JP3910167B2 - 増幅回路 - Google Patents

Description

本発明は、増幅回路に関し、特に無線通信や放送に用いる送信装置において送信信号を増幅する終段の増幅回路に関する。

無線通信や放送に用いられる送信装置において、近年、ディジタル変調信号を送信する場合が多くなっている。これらの信号の多くは多値化が進み振幅方向に情報を載せることが可能になったため、送信装置に用いる増幅回路には線形性が求められている。一方で、装置の消費電力を削減するために、増幅回路には高い電力効率も要求されている。増幅回路の線形性および電力効率を両立させるため、歪み補償や効率改善のための様々な手法が提案されている。従来の増幅回路の方式の１つにＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）方式と呼ばれるものがある。この方式では、送信信号を２つの定包絡線信号に分岐し、電力効率が高い非線形増幅器で増幅した後に合成することで、線形性および電力効率の両立を図っている。

ここで、ＬＩＮＣ方式を適用した増幅回路の一般例について図１３を用いて説明する。図１３に示す増幅回路１０において、定包絡線信号生成部１１では、入力信号Ｓ（ｔ）から、２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）およびＳｂ（ｔ）を生成する。例えば、入力信号Ｓ（ｔ）が次の（式１）で表されたときに各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）を次の（式２）および（式３）とすれば、各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）は、振幅方向が定数となる。
Ｓ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）｝ …（式１）
ただし、Ｖ（ｔ）の最大値をＶｍａｘ、入力信号の搬送波の角周波数をωｃとする。
Ｓａ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）｝ …（式２）
Ｓｂ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）｝ …（式３）
ただし、ψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）、θ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）とする。

図１４は、定包絡線信号の生成動作を、直交平面座標上で、信号ベクトルを用いて示したものであるが、この図に示すとおり、入力信号Ｓ（ｔ）は、振幅がＶｍａｘ／２である２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）のベクトル和で表される。

再び図１３を参照する。２つの増幅器１２、１３では、２つの定包絡線信号をそれぞれ増幅する。このとき、増幅器１２、１３の利得をＧとすると、増幅器１２、１３の出力信号は、それぞれＧ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）となる。合成部１４でこれらの出力信号Ｇ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）を合成すると、出力信号Ｇ×Ｓ（ｔ）が得られる。

これと同様の構成を有する増幅回路１０ａの例を図１５に示す。定包絡線信号生成部１１において、定包絡線信号ＩＱ生成部１５では、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑから直交復調後に定包絡線信号Ｓａ、Ｓｂとなるベースバンド信号Ｓａｉ、Ｓａｑ、Ｓｂｉ、Ｓｂｑをディジタル信号処理により生成し、各ベースバンド信号をＤ／Ａ変換器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄによりアナログ信号に変換した後、２つの直交変調器を有する直交変調部１７で直交変調して２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）を得る。各信号を前記増幅器（ドライバアンプ）１８ａ、１８ｂで増幅した後、増幅器１２、１３での最終増幅および合成部１４での合成が行われ、この結果、出力信号が得られる。

上記のような増幅回路１０ａでは、周波数が低いベースバンド信号を用いることでディジタル信号処理によって定包絡線信号生成を実現することができるが、２系統の増幅器の利得や位相に誤差が発生した場合、増幅合成後の信号のベクトルが、意図する出力信号のベクトルと異なってしまう、つまり、これらの誤差は信号の歪み成分になる。また、増幅回路１０ａにおいては、これらの誤差の要因を予測することが困難であるだけでなく、温度等の環境によっても特性が変動する。

従来の増幅回路としては、これを補償するために、例えば、定包絡線信号生成の際に入力信号と合成される補助波信号を入力信号から近似的に演算し、補助波信号を入力信号と合成することで２つの定包絡線信号を生成し、各定包絡線信号を２つの増幅器で増幅し、合成した後、出力信号または補助波成分を検出し、２系統の増幅器の利得や位相に関する特性の誤差を補正する手法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特許第２７５８６８２号公報

しかしながら、上記従来の増幅回路においては、信号を参照するために演算処理を行う必要があるが、その際に入力信号と同等の帯域成分の出力信号または補助波信号を解析記する必要があり、特に、信号の帯域やダイナミックレンジが広くなると演算処理量が大きくなり、増幅回路の回路規模が増大してしまうという問題がある。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、回路規模の増大を抑制しつつ、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる増幅回路を提供することを目的とする。

本発明の増幅回路は、入力信号から複数の定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成手段と、同相合成されると互いに打ち消し合う複数のパイロット信号を生成するパイロット信号生成手段と、生成された前記複数の定包絡線信号に、生成された前記複数のパイロット信号を個別に加算する加算手段と、加算後の前記複数の定包絡線信号を個別に増幅する増幅手段と、増幅された前記複数の定包絡線信号を同相合成して出力信号を得る合成手段と、生成された前記複数の定包絡線信号のいずれかの振幅または位相を、得られた前記出力信号内の前記複数のパイロット信号に相当する信号成分を用いて補正する振幅位相補正手段と、を有する構成を採る。

本発明の増幅回路は、入力信号から第１および第２の定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成手段と、互いに同振幅、同周波数および逆位相を有する第１および第２のパイロット信号を生成するパイロット信号生成手段と、生成された前記第１の定包絡線信号に、生成された前記第１のパイロット信号を加算すると共に、生成された前記第２の定包絡線信号に、生成された前記第２のパイロット信号を加算する加算手段と、加算後の前記第１および第２の定包絡線信号を個別に増幅する増幅手段と、増幅された前記第１および第２の定包絡線信号を同相合成して出力信号を得る合成手段と、生成された前記第１および第２の定包絡線信号のいずれかの振幅もしくは位相を、得られた前記出力信号内の前記第１および第２のパイロット信号に相当する信号成分を用いて補正する振幅位相補正手段と、を有する構成を採る。

本発明の増幅方法は、入力信号から複数の定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成ステップと、同相合成されると互いに打ち消し合う複数のパイロット信号を生成するパイロット信号生成ステップと、生成された前記複数の定包絡線信号に、生成された前記複数のパイロット信号を個別に加算する加算ステップと、加算後の前記複数の定包絡線信号を個別に増幅する増幅ステップと、増幅された前記複数の定包絡線信号を同相合成して出力信号を得る合成ステップと、生成された前記複数の定包絡線信号のいずれかの振幅または位相を、得られた前記出力信号内の前記複数のパイロット信号に相当する信号成分を用いて補正する振幅位相補正ステップと、を有するようにした。

本発明の増幅方法は、入力信号から第１および第２の定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成ステップと、互いに同振幅、同周波数および逆位相を有する第１および第２のパイロット信号を生成するパイロット信号生成ステップと、生成された前記第１の定包絡線信号に、生成された前記第１のパイロット信号を加算すると共に、生成された前記第２の定包絡線信号に、生成された前記第２のパイロット信号を加算する加算ステップと、加算後の前記第１および第２の定包絡線信号を個別に増幅する増幅ステップと、増幅された前記第１および第２の定包絡線信号を同相合成して出力信号を得る合成ステップと、生成された前記第１および第２の定包絡線信号のいずれかの振幅もしくは位相を、得られた前記出力信号内の前記第１および第２のパイロット信号に相当する信号成分を用いて補正する振幅位相補正ステップと、を有するようにした。

以上説明したように、本発明によれば、増幅回路の回路規模の増大を抑制しつつ、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。

図１に示す増幅回路１００は、定包絡線信号生成部１０１、パイロット信号生成部１０２、第１加算部１０３、第２加算部１０４、ベクトル調整部１０５、２つのＤ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂ、２つのローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０７ａ、１０７ｂ、２つのミキサ１０８ａ、１０８ｂ、局部発振器１０９、２つのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１０ａ、１１０ｂ、第１増幅器１１１、第２増幅器１１２、合成器１１３、パイロット信号検出部１１４および制御部１１５を有する。

また、パイロット信号検出部１１４は、周波数変換部１１６、ＬＰＦ１１７、Ａ／Ｄ変換器１１８を有する。また、ベクトル調整部１０５は、振幅調整部１１９および位相調整部１２０を有する。

定包絡線信号生成部１０１は、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑを用いて、ベクトル合成したときに入力信号Ｓｉ、Ｓｑを周波数ωａの搬送波周波数で直交変調した信号と等価になる２つの定包絡線信号、すなわち、第１定包絡線信号Ｓωａ_１および第２定包絡線信号Ｓωａ２を生成し、第１加算部１０３および第２加算部１０４にそれぞれ出力する。

パイロット信号生成部１０２は、周波数が入力信号Ｓｉ、Ｓｑの帯域外である２つのパイロット信号、すなわち、第１パイロット信号および第２パイロット信号を生成し、第１加算部１０３および第２加算部１０４にそれぞれ出力する。

第１加算部１０３は、それぞれ入力された第１定包絡線信号Ｓωａ_１および第１パイロット信号を加算する。また、第２加算部１０４は、それぞれ入力された第２定包絡線信号Ｓωａ_２および第２パイロット信号を加算する。

ベクトル調整部１０５は、例えば演算回路であり、第２加算部１０４の出力信号の利得および位相を、後述する制御部１１５の制御に基づいて変化させ、Ｄ／Ａ変換器１０６ｂへ出力する。

より具体的には、ベクトル調整部１０５において、振幅調整部１１９は、制御部１１５の制御に基づいて、第２加算部１０４の出力信号の利得（振幅方向）の調整を行い、位相調整部１２０は、制御部１１５の制御に基づいて、第２加算部１０４の出力信号の位相（位相方向）の調整を行う。

ここで、定包絡線信号生成部１０１、パイロット信号生成部１０２、第１加算部１０３、第２加算部１０４およびベクトル調整部１０５は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）またはＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等で構成されるディジタル信号処理回路であり、それぞれの動作はディジタル信号の演算により処理される。

Ｄ／Ａ変換器１０６ａは、第１加算部１０３で第１パイロット信号が加算された第１定包絡線信号Ｓωａ_１をディジタルアナログ変換する。

Ｄ／Ａ変換器１０６ｂは、ベクトル調整部１０５からの出力信号である、第２パイロット信号が加算された第２定包絡線信号Ｓωａ_２をディジタルアナログ変換する。

ＬＰＦ１０７ａ、１０７ｂは、Ｄ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂからの各出力信号からサンプリング周波数および折り返し雑音成分を除去し、除去後の第１定包絡線信号Ｓωａ_１および第２定包絡線信号Ｓωａ_２をそれぞれミキサ１０８ａ、１０８ｂに出力する。

ミキサ１０８ａ、１０８ｂは、例えば、周波数をアップコンバートするミキサ回路であり、ＬＰＦ１０７ａ、１０７ｂからの各出力信号を局部発振器１０９からの局部発振信号と混合し、混合後の第１定包絡線信号Ｓωａ_１および第２定包絡線信号Ｓωａ_２をそれぞれ所定の出力信号用周波数に周波数変換（アップコンバート）する。

局部発振器１０９は、例えば位相負帰還制御系（ＰＬＬ）で制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いた周波数シンセサイザ等の発振回路であり、局部発振信号をミキサ１０８ａ、１０８ｂに出力する。

ＢＰＦ１１０ａ、１１０ｂは、例えば希望周波数帯の信号を通過させ不要周波数成分を抑圧するフィルタであり、ミキサ１０８ａ、１０８ｂでアップコンバートされた第１定包絡線信号Ｓωｃ_１および第２定包絡線信号Ｓωｃ_２にそれぞれ含まれる不要周波数成分、すなわち、ミキサ１０８ａ、１０８ｂで発生するイメージ成分や局部発振信号の漏洩成分を抑圧し、抑圧後の第１定包絡線信号Ｓωｃ_１および第２定包絡線信号Ｓωｃ_２をそれぞれ第１増幅器１１１および第２増幅器１１２に出力する。

第１増幅器１１１は、ＢＰＦ１１０ａからの出力信号を増幅し、合成器１１３に出力する。第２増幅器１１２は、ＢＰＦ１１０ｂからの出力信号を増幅し、合成器１１３に出力する。

合成器１１３は、例えば分布定数回路を用いた４端子方向性結合器やウィルキンソン型合成器等で実現可能な合成手段であり、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２で増幅された信号を合成して、増幅回路１００の出力信号を得る。

パイロット信号検出部１１４は、合成器１１３からの出力信号の一部からパイロット信号成分を抽出し、制御部１１５に出力する。パイロット信号成分には、第１パイロット信号に相当する成分および第２パイロット信号に相当する成分が含まれる。

より具体的には、パイロット信号検出部１１４において、周波数変換部１１６は、合成器１１３から得られた信号に含まれるパイロット信号成分を低周波数帯に周波数変換し、ＬＰＦ１１７に出力する。また、ＬＰＦ１１７は、周波数変換部１１６で周波数変換された信号から出力信号成分を抑圧し、パイロット信号成分をＡ／Ｄ変換器１１８に出力する。また、Ａ／Ｄ変換器１１８は、ＬＰＦ１１７からのパイロット信号成分をアナログディジタル変換し、制御部１１５に出力する。

制御部１１５は、例えばＣＰＵ、ＤＳＰおよびＡＳＩＣ等の演算回路やメモリ等で構成され、パイロット信号検出部１１４が出力するパイロット信号成分（つまり、第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分）に基づいて、ベクトル調整部１０５での利得および位相の調整を制御する。

より具体的には、ベクトル調整部１０５での振幅方向および位相方向の調整量をそれぞれγ、βとすると、制御部１１５は、振幅方向の調整量γを、パイロット信号検出部１１４によって検出された第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分のうちの各振幅成分が互いに等しくなるような値に設定し、位相方向の調整量βを、パイロット信号検出部１１４によって検出された第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分のうちの各位相成分が互いに等しくなるような値に設定する。

次いで、上記構成を有する増幅回路１００の動作について説明する。

まず、定包絡線信号生成部１０１で、ベースバンド帯の入力信号Ｓｉ、Ｓｑから、第１定包絡線信号Ｓωａ_１（ｔ）、第２定包絡線信号Ｓωａ_２（ｔ）を生成する。

そして、入力信号Ｓｉ、Ｓｑを角周波数ωａの搬送波周波数で直交変調した信号Ｓωａ（ｔ）が次の（式４）で表されるとき、第１定包絡線信号Ｓωａ_１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ_２（ｔ）が（式５）および（式６）で表されるものとすれば、第１定包絡線信号Ｓωａ_１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ_２（ｔ）は振幅方向が定数の定包絡線信号となる。
Ｓωａ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωａｔ＋φ（ｔ）｝ …（式４）
ただし、Ｖ（ｔ）の最大値をＶｍａｘとする。
Ｓωａ_１（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋ψ（ｔ）｝ …（式５）
Ｓωａ_２（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋θ（ｔ）｝ …（式６）
ただし、ψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）、θ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）とする。

ここで、パイロット信号生成部１０２で生成される第１および第２パイロット信号を、振幅が共にＰで、角周波数がそれぞれ（ωａ−ωｐ_１）、（ωａ−ωｐ_２）の正弦波信号、つまりＰ_１（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ−ωｐ_１）ｔ｝、Ｐ_２（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ−ωｐ_２）ｔ｝とする。この場合、第１加算部１０３および第２加算部１０４での出力信号Ｓ’ωａ_１（ｔ）、Ｓ’ωａ_２（ｔ）はそれぞれ（式７）および（式８）で表される。
Ｓ’ωａ_１（ｔ）＝Ｓωａ_１（ｔ）＋Ｐ_１（ｔ）
＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋ψ（ｔ）｝＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ
−ωｐ_１）ｔ｝ …（式７）
Ｓ’ωａ_２（ｔ）＝Ｓωａ_２（ｔ）＋Ｐ_２（ｔ）
＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋θ（ｔ）｝＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ
−ωｐ_２）ｔ｝ …（式８）

図２は、（式４）〜（式８）によって表される演算動作を直交平面座標上で、信号ベクトルを用いて表したものである。図２に示されるとおり、振幅がそれぞれＶｍａｘの第１定包絡線信号Ｓωａ_１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ_２（ｔ）にそれぞれＰ_１（ｔ）およびＰ_２（ｔ）を加算したものがＳ’ωａ_１（ｔ）およびＳ’ωａ_２（ｔ）で表される。これらを合成したものが、Ｓ’ωａ（ｔ）となる。

そして、ベクトル調整部１０５で、第２加算部１０４の出力信号Ｓ’ωａ_２（ｔ）を制御部１１５の制御に基づいて、例えば、振幅方向にγ倍、位相方向に移相量β、それぞれ調整する。ベクトル調整部１０５の出力信号Ｓｏｕｔｖ（ｔ）は、次の（式９）で表すことができる。
Ｓｏｕｔｖ（ｔ）＝γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋θ（ｔ）＋β｝
＋Ｐ×ｃｏｓ｛ωａ−ωｐ_２｝ｔ＋β］ …（式９）

そして、Ｄ／Ａ変換器１０６ａで、第１加算部１０３の出力信号Ｓ’ωａ_１（ｔ）をアナログ信号に変換し、Ｄ／Ａ変換器１０６ｂで、ベクトル調整部１０５の出力信号Ｓｏｕｔｖ（ｔ）をアナログ信号に変換する。

そして、ＬＰＦ１０７ａ、１０７ｂで、ディジタルアナログ変換後の信号において、Ｄ／Ａ変換器１０６ａ、１０６ｂから出力され得る折り返し雑音成分がそれぞれ抑圧される。

そして、ミキサ１０８ａ、１０８ｂで、雑音成分抑圧後の信号の搬送波周波数をωｃにそれぞれ周波数変換する。

そして、ＢＰＦ１１０ａ、１１０ｂで、周波数変換後の信号において、ミキサ１０８ａ、１０８ｂから発生し得るイメージ成分や局部発振信号の漏洩成分等の不要なスプリアス成分を抑圧する。

そして、第１増幅器１１１で、ＢＰＦ１１０ａからの出力信号を増幅し、第２増幅器１１２で、ＢＰＦ１１０ｂからの出力信号を増幅する。

このとき、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２では、ωｃに周波数変換された定包絡線信号にパイロット信号が加算された信号を増幅する。したがって、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２で増幅される信号は完全な定包絡線信号ではないが、パイロット信号の振幅を定包絡線信号に比べて十分小さいものにすると、ここで増幅される信号の包絡線変動を極めて小さくすることができる。例えば、パイロット信号レベルを定包絡線信号より４０ｄＢ小さいレベルとすれば、増幅される信号の包絡線変動は振幅の１％程度であるので、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２を高い電力効率で使用することが可能である。

そして、合成器１１３で、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２からの出力信号を合成する。このようにして、増幅回路１００の出力信号を得る。

ここで、Ｄ／Ａ変換器１０６ａから第１増幅器１１１までの利得および移相量をそれぞれＧａ、Ｈａとし、Ｄ／Ａ変換器１０６ｂから第２増幅器１１２までの利得および移相量をそれぞれＧｂ、Ｈｂとすると、第１増幅器１１１からの出力信号Ｓｏｕｔａ_１および第２増幅器１１２からの出力信号Ｓｏｕｔａ_２は、それぞれ（式１０）および（式１１）で表される。
Ｓｏｕｔａ_１＝Ｇａ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）＋Ｈａ｝
＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ_１）ｔ＋Ｈａ｝］ …（式１０）
Ｓｏｕｔａ_２＝Ｇｂ×γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）＋β＋Ｈｂ｝
＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ_２）ｔ＋β＋Ｈｂ｝］ …（式１１）

したがって、合成器１１３の出力信号Ｓ’（ｔ）は、（式１０）および（式１１）で表される２つの信号を同相加算した信号であり、次の（式１２）で表すことができる。
Ｓ’（ｔ）＝Ｇａ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）＋Ｈａ｝
＋Ｇｂ×γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）＋β＋Ｈｂ｝
＋Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ_１）ｔ＋Ｈａ｝
＋Ｇｂ×γ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ_２）ｔ＋β＋Ｈｂ｝…（式１２）

このとき、Ｇａ＝Ｇｂ×γかつＨａ＝Ｈｂ＋βであれば、（式１２）の右辺第１項および第２項は、合成すると（式１）となる定包絡線信号を表す（式２）および（式３）と相似であり、（式１２）を次の（式１３）に変換することができる。
Ｓ’（ｔ）＝Ｇａ×Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）＋Ｈａ｝
＋Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ_１）ｔ＋Ｈａ｝
＋Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ_２）ｔ＋Ｈａ｝ …（式１３）

上記（式１３）の右辺第１項は、入力信号を角周波数ωｃの搬送波で直交変調し、利得Ｇａ倍、Ｈａ移相した信号、すなわち利得Ｇａで増幅した希望波信号成分となる。

すなわち、本実施の形態では、増幅回路１００の出力信号の一部を取り出しパイロット信号検出部１１４に入力し、（式１２）の右辺第３項および第４項で示されるパイロット信号成分をパイロット信号検出部１１４で検出し、Ｇａ＝Ｇｂ×γかつＨａ＝Ｈｂ＋βとなるように制御部１１５でベクトル調整部１０５の制御を行うようにしている。

そして、パイロット信号検出部１１４の周波数変換部１１６では、出力信号を低周波数帯に変換する。例えば、局部発振周波数をωｃ−２×ωｐ_２＋ωｐ_１とすれば、（式１２）の右辺第３項の角周波数は２×（ωｐ_２−ωｐ_１）、第４項の角周波数はωｐ_２−ωｐ_１、第１項および第２項の角周波数は２×ωｐ_２−ωｐ_１となる。これらの周波数変換された第１項および第２項の成分をＬＰＦ１１７で除去すれば、ＬＰＦ１１７の出力信号（パイロット信号成分）は、Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｐ_２−ωｐ_１）ｔ＋Ｈａ｝＋Ｇｂ×γ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｐ_２−ωｐ_１）ｔ＋β＋Ｈｂ｝となる。

図３は、本実施の形態の増幅回路１００における各部の出力信号のスペクトラムを示す図である。図３（ａ）は増幅回路１００の出力信号、図３（ｂ）は周波数変換部１１６の出力信号、図３（ｃ）はＬＰＦ１１７の出力信号の各スペクトラムを示している。周波数変換されたパイロット信号成分が、ＬＰＦ１１７により容易に分離して取り出すことができることが分かる。

そして、Ａ／Ｄ変換器１１８では、分離して得られたパイロット信号成分をディジタル信号に変換し、制御部１１５に出力する。

そして、制御部１１５では、ディジタル信号に変換されたパイロット信号成分Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｐ_２−ωｐ_１）ｔ＋Ｈａ｝＋Ｇｂ×γ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｐ_２−ωｐ_１）ｔ＋β＋Ｈｂ｝における振幅成分Ｇａ×ＰおよびＧｂ×γ×Ｐならびに位相成分Ｈａおよびβ＋Ｈｂが、それぞれ等しくなるように、ベクトル調整部１０５による利得γおよび移相量βの調整を制御する。

つまり、この動作によって（式１３）で表した信号を増幅回路１００の出力信号として得ることができる。

このとき、例えばＶ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）｝の帯域幅が数ＭＨｚ以上の広帯域の場合であっても、ωｐ_２−ωｐ_１＝２π×５ｋＨｚとすれば、２×（ωｐ_２−ωｐ_１）＝２π×１０ｋＨｚであり、Ａ／Ｄ変換器１１８のサンプリング周波数を８０ｋＨｚとすれば、８倍オーバサンプリング以上のパイロット信号成分のサンプリングが可能であり、制御部１１５においても、信号の帯域幅に比べて十分低い周波数で、振幅成分および位相成分を調整するための演算処理が可能となる。

このように、本実施の形態によれば、ＬＩＮＣ方式の増幅回路１００の２系統の利得誤差および位相誤差を、正弦波等の単純な信号であるパイロット信号を制御部１１５で比較することにより算出し、算出された利得誤差および位相誤差に基づいて振幅成分および位相成分の調整（補正）をベクトル調整部１０５で行うため、大規模な補正用演算回路が不要となって増幅回路１００の回路規模を小さくすることができると共に、高い電力効率で歪みが少ない出力信号Ｓ’（ｔ）を得ることができる。

なお、上記の説明では、合成器１１３は理想的な同相合成手段と仮定しているが、本実施の形態によれば、合成器１１３での合成時に利得差や位相差があった場合においても、その差分を補正することができる。

また、上記の説明では、ベクトル調整部１０５にて利得および位相を補正するようにしているが、アナログ回路を用いた可変利得増幅器や可変移相器等を用いても上記と同様の作用効果を得ることができる。例えば、可変利得手段として、第１増幅器１１１および第２増幅器１１２のバイアスを制御する構成を採れば、さらに電力効率を向上させることができる。

また、上記の説明では、位相調整部１２０を可変移相手段として用いているが、位相誤差の原因が主に遅延量の差異によるものである場合は、可変遅延手段を用いても上記と同様の作用効果を得ることができる。

また、上記の説明では、同相合成の合成器１１３を用いているが、その位相特性を限定するものではない。例えば、上記の合成器１１３の代わりに、位相を９０度シフトして合成する方向性結合器を用いた場合であっても、その位相シフト量を考慮して定包絡線信号を生成すれば、上記と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態の増幅回路は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図４に示す増幅回路２００は、図１に示す増幅回路１００におけるパイロット信号生成部１０２の代わりにパイロット信号生成部２０１を有する。

本実施の形態の特徴は、第１加算部１０３および第２加算部１０４からそれぞれ信号が出力されてから合成器１１３で信号が合成されるまでの利得および位相に差異が発生しなかった場合にパイロット信号成分が合成後に互いにうち消しあうような２つのパイロット信号を生成するようにしたものである。

以下、上記構成を有する増幅回路２００の動作について説明する。なお、実施の形態１で説明したものと同様の動作については、その詳細な説明を省略する。

パイロット信号生成部２０１で生成される第１および第２パイロット信号を、振幅が共にＰで、角周波数が共に（ωａ−ωｐ_１）の正弦波信号で、位相が互いに１８０度異なる信号、つまりＰ_１（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ−ωｐ_１）ｔ｝、Ｐ_２（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ−ωｐ_１）ｔ＋π｝とする。この場合、第１加算部１０３および第２加算部１０４での出力信号Ｓ’ωａ_１（ｔ）、Ｓ’ωａ_２（ｔ）はそれぞれ（式１４）および（式１５）で表される。
Ｓ’ωａ_１（ｔ）＝Ｓωａ_１（ｔ）＋Ｐ_１（ｔ）
＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋ψ（ｔ）｝＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ
−ωｐ_１）ｔ｝ …（式１４）
Ｓ’ωａ_２（ｔ）＝Ｓωａ_２（ｔ）＋Ｐ_２（ｔ）
＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋θ（ｔ）｝＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ
−ωｐ_１）ｔ＋π｝ …（式１５）

図５は、実施の形態１にて説明した（式４）〜（式６）および上記の（式１４）〜（式１５）によって表される演算動作を直交平面座標上で、信号ベクトルを用いて表したものである。図５に示されるとおり、振幅がそれぞれＶｍａｘの第１定包絡線信号Ｓωａ_１（ｔ）および第２定包絡線信号Ｓωａ_２（ｔ）にそれぞれＰ_１（ｔ）およびＰ_２（ｔ）を加算したものがＳ’ωａ_１（ｔ）およびＳ’ωａ_２（ｔ）で表される。これらを合成したものが、Ｓ’ωａ（ｔ）となる。

また、Ｐ_１（ｔ）およびＰ_２（ｔ）は振幅が同じで位相が互いに１８０度異なるため、同相合成した場合は打ち消され、Ｓωａ（ｔ）およびＳ’ωａ（ｔ）は同じベクトル座標を示していることが分かる。

ベクトル調整部１０５では、第２加算部１０４の出力信号Ｓ’ωａ_２（ｔ）を制御部１１５の制御に基づいて、例えば、振幅方向にγ倍、位相方向に移相量β、それぞれ調整する。ベクトル調整部１０５の出力信号Ｓｏｕｔｖ（ｔ）は、次の（式１６）で表すことができる。
Ｓｏｕｔｖ（ｔ）＝γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωａｔ＋θ（ｔ）＋β｝
＋Ｐ×ｃｏｓ｛ωａ−ωｐ_１｝ｔ＋π＋β］ …（式１６）

また、Ｄ／Ａ変換器１０６ａから第１増幅器１１１までの利得および移相量をそれぞれＧａ、Ｈａとし、Ｄ／Ａ変換器１０６ｂから第２増幅器１１２までの利得および移相量をそれぞれＧｂ、Ｈｂとすると、第１増幅器１１１からの出力信号Ｓｏｕｔａ_１および第２増幅器１１２からの出力信号Ｓｏｕｔａ_２は、それぞれ（式１７）および（式１８）で表される。
Ｓｏｕｔａ_１＝Ｇａ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）＋Ｈａ｝
＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ_１）ｔ＋Ｈａ｝］ …（式１７）
Ｓｏｕｔａ_２＝Ｇｂ×γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）＋β＋Ｈｂ｝
＋Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ_１）ｔ＋π＋β＋Ｈｂ｝］ …（式１８）

したがって、合成器１１３の出力信号Ｓ’（ｔ）は、（式１７）および（式１８）で表される２つの信号を同相加算した信号であり、次の（式１９）で表すことができる。
Ｓ’（ｔ）＝Ｇａ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）＋Ｈａ｝
＋Ｇｂ×γ×［Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）＋β＋Ｈｂ｝
＋Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ_１）ｔ＋Ｈａ｝
＋Ｇｂ×γ×Ｐ×ｃｏｓ｛（ωｃ−ωｐ_１）ｔ＋π＋β＋Ｈｂ｝
…（式１９）

このとき、Ｇａ＝Ｇｂ×γかつＨａ＝Ｈｂ＋βであれば、（式１９）の右辺第１項および第２項は、合成すると（式１）となる定包絡線信号を表す（式２）および（式３）と相似であり、右辺第３項および第４項は振幅が等しく位相が互いに１８０度異なる正弦波信号となるので、（式１９）を次の（式２０）に変換することができる。
Ｓ’（ｔ）＝Ｇａ×Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）＋Ｈａ｝ …（式２０）

すなわち、本実施の形態では、増幅回路２００の出力信号の一部を取り出しパイロット信号検出部１１４に入力し、（式１９）の右辺第３項および第４項で示されるパイロット信号成分をパイロット信号検出部１１４で検出し、Ｇａ＝Ｇｂ×γかつＨａ＝Ｈｂ＋βとなるように制御部１１５でベクトル調整部１０５の制御を行うようにしている。

図６は、本実施の形態の増幅回路２００の出力信号のスペクトラムを示す図である。（式１９）の右辺第３項および第４項は同一周波数であるため、Ｇａ＝Ｇｂ×γおよびＨａ＝Ｈｂ＋βの条件にないときはωｃ−ωｐ_１にパイロット信号成分のスペクトラムが発生する。

パイロット信号検出部１１４の周波数変換部１１６では、出力信号を低周波数帯に変換する。例えば、局部発振周波数をωｃ−ωｐ_２−２π×１０ｋＨｚとすれば、（式１９）の右辺第３項および第４項の角周波数は２×１０ｋＨｚとなり、第１項および第２項の角周波数はωｐ_１＋２π×１０ｋＨｚとなる。これらの周波数変換された第１項および第２項の成分をＬＰＦ１１７で除去すれば、ＬＰＦ１１７の出力信号（パイロット信号成分）は、Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ｛（２π×１０ｋＨｚ）ｔ＋Ｈａ｝＋Ｇｂ×γ×Ｐ×ｃｏｓ｛（２π×１０ｋＨｚ）ｔ＋π＋β＋Ｈｂ｝となる。

そして、Ａ／Ｄ変換器１１８では、分離して得られたパイロット信号成分をディジタル信号に変換し、制御部１１５に出力する。

そして、制御部１１５では、ディジタル信号に変換されたパイロット信号成分Ｇａ×Ｐ×ｃｏｓ｛（２π×１０ｋＨｚ）ｔ＋Ｈａ｝＋Ｇｂ×γ×Ｐ×ｃｏｓ｛（２π×１０ｋＨｚ）ｔ＋π＋β＋Ｈｂ｝における振幅成分Ｇａ×ＰおよびＧｂ×γ×Ｐならびに位相成分Ｈａおよびβ＋Ｈｂが、それぞれ等しくなるように、つまりパイロット信号成分が同振幅逆位相となりキャンセルされるように、ベクトル調整部１０５による利得γおよび移相量βの調整を制御する。

つまり、この動作によって（式２０）で表した信号、つまりパイロット信号成分がキャンセルされた信号を増幅回路２００の出力信号として得ることができる。

このように、本実施の形態によれば、ＬＩＮＣ方式の増幅回路２００の２系統の利得誤差および位相誤差を、正弦波等の単純な信号であるパイロット信号を制御部１１５で比較することにより算出し、算出された利得誤差および位相誤差に基づいて振幅成分および位相成分の調整（補正）をベクトル調整部１０５で行うため、大規模な補正用演算回路が不要となって増幅回路２００の回路規模を小さくすることができ、また、パイロット信号の輻射レベルを小さくすることができ、より高い電力効率で歪みが少ない出力信号Ｓ’（ｔ）を得ることができる。

なお、上記の説明では、周波数１０ｋＨｚに変換されたパイロット信号成分を制御部１１５に出力するような構成となっているが、このような構成に限定されない。例えば、パイロット信号検出部１１４に検波手段を設け、パイロット信号成分の検波によって得られる検波電圧を制御部１１５に出力し、その検波電圧が最少となるようにベクトル調整部１０５による利得γおよび移相量βの調整を制御するようにしても、上記と同様にパイロット信号成分を最少にすることができ、上記と同様の作用効果を得ることができる。

（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３に係る増幅回路の構成を示すブロック図である。なお、本実施の形態の増幅回路は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と同様の基本的構成を有しており、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。

図７に示す増幅回路３００は、図１に示す増幅回路１００に周波数特性補正部３０１を加え、さらに、増幅回路１００におけるパイロット信号検出部１１４、制御部１１５およびパイロット信号生成部１０２の代わりに、パイロット信号検出部３０２、制御部３０３およびパイロット信号生成部３０４を有する構成を採る。また、パイロット信号検出部３０２は、実施の形態１で説明したパイロット信号検出部１１４に周波数変換部３０５、ＬＰＦ３０６およびＡ／Ｄ変換器３０７を加えた構成を採る。

パイロット信号生成部３０４は、周波数が入力信号の下側の帯域外周波数にある２つのパイロット信号（第１パイロット信号および第２パイロット信号）と、周波数が入力信号の上側の帯域外周波数にある２つのパイロット信号（第３パイロット信号および第４パイロット信号）とを生成する。また、パイロット信号生成部３０４は、第１パイロット信号および第３パイロット信号を第１加算部１０３に、第２パイロット信号および第４パイロット信号を第２加算部１０４に、それぞれ出力する。

第１加算部１０３および第２加算部１０４は、それぞれ入力された定包絡線信号およびパイロット信号を加算する。

周波数特性補正部３０１は、例えば演算回路であり、第１加算部１０３の出力信号の利得および位相の周波数特性を、制御部３０３の制御に基づいて変化させてＤ／Ａ変換器１０６ａに出力する。この周波数特性補正部３０１は、例えばＤＳＰ、ＣＰＵまたはＡＳＩＣ等で構成されるディジタル信号処理回路であり、周波数特性の補正はディジタル信号の演算により処理される。また、周波数特性補正部３０１は、例えば、ディジタル信号処理によるディジタルフィルタの係数を変更することによって、利得および位相の周波数特性を変化させる。

パイロット信号検出部３０２は、合成器１１３が出力する出力信号の一部から、パイロット信号成分を抽出して制御部３０３に出力する。

より具体的には、パイロット信号検出部３０２において、周波数変換部１１６は、入力された信号に含まれる下側の帯域外周波数にあるパイロット信号成分を低周波数帯に周波数変換し、ＬＰＦ１１７に出力する。また、ＬＰＦ１１７は、周波数変換部１１６で周波数変換された信号から出力信号成分を抑圧し、下側の帯域外周波数にあるパイロット信号成分をＡ／Ｄ変換器１１８に出力する。また、Ａ／Ｄ変換器１１８は、ＬＰＦ１１７からのパイロット信号成分をアナログディジタル変換し、制御部３０３に出力する。

また、パイロット信号検出部３０２において、周波数変換部３０５は、入力された信号に含まれる上側の帯域外周波数にあるパイロット信号成分を低周波数帯に周波数変換し、ＬＰＦ３０６に出力する。また、ＬＰＦ３０６は、周波数変換部３０５で周波数変換された信号から出力信号成分を抑圧し、上側の帯域外周波数にあるパイロット信号成分をＡ／Ｄ変換器３０７に出力する。また、Ａ／Ｄ変換器３０７は、ＬＰＦ３０６からのパイロット信号成分をアナログディジタル変換し、制御部３０３に出力する。

制御部３０３は、パイロット信号検出部３０２が出力する第１〜第４のパイロット信号成分に基づいて、ベクトル調整部１０５での利得および位相の調整ならびに周波数特性補正部３０１での周波数特性の補正を制御する。

より具体的には、ベクトル調整部１０５での振幅方向および位相方向の調整量をそれぞれγ、βとすると、制御部３０３は、振幅方向の調整量γを、パイロット信号検出部３０２によって検出された第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分のうちの各振幅成分が互いに等しくなるような値に設定し、位相方向の調整量βを、パイロット信号検出部３０２によって検出された第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分のうちの各位相成分が互いに等しくなるような値に設定する。

また、制御部３０３は、第１加算部１０３から第１増幅器１１１までと第２加算部１０４から第２増幅器１１２までとの周波数特性に差異がある場合に、パイロット信号検出部３０２によって検出された上側の帯域外周波数にある第３パイロット信号成分および第４パイロット信号成分のレベルが最少となるように、例えば周波数特性補正部３０１におけるディジタルフィルタの係数を決定し、周波数特性補正部３０１に通知する。

以下、本実施の形態における、利得および位相の周波数特性の補正について、図８から図１１を用いて説明する。

図８は、増幅器やミキサ等の一般的な高周波回路の利得周波数特性の例を示す図である。図８に示すように、高周波回路は周波数によって利得が異なる場合があり、その周波数特性にもバラツキがある。このため、片側の周波数帯域外のパイロット信号だけを用いて利得および位相を補正しても、希望波信号の上側の周波数帯域ではそれらの誤差が大きくなり出力信号に歪みが発生し得ることが考えられる。

図９は、遅延量が異なる２つの経路の位相周波数特性（実線と破線で表す）の例を示す図である。電気回路をプリント基板上で実現する場合に、伝送線路の長さの誤差によって複数の経路間で遅延量に差異が生じることがある。この場合、図９で示すように、位相の差が周波数によって異なることがある。このため、片側の周波数帯域外のパイロット信号だけを用いて位相を補正しても、希望波信号の上側の周波数帯域ではその誤差が大きくなり出力信号に歪みが発生し得ることが考えられる。

そこで、本実施の形態の増幅回路３００では、希望波信号の下側および上側の帯域外の周波数成分のパイロット信号を用いて、周波数特性を補正する。

例えば、下側の帯域外周波数にある第１パイロット信号Ｐ_１（ｔ）および第２パイロット信号Ｐ_２（ｔ）を、振幅が共にＰで、角周波数が共に（ωａ−ωｐ_１）の正弦波信号で、位相が互いに１８０度異なる信号、つまりＰ_１（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ−ωｐ_１）ｔ｝、Ｐ_２（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ−ωｐ_１）ｔ＋π｝とする。また、上側の帯域外周波数にある第３パイロット信号Ｐ_３（ｔ）および第４パイロット信号Ｐ_４（ｔ）を、振幅が共にＰで、角周波数が共に（ωａ＋ωｐ_１）の正弦波信号で、位相が互いに１８０度異なる信号、つまりＰ_３（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ＋ωｐ_１）ｔ｝、Ｐ_４（ｔ）＝Ｐ×ｃｏｓ｛（ωａ＋ωｐ_１）ｔ＋π｝とする。このときの増幅回路３００の出力信号のスペクトラムを図１０に示す。

出力信号に含まれる下側の帯域外周波数にある第１パイロット信号Ｐ_１（ｔ）および第２パイロット信号Ｐ_２（ｔ）の成分については、当該成分がキャンセルされるように、制御部３０３によって、ベクトル調整部１０５での利得および位相の調整が調整される。この動作は、実施の形態２で説明した動作と同様である。

一方、出力信号に含まれる上側の帯域外周波数にある第３パイロット信号Ｐ_３（ｔ）および第４パイロット信号Ｐ_４（ｔ）の成分については、下記の動作が行われる。

まず、周波数変換部３０５で、第３パイロット信号Ｐ_３（ｔ）および第４パイロット信号Ｐ_４（ｔ）の成分を低周波数帯に周波数変換する。例えば、局部発振周波数をωｃ＋ωｐ_１＋２π×１０ｋＨｚとすれば、第３パイロット信号成分および第４パイロット信号成分の角周波数は２π×１０ｋＨｚ、すなわち第１パイロット信号成分および第２パイロット信号成分と同じ周波数に変換される。このため、ＬＰＦ３０６およびＡ／Ｄ変換器３０７が、ＬＰＦ１１７およびＡ／Ｄ変換器１１８と同様の動作を行うことにより、上側の帯域外周波数のパイロット信号成分を制御部３０３に出力することができる。

第１加算部１０３から第１増幅器１１１までと第２加算部１０４から第２増幅器１１２までとの周波数特性に差異がなければ、上側の帯域外周波数のパイロット信号成分も下側の帯域外周波数のパイロット信号成分と同様にキャンセルされる。一方、周波数特性に差異がある場合は、上側の帯域外周波数のパイロット信号成分がキャンセルされずに検出される。この検出された上側の帯域外周波数のパイロット信号成分のレベルが最少となるように、制御部３０３は、周波数特性補正部３０１を制御する。図１１に周波数特性補正部３０１の利得特性の例を示す。周波数特性補正部３０１は、例えば、ディジタル信号処理によるディジタルフィルタの係数を変更する等によって、利得の周波数特性を利得周波数特性＃１から利得周波数特性＃２まで変化させることが可能である。

つまり、２つの増幅系統の利得および位相の差異を下側の帯域外周波数のパイロット信号成分を検出することによって、ベクトル調整部１０５での利得および位相の調整（補正）を制御し、利得の周波数特性の差異を上側の帯域外周波数のパイロット信号成分を検出することによって、周波数特性補正部３０１での周波数特性の補正を制御する。

なお、図１１では、利得の周波数特性の補正について説明したが、同様の動作で位相の周波数特性の補正を行うことができる。

また、位相の周波数特性を補正する手段として可変遅延回路を用いても良い。

このように、本実施の形態によれば、ＬＩＮＣ方式の増幅回路３００の２系統の周波数特性差を、正弦波等の単純な信号であるパイロット信号を制御部３０３で比較することにより算出し、算出された周波数特性差に基づいて周波数特性の補正を周波数特性補正部３０１で行うため、より高い電力効率で歪みが少ない出力信号を得ることができる。

（実施の形態４）
図１２は、本発明の実施の形態４に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図である。図１２に示す無線送受信装置４００は、実施の形態１で説明した増幅回路１００と、無線信号を送信および受信するアンテナ４０１と、アンテナ４０１を送信と受信とで共用し、増幅回路１００の出力信号をアンテナ４０１に出力し、アンテナ４０１で受信した信号を無線受信部４０３に出力するアンテナ共用器４０２と、アンテナ共用器４０２の出力信号から希望の受信信号を取り出す回路であって、例えば低雑音増幅器、周波数変換するミキサ、フィルタ、可変利得増幅器およびＡ／Ｄ変換器等で構成される無線受信部４０３と、音声、映像およびデータ等の信号を無線で送信するための信号に変調し、無線で受信した信号から音声、映像およびデータ等の信号に復調する変復調部４０４とを有する。

なお、無線送受信装置４００は、増幅回路１００を有する代わりに、実施の形態２および実施の形態３でそれぞれ説明した増幅回路２００および増幅回路３００のいずれか一方を有する構成を採っても良い。

本実施の形態に係る無線送受信装置４００は、送信する信号の増幅を上記のいずれかの実施の形態で説明した増幅回路を使用するため、装置規模を小さくすることができると共に、低い製造コストで、送信信号に含まれる歪み成分を小さくすることができる。

また、無線送受信装置４００は、増幅回路１００に備えられた局部発振器１０９が出力する局部発振信号を無線受信部４０３のミキサで共用するだけでなく、増幅回路１００に備えられた制御部１１５を無線受信部４０３における制御（例えば、自動利得制御等）に共用するような構成を採る。このため、無線送受信装置４００の装置規模を一層小型化することができる。

このように、本実施の形態によれば、実施の形態１から実施の形態３のいずれかに記載の作用効果と同様の作用効果を、無線送受信装置４００において実現することができると共に、無線送受信装置４００の装置規模を一層小型化することができ、低い製造コストで、送信信号に含まれる歪み成分を通信の障害にならないレベルに抑えることができ、受信機にて誤りのないデータを受信することができる。

なお、本実施の形態で説明した無線送受信装置４００は、無線通信用および放送用のネットワークにて使用される無線基地局装置や通信端末装置に適用することが可能である。

本発明の増幅回路は、増幅回路の回路規模の増大を抑制しつつ高い電力効率で歪みの少ない出力信号が得られる効果を有し、例えば無線通信や放送に用いる送信装置において送信信号を増幅する終段の増幅回路として有用である。

本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１における演算動作を直交平面座標上で示した図 本発明の実施の形態１に係る増幅回路における各部の出力信号のスペクトラムを示す図 本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２における演算動作を直交平面座標上で示した図 本発明の実施の形態２に係る増幅回路の出力信号のスペクトラムを示す図 本発明の実施の形態３に係る増幅回路の構成を示すブロック図 一般的な高周波回路の利得周波数特性の例を示す図 遅延量が異なる２つの経路の位相周波数特性の例を示す図 本発明の実施の形態３に係る増幅回路の出力信号のスペクトラムを示す図 本発明の実施の形態３における周波数特性補正部の利得特性の例を示す図 本発明の実施の形態４に係る無線送受信装置の構成を示すブロック図 従来の増幅回路の構成の一般例を示す図 従来の増幅回路における演算動作を直交平面上で示した図 従来の増幅回路の構成の他の例を示す図

符号の説明

１００、２００、３００ 増幅回路
１０１ 定包絡線信号生成部
１０２、２０１、３０４ パイロット信号生成部
１０３ 第１加算部
１０４ 第２加算部
１０５ ベクトル調整部
１０６ａ、１０６ｂ Ｄ／Ａ変換器
１０７ａ、１０７ｂ、１１７、３０６ ＬＰＦ
１０８ａ、１０８ｂ ミキサ
１０９ 局部発振器
１１０ａ、１１０ｂ ＢＰＦ
１１１ 第１増幅器
１１２ 第２増幅器
１１３ 合成器
１１４、３０２ パイロット信号検出部
１１５、３０３ 制御部
１１６、３０５ 周波数変換部
１１８、３０７ Ａ／Ｄ変換器
１１９ 振幅調整部
１２０ 位相調整部
３０１ 周波数特性補正部
４００ 無線送受信装置
４０１ アンテナ
４０２ アンテナ共用器
４０３ 無線受信部
４０４ 変復調部

Claims (7)

1. 入力信号から複数の定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成手段と、
   同相合成されると互いに打ち消し合う複数のパイロット信号を生成するパイロット信号生成手段と、
   生成された前記複数の定包絡線信号に、生成された前記複数のパイロット信号を個別に加算する加算手段と、
   加算後の前記複数の定包絡線信号を個別に増幅する増幅手段と、
   増幅された前記複数の定包絡線信号を同相合成して出力信号を得る合成手段と、
   生成された前記複数の定包絡線信号のいずれかの振幅または位相を、得られた前記出力信号内の前記複数のパイロット信号に相当する信号成分を用いて補正する振幅位相補正手段と、
   を有することを特徴とする増幅回路。
2. 入力信号から第１および第２の定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成手段と、
   互いに同振幅、同周波数および逆位相を有する第１および第２のパイロット信号を生成するパイロット信号生成手段と、
   生成された前記第１の定包絡線信号に、生成された前記第１のパイロット信号を加算すると共に、生成された前記第２の定包絡線信号に、生成された前記第２のパイロット信号を加算する加算手段と、
   加算後の前記第１および第２の定包絡線信号を個別に増幅する増幅手段と、
   増幅された前記第１および第２の定包絡線信号を同相合成して出力信号を得る合成手段と、
   生成された前記第１および第２の定包絡線信号のいずれかの振幅もしくは位相を、得られた前記出力信号内の前記第１および第２のパイロット信号に相当する信号成分を用いて補正する振幅位相補正手段と、
   を有することを特徴とする増幅回路。
3. 前記パイロット信号生成手段は、互いに同振幅、同周波数および逆位相を有する第３および第４のパイロット信号をさらに生成し、
   前記加算手段は、生成された前記第１の定包絡線信号に、生成された前記第１および第３のパイロット信号を加算すると共に、生成された前記第２の定包絡線信号に、生成された前記第２および第４のパイロット信号を加算し、
   前記振幅位相補正手段は、
   生成された前記第１および第２の定包絡線信号のいずれかの振幅もしくは位相を、得られた前記出力信号内の前記第１から第４のパイロット信号に相当する信号成分を用いて補正し、
   前記第１から第４のパイロット信号の前記周波数は、前記入力信号の周波数帯域外にあり、かつ前記第１および第２のパイロット信号の前記周波数は、前記周波数帯域の低域側および高域側のうち一方の側にあり、前記第３および第４のパイロット信号の前記周波数は、他方の側にあり、
   前記いずれかの定包絡線信号の振幅または位相の周波数特性を、得られた前記出力信号内の前記第１から第４のパイロット信号に相当する信号成分を用いて補正する周波数特性補正手段をさらに有する、
   ことを特徴とする請求項２記載の増幅回路。
4. 請求項１または請求項２記載の増幅回路を有することを特徴とする無線基地局装置。
5. 請求項１または請求項２記載の増幅回路を有することを特徴とする無線端末装置。
6. 入力信号から複数の定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成ステップと、
   同相合成されると互いに打ち消し合う複数のパイロット信号を生成するパイロット信号生成ステップと、
   生成された前記複数の定包絡線信号に、生成された前記複数のパイロット信号を個別に加算する加算ステップと、
   加算後の前記複数の定包絡線信号を個別に増幅する増幅ステップと、
   増幅された前記複数の定包絡線信号を同相合成して出力信号を得る合成ステップと、
   生成された前記複数の定包絡線信号のいずれかの振幅または位相を、得られた前記出力信号内の前記複数のパイロット信号に相当する信号成分を用いて補正する振幅位相補正ステップと、
   を有することを特徴とする増幅方法。
7. 入力信号から第１および第２の定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成ステップと、
   互いに同振幅、同周波数および逆位相を有する第１および第２のパイロット信号を生成するパイロット信号生成ステップと、
   生成された前記第１の定包絡線信号に、生成された前記第１のパイロット信号を加算すると共に、生成された前記第２の定包絡線信号に、生成された前記第２のパイロット信号を加算する加算ステップと、
   加算後の前記第１および第２の定包絡線信号を個別に増幅する増幅ステップと、
   増幅された前記第１および第２の定包絡線信号を同相合成して出力信号を得る合成ステップと、
   生成された前記第１および第２の定包絡線信号のいずれかの振幅もしくは位相を、得られた前記出力信号内の前記第１および第２のパイロット信号に相当する信号成分を用いて補正する振幅位相補正ステップと、
   を有することを特徴とする増幅方法。

Images