最適なＩＭ対策である。ＩＭ規格は余裕を持
って決められており、上述のように見た場合、最適な
（理想的な）ＩＭ改善曲線は図５に２点鎖線で示すよう
なものである。ここで、従来方法におけるステップ幅Ｉ
２−Ｉ１によっては、受信感度が劣化する領域Area1
と、ＩＭ改善が不十分な領域Area2 とが存在する。特
に、受信感度の劣化領域Area1 は問題が大きく、これを
小さくしようとしてステップ幅Ｉ２−Ｉ１を小さくした
場合には、受信信号の電界強度の広い範囲に渡ってＩＭ
改善が不十分になってしまう。
度に応じてＬＮＡの利得（又はその後段に設けられた減
衰器の減衰量）を制御するものである。すなわち、干渉
信号の電界強度が受信機規定ＩＭレベルより例えば１ｄ
Ｂだけ増加したとき、ＬＮＡの利得を１ｄＢだけ減少さ
せることが最適なＩＭ対策である。ＩＭ規格は余裕を持
って決められており、上述のように見た場合、最適な
（理想的な）ＩＭ改善曲線は図５に２点鎖線で示すよう
なものである。ここで、従来方法におけるステップ幅Ｉ
２−Ｉ１によっては、受信感度が劣化する領域Area1
と、ＩＭ改善が不十分な領域Area2 とが存在する。特
に、受信感度の劣化領域Area1 は問題が大きく、これを
小さくしようとしてステップ幅Ｉ２−Ｉ１を小さくした
場合には、受信信号の電界強度の広い範囲に渡ってＩＭ
改善が不十分になってしまう。
【００２０】(2) 携帯電話等の移動体通信ではフェージ
ングによる受信平均電界強度の変化が大きい。当然に、
希望信号（ＣＤＭＡセルラ携帯電話システムでの伝送信
号）だけでなく干渉信号（ＡＭＰＳでの伝送信号）につ
いてもフェージングが生じる。そのため、ＩＭ改善を実
行させるか否かを決定するための、受信信号の電界強度
レベルの閾値LNA RISE及びLNA FALLも高くしなければな
らない。これら閾値LNA RISE及びLNA FALLが大きくなる
ことはＩＭ改善を施す範囲（ステップ段階が高いレベル
範囲）が狭くなり、ＩＭ改善効果が小さくなってしま
う。
ングによる受信平均電界強度の変化が大きい。当然に、
希望信号（ＣＤＭＡセルラ携帯電話システムでの伝送信
号）だけでなく干渉信号（ＡＭＰＳでの伝送信号）につ
いてもフェージングが生じる。そのため、ＩＭ改善を実
行させるか否かを決定するための、受信信号の電界強度
レベルの閾値LNA RISE及びLNA FALLも高くしなければな
らない。これら閾値LNA RISE及びLNA FALLが大きくなる
ことはＩＭ改善を施す範囲（ステップ段階が高いレベル
範囲）が狭くなり、ＩＭ改善効果が小さくなってしま
う。
【００２１】そのため、より一段とＩＭ改善を達成でき
るスペクトル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路が求
められている。
るスペクトル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路が求
められている。
【００２２】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、本発明においては、受信周波数帯域での受信信号を
設定利得に応じて増幅させることにより、後段での飽和
領域での動作を禁止する可変利得手段を有する、スペク
トル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路において、希
望信号の受信強度を表す信号を得る受信強度形成手段
と、得られた受信強度信号に応じて上記可変利得手段へ
の第１の利得調整信号を形成するものであって、上記受
信強度信号が所定範囲内にあるときには、連続的又は段
階的に単調変化する入出力特性に従い、上記受信強度信
号が所定範囲外にあるときには固定利得を指示する、上
記第１の利得調整信号を形成する第１の利得調整信号形
成手段と、受信周波数帯域より低い周波数帯域にダウン
コンバートされた受信信号又は受信周波数帯域の受信信
号に対して自動利得制御動作を行なう自動利得制御手段
と、上記受信強度信号に応じて上記自動利得制御手段に
対する、上記可変利得手段による動作が自動利得制御動
作として機能することを考慮した第２の利得調整信号を
形成するものであって、上記受信強度信号が上記所定範
囲内にあるときには固定利得を指示すると共に、上記受
信強度信号が上記所定範囲外にあるときには、連続的若
しくは段階的に単調変化する利得を指示する上記第２の
利得調整信号を形成する第２の利得調整信号形成手段と
を有し、上記受信強度信号が上記所定範囲内にあるとき
に、上記可変利得手段と自動利得制御手段との合成利得
が、希望信号対干渉信号の許容直線に対して平行となる
相互変調改善特性を得るように、上記第１及び第２の利
得調整信号形成手段が上記第１及び第２の利得調整信号
を形成することを特徴とする。
め、本発明においては、受信周波数帯域での受信信号を
設定利得に応じて増幅させることにより、後段での飽和
領域での動作を禁止する可変利得手段を有する、スペク
トル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路において、希
望信号の受信強度を表す信号を得る受信強度形成手段
と、得られた受信強度信号に応じて上記可変利得手段へ
の第１の利得調整信号を形成するものであって、上記受
信強度信号が所定範囲内にあるときには、連続的又は段
階的に単調変化する入出力特性に従い、上記受信強度信
号が所定範囲外にあるときには固定利得を指示する、上
記第１の利得調整信号を形成する第１の利得調整信号形
成手段と、受信周波数帯域より低い周波数帯域にダウン
コンバートされた受信信号又は受信周波数帯域の受信信
号に対して自動利得制御動作を行なう自動利得制御手段
と、上記受信強度信号に応じて上記自動利得制御手段に
対する、上記可変利得手段による動作が自動利得制御動
作として機能することを考慮した第２の利得調整信号を
形成するものであって、上記受信強度信号が上記所定範
囲内にあるときには固定利得を指示すると共に、上記受
信強度信号が上記所定範囲外にあるときには、連続的若
しくは段階的に単調変化する利得を指示する上記第２の
利得調整信号を形成する第２の利得調整信号形成手段と
を有し、上記受信強度信号が上記所定範囲内にあるとき
に、上記可変利得手段と自動利得制御手段との合成利得
が、希望信号対干渉信号の許容直線に対して平行となる
相互変調改善特性を得るように、上記第１及び第２の利
得調整信号形成手段が上記第１及び第２の利得調整信号
を形成することを特徴とする。
【００２３】本発明の受信機の飽和防止回路において、
可変利得手段に対する利得を、受信強度信号が所定範囲
内にあるときには、連続的又は段階的に単調変化する入
出力特性に従って変化させることとし、その後段の自動
利得制御手段の利得をその範囲では固定とした。
可変利得手段に対する利得を、受信強度信号が所定範囲
内にあるときには、連続的又は段階的に単調変化する入
出力特性に従って変化させることとし、その後段の自動
利得制御手段の利得をその範囲では固定とした。
【００２４】これにより、可変利得手段の利得を可変さ
せ始める受信強度信号のレベルを小さくでき、小さな受
信強度信号のレベルからＩＭ改善し得ることが期待でき
る。また、受信強度信号が合成利得の調整範囲内にある
ときには、理想的なＩＭ改善効果を期待できる。可変利
得手段が可変し得る最小の利得（最大の減衰量）まで、
ＩＭ改善効果を期待できる。
せ始める受信強度信号のレベルを小さくでき、小さな受
信強度信号のレベルからＩＭ改善し得ることが期待でき
る。また、受信強度信号が合成利得の調整範囲内にある
ときには、理想的なＩＭ改善効果を期待できる。可変利
得手段が可変し得る最小の利得（最大の減衰量）まで、
ＩＭ改善効果を期待できる。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるスペクトル拡
散方式に従う受信機の飽和防止回路を、北米におけるＣ
ＤＭＡセルラ携帯電話システムの送受信機（移動局、基
地局は問わない）に適用した一実施形態を図面を参照し
ながら説明する。
散方式に従う受信機の飽和防止回路を、北米におけるＣ
ＤＭＡセルラ携帯電話システムの送受信機（移動局、基
地局は問わない）に適用した一実施形態を図面を参照し
ながら説明する。
【００２６】まず、図６を用いて、この実施形態の送受
信機における送信系及び受信系の基本的な処理構成を説
明する。なお、図６に示す構成は従来においても採用さ
れていた。
信機における送信系及び受信系の基本的な処理構成を説
明する。なお、図６に示す構成は従来においても採用さ
れていた。
【００２７】図６において、デジタル変調器２６として
直交変調器が用いられており、このデジタル変調器２６
に、図示しないデータ処理回路から、送信データ信号と
してＩ相データ信号TX I DATA 及びＱ相データ信号TX Q
DATA が与えられ、デジタル変調器２６は、中間周波数
発振器２０からの中間周波数の局部発振信号を、これら
直交データ信号TX I DATA 及びTX Q DATA に応じてデジ
タル変調する。デジタル変調信号（ＱＰＳＫ信号）は、
中間周波増幅器（ＩＦ・ＡＭＰ）２５において固定利得
で増幅された後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４を
介して不要成分が除去されて、送信系のＡＧＣ用のパワ
ーコントロール増幅器（ＰＣ・ＡＭＰ）２３に与えられ
る。
直交変調器が用いられており、このデジタル変調器２６
に、図示しないデータ処理回路から、送信データ信号と
してＩ相データ信号TX I DATA 及びＱ相データ信号TX Q
DATA が与えられ、デジタル変調器２６は、中間周波数
発振器２０からの中間周波数の局部発振信号を、これら
直交データ信号TX I DATA 及びTX Q DATA に応じてデジ
タル変調する。デジタル変調信号（ＱＰＳＫ信号）は、
中間周波増幅器（ＩＦ・ＡＭＰ）２５において固定利得
で増幅された後、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２４を
介して不要成分が除去されて、送信系のＡＧＣ用のパワ
ーコントロール増幅器（ＰＣ・ＡＭＰ）２３に与えられ
る。
【００２８】このパワーコントロール増幅器２３には、
後述する図７に示す構成部分から、利得調整信号TX AGC
ADJが与えられており、パワーコントロール増幅器２３
は、利得調整信号TX AGC ADJで定まる利得で入力された
デジタル変調信号を増幅し、バンドパスフィルタ／ミキ
サ（ＢＰＦ／ＭＩＸＥＲ）２２に与える。
後述する図７に示す構成部分から、利得調整信号TX AGC
ADJが与えられており、パワーコントロール増幅器２３
は、利得調整信号TX AGC ADJで定まる利得で入力された
デジタル変調信号を増幅し、バンドパスフィルタ／ミキ
サ（ＢＰＦ／ＭＩＸＥＲ）２２に与える。
【００２９】このバンドパスフィルタ／ミキサ２２に
は、伝送路周波数発振器１９からの伝送路周波数の局部
発振信号が与えられており、バンドパスフィルタ／ミキ
サ２２は、中間周波数帯のデジタル変調信号を伝送路周
波数帯にアップコンバートする。伝送路周波数帯にアッ
プコンバートされたデジタル変調信号（送信信号）は、
電力増幅器（ＰＡ）２１によって電力増幅された後、デ
ュプレクサ１８を介して送受共用アンテナ１１から空間
に放射される。
は、伝送路周波数発振器１９からの伝送路周波数の局部
発振信号が与えられており、バンドパスフィルタ／ミキ
サ２２は、中間周波数帯のデジタル変調信号を伝送路周
波数帯にアップコンバートする。伝送路周波数帯にアッ
プコンバートされたデジタル変調信号（送信信号）は、
電力増幅器（ＰＡ）２１によって電力増幅された後、デ
ュプレクサ１８を介して送受共用アンテナ１１から空間
に放射される。
【００３０】一方、送受共用アンテナ１１が捕捉した電
波は、デュプレクサ１８との協働によって電気信号（受
信信号）に変換された後、ＬＮＡ（Low Noise Amplifie
r）１２に与えられる。
波は、デュプレクサ１８との協働によって電気信号（受
信信号）に変換された後、ＬＮＡ（Low Noise Amplifie
r）１２に与えられる。
【００３１】このＬＮＡ１２には、後述する図１に示す
構成部分から利得調整信号LNA GAINADJが与えられてお
り、ＬＮＡ１２はこの利得調整信号LNA GAIN ADJが指示
する利得で受信信号を増幅してバンドパスフィルタ／ミ
キサ（ＢＰＦ／ＭＩＸＥＲ）１３に与える。なお、ＬＮ
Ａ１２の利得調整を通じて、後段での飽和領域での動作
が禁止されてＩＭ改善が実行される。
構成部分から利得調整信号LNA GAINADJが与えられてお
り、ＬＮＡ１２はこの利得調整信号LNA GAIN ADJが指示
する利得で受信信号を増幅してバンドパスフィルタ／ミ
キサ（ＢＰＦ／ＭＩＸＥＲ）１３に与える。なお、ＬＮ
Ａ１２の利得調整を通じて、後段での飽和領域での動作
が禁止されてＩＭ改善が実行される。
【００３２】バンドパスフィルタ／ミキサ１３には、伝
送路周波数発振器１９からの伝送路周波数の局部発振信
号が与えられており、バンドパスフィルタ／ミキサ１３
は、受信信号を中間周波数帯のデジタル変調信号にダウ
ンコンバートし、ＡＧＣ・ＡＭＰ１４に与える。
送路周波数発振器１９からの伝送路周波数の局部発振信
号が与えられており、バンドパスフィルタ／ミキサ１３
は、受信信号を中間周波数帯のデジタル変調信号にダウ
ンコンバートし、ＡＧＣ・ＡＭＰ１４に与える。
【００３３】このＡＧＣ・ＡＭＰ１４には、後述する図
１に示す構成部分から利得調整信号RX AGC ADJが与えら
れており、ＡＧＣ・ＡＭＰ１４はこの利得調整信号RX A
GC ADJが指示する利得で中間周波数帯に変換された受信
信号（ＱＰＳＫ信号）を増幅し、バンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）１５及び中間周波増幅器１６（ＩＦ・ＡＭ
Ｐ）を順次介してデジタル復調器１７に与える。
１に示す構成部分から利得調整信号RX AGC ADJが与えら
れており、ＡＧＣ・ＡＭＰ１４はこの利得調整信号RX A
GC ADJが指示する利得で中間周波数帯に変換された受信
信号（ＱＰＳＫ信号）を増幅し、バンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）１５及び中間周波増幅器１６（ＩＦ・ＡＭ
Ｐ）を順次介してデジタル復調器１７に与える。
【００３４】デジタル復調器１７は、中間周波数発振器
２０からの中間周波数の局部発振信号を用いて、入力さ
れたデジタル変調信号に対する直交検波を行ない、ベー
スバンド信号としてＩ相データ信号RX I DATA 及びＱ相
データ信号RX Q DATA を得て図示しないデータ処理回路
に与えられる。データ処理回路においては、スペクトル
逆拡散処理を実行した後、送信符号列を確定する。
２０からの中間周波数の局部発振信号を用いて、入力さ
れたデジタル変調信号に対する直交検波を行ない、ベー
スバンド信号としてＩ相データ信号RX I DATA 及びＱ相
データ信号RX Q DATA を得て図示しないデータ処理回路
に与えられる。データ処理回路においては、スペクトル
逆拡散処理を実行した後、送信符号列を確定する。
【００３５】上述したデジタル復調器１７から出力され
たＩ相データ信号RX I DATA 及びＱ相データ信号RX Q D
ATA は、希望信号の受信電界強度信号RSSI IN を形成す
るための図７に示す構成部分にも与えられる。なお、図
７に示す構成は従来においても採用されていた。
たＩ相データ信号RX I DATA 及びＱ相データ信号RX Q D
ATA は、希望信号の受信電界強度信号RSSI IN を形成す
るための図７に示す構成部分にも与えられる。なお、図
７に示す構成は従来においても採用されていた。
【００３６】図７において、Ｉ相データ信号RX I DATA
及びＱ相データ信号RX Q DATA は、総和回路３１に与え
られる。総和回路３１には、電力基準信号（受信ＡＧＣ
ループでの目標信号）POWER REFも与えられている。総
和回路３１からは、Ｉ相データ信号RX I DATA 及びＱ相
データ信号RX Q DATAの合成値と電力基準信号POWER REF
との差分信号が出力され、この差分信号がＡＧＣループ
フィルタに相当する積分回路３２で積分され、この積分
信号に対して、乗算回路３３において、ＡＧＣループ利
得に相当する利得信号GAIN CONSTANT が乗算されて、希
望信号についてのアンテナ１１の端子の受信平均電界強
度に比例した受信電界強度信号RSSI INが形成され、後
述する図１に示す回路部分に与えられる。
及びＱ相データ信号RX Q DATA は、総和回路３１に与え
られる。総和回路３１には、電力基準信号（受信ＡＧＣ
ループでの目標信号）POWER REFも与えられている。総
和回路３１からは、Ｉ相データ信号RX I DATA 及びＱ相
データ信号RX Q DATAの合成値と電力基準信号POWER REF
との差分信号が出力され、この差分信号がＡＧＣループ
フィルタに相当する積分回路３２で積分され、この積分
信号に対して、乗算回路３３において、ＡＧＣループ利
得に相当する利得信号GAIN CONSTANT が乗算されて、希
望信号についてのアンテナ１１の端子の受信平均電界強
度に比例した受信電界強度信号RSSI INが形成され、後
述する図１に示す回路部分に与えられる。
【００３７】なお、Ｉ相データ信号RX I DATA 及びＱ相
データ信号RX Q DATA は、直交検波後のベースバンド信
号であるので、これらより形成した受信電界強度信号RS
SI INは、干渉信号の影響（成分）がほとんどない、希
望信号についてのものになっている。
データ信号RX Q DATA は、直交検波後のベースバンド信
号であるので、これらより形成した受信電界強度信号RS
SI INは、干渉信号の影響（成分）がほとんどない、希
望信号についてのものになっている。
【００３８】また、受信電界強度信号RSSI INは、Ｄ／
Ａコンバータ３４によってＤ／Ａ変換されて、送信系の
ＡＧＣ用のパワーコントロール増幅器２３（図６参照）
に対する利得調整信号TX AGC ADJとして出力される。こ
れにより、送信系のＡＧＣの開ループが、受信電界強度
信号RSSI IN によって制御される。
Ａコンバータ３４によってＤ／Ａ変換されて、送信系の
ＡＧＣ用のパワーコントロール増幅器２３（図６参照）
に対する利得調整信号TX AGC ADJとして出力される。こ
れにより、送信系のＡＧＣの開ループが、受信電界強度
信号RSSI IN によって制御される。
【００３９】図１は、以上のような希望信号についての
受信電界強度信号RSSI IN に基づいて、上述したＬＮＡ
１２及びＡＧＣ・ＡＭＰ１４に与える利得調整信号LNA
GAINADJ及びRX AGC ADJを形成する回路部分を示してい
る。すなわち、従来についての図３に示した回路部分に
対応する、この実施形態における回路部分を示してい
る。
受信電界強度信号RSSI IN に基づいて、上述したＬＮＡ
１２及びＡＧＣ・ＡＭＰ１４に与える利得調整信号LNA
GAINADJ及びRX AGC ADJを形成する回路部分を示してい
る。すなわち、従来についての図３に示した回路部分に
対応する、この実施形態における回路部分を示してい
る。
【００４０】図１において、図７における乗算回路３３
から出力された受信電界強度信号RSSI INは、第１及び
第２のレベル変換回路４１及び４３に与えられる。ま
た、これら第１及び第２のレベル変換回路４１及び４３
には、後述するような値に選定されている第１及び第２
のレベル変換特性切替閾値RSSI TH1及びRSSI TH2（RSSI
TH1＜RSSI TH2）も与えられている。第１のレベル変換
回路４１及びＤ／Ａコンバータ４２は、ＡＧＣ・ＡＭＰ
１４に与える利得調整信号RX AGC ADJを形成するもので
あり、第２のレベル変換回路４３及びＤ／Ａコンバータ
４４は、ＬＮＡ１２に与える利得調整信号LNA GAIN ADJ
を形成するものである。
から出力された受信電界強度信号RSSI INは、第１及び
第２のレベル変換回路４１及び４３に与えられる。ま
た、これら第１及び第２のレベル変換回路４１及び４３
には、後述するような値に選定されている第１及び第２
のレベル変換特性切替閾値RSSI TH1及びRSSI TH2（RSSI
TH1＜RSSI TH2）も与えられている。第１のレベル変換
回路４１及びＤ／Ａコンバータ４２は、ＡＧＣ・ＡＭＰ
１４に与える利得調整信号RX AGC ADJを形成するもので
あり、第２のレベル変換回路４３及びＤ／Ａコンバータ
４４は、ＬＮＡ１２に与える利得調整信号LNA GAIN ADJ
を形成するものである。
【００４１】第１のレベル変換回路４１は、図１におけ
る当該回路を示す機能ブロック内に示したレベル変換を
実行するものである。すなわち、第１のレベル変換回路
４１は、受信電界強度信号RSSI IN が第１のレベル変換
特性切替閾値RSSI TH1より小さい場合には、受信電界強
度信号RSSI IN に等しい出力信号RSSI OUT1 （RSSI IN
：RSSI OUT1 ＝１：１）を出力し、受信電界強度信号R
SSI IN が第１のレベル変換特性切替閾値RSSI TH1以上
で第２のレベル変換特性切替閾値RSSI TH2より小さい場
合には、第１のレベル変換特性切替閾値RSSI TH1に等し
い出力信号RSSI OUT1 （RSSI TH1＝RSSI OUT1 ）を出力
し、受信電界強度信号RSSI IN が第２のレベル変換特性
切替閾値RSSI TH2以上の場合には、値RSSI IN −RSSI T
H1に等しい出力信号RSSI OUT1 （RSSI IN −RSSI TH1：
RSSI OUT1 ＝１：１）を出力する。
る当該回路を示す機能ブロック内に示したレベル変換を
実行するものである。すなわち、第１のレベル変換回路
４１は、受信電界強度信号RSSI IN が第１のレベル変換
特性切替閾値RSSI TH1より小さい場合には、受信電界強
度信号RSSI IN に等しい出力信号RSSI OUT1 （RSSI IN
：RSSI OUT1 ＝１：１）を出力し、受信電界強度信号R
SSI IN が第１のレベル変換特性切替閾値RSSI TH1以上
で第２のレベル変換特性切替閾値RSSI TH2より小さい場
合には、第１のレベル変換特性切替閾値RSSI TH1に等し
い出力信号RSSI OUT1 （RSSI TH1＝RSSI OUT1 ）を出力
し、受信電界強度信号RSSI IN が第２のレベル変換特性
切替閾値RSSI TH2以上の場合には、値RSSI IN −RSSI T
H1に等しい出力信号RSSI OUT1 （RSSI IN −RSSI TH1：
RSSI OUT1 ＝１：１）を出力する。
【００４２】以上のように、受信電界強度信号RSSI IN
が、RSSI IN ＜RSSI TH1のとき、及び、RSSI IN ≧RSSI
TH2のときに、受信電界強度信号RSSI IN と線形関係が
ある値をとり、RSSI TH1≦RSSI IN ＜RSSI TH2のときに
一定値をとる出力信号RSSI OUT１が出力され、これがＤ
／Ａコンバータ４２でアナログ信号に変換されて、ＡＧ
Ｃ・ＡＭＰ１４に対して利得調整信号RX AGC ADJとして
与えられる。
が、RSSI IN ＜RSSI TH1のとき、及び、RSSI IN ≧RSSI
TH2のときに、受信電界強度信号RSSI IN と線形関係が
ある値をとり、RSSI TH1≦RSSI IN ＜RSSI TH2のときに
一定値をとる出力信号RSSI OUT１が出力され、これがＤ
／Ａコンバータ４２でアナログ信号に変換されて、ＡＧ
Ｃ・ＡＭＰ１４に対して利得調整信号RX AGC ADJとして
与えられる。
【００４３】この実施形態におけるＡＧＣ・ＡＭＰ１４
は、利得を連続的に可変できるものが適用されており、
利得調整信号RX AGC ADJが大きいほど、大きな利得で増
幅を実行するようになされている。
は、利得を連続的に可変できるものが適用されており、
利得調整信号RX AGC ADJが大きいほど、大きな利得で増
幅を実行するようになされている。
【００４４】第２のレベル変換回路４３は、図１におけ
る当該回路を示す機能ブロック内に示したレベル変換を
実行するものである。すなわち、第２のレベル変換回路
４３は、受信電界強度信号RSSI IN が第１のレベル変換
特性切替閾値RSSI TH1より小さい場合には、値０の出力
信号RSSI OUT2 （RSSI OUT2 ＝０）を出力し、受信電界
強度信号RSSI IN が第１のレベル変換特性切替閾値RSSI
TH1以上で第２のレベル変換特性切替閾値RSSI TH2より
小さい場合には、値RSSI IN −RSSI TH1に等しい出力信
号RSSI OUT2 （RSSI IN −RSSI TH1＝RSSI OUT2 ）を出
力し、受信電界強度信号RSSI IN が第２のレベル変換特
性切替閾値RSSI TH2以上の場合には、値RSSI TH2に等し
い出力信号RSSI OUT2 （RSSI OUT2 ＝RSSI TH2）を出力
する。
る当該回路を示す機能ブロック内に示したレベル変換を
実行するものである。すなわち、第２のレベル変換回路
４３は、受信電界強度信号RSSI IN が第１のレベル変換
特性切替閾値RSSI TH1より小さい場合には、値０の出力
信号RSSI OUT2 （RSSI OUT2 ＝０）を出力し、受信電界
強度信号RSSI IN が第１のレベル変換特性切替閾値RSSI
TH1以上で第２のレベル変換特性切替閾値RSSI TH2より
小さい場合には、値RSSI IN −RSSI TH1に等しい出力信
号RSSI OUT2 （RSSI IN −RSSI TH1＝RSSI OUT2 ）を出
力し、受信電界強度信号RSSI IN が第２のレベル変換特
性切替閾値RSSI TH2以上の場合には、値RSSI TH2に等し
い出力信号RSSI OUT2 （RSSI OUT2 ＝RSSI TH2）を出力
する。
【００４５】以上のように、受信電界強度信号RSSI IN
が、RSSI IN ＜RSSI TH1のとき、及び、RSSI IN ≧RSSI
TH2のときに一定値をとり、RSSI TH1≦RSSI IN ＜RSSI
TH2のときに受信電界強度信号RSSI IN と線形関係があ
る出力信号RSSI OUT2 が第２のレベル変換回路４３から
出力され、これがＤ／Ａコンバータ４４でアナログ信号
に変換されて、ＬＮＡ１２に対して利得調整信号LNA GA
IN ADJとして与えられる。
が、RSSI IN ＜RSSI TH1のとき、及び、RSSI IN ≧RSSI
TH2のときに一定値をとり、RSSI TH1≦RSSI IN ＜RSSI
TH2のときに受信電界強度信号RSSI IN と線形関係があ
る出力信号RSSI OUT2 が第２のレベル変換回路４３から
出力され、これがＤ／Ａコンバータ４４でアナログ信号
に変換されて、ＬＮＡ１２に対して利得調整信号LNA GA
IN ADJとして与えられる。
【００４６】この実施形態におけるＬＮＡ１２は、利得
を連続的に可変できるものが適用されており、利得調整
信号LNA GAIN ADJが大きいほど、当該ＬＮＡ１２での増
幅量が小さくなるように（基準利得から見ると減衰量が
大きくなるように）なされている。
を連続的に可変できるものが適用されており、利得調整
信号LNA GAIN ADJが大きいほど、当該ＬＮＡ１２での増
幅量が小さくなるように（基準利得から見ると減衰量が
大きくなるように）なされている。
【００４７】以上のように、ＬＮＡ１２の利得を可変さ
せる受信電界強度信号RSSI IN の範囲ではＡＧＣ・ＡＭ
Ｐ１４の利得を一定にさせ、ＡＧＣ・ＡＭＰ１４の利得
を可変させる受信電界強度信号RSSI IN の範囲ではＬＮ
Ａ１２が利得を一定にさせるようになされている。すな
わち、ＡＧＣ・ＡＭＰ１４がＡＧＣ機能を担っていない
ときにはＬＮＡ１２がＡＧＣ機能を担い、受信電界強度
信号RSSI IN のダイナミックレンジの全域に渡ってＡＧ
Ｃループを有効に機能させている。従って、ＬＮＡ１２
の利得が制御された場合でも制御されない場合でもＡＧ
Ｃループ機能により、受信電界強度信号RSSI IN が一定
化し、Ｄ／Ａコンバータ３４から出力される送信系のＡ
ＧＣ開ループ用の利得調整信号TX AGC ADJも一定にな
り、開ループ送信電力制御が安定に実行される。
せる受信電界強度信号RSSI IN の範囲ではＡＧＣ・ＡＭ
Ｐ１４の利得を一定にさせ、ＡＧＣ・ＡＭＰ１４の利得
を可変させる受信電界強度信号RSSI IN の範囲ではＬＮ
Ａ１２が利得を一定にさせるようになされている。すな
わち、ＡＧＣ・ＡＭＰ１４がＡＧＣ機能を担っていない
ときにはＬＮＡ１２がＡＧＣ機能を担い、受信電界強度
信号RSSI IN のダイナミックレンジの全域に渡ってＡＧ
Ｃループを有効に機能させている。従って、ＬＮＡ１２
の利得が制御された場合でも制御されない場合でもＡＧ
Ｃループ機能により、受信電界強度信号RSSI IN が一定
化し、Ｄ／Ａコンバータ３４から出力される送信系のＡ
ＧＣ開ループ用の利得調整信号TX AGC ADJも一定にな
り、開ループ送信電力制御が安定に実行される。
【００４８】図８は、この実施形態の飽和防止回路にお
ける飽和防止機能の説明用の特性曲線図であり、横軸
は、受信信号（希望信号）の受信電界強度レベル（RSSI
IN）であり、縦軸は、干渉信号の受信電界強度レベル
である。
ける飽和防止機能の説明用の特性曲線図であり、横軸
は、受信信号（希望信号）の受信電界強度レベル（RSSI
IN）であり、縦軸は、干渉信号の受信電界強度レベル
である。
【００４９】受信電界強度信号RSSI IN が第１のレベル
変換特性切替閾値RSSI TH1以上で第２のレベル変換特性
切替閾値RSSI TH2より小さい場合には、ＬＮＡ１２の利
得を制御してＬＮＡ１２による増幅率を通常の増幅率よ
り小さくするので、干渉信号の電界強度が強いときにも
ＬＮＡ１２からの出力レベルは抑圧され、受信系の飽和
を防止することができる。すなわち、ＩＭ特性を改善す
ることができる。
変換特性切替閾値RSSI TH1以上で第２のレベル変換特性
切替閾値RSSI TH2より小さい場合には、ＬＮＡ１２の利
得を制御してＬＮＡ１２による増幅率を通常の増幅率よ
り小さくするので、干渉信号の電界強度が強いときにも
ＬＮＡ１２からの出力レベルは抑圧され、受信系の飽和
を防止することができる。すなわち、ＩＭ特性を改善す
ることができる。
【００５０】ここで、第１のレベル変換特性切替閾値RS
SI TH1は、従来方式と同様に、フェージング環境下での
ＩＭ対策回路の動作開始点を設定するものである。しか
し、この実施形態の場合、ＬＮＡ１２に対する利得制御
はステップ的ではなく、連続的であるため、この第１の
レベル変換特性切替閾値RSSI TH1を従来の閾値LNA FALL
やLNA RISEより小さく設定できる。
SI TH1は、従来方式と同様に、フェージング環境下での
ＩＭ対策回路の動作開始点を設定するものである。しか
し、この実施形態の場合、ＬＮＡ１２に対する利得制御
はステップ的ではなく、連続的であるため、この第１の
レベル変換特性切替閾値RSSI TH1を従来の閾値LNA FALL
やLNA RISEより小さく設定できる。
【００５１】また、第２のレベル変換特性切替閾値RSSI
TH2は、ＬＮＡ１２の利得可変範囲の下限利得によって
定められるものである。そのため、ＬＮＡ１２の利得可
変範囲が大きければその閾値RSSI TH2を高く設定できて
ＩＭの改善効果も大きい。例えば、希望信号と干渉信号
の受信電界強度との関係が上述した図２に示すような場
合、受信電界強度信号RSSI IN が第２のレベル変換特性
切替閾値RSSI TH2であるときのＬＮＡ１２の減衰量とし
ては３０ｄＢ程度必要である。
TH2は、ＬＮＡ１２の利得可変範囲の下限利得によって
定められるものである。そのため、ＬＮＡ１２の利得可
変範囲が大きければその閾値RSSI TH2を高く設定できて
ＩＭの改善効果も大きい。例えば、希望信号と干渉信号
の受信電界強度との関係が上述した図２に示すような場
合、受信電界強度信号RSSI IN が第２のレベル変換特性
切替閾値RSSI TH2であるときのＬＮＡ１２の減衰量とし
ては３０ｄＢ程度必要である。
【００５２】上記実施形態の飽和防止回路によれば、上
述した入出力特性を有するレベル変換回路４１及び４３
を用いて、ＬＮＡ１２及びＡＧＣ・ＡＭＰ１４に対する
利得調整信号LNA GAIN ADJ及びRX AGC ADJを形成するよ
うにしたので、以下のような効果を得ることができる。
述した入出力特性を有するレベル変換回路４１及び４３
を用いて、ＬＮＡ１２及びＡＧＣ・ＡＭＰ１４に対する
利得調整信号LNA GAIN ADJ及びRX AGC ADJを形成するよ
うにしたので、以下のような効果を得ることができる。
【００５３】(1) レベル変換回路４１及び４３で出力信
号が変化する受信電界強度信号RSSIINの範囲を切替え、
ＬＮＡ１２に対する利得が変化しても受信電界強度信号
RSSI IN が変化しないようにしたので、従来のように、
受信電界強度信号RSSI INの上昇時と下降時とでＬＮＡ
に対する利得の切替え用閾値を変更させるヒステリアス
特性を設ける必要がない。言い換えると、レベル変換回
路４１及び４３を簡単に構成することができる。
号が変化する受信電界強度信号RSSIINの範囲を切替え、
ＬＮＡ１２に対する利得が変化しても受信電界強度信号
RSSI IN が変化しないようにしたので、従来のように、
受信電界強度信号RSSI INの上昇時と下降時とでＬＮＡ
に対する利得の切替え用閾値を変更させるヒステリアス
特性を設ける必要がない。言い換えると、レベル変換回
路４１及び４３を簡単に構成することができる。
【００５４】(2) レベル変換回路４１及び４３におい
て、受信電界強度信号RSSI INに応じて出力信号レベル
を変化させる範囲を相補的にし、受信ＡＧＣ機能と受信
飽和防止機能とを両立させ、ＬＮＡ１２の利得変化を問
わずに、受信電界強度信号RSSIIN を一定化させて、送
信系の開ループ電力制御を有効に機能させるようにして
いる。すなわち、この実施形態においても、受信電界強
度信号RSSI INに応じて、送信系の開ループ電力制御を
安定に機能させることができる。
て、受信電界強度信号RSSI INに応じて出力信号レベル
を変化させる範囲を相補的にし、受信ＡＧＣ機能と受信
飽和防止機能とを両立させ、ＬＮＡ１２の利得変化を問
わずに、受信電界強度信号RSSIIN を一定化させて、送
信系の開ループ電力制御を有効に機能させるようにして
いる。すなわち、この実施形態においても、受信電界強
度信号RSSI INに応じて、送信系の開ループ電力制御を
安定に機能させることができる。
【００５５】(3) 希望信号と干渉信号のフェージングに
よる振幅変化（同一周波数帯域のため、両者の変化は同
じと考えられる）に対して、ＬＮＡが減衰することは、
従来のステップ制御方式においては、受信電界強度信号
RSSI IN が小さい範囲ではその減衰動作によって受信感
度が劣化するので好ましいことではない。しかし、この
実施形態の場合、ＬＮＡ１２に対する利得制御が連続的
な制御であり、受信電界強度信号RSSI IN が小さいほど
ＬＮＡ１２における減衰量も小さく、受信電界強度信号
RSSI IN の小さいレベルでＩＭ改善を開始させてもその
際のＬＮＡ１２における減衰量は小さく、フェージング
を考慮したとしても受信感度の劣化はほとんど生じな
い。すなわち、ＩＭ改善機能を発揮させる受信電界強度
信号RSSI IN の最小レベルを従来より小さくすることが
できる。
よる振幅変化（同一周波数帯域のため、両者の変化は同
じと考えられる）に対して、ＬＮＡが減衰することは、
従来のステップ制御方式においては、受信電界強度信号
RSSI IN が小さい範囲ではその減衰動作によって受信感
度が劣化するので好ましいことではない。しかし、この
実施形態の場合、ＬＮＡ１２に対する利得制御が連続的
な制御であり、受信電界強度信号RSSI IN が小さいほど
ＬＮＡ１２における減衰量も小さく、受信電界強度信号
RSSI IN の小さいレベルでＩＭ改善を開始させてもその
際のＬＮＡ１２における減衰量は小さく、フェージング
を考慮したとしても受信感度の劣化はほとんど生じな
い。すなわち、ＩＭ改善機能を発揮させる受信電界強度
信号RSSI IN の最小レベルを従来より小さくすることが
できる。
【００５６】(4) この実施形態によれば、ＬＮＡ１２に
対する利得制御を連続的に行なうと共に、その際でのＡ
ＧＣ・ＡＭＰ１４に対する利得を固定化したので、図８
に示すように、ＬＮＡ１２に対する利得制御範囲では理
想的なＩＭ改善特性曲線にほぼ等しいＩＭ改善を実行で
きる。すなわち、ＩＭについての規格以上のレベルの干
渉信号があってもＩＭ問題が生じないようにＬＮＡの利
得を制御した場合において、従来において生じていた図
５におけるＩＭ問題が生じる領域Area1がこの実施形態
においては発生することはない。
対する利得制御を連続的に行なうと共に、その際でのＡ
ＧＣ・ＡＭＰ１４に対する利得を固定化したので、図８
に示すように、ＬＮＡ１２に対する利得制御範囲では理
想的なＩＭ改善特性曲線にほぼ等しいＩＭ改善を実行で
きる。すなわち、ＩＭについての規格以上のレベルの干
渉信号があってもＩＭ問題が生じないようにＬＮＡの利
得を制御した場合において、従来において生じていた図
５におけるＩＭ問題が生じる領域Area1がこの実施形態
においては発生することはない。
【００５７】(5) このような理想的なＩＭ改善特性曲線
にほぼ等しいＩＭ改善を実行できる受信電界強度信号RS
SI IN の範囲の上限は、ＬＮＡ１２の利得可変範囲の限
界で定まり、かなり大きくすることができる。すなわ
ち、従来における図５の上方での領域Area2の範囲を、
この実施形態ではそれより格段的に小さい範囲とするこ
とができ、ＩＭ改善機能を受信電界強度信号RSSI IN の
広い範囲に渡って効率的に発揮させることができる。
にほぼ等しいＩＭ改善を実行できる受信電界強度信号RS
SI IN の範囲の上限は、ＬＮＡ１２の利得可変範囲の限
界で定まり、かなり大きくすることができる。すなわ
ち、従来における図５の上方での領域Area2の範囲を、
この実施形態ではそれより格段的に小さい範囲とするこ
とができ、ＩＭ改善機能を受信電界強度信号RSSI IN の
広い範囲に渡って効率的に発揮させることができる。
【００５８】なお、上記実施形態においては、受信周波
数帯域での利得可変手段がＬＮＡであるものを示した
が、他の回路要素であっても良いことは勿論である。例
えば、ＬＮＡ１２及びバンドパスフィルタ／ミキサ１３
間に可変減衰器を設けて利得を変化させるようにしても
良く、また、バンドパスフィルタ／ミキサ１３における
バンドパスフィルタ部分又はミキサ部分を制御して利得
を変化させるようにしても良い。ここで、利得可変手段
は、能動素子を含んで構成されたものであっても、受動
素子だけで構成されたものであっても良い。
数帯域での利得可変手段がＬＮＡであるものを示した
が、他の回路要素であっても良いことは勿論である。例
えば、ＬＮＡ１２及びバンドパスフィルタ／ミキサ１３
間に可変減衰器を設けて利得を変化させるようにしても
良く、また、バンドパスフィルタ／ミキサ１３における
バンドパスフィルタ部分又はミキサ部分を制御して利得
を変化させるようにしても良い。ここで、利得可変手段
は、能動素子を含んで構成されたものであっても、受動
素子だけで構成されたものであっても良い。
【００５９】また、上記実施形態においては、受信周波
数帯域での利得可変手段であるＬＮＡが連続的に利得を
可変させる受信電界強度範囲では、中間周波数帯域での
自動利得制御手段であるＡＧＣ・ＡＭＰに対する利得を
固定化し、ＬＮＡが利得を固定化させている受信電界強
度範囲ではＡＧＣ・ＡＭＰに対する利得を連続的に可変
させるものを示したが、ＬＮＡ及びＡＧＣ・ＡＭＰに対
する利得を共に連続的に可変させる受信電界強度範囲
（全範囲でも良い）を設けるようにしても良い。要は、
干渉信号のレベルが規格以上であっても受信機の飽和を
防止してＩＭ改善をできれば良く、双方の利得の連続し
た可変範囲が切り分けられている必要はない。
数帯域での利得可変手段であるＬＮＡが連続的に利得を
可変させる受信電界強度範囲では、中間周波数帯域での
自動利得制御手段であるＡＧＣ・ＡＭＰに対する利得を
固定化し、ＬＮＡが利得を固定化させている受信電界強
度範囲ではＡＧＣ・ＡＭＰに対する利得を連続的に可変
させるものを示したが、ＬＮＡ及びＡＧＣ・ＡＭＰに対
する利得を共に連続的に可変させる受信電界強度範囲
（全範囲でも良い）を設けるようにしても良い。要は、
干渉信号のレベルが規格以上であっても受信機の飽和を
防止してＩＭ改善をできれば良く、双方の利得の連続し
た可変範囲が切り分けられている必要はない。
【００６０】なお、利得の変化も、連続的である必要は
なく階段的であっても良い。また、ＬＮＡ１２に対する
利得変化と、ＡＧＣ・ＡＭＰ１４に対する利得変化と
が、一方が増えれば他方が減少するような関係であって
も良い。
なく階段的であっても良い。また、ＬＮＡ１２に対する
利得変化と、ＡＧＣ・ＡＭＰ１４に対する利得変化と
が、一方が増えれば他方が減少するような関係であって
も良い。
【００６１】さらに、上記実施形態においては、第１及
び第２のレベル変換回路４１及び４３としてデジタル入
出力構成のものを示したが、アナログ入出力構成のもの
であっても良い。ここで、第１及び第２のレベル変換回
路４１及び４３の内部構成は、図１に示した入出力特性
を達成できるものであればいかなるものであっても良
い。例えば、ＣＰＵを用いたソフトウェア演算によって
所望の入出力特性を得るようにしても良く、また、ＲＯ
Ｍ等を用いた変換テーブルによって所望の入出力特性を
得るようにしても良い（この場合、回路４１及び４３へ
の閾値信号の入力は不要とできる）。
び第２のレベル変換回路４１及び４３としてデジタル入
出力構成のものを示したが、アナログ入出力構成のもの
であっても良い。ここで、第１及び第２のレベル変換回
路４１及び４３の内部構成は、図１に示した入出力特性
を達成できるものであればいかなるものであっても良
い。例えば、ＣＰＵを用いたソフトウェア演算によって
所望の入出力特性を得るようにしても良く、また、ＲＯ
Ｍ等を用いた変換テーブルによって所望の入出力特性を
得るようにしても良い（この場合、回路４１及び４３へ
の閾値信号の入力は不要とできる）。
【００６２】さらにまた、上記実施形態においては、北
米におけるアメリカＣＤＭＡセルラ携帯電話システムの
送受信機に本発明を適用したものを示したが、干渉信号
レベルがかなり大きい他の通信システム（無線系に限定
されない）の受信機に本発明を適用できることは勿論で
ある。この場合において、送信機能を持たない装置であ
っても良く、送信機能を持ってるときでも受信電界強度
に応じた送信電力の制御を行なわないものであっても良
い。
米におけるアメリカＣＤＭＡセルラ携帯電話システムの
送受信機に本発明を適用したものを示したが、干渉信号
レベルがかなり大きい他の通信システム（無線系に限定
されない）の受信機に本発明を適用できることは勿論で
ある。この場合において、送信機能を持たない装置であ
っても良く、送信機能を持ってるときでも受信電界強度
に応じた送信電力の制御を行なわないものであっても良
い。
【００６３】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、従来よ
り一段とＩＭ改善を達成できるスペクトル拡散方式に従
う受信機の飽和防止回路を提供できる。
り一段とＩＭ改善を達成できるスペクトル拡散方式に従
う受信機の飽和防止回路を提供できる。
【図１】実施形態の飽和防止用の利得調整信号の形成回
路を示すブロック図である。
路を示すブロック図である。
【図２】希望信号と干渉信号との電界強度についての散
布図である。
布図である。
【図３】従来の飽和防止用の利得調整信号の形成回路を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図４】従来の飽和防止特性の説明図である。
【図５】従来の課題の説明図である。
【図６】実施形態の送受信回路を示すブロック図であ
る。
る。
【図７】実施形態の受信電界強度信号の形成構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図８】実施形態の飽和防止特性の説明図である。
１２…ＬＮＡ、１４…ＡＧＣ・ＡＭＰ、４１、４３…レ
ベル変換回路。
ベル変換回路。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03G 3/20 H04B 1/16 H04B 7/005 H04B 15/00 H04J 13/04
Claims (2)
- 【請求項１】 受信周波数帯域での受信信号を設定利得
に応じて増幅させることにより、後段での飽和領域での
動作を禁止する可変利得手段を有する、スペクトル拡散
方式に従う受信機の飽和防止回路において、 希望信号の受信強度を表す信号を得る受信強度形成手段
と、 得られた受信強度信号に応じて上記可変利得手段への第
１の利得調整信号を形成するものであって、上記受信強
度信号が所定範囲内にあるときには、連続的又は段階的
に単調変化する入出力特性に従い、上記受信強度信号が
所定範囲外にあるときには固定利得を指示する、上記第
１の利得調整信号を形成する第１の利得調整信号形成手
段と、受信周波数帯域より低い周波数帯域にダウンコンバート
された受信信号又は受信周波数帯域の受信信号に対して
自動利得制御動作を行なう自動利得制御手段と、 上記受信強度信号に応じて上記自動利得制御手段に対す
る、上記可変利得手段による動作が自動利得制御動作と
して機能することを考慮した第２の利得調整信号を形成
するものであって、上記受信強度信号が上記所定範囲内
にあるときには固定利得を指示すると共に、上記受信強
度信号が上記所定範囲外にあるときには、連続的若しく
は段階的に単調変化する利得を指示する上記第２の利得
調整信号を形成する第２の利得調整信号形成手段とを有
し、 上記受信強度信号が上記所定範囲内にあるときに、上記
可変利得手段と自動利得制御手段との合成利得が、希望
信号対干渉信号の許容直線に対して平行となる相互変調
改善特性を得るように、上記第１及び第２の利得調整信
号形成手段が上記第１及び第２の利得調整信号を形成す
る ことを特徴とする受信機の飽和防止回路。 - 【請求項２】 上記第１及び上記第２の利得調整信号形
成手段が、上記受信強度信号に応じて、出力する第１及
び第２の利得調整信号を変化させた場合でも、上記受信
強度形成手段から出力される上記受信強度信号のレベル
が同じであるように、上記第１及び上記第２の利得調整
信号形成手段が第１及び第２の利得調整信号を形成する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信機の飽和防止回
路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1244796A JP3274055B2 (ja) | 1996-01-29 | 1996-01-29 | スペクトル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路 |
| US08/774,784 US5862465A (en) | 1996-01-29 | 1996-12-30 | Hysteresis-free anti-saturation circuit |
| CA 2194535 CA2194535A1 (en) | 1996-01-29 | 1997-01-07 | Hysteresis-free anti-saturation circuit |
| KR1019970002276A KR970060719A (ko) | 1996-01-29 | 1997-01-27 | 수신기의 포화방지회로 |
| CN97101053A CN1092874C (zh) | 1996-01-29 | 1997-01-27 | 接收机的防饱和电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1244796A JP3274055B2 (ja) | 1996-01-29 | 1996-01-29 | スペクトル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09205332A JPH09205332A (ja) | 1997-08-05 |
| JP3274055B2 true JP3274055B2 (ja) | 2002-04-15 |
Family
ID=11805597
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1244796A Expired - Fee Related JP3274055B2 (ja) | 1996-01-29 | 1996-01-29 | スペクトル拡散方式に従う受信機の飽和防止回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5862465A (ja) |
| JP (1) | JP3274055B2 (ja) |
| KR (1) | KR970060719A (ja) |
| CN (1) | CN1092874C (ja) |
| CA (1) | CA2194535A1 (ja) |
Families Citing this family (78)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| KR100251560B1 (ko) * | 1996-10-29 | 2000-04-15 | 윤종용 | 부호분할 다중 접속방식 단말기의 외부 간섭신호 제거장치 |
| JP3203202B2 (ja) * | 1997-03-31 | 2001-08-27 | 三洋電機株式会社 | ラジオ受信機 |
| KR100222404B1 (ko) * | 1997-06-21 | 1999-10-01 | 윤종용 | 혼변조 왜곡 성분을 억압하는 수신장치 및 방법 |
| US6148048A (en) * | 1997-09-26 | 2000-11-14 | Cirrus Logic, Inc. | Receive path implementation for an intermediate frequency transceiver |
| US6531982B1 (en) | 1997-09-30 | 2003-03-11 | Sirf Technology, Inc. | Field unit for use in a GPS system |
| US6327471B1 (en) | 1998-02-19 | 2001-12-04 | Conexant Systems, Inc. | Method and an apparatus for positioning system assisted cellular radiotelephone handoff and dropoff |
| US6348744B1 (en) | 1998-04-14 | 2002-02-19 | Conexant Systems, Inc. | Integrated power management module |
| US7242912B2 (en) * | 1998-05-29 | 2007-07-10 | Silicon Laboratories Inc. | Partitioning of radio-frequency apparatus |
| US6970717B2 (en) | 2001-01-12 | 2005-11-29 | Silicon Laboratories Inc. | Digital architecture for radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7035607B2 (en) * | 1998-05-29 | 2006-04-25 | Silicon Laboratories Inc. | Systems and methods for providing an adjustable reference signal to RF circuitry |
| US7024221B2 (en) * | 2001-01-12 | 2006-04-04 | Silicon Laboratories Inc. | Notch filter for DC offset reduction in radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7092675B2 (en) * | 1998-05-29 | 2006-08-15 | Silicon Laboratories | Apparatus and methods for generating radio frequencies in communication circuitry using multiple control signals |
| US6804497B2 (en) | 2001-01-12 | 2004-10-12 | Silicon Laboratories, Inc. | Partitioned radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7228109B2 (en) * | 2001-01-12 | 2007-06-05 | Silicon Laboratories Inc. | DC offset reduction in radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7221921B2 (en) * | 1998-05-29 | 2007-05-22 | Silicon Laboratories | Partitioning of radio-frequency apparatus |
| US6272327B1 (en) * | 1998-06-18 | 2001-08-07 | Lucent Technologies Inc. | High power wireless telephone with over-voltage protection |
| US6107878A (en) * | 1998-08-06 | 2000-08-22 | Qualcomm Incorporated | Automatic gain control circuit for controlling multiple variable gain amplifier stages while estimating received signal power |
| US7545854B1 (en) | 1998-09-01 | 2009-06-09 | Sirf Technology, Inc. | Doppler corrected spread spectrum matched filter |
| US7711038B1 (en) | 1998-09-01 | 2010-05-04 | Sirf Technology, Inc. | System and method for despreading in a spread spectrum matched filter |
| US6445732B1 (en) * | 1998-09-23 | 2002-09-03 | Conexant Systems, Inc. | Dynamic range reduction circuitry for a digital communications receiver |
| US6693953B2 (en) | 1998-09-30 | 2004-02-17 | Skyworks Solutions, Inc. | Adaptive wireless communication receiver |
| US6448925B1 (en) | 1999-02-04 | 2002-09-10 | Conexant Systems, Inc. | Jamming detection and blanking for GPS receivers |
| US6606349B1 (en) * | 1999-02-04 | 2003-08-12 | Sirf Technology, Inc. | Spread spectrum receiver performance improvement |
| US6577271B1 (en) | 1999-03-30 | 2003-06-10 | Sirf Technology, Inc | Signal detector employing coherent integration |
| US6304216B1 (en) | 1999-03-30 | 2001-10-16 | Conexant Systems, Inc. | Signal detector employing correlation analysis of non-uniform and disjoint sample segments |
| US6351486B1 (en) | 1999-05-25 | 2002-02-26 | Conexant Systems, Inc. | Accelerated selection of a base station in a wireless communication system |
| US6614806B1 (en) * | 2000-01-06 | 2003-09-02 | Motorola Inc. | Method and apparatus for interfering receiver signal overload protection |
| JP3519338B2 (ja) * | 2000-03-24 | 2004-04-12 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置及び利得制御方法 |
| US6788655B1 (en) | 2000-04-18 | 2004-09-07 | Sirf Technology, Inc. | Personal communications device with ratio counter |
| US6931055B1 (en) | 2000-04-18 | 2005-08-16 | Sirf Technology, Inc. | Signal detector employing a doppler phase correction system |
| US6952440B1 (en) | 2000-04-18 | 2005-10-04 | Sirf Technology, Inc. | Signal detector employing a Doppler phase correction system |
| US6714158B1 (en) | 2000-04-18 | 2004-03-30 | Sirf Technology, Inc. | Method and system for data detection in a global positioning system satellite receiver |
| US7885314B1 (en) | 2000-05-02 | 2011-02-08 | Kenneth Scott Walley | Cancellation system and method for a wireless positioning system |
| US6778136B2 (en) * | 2001-12-13 | 2004-08-17 | Sirf Technology, Inc. | Fast acquisition of GPS signal |
| US6903617B2 (en) | 2000-05-25 | 2005-06-07 | Silicon Laboratories Inc. | Method and apparatus for synthesizing high-frequency signals for wireless communications |
| DE10055103A1 (de) * | 2000-11-07 | 2002-05-08 | Daimler Chrysler Ag | Verfahren zum Betrieb eines Datennetzes |
| US6904273B2 (en) * | 2001-01-10 | 2005-06-07 | Hughes Electronics Corporation | Method and system for automatic gain control in a satellite communications system |
| US7158574B2 (en) * | 2001-01-12 | 2007-01-02 | Silicon Laboratories Inc. | Digital interface in radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7138858B2 (en) | 2001-01-12 | 2006-11-21 | Silicon Laboratories, Inc. | Apparatus and methods for output buffer circuitry with constant output power in radio-frequency circuitry |
| US7177610B2 (en) * | 2001-01-12 | 2007-02-13 | Silicon Laboratories Inc. | Calibrated low-noise current and voltage references and associated methods |
| US7035611B2 (en) * | 2001-01-12 | 2006-04-25 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus and method for front-end circuitry in radio-frequency apparatus |
| US20030232613A1 (en) * | 2001-01-12 | 2003-12-18 | Kerth Donald A. | Quadrature signal generation in radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7031683B2 (en) * | 2001-01-12 | 2006-04-18 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus and methods for calibrating signal-processing circuitry |
| US7054605B1 (en) * | 2001-01-16 | 2006-05-30 | Sequoia Communications Corporation | Variable-gain low noise amplifier to reduce linearity requirements on a radio receiver |
| US20020131514A1 (en) * | 2001-03-13 | 2002-09-19 | Ng Jason Wee Peng | Waveform diversity for communication using pulse decoding |
| US6831957B2 (en) * | 2001-03-14 | 2004-12-14 | Texas Instruments Incorporated | System and method of dual mode automatic gain control for a digital radio receiver |
| JP3565175B2 (ja) * | 2001-03-16 | 2004-09-15 | 株式会社村田製作所 | 無線通信機 |
| US7171170B2 (en) | 2001-07-23 | 2007-01-30 | Sequoia Communications | Envelope limiting for polar modulators |
| JP2003046353A (ja) * | 2001-07-27 | 2003-02-14 | Toshiba Corp | 受信装置 |
| US6873832B2 (en) * | 2001-09-28 | 2005-03-29 | Broadcom Corporation | Timing based LNA gain adjustment in an RF receiver to compensate for intermodulation interference |
| US6985703B2 (en) | 2001-10-04 | 2006-01-10 | Sequoia Corporation | Direct synthesis transmitter |
| KR100777511B1 (ko) * | 2001-12-28 | 2007-11-16 | 엘지노텔 주식회사 | 수신기 및 그의 제어방법 |
| US6961552B2 (en) * | 2002-03-25 | 2005-11-01 | Broadcom Corporation | LNA gain adjustment for intermodulation interference reduction |
| WO2003079699A1 (en) * | 2002-03-15 | 2003-09-25 | Silicon Laboratories Inc. | Radio-frequency apparatus and associated methods |
| US7489916B1 (en) | 2002-06-04 | 2009-02-10 | Sequoia Communications | Direct down-conversion mixer architecture |
| KR100925430B1 (ko) * | 2002-12-28 | 2009-11-06 | 엘지전자 주식회사 | Ｒｆ 스위치 |
| US7496338B1 (en) | 2003-12-29 | 2009-02-24 | Sequoia Communications | Multi-segment gain control system |
| US7609118B1 (en) | 2003-12-29 | 2009-10-27 | Sequoia Communications | Phase-locked loop calibration system |
| US20050209762A1 (en) * | 2004-03-18 | 2005-09-22 | Ford Global Technologies, Llc | Method and apparatus for controlling a vehicle using an object detection system and brake-steer |
| US7522017B1 (en) | 2004-04-21 | 2009-04-21 | Sequoia Communications | High-Q integrated RF filters |
| US7672648B1 (en) | 2004-06-26 | 2010-03-02 | Quintics Holdings | System for linear amplitude modulation |
| US7606544B2 (en) * | 2004-12-28 | 2009-10-20 | Microtune (Texas), L.P. | System for dynamic control of automatic gain control take-over-point and method of operation |
| US7650127B2 (en) * | 2005-01-10 | 2010-01-19 | Continental Automotive Systems Us, Inc. | Gain controlled external low noise amplifier |
| US7479815B1 (en) | 2005-03-01 | 2009-01-20 | Sequoia Communications | PLL with dual edge sensitivity |
| US7548122B1 (en) | 2005-03-01 | 2009-06-16 | Sequoia Communications | PLL with switched parameters |
| US7675379B1 (en) | 2005-03-05 | 2010-03-09 | Quintics Holdings | Linear wideband phase modulation system |
| US7595626B1 (en) | 2005-05-05 | 2009-09-29 | Sequoia Communications | System for matched and isolated references |
| US20070205200A1 (en) * | 2006-03-02 | 2007-09-06 | Brain Box Concepts | Soap bar holder and method of supporting a soap bar |
| JP4208088B2 (ja) | 2006-03-31 | 2009-01-14 | 国立大学法人東京工業大学 | 無線通信装置及び無線通信方法 |
| JP4688722B2 (ja) * | 2006-04-27 | 2011-05-25 | 京セラ株式会社 | 無線通信装置 |
| US7974374B2 (en) | 2006-05-16 | 2011-07-05 | Quintic Holdings | Multi-mode VCO for direct FM systems |
| US7679468B1 (en) | 2006-07-28 | 2010-03-16 | Quintic Holdings | KFM frequency tracking system using a digital correlator |
| US7522005B1 (en) | 2006-07-28 | 2009-04-21 | Sequoia Communications | KFM frequency tracking system using an analog correlator |
| US7894545B1 (en) | 2006-08-14 | 2011-02-22 | Quintic Holdings | Time alignment of polar transmitter |
| US7920033B1 (en) | 2006-09-28 | 2011-04-05 | Groe John B | Systems and methods for frequency modulation adjustment |
| TWI355856B (en) | 2006-12-14 | 2012-01-01 | Au Optronics Corp | Method and related apparatus of compensating color |
| JP6045296B2 (ja) * | 2012-10-25 | 2016-12-14 | 株式会社Ｎｔｔドコモ | Ｒｆフロントエンドモジュール |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59140727A (ja) * | 1983-01-31 | 1984-08-13 | Fujitsu Ltd | 周波数変換方式 |
| JPS6027234A (ja) * | 1983-07-22 | 1985-02-12 | Nec Corp | 受信機 |
| JPH0255428A (ja) * | 1988-08-20 | 1990-02-23 | Fujitsu Ltd | マイクロ波ａｇｃ回路 |
| US5036527A (en) * | 1990-02-05 | 1991-07-30 | Hayes Microcomputer Products, Inc. | Iterative automatic gain control for an analog front end of a modem |
| KR950009559B1 (ko) * | 1990-04-27 | 1995-08-24 | 모토로라 인코포레이티드 | 디지탈 자동 이득 제어 방법 및 그 장치 |
| JP3454882B2 (ja) * | 1992-12-25 | 2003-10-06 | 株式会社東芝 | 無線受信装置 |
| JPH0746148A (ja) * | 1993-07-29 | 1995-02-14 | Japan Radio Co Ltd | Ａｇｃ回路付受信機 |
| US5377231A (en) * | 1993-11-30 | 1994-12-27 | At&T Corp. | Automatic gain control circuit for a digital baseband line equalizer |
| JPH07176969A (ja) * | 1993-12-03 | 1995-07-14 | Nec Corp | 歪対策受信回路 |
| US5469115A (en) * | 1994-04-28 | 1995-11-21 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for automatic gain control in a digital receiver |
| JPH07336283A (ja) * | 1994-06-06 | 1995-12-22 | Oki Electric Ind Co Ltd | 線形受信機 |
| JP2885267B2 (ja) * | 1994-07-15 | 1999-04-19 | 日本電気株式会社 | デジタル変調信号受信機 |
-
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