JP4688722B2 - 無線通信装置 - Google Patents

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本発明は、双方向通信を行なう携帯電話端末や無線モジュール、あるいはLANカード等のカード端末などの無線通信装置、特に同時に送受信が可能な無線通信装置に関するものである。
近年、携帯電話端末等の無線通信装置においては、端末の小型化、高機能化に伴って、部品の小型化、高機能化が進んできている。このように、部品の小型化が進むと、それぞれの回路の距離が接近して、干渉する恐れがある。特に、CDMA方式等の送受信を同時に行なうような携帯電話端末においては、送信回路と受信回路とのアイソレーションが不十分となって、送信回路からの送信電力が受信回路へ回り込んで、受信回路の受信感度および対妨害波特性を劣化させる恐れがある。
このような問題を解決するものとして、例えば無線基地局との間で送信電力と受信電力との関係を一定に保つ電力制御が行われる携帯電話端末において、受信回路の初段に設けられるGa−As型FETを有する低雑音増幅器(LNA)のソース電流を、受信信号レベルが基準値より大きいときは第1ソース電流とし、受信信号レベルが基準値以下のときは第1ソース電流より大きい第2ソース電流とするように制御することにより、LNAの歪み特性を表す入力側3次インターセプトポイント(IIP3)を改善して、送信電力の受信回路への回り込みによる受信感度および対妨害波特性の劣化を防止するようにしたものが知られている(例えば、特許文献1参照)。
図9は、係る従来の携帯電話端末における受信回路部分の構成を示すものである。この携帯電話端末では、送信回路(Tx)からの送信電力が、送受信信号を分離するデュープレクサ(Dup)101を経てアンテナ(Ant)から送信され、アンテナでの受信信号が、デュープレクサ101を経て受信回路に供給されるようになっている。
受信回路に供給される受信信号は、入力整合回路102を経てGa−As型FETを有する低雑音増幅器103のゲート端子(G)に入力されて増幅され、そのドレイン端子(D)から得られる出力は、出力整合回路104およびバンドパスフィルタ(BPF)からなる受信フィルタ105を経てベースバンド部106に供給されて処理されるようになっている。
この携帯電話端末では、送信電力の受信回路への回り込みによる受信感度および対妨害波特性の劣化を防止するため、低雑音増幅器103のソース端子(S)に、抵抗R101と、この抵抗R101と協働してソース電流を制御するバイアス回路108を接続している。
バイアス回路108は、抵抗R101に並列に接続した、抵抗R102とFETスイッチ111との直列回路を有しており、FETスイッチ111は、そのゲート端子がFETスイッチ112を介して接地されて、ベースバンド部106からのIDLE信号に基づいて抵抗R103を介してオン・オフ制御され、FETスイッチ112は、ベースバンド部106からのLNA制御信号に基づいて抵抗R104を介してオン・オフ制御されるようになっている。なお、図9において、C101〜C105は、高周波成分のバイパスコンデンサを示している。
ここで、FETスイッチ111を制御するIDLE信号は、携帯電話端末の動作状態を表すもので、待ち受け受信状態ではLレベルとなり、送受信を行う通信状態ではHレベルとなる。また、FETスイッチ112を制御するLNA制御信号は、携帯電話端末に設けられた受信信号レベルと基準値とを比較する図示しないMSM(Mobil Station MODEM)での判定結果に基づいて、受信信号レベルが基準値よりも大きいとき(送信出力が所定電力よりも小さいとき)はHレベルとなり、受信信号レベルが基準値以下のとき(送信出力が所定電力以上のとき)はLレベルとなる。
すなわち、図9に示す受信回路においては、携帯電話端末が待ち受け受信状態にあるときや、通信状態にあって受信信号レベルが基準値よりも大きいときは、FETスイッチ111をオフ、FETスイッチ112をオンとして、低雑音増幅器103のソース電流を抵抗R101によって決まる比較的低い第1ソース電流として低消費電力化を図り、携帯電話端末が通信状態にあって、受信信号レベルが基準値以下のときは、FETスイッチ111をオン、FETスイッチ112をオフとして、抵抗R101に抵抗R102を並列接続して合成抵抗値を小さくすることにより、ソース電流を第1ソース電流よりも大きい第2ソース電流として、低雑音増幅器103のIIP3を改善して、送信電力の受信回路への回り込みによる受信感度および対妨害波特性の劣化を防止するようにしている。
特開2002−217774号公報
しかしながら、本発明者による実験検討によると、上記の特許文献1に開示された携帯電話端末にあっては、以下に説明するような改良すべき点があることが判明した。
すなわち、上記の携帯電話端末にあっては、ベースバンド部106からバイアス回路108を制御するため、ベースバンド部106にバイアス回路108の制御信号を出力する回路や制御ポートを設ける必要がある。また、バイアス回路108においては、抵抗R102を2個のFETスイッチ111,112を用いて選択するようにしているため、2個のFETスイッチ111,112に応じて、それらのゲート電流制限用の抵抗R103,R104や、バイパスコンデンサC104,C105を設ける必要がある。このため、追加部品が多くなって、コストアップを招くとともに、実装面積の増加による端末の大型化を招くことが懸念される。
また、回路基板には、ベースバンド部106からバイアス回路108に制御信号を供給するための制御ラインの配線パターンを形成する必要があるため、その配線パターンの引き回しによって、ベースバンド部106のノイズが低雑音増幅器103に回り込んで、受信感度を劣化させることが懸念される。
さらに、現在の受信信号レベルと基準値とを比較する処理が必要となるため、ソフトウェアに負担がかかることも懸念される。
また、消費電力の更なる低減を図るために、通信状態に応じてソース電流を多段階に切り替え制御しようとすると、同様の構成のバイアス回路108を切り替え段数に応じて設ける必要があるため、上記の問題は更に著しくなるとともに、多段のバイアス回路108を設ける分、消費電力が増加して初期の目的を充分達成できなくなる。
したがって、かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、少ない追加部品で、送信電力の回り込みによる受信感度および対妨害波特性の劣化を防止できるとともに、不所望なノイズの回り込みによる受信感度の劣化も防止できて無線性能を向上でき、低価格化、小型化および低消費電力化が図れる無線通信装置を提供することにある。
上記目的を達成する請求項1に係る発明は、電力増幅器を有する送信回路および低雑音増幅器を有する受信回路を備え、前記送信回路による送信動作および前記受信回路による受信動作を同時に実行する無線通信装置において、
前記電力増幅器の送信電力を検波する送信電力検波器と、
前記送信電力検波器の検波出力電圧に応じて前記低雑音増幅器の動作電流を連続的に可変制御する電流制御回路と、
を有することを特徴とするものである。
さらに、上記目的を達成する請求項2に係る発明は、電力増幅器を有する送信回路および低雑音増幅器を有する受信回路を備え、前記送信回路による送信動作および前記受信回路による受信動作を同時に実行する無線通信装置において、
前記電力増幅器に送信電力に応じて電源電圧を印加するDC/DCコンバータと、
前記DC/DCコンバータから前記電力増幅器に印加される電源電圧に応じて前記低雑音増幅器の動作電流を連続的に可変制御する電流制御回路と、
を有することを特徴とするものである。
本発明によれば、電力増幅器の送信電力の検波出力電圧、あるいはDC/DCコンバータから電力増幅器に印加される電源電圧を直接用いて、電流制御回路により受信回路の低雑音増幅器の動作電流を制御するので、電流制御回路を少ない部品点数で簡単に構成することができる。したがって、低価格化、小型化および低消費電力化が図れるとともに、送信電力の回り込みによる受信感度および対妨害波特性の劣化のみならず、不所望なノイズの回り込みによる受信感度の劣化も防止でき、無線性能を飛躍的に向上することができる。
なお、本明細書において、低雑音増幅器の動作電流とは、低雑音増幅器で使用される増幅素子がGa−As型FETや高電子移動度トランジスタ(HEMT)等のFET(電界効果型トランジスタ)からなる場合には、ソース電流を表し、NPN型やPNP型のバイポーラトランジスタからなる場合には、エミッタ電流を表すものである。
以下、本発明の実施の形態について、図を参照して説明する。
(第1実施の形態)
図1は、本発明の第1実施の形態に係る無線通信装置の要部の回路構成図である。この無線通信装置は、例えばCDMA方式の携帯電話端末のような送信動作と受信動作とを同時に実行可能なもので、ベースバンド部10で生成された送信信号は、送信回路において、バンドパスフィルタ(BPF)からなる送信フィルタ11を経て電力増幅器12で増幅された後、電力増幅器12の負荷を安定させるアイソレータ(Iso)13および送受信信号を分離するデュープレクサ(Dup)14を経てアンテナ(Ant)から送信されるようになっている。
なお、電力増幅器12の電源電圧は、バッテリ(Batt)電圧を入力電圧とするDC/DCコンバータ15から印加されるようになっており、このDC/DCコンバータ15の出力電圧すなわち電力増幅器12の電源電圧は、ベースバンド部10からの制御信号によって送信電力に応じて制御されるようになっている。
一方、アンテナで受信される受信信号は、デュープレクサ14を経て受信回路に供給され、入力整合回路16を経て低雑音増幅器17で増幅された後、出力整合回路18およびバンドパスフィルタ(BPF)からなる受信フィルタ19を経てベースバンド部10に供給されて処理されるようになっている。
本実施の形態では、低雑音増幅器17を、例えばGa−As型FETやHEMT等のFETからなる増幅素子を用いて構成し、その動作電流であるソース電流を、電力増幅器12の送信電力の検波出力電圧で直接制御する。
このため、低雑音増幅器17のソース端子(S)には、抵抗R1と、この抵抗R1と協働してソース電流を制御する電流制御回路20を接続する。また、電力増幅器12の出力端子には、送信電力検波器(DET)21を接続して電力増幅器12の送信電力を検波し、その検波出力電圧を電流制御回路20に入力する。
電流制御回路20には、抵抗R1と並列に接続されるように、ソース端子に抵抗R2の一端を接続して、この抵抗R2の他端をNPN型のトランジスタ25のコレクタ−エミッタ通路を経て接地し、このトランジスタ25のベース端子を、抵抗R3を経て送信電力検波器21の出力端子に接続する。なお、低雑音増幅器17のソース端子に接続されたC1〜C3は、高周波成分のバイパスコンデンサを示している。
ここで、電流制御回路20のトランジスタ25は、例えば図2に示すような、ベース電流対エミッタ(E)−コレクタ(C)間抵抗特性を有し、送信電力検波器21は、例えば図3に示すような、送信電力対検波出力電圧特性を有するものとする。
本実施の形態において、送信電力が+15〔dBm〕の場合には、送信電力検波器21の検波出力電圧は、図3から0.7〔V〕となる。ここで、トランジスタ25のE−B間電圧を0.5〔V〕、抵抗R3を10K〔Ω〕とすると、トランジスタ25のベース電流Ibは、
Ib=(0.7−0.5)/10K=0.02〔mA〕 ・・・(1)
となり、この時のE−C間抵抗Recは、図2から、
Rec=500〔Ω〕 ・・・(2)
となる。
低雑音増幅器17のソース抵抗をRsとすると、Rsは、
Rs=((Rec+R2)×R1)/((Rec+R2)+R1) ・・・(3)
で与えられるので、R2=250〔Ω〕とし、R1=500〔Ω〕とすると、送信電力が+15〔dBm〕の場合のソース抵抗Rsは、
Rs=((500+250)×500))/((500+250)+500))
= 300〔Ω〕 ・・・(4)
となる。
また、低雑音増幅器17のソース電圧をVsとすると、ソース電流Isは、
Is=Vs/Rs ・・・(5)
で与えられるので、Vs=2.5〔V〕とすると、送信電力が+15〔dBm〕の場合のソース電流Isは、
Is=2.5/300=0.00833〔A〕=8.33〔mA〕 ・・・(6)
に制御されることになる。
同様に、送信電力が+17.5〔dBm〕の場合には、
Ib=(0.9−0.5)/10K=0.04〔mA〕 ・・・(7)
となり、図2から、
Rec=100〔Ω〕 ・・・(8)
となり、(3)および(8)式から、
Rs=((100+250)×500))/((100+250)+500))
=205.9〔Ω〕 ・・・(9)
となる。したがって、この場合には、(5)および(9)式から、ソース電流Isは、
Is=2.5/205.9=0.0121〔A〕=12.1〔mA〕 ・・・(10)
に制御されることになる。
同様に、送信電力が+20.0〔dBm〕、+22.5〔dBm〕、+25.0〔dBm〕、+12.5〔dBm〕の場合には、
Is=13.8〔mA〕:送信電力20.0〔dBm〕 ・・・(11)
Is=14.3〔mA〕:送信電力22.5〔dBm〕 ・・・(12)
Is=14.4〔mA〕:送信電力25.0〔dBm〕 ・・・(13)
Is= 6.4〔mA〕:送信電力12.5〔dBm〕 ・・・(14)
にそれぞれ制御されることになる。
なお、送信電力が10.0〔dBm〕以下の場合は、検波出力電圧が0.5〔V〕以下で、トランジスタ25がオフ状態となるため、ソース抵抗Rsは、
Rs=R1 ・・・(15)
となる。したがって、このような場合には、
Is=2.5/500=0.005〔A〕=5.0〔mA〕 ・・・(16)
に制御されることになる。
図4は本実施の形態による送信電力に対する低雑音増幅器17のソース電流変化(実線)と図9に示した従来例による低雑音増幅器103のソース電流変化(一点鎖線)とを比較して示す図であり、図5は本実施の形態による低雑音増幅器17の歪特性(IIP3)の一例を示している。
図4および図5から明らかなように、本実施の形態によれば、低雑音増幅器17のソース電流を、電力増幅器12の送信電力に応じて連続的に可変して歪特性(IIP3)を改善することができるので、従来のように段階的に制御する場合と比較して、消費電流を効率良く削減することができる。
また、ベースバンド部10からの制御を必要としないとともに、電流制御回路20および送信電力検波器21も少ない部品で簡単に構成できるので、低価格化および小型化が図れるとともに、制御ラインの配線パターンの引き回しによるベースバンドノイズの低雑音増幅器17への回り込みも排除できて受信感度劣化を防ぐことができ、無線性能を飛躍的に向上することができる。さらに、現在の受信信号レベルや送信電力と閾値とを比較する処理も必要ないので、ソフトウェアの負荷を軽減することもできる。
(第2実施の形態)
図6は、本発明の第2実施の形態に係る無線通信装置の要部の回路構成図である。本実施の形態は、第1実施の形態において送信電力検波器21を省略し、電力増幅器12の電源電圧すなわちDC/DCコンバータ15の出力電圧を電流制御回路20に入力して、低雑音増幅器17のソース電流を制御するようにしたもので、その他の構成は第1実施の形態と同様である。
本実施の形態では、DC/DCコンバータ15を、ベースバンド部10からの制御信号によって、その出力電圧を電力増幅器12の送信電力に応じて、例えば図7に示すように、送信電力が高くなると、出力電圧も高くなるように3段階に制御し、その出力電圧を電力増幅器12に電源電圧として印加するとともに、電流制御回路20に供給する。また、R1=500〔Ω〕、R2=220〔Ω〕、R3=50K〔Ω〕とする。
本実施の形態によると、DC/DCコンバータ15の出力電圧が1.5〔V〕の時は、トランジスタ25のE−B間電圧を0.5〔V〕とすると、トランジスタ25のベース電流Ibは、
Ib=(1.5−0.5)/50K=0.02〔mA〕 ・・・(17)
となり、この時のE−C間抵抗Recは、図2から、
Rec=500〔Ω〕 ・・・(18)
となる。したがって、ソース抵抗Rsは、(3)および(18)式から、
Rs=((500+220)×500))/((500+220)+500))
=295〔Ω〕 ・・・(19)
となるので、ソース電流Isは、Vs=2.5〔V〕とすると、(5)および(19)式から、
Is=2.5/295=0.00847〔A〕=8.47〔mA〕 ・・・(20)
に制御されることになる。
同様に、DC/DCコンバータ15の出力電圧がバッテリ電圧の時は、バッテリ電圧を3.5〔V〕とすると、
Ib=(3.5−0.5)/50K=0.06〔mA〕 ・・・(21)
となり、図2から、
Rec=45〔Ω〕 ・・・(22)
となる。したがって、(3)および(22)式から、
Rs=((45+220)×500))/((45+220)+500))
=173.2〔Ω〕 ・・・(23)
となるので、ソース電流Isは、(5)および(23)式から、
Is=2.5/173.2=0.0144〔A〕=14.4〔mA〕 ・・・(24)
に制御されることになる。
なお、DC/DCコンバータ15の出力電圧が1.0〔V〕の時は、トランジスタ25のベース電流Ibが小さく、E−C間抵抗Recが高抵抗となるので、ソース抵抗Rsは、
Rs≒R1 ・・・(25)
となる。したがって、ソース電流Isは、
Is=2.5/500=0.005〔A〕=5.0〔mA〕 ・・・(26)
に制御されることになる。
図8は、本実施の形態による送信電力に対する低雑音増幅器17のソース電流変化(実線)と図9に示した従来例による低雑音増幅器103のソース電流変化(一点鎖線)とを比較して示す図である。
図8から明らかなように、本実施の形態によれば、DC/DCコンバータ15から電力増幅器12に印加される電源電圧を用いて低雑音増幅器17のソース電流を制御することで、電力増幅器12の送信電力に応じて低雑音増幅器17のソース電流を制御して歪特性(IIP3)を改善することができるので、第1実施の形態と同様の効果を得ることができる。
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、幾多の変形または変更が可能である。例えば、上記実施の形態では、低雑音増幅器17の増幅素子をFETとしたが、NPN型やPNP型のバイポーラトランジスタを用いる場合にも、本発明を有効に適用することができる。この場合には、動作電流として、バイポーラトランジスタのエミッタ電流を制御すればよい。
また、本発明はCDMA方式の携帯電話端末に限らず、同時に送受信が可能な無線モジュールや、カード端末などの携帯型の無線通信装置、あるいは基地局や中継局等の固定の無線通信装置に広く適用することができる。さらに、上記実施の形態では、送信回路と受信回路とでアンテナを共用して、デュープレクサ14により送信信号と受信信号とを分離するようにしたが、デュープレクサを用いることなく、送信用アンテナおよび受信用アンテナを設けて送信回路と受信回路とを独立させた無線通信装置にも、本発明を有効に適用することができる。
本発明の第1実施の形態に係る無線通信装置の要部の回路構成図である。 図1に示す電流制御回路のトランジスタのベース電流対エミッタ−コレクタ間抵抗特性を示す図である。 図1に示す送信電力検波器における送信電力対検波出力電圧特性を示す図である。 第1実施の形態によるソース電流変化と従来例によるソース電流変化とを比較して示す図である。 第1本実施の形態による低雑音増幅器の歪特性の一例を示す図である。 本発明の第2実施の形態に係る無線通信装置の要部の回路構成図である。 図6に示すDC/DCコンバータの出力電圧制御例を示す図である。 第2実施の形態によるソース電流変化と従来例によるソース電流変化とを比較して示す図である。 従来の携帯電話端末における受信回路部分の構成を示す図である。
符号の説明
10 ベースバンド部
11 送信フィルタ
12 電力増幅器
13 アイソレータ
14 デュープレクサ
15 DC/DCコンバータ
16 入力整合回路
17 低雑音増幅器
18 出力整合回路
19 受信フィルタ
20 電流制御回路
21 送信電力検波器
25 トランジスタ
R1,R2,R3 抵抗
C1,C2,C3 バイパスコンデンサ

Claims (2)

  1. 電力増幅器を有する送信回路および低雑音増幅器を有する受信回路を備え、前記送信回路による送信動作および前記受信回路による受信動作を同時に実行する無線通信装置において、
    前記電力増幅器の送信電力を検波する送信電力検波器と、
    前記送信電力検波器の検波出力電圧に応じて前記低雑音増幅器の動作電流を連続的に可変制御する電流制御回路と、
    を有することを特徴とする無線通信装置。
  2. 電力増幅器を有する送信回路および低雑音増幅器を有する受信回路を備え、前記送信回路による送信動作および前記受信回路による受信動作を同時に実行する無線通信装置において、
    前記電力増幅器に送信電力に応じて電源電圧を印加するDC/DCコンバータと、
    前記DC/DCコンバータから前記電力増幅器に印加される電源電圧に応じて前記低雑音増幅器の動作電流を連続的に可変制御する電流制御回路と、
    を有することを特徴とする無線通信装置。
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