CN1853351A - 放大电路及放大方法 - Google Patents

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Abstract

一种可抑制放大电路的电路规模的增大，并且可获得较高功率效率且失真较少的输出信号的放大电路。在这个电路中，定包络线信号生成单元(101)，由输入信号生成多个定包络线信号。导频信号生成单元(102)，将分别具有预定的振幅、预定的相位及预定的频率的多个导频信号，分别与生成了的多个定包络线信号向对应地生成，上述多个导频信号的上述相位或上述频率相互不同。第1相加单元(103)及第2相加单元(104)，将该多个导频信号与生成了的多个定包络线信号分别相加。第1放大器(111)及第2放大器(112)，将相加了该多个导频信号的多个定包络线信号放大。矢量调整单元(105)使用包含在放大了的多个定包络线信号中，且相当于该多个导频信号的信号成分，修正生成了的多个定包络线信号中的任何一个信号的振幅或相位。

Description

放大电路及放大方法
技术领域
本发明涉及一种放大电路及放大方法，特别涉及用于在无线通信或广播的发送装置中放大发送信号的放大电路及放大方法。
背景技术
在用于无线通信或广播的发送装置中，近年以来，发送数字调制信号的情况变多。由于这些信号许多都已经实现多阶化，变得可以在振幅方向装载信息，所以在用于发送装置的放大电路就被要求线性。另一方面，为了减少装置的功率消耗，放大电路被要求较高的功率效率。为使放大电路的线性及功率效率并存，提出了为补偿失真或改善效率的种种方法。以往的放大电路方式中，有一个被称为LINC(LinearAmplification with Nonlinear Components，带有非线性元件的线性放大)的方式。在这个方式中，通过将发送信号分开为两个定包络线信号，以功率效率较高的非线性放大器放大之后合成，而谋求线性及功率效率的并存。
此处，参照图1说明适用LINC方式放大电路的一般例子。在图1所示的放大电路10中，在定包络线信号生成单元11，从输入信号S(t)生成两个定包络线信号Sa(t)及Sb(t)。例如，用以下的(公式1)表示输入信号S(t)时，如将各定包络线信号Sa(t)、Sb(t)设为以下的(公式2)及(公式3)的话，则各定包络线信号Sa(t)、Sb(t)的振幅方向成为常数。
S(t)＝V(t)×cos{ωct+φ(t)}    ...(公式1)
其中，将V(t)的最大值设为Vmax，将输入信号的载波的角频率设为ωc。
Sa(t)＝Vmax/2×cos{ωct+ψ(t)}    …(公式2)
Sb(t)＝Vmax/2×cos{ωct+θ(t)}    …(公式3)
其中，设ψ(t)＝φ(t)+α(t)、θ(t)＝φ(t)-α(t)。
图2是在正交平面坐标上使用信号矢量表示定包络线信号的生成动作的图，如该图所示，用振幅为Vmax/2的两个定包络线信号Sa(t)、Sb(t)的矢量和来表示输入信号S(t)。
再参照图1。在两个放大器12、13上，分别放大两个定包络线信号。此时如将放大器12、13的增益设为G，则放大器12、13的输出信号分别成为G×Sa(t)、G×Sb(t)。如在合成单元14合成这些输出信号G×Sa(t)、G×Sb(t)，则可获得输出信号G×S(t)。
图3表示具有与此相同结构的放大电路10a的例子。在定包络线信号生成单元11，对于定包络线信号IQ生成单元15，从基带的输入信号Si、Sq通过数字信号处理而生成经过正交解调后成为定包络线信号Sa、Sb的基带信号Sai、Saq、Sbi、Sbq，并将各基带信号通过D/A转换器16a、16b、16c、16d转换为模拟信号之后，在具有两个正交调制器的正交调制单元17正交调制而获得两个定包络线信号Sa(t)、Sb(t)。将各信号在上述放大器(driver amp.，激励放大器)18a、18b放大之后，进行在放大器12、13的最终放大及在合成单元14的合成，结果获得输出信号。
上述放大电路10a中，可以使用频率较低的基带信号通过数字信号处理而实现定包络线信号的生成，但两系统的放大器的增益或相位发生了误差的情况下，放大合成后的信号的矢量就变得不同于期望的输出信号的矢量，即，这些误差成为信号的失真成分。另外，在放大电路10a中，不仅难以预测这些误差的原因，而且随温度等环境因素也改变特性。
作为以往的放大电路，为了对此进行补偿，提出了这样一些解决的办法，例如从输入信号处近似地进行运算生成定包络线信号时候与输入信号合成的辅助波信号，以将辅助波信号和输入信号合成而生成两个定包络线信号，将各定包络线信号在两个放大器放大、合成之后，检测输出信号或辅助波成分，修正有关两系统的放大器的增益或相位的特性的误差(举例，参照专利文献1)。
【专利文献1】日本专利申请第2758682号公报
发明内容
本发明所要解决的问题
然而，在上述以往的放大电路中存在以下问题：为了参照信号必须进行运算处理，那时必须将和输入信号同等的带域成分的输出信号或辅助波信号解释，特别是，当信号的带域或动态范围变大，则运算处理量变大，放大电路的电路规模增大。
本发明的目的在于提供一种放大电路及放大方法，以其抑制放大电路的电路规模的增大，并且获得较高功率效率且失真较少的输出信号。
解决问题的方法
本发明的放大电路采用如下结构，即，包括：定包络线信号生成单元，由输入信号生成多个定包络线信号；导频信号生成单元，用于生成分别与上述生成的多个定包络线信号关联的多个导频信号，所述多个导频信号分别具有预定的振幅、预定的相位及预定的频率，上述导频信号的上述相位或上述频率相互不同；相加单元，将上述多个导频信号与生成了的多个定包络线信号分别相加；放大单元，将相加了上述多个导频信号的多个定包络线信号放大；以及修正单元，使用包含在放大了的多个定包络线信号、且相当于上述多个导频信号的信号成分，修正生成了的多个定包络线信号的任何一个的振幅或相位。
本发明的放大方法设为包含：定包络线信号生成步骤，由输入信号生成多个定包络线信号；导频信号生成步骤，生成分别与上述生成的多个定包络线信号关联的多个导频信号，所述多个导频信号分别具有预定的振幅、预定的相位及预定的频率，上述导频信号的上述相位或上述频率相互不同；相加步骤，分别将上述多个导频信号与生成了的多个定包络线信号相加；放大步骤，将相加了上述多个导频信号的多个定包络线信号放大；以及修正步骤，使用包含在放大了的多个定包络线信号中且相当于上述多个导频信号的信号成分，修正生成了的多个定包络线信号的任何一个的振幅或相位。
本发明的效果
根据本发明，可以抑制放大电路的电路规模的增大，并且可获得较高功率效率且失真较少的输出信号。
附图说明
图1是表示以往的放大电路结构的一般例子的图；
图2是将在以往的放大电路的运算动作在正交平面上表示的图；
图3是表示以往的放大电路结构的其它例子的图；
图4是表示本发明实施方式1的放大电路结构的方框图；
图5是将在本发明实施方式1的运算动作在正交平面坐标上表示的图；
图6A是表示本发明实施方式1的放大电路的输出信号频谱的图；
图6B是表示在本发明实施方式1的放大电路的频率转换单元的输出信号频谱的图；
图6C是表示在本发明实施方式1的放大电路的低通滤波器的输出信号频谱的图；
图7是表示本发明实施方式2的放大电路结构的方框图；
图8是将在本发明实施方式2的运算动作在正交平面坐标上表示的图；
图9是表示本发明实施方式2的放大电路的输出信号频谱的图；
图10是表示本发明实施方式3的放大电路结构的方框图；
图11是表示一般的高频率电路的增益频率特性的例子的图；
图12是表示延迟量不同的两个路径的相位频率特性的例子的图；
图13是表示本发明实施方式3的放大电路的输出信号频谱的图；
图14是表示在本发明实施方式3的频率特性修正单元的增益特性的例子的图；以及
图15是表示本发明实施方式4的无线发送接收装置结构的方框图。
具体实施方式
以下，参照附图就本发明的实施方式进行详细说明。
(实施方式1)
图4是表示本发明实施方式1的放大电路结构的方框图。
图4所示放大电路100包括：定包络线信号生成单元101、导频信号生成单元102、第1相加单元103、第2相加单元104、矢量调整单元105、两个D/A转换器106a和106b、两个低通滤波器(LPF)107a和107b、两个混频器108a和108b、局部振荡器109、两个带通滤波器(BPF)110a和110b、第1放大器111、第2放大器112、合成器113、导频信号检测单元114及控制单元115。
另外，导频信号检测单元114包括：频率转换单元116、LPF117、A/D转换器118。而且，矢量调整单元105包括振幅调整单元119及相位调整单元120。
定包络线信号生成单元101，使用基带的输入信号Si、Sq，生成在矢量合成时与以频率ωa的载波频率正交调制的输入信号Si、Sq等价的两个定包络线信号，即，生成第1定包络线信号Sωa1，及第2定包络线信号Sωa2，分别输出至第1相加单元103及第2相加单元104。
导频信号生成单元102，生成频率为输入信号Si、Sq的带域外的两个导频信号，即生成第1导频信号及第2导频信号，分别输出至第1相加单元103及第2相加单元104。
第1相加单元103将分别输入了的第1定包络线信号Sωa1及第1导频信号相加。另外，第2相加单元104将分别输入了的第2定包络线信号Sωa2及第2导频信号相加。
矢量调整单元105，例如是运算电路，使第2相加单元104的输出信号的增益及相位，基于后述的控制单元115的控制而变化，向D/A转换器106b输出。
更具体而言，在矢量调整单元105，振幅调整单元119基于控制单元115的控制，调整第2相加单元104的输出信号的增益(振幅方向)，相位调整单元120基于控制单元115的控制，调整第2相加单元104的输出信号的相位(相位方向)。
此处，定包络线信号生成单元101、导频信号生成单元102、第1相加单元103、第2相加单元104及矢量调整单元105，是由例如DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)、CPU(Central ProcessingUnit，中央处理器)或ASIC(Application Specific Integrated Circuit，专用集成电路)等构成的数字信号处理电路，各自的动作通过数字信号的运算而得到处理。
D/A转换器106a，将在第1相加单元103由相加第1导频信号的第1定包络线信号Sωa1进行数字模拟转换。
D/A转换器106b是将从矢量调整单元105的输出信号、即相加第2导频信号的第2定包络线信号Sωa2进行数字模拟转换。
LPF107a、107b，从D/A转换器106a、106b的各输出信号中去掉取样频率及重叠噪声成分，将去掉后的第1定包络线信号Sωa1及第2定包络线信号Sωa2分别输出至混频器108a、108b。
混频器108a、108b，是例如将频率上变频的混频器电路，与从LPF107a、107b的各输出信号和局部振荡器109的局部振荡信号混合，将混合后的第1定包络线信号Sωa1及第2定包络线信号Sωa2分别频率转换(上变频)至预定的输出信号用频率。
局部振荡器109，比如说，是使用了以相位负反馈控制系(PLL)控制的电压控制振荡器(VCO)的频率合成器等的振荡电路，将局部振荡信号输出至混频器108a、108b。
BPF110a、110b，是诸如让所期望的频带信号通过、抑制不需要的频率成分的滤波器，抑制分别包含于在混频器108a、108b上变频了的第1定包络线信号Sωc1及第2定包络线信号Sωc2的不需要的频率成分，即抑制在混频器108a、108b发生的图象成分或局部振荡信号的泄漏成分，将抑制后的第1定包络线信号Sωc1及第2定包络线信号Sωc2分别输出至第1放大器111及第2放大器112。
第1放大器111放大从BPF110a的输出信号，输出至合成器113。第2放大器112放大从BPF110b的输出信号，输出至合成器113。
合成器113，是诸如可以使用分布常数电路的4端子方向性结合器或威尔金森(Wilkinson)型合成器等实现的合成单元，合成在第1放大器111及第2放大器112放大了的信号，获得放大电路100的输出信号。
导频信号检测单元114，从合成器113的输出信号的一部分提取导频信号成分，输出至控制单元115。导频信号成分中，包含相当于第1导频信号的成分及相当于第2导频信号的成分。
更具体而言，在导频信号检测单元114，频率转换单元116将包含在从合成器113获得的信号的导频信号成分频率转换至低频率带，输出至LPF117。而且，LPF117，抑制由在频率转换单元116频率转换了的信号的输出信号成分，将导频信号成分输出至A/D转换器118。然后，A/D转换器118，将从LPF117的导频信号成分模拟数字转换，输出至控制单元115。
控制单元115，以例如CPU、DSP及ASIC等的运算电路或存储器等构成，并基于导频信号检测单元114输出的导频信号成分(即，第1导频信号成分及第2导频信号成分)，控制在矢量调整单元105的增益及相位的调整。
更具体地说，如将在矢量调整单元105的振幅方向及相位方向的调整量分别设为γ、β，则控制单元115，将振幅方向的调整量γ设定为使通过导频信号检测单元114得到检测的第1导频信号成分及第2导频信号成分中的各振幅成分成为相等的值，将相位方向的调整量β设定为使通过导频信号检测单元114得到检测的第1导频信号成分及第2导频信号成分中的各相位成分成为相等的值。
接着，就具有上述结构的放大电路100的动作加以说明。
首先，在定包络线信号生成单元101，由基带的输入信号Si、Sq生成第1定包络线信号Sωa1(t)、第2定包络线信号Sωa2(t)。
然后，在用以下的(公式4)表示将输入信号Si、Sq以角频率ωa的载波频率正交调制了的信号Sωa(t)时，如设为用(公式5)及(公式6)表示第1定包络线信号Sωa1(t)及第2定包络线信号Sωa2(t)的话，则第1定包络线信号Sωa1(t)及第2定包络线信号Sωa2(t)成为振幅方向为常数的定包络线信号。
Sωa(t)＝V(t)×cos{ωat+φ(t)}    ...(公式4)
其中，将V(t)的最大值设为Vmax。
Sωa1(t)＝Vmax/2×cos{ωat+ψ(t)}    ...(公式5)
Sωa2(t)＝Vmax/2×cos{ωat+θ(t)}    ...(公式6)
其中，设ψ(t)＝φ(t)+α(t)、θ(t)＝φ(t)-α(t)。
此处，将在导频信号生成单元102生成的第1及第2导频信号设为振幅均为P、角频率分别为(ωa-ωp1)、(ωa-ωp2)的正弦波信号，即设为P1(t)＝P×cos{(ωa-ωp1)t}、P2(t)＝P×cos{(ωa-ωp2)t}。此时，在第1相加单元103及第2相加单元104的输出信号S’ωa1(t)、S’ωa2(t)分别用(公式7)及(公式8)表示。
S’ωa1(t)＝Sωa1(t)+P1(t)
          ＝Vmax/2×cos{ωat+ψ(t)}+P×cos{(ωa-ωp1)
                 t}                        ...(公式7)
S’ωa2(t)＝Sωa2(t)+P2(t)
          ＝Vmax/2×cos{ωat+θ(t)}+P×cos{(ωa
            -ωp2)t}                       ...(公式8)
图5是在正交平面坐标上使用信号矢量来表示根据(公式4)～(公式8)表示的运算动作的图。如图5所示，对振幅分别是Vmax的第1定包络线信号Sωa1(t)及第2定包络线信号Sωa2(t)分别加上P1(t)及P2(t)后，则以S’ωa1(t)及S’ωa2(t)表示。合成了这些的成为S’ωa(t)。
然后，在矢量调整单元105，基于控制单元115的控制，将第2相加单元104的输出信号S’ωa2(t)例如分别以振幅方向γ倍、相位方向移相量β而调整。矢量调整单元105的输出信号Soutv(t)，可用以下的(公式9)表示。
Soutv(t)＝γ×[Vmax/2×cos{ωat+θ(t)+β}
          +P×cos{ωa-ωp2}t+β]                ...(公式9)
然后，在D/A转换器106a，将第1相加单元103的输出信号S’ωa1(t)转换至模拟信号，在D/A转换器106b，将矢量调整单元105的输出信号Soutv(t)转换至模拟信号。
然后，在LPF107a、107b，对数字模拟转换后的信号，分别压制可由D/A转换器106a、106b输出的重叠噪声成分。
然后，在混频器108a、108b，将压制噪声成分后的信号的载波频率分别频率转换至ωc。
然后，在BPF110a、110b，对频率转换后的信号，压制可由混频器108a、108b发生的图象成分或局部振荡信号的泄漏成分等不需要的寄生成分。
然后，在第1放大器111，放大从BPF110a的输出信号；在第2放大器112，放大从BPF110b的输出信号。
此时，在第1放大器111及第2放大器112，将对频率转换至ωc的定包络线信号加上导频信号的信号放大。因此，虽然在第1放大器111及第2放大器112放大的信号并不是完全的定包络线信号，但如将导频信号的振幅设为远远小于定包络线信号的话，可将此处得到放大的信号的包络线变动成为极小。例如，假设将导频信号电平设定为小于定包络线信号40dB的电平，由于放大的信号的包络线变动为振幅的1％左右，所以可将第1放大器111及第2放大器112以较高功率效率使用。
然后，在合成器113，合成从第1放大器111及第2放大器112的输出信号。这样做，可获得放大电路100的输出信号。
此处，分别将从D/A转换器106a到第1放大器111的增益及移相量设为Ga、Ha，分别将从D/A转换器106b到第2放大器112的增益及移相量设为Gb、Hb，则从第1放大器111的输出信号Sounta1及从第2放大器112的输出信号Sounta2分别用(公式10)及(公式11)表示。
Sounta1＝Ga×[Vmax/2×cos{ωct+ψ(t)+Ha}
              +P×cos{(ωc-ωp1)t+Ha}]     ...(公式10)
Sounta2＝Gb×γ×[Vmax/2×cos{ωct+θ(t)+β+Hb}+P
              ×cos(ωc-ωp2)t+β+Hb}]
                                           ...(公式11)
因此，合成器113的输出信号S’(t)，是将用(公式10)及(公式11)表示的两个信号同相相加了的信号，可用以下的(公式12)表示。
S’(t)＝Ga×[Vmax/2×cos{ωct+ψ(t)+Ha}
        +Gb×γ×[Vmax/2×cos{ωct+θ(t)+β+Hb}
        +Ga×P×cos{(ωc-ωp1)t+Ha}
        +Gb×γ×p×cos{(ωc-ωp2)t+β+Hb}
                                         ...(公式12)
此时，如果Ga＝Gb×γ；且Ha＝Hb+β，则(公式12)的右边第1项及第2项，和表示如合成则成为(公式1)的定包络线信号的(公式2)及(公式3)相似，可以将(公式12)转换为以下的(公式13)。
S’(t)＝Ga×V(t)×cos{ωct+φ(t)+Ha}
            +Ga×P×cos{(ωc-ωp1)t+Ha}
            +Ga×P×cos{(ωc-ωp2)t+Ha}
                                         ...(公式13)
上述(公式13)的右边第1项，成为将输入信号以角频率ωc的载波正交调制，增益Ga倍、Ha移相了的信号，即成为以增益Ga放大了的期望波信号成分。
即，本实施方式中，提取放大电路100的输出信号的一部分，输入至导频信号检测单元114，将由(公式12)的右边第3项及第4项表示的导频信号成分在导频信号检测单元114检测，并在控制单元115控制矢量调整单元105，以成为Ga＝Gb×γ且Ha＝Hb+β。
然后，在导频信号检测单元114的频率转换单元116，将输出信号转换至低频率带。例如，如将局部振荡频率设为ωc-2×ωp2+ωp1，则(公式12)的右边第3项的角频率成为2×(ωp2-ωp1)，第4项的角频率成为ωp2-ωp1，第1项及第2项的角频率成为2×ωp2-ωp1。如将这些频率转换了的第1项及第2项的成分在LPF117去掉的话，则LPF117的输出信号(导频信号成分)成为Ga×P×cos{(ωp2-ωp1)t+Ha}+Gb×γ×p×cos{(ωp2-ωp1)t+β+Hb}。
图6A、图6B及图6C是表示在本实施方式的放大电路100的各单元的输出信号的频谱的图。图6A表示放大电路100的输出信号，图6B表示频率转换单元116的输出信号，图6C表示LPF117的输出信号的各频谱。可知频率转换了的导频信号成分可以通过LPF117容易地分离而提取。
然后，在A/D转换器118，将分离而获得的导频信号成分转换为数字信号，输出至控制单元115。
然后，在控制单元115，控制根据矢量调整单元105的增益γ及移相量β的调整，以使在转换为数字信号的导频信号成分Ga×P×cos{(ωp2-ωp1)t+Ha}+Gb×γ×P×cos{(ωp2-ωp1)t+β+Hb}中的振幅成分Ga×P及Gb×γ×P以及相位成分Ha及β+Hb，分别成为相等。
也即，可通过该动作将(公式13)所表示的信号作为放大电路100的输出信号而获得。
此时，假如V(t)×cos{ωct+φ(t)}的带宽大于或等于数MHz的宽带的情况下，如果设ωp2-ωp1＝2π×5kHz，则2×(ωp2-ωp1)＝2π×10kHz，如将A/D转换器118的取样频率设为80kHz，则可以进行大于或等于超8倍取样以上的导频信号成分的取样。即使在控制单元115，也可以在远低于信号带宽的频率，进行为了调整振幅成分及相位成分的运算处理。
如此，根据本实施方式，由于将LINC方式放大电路100的两系统的增益误差及相位误差，通过在控制单元115对正弦波等的单纯信号的导频信号进行比较而算出，并且在矢量调整单元105基于算出了的增益误差及相位误差进行振幅成分及相位成分的调整(修正)，所以可不需要大规模的修正用运算电路而缩小放大电路100的电路规模的同时，可获得较高功率效率且失真较少的输出信号S’(t)。
再者，上述说明中，将合成器113假定为理想的同相合成单元，但根据本实施方式，即使在合成器113的合成时存在有增益差或相位差的情况下，也可修正该差分。
又如，上述说明中，是设为在矢量调整单元105修正增益及相位，但是即使使用了模拟电路的可变增益放大器或可变移相器等，也可获得和上述相同的作用效果。例如，作为可变增益单元，如采用控制第1放大器111及第2放大器112的偏置的结构，则可进而提高功率效率。
又如，上述说明中是将相位调整单元120作为可变移相单元使用，在相位误差的原因主要是由于延迟量的差异的情况下，即使使用可变延迟单元也可获得与上述相同的作用效果。
再如，在上述说明中，使用同相合成的合成器113，但并不限定其相位特性。例如，即使在代替上述的合成器113，而使用了将相位移动90度而合成的方向性结合器的情况下，如果考虑该相位移动量而生成定包络线信号，则可获得和上述相同的作用效果。
(实施方式2)
图7是表示本发明实施方式2的放大电路结构的方框图。再者，本实施方式的放大电路，具有和实施方式1中说明了的放大电路100相同的基本结构，在相同结构元件标注相同参照符号，省略其详细的说明。
图7所示的放大电路200，代替图4所示放大电路100的导频信号生成单元102而包括导频信号生成单元201。
本实施方式的特征是，生成两个导频信号，该两个导频信号是在从第1相加单元103及第2相加单元104分别输出的信号，一直到在合成器113信号被合成为止，没有发生增益及相位的差异的情况下，合成后其导频信号成分相互抵消的导频信号。
以下，就具有上述结构的放大电路200的动作加以说明。另外，关于和实施方式1中说明了的相同的动作，省略其详细的说明。
将在导频信号生成单元201生成的第1及第2导频信号，设为振幅均为P、角频率均为(ωa-ωp1)的正弦波信号，而且相位相差180度的信号，即P1(t)＝P×cos{(ωa-ωp1)t}、P2(t)＝P×cos{(ωa-ωp1)t+π}。此时，在第1相加单元103及第2相加单元104的输出信号S’ωa1(t)、S’ωa2(t)分别用(公式14)及(公式15)表示。
S’ωa1(t)＝Sωa1(t)+P1(t)
          ＝Vmax/2×cos{ωat+ψ(t)}+P×cos{(ω
            a-ωp1)t}                     ...(公式14)
S’ωa2(t)＝Sωa2(t)+P2(t)
          ＝Vmax/2×cos{ωat+θ(t)}+P×cos{(ω
            a-ωp1)t+π}    ...(公式15)
图8是将在实施方式1说明了的(公式4)～(公式6)及上述(公式14)～(公式15)而表示的运算动作在正交平面坐标上，使用信号矢量来表示。如图8所示，将振幅分别在Vmax的第1定包络线信号Sωa1(t)及第2定包络线信号Sωa2(t)上，分别加上P1(t)及P2(t)，并以S’ωa1(t)及S’ωa2(t)表示。将它们合成后成为S’ωa(t)。
又如，可知由于P1(t)及P2(t)振幅相同，而相位相差了180度，同相合成的情况被抵消，Sωa(t)及S’ωa(t)表示相同的矢量坐标。
在矢量调整单元105，将第2相加单元104的输出信号S’ωa2(t)基于控制单元115的控制，例如分别以振幅方向γ倍、相位方向移相量β调整。矢量调整单元105的输出信号Soutv(t)可用以下的(公式16)表示。
Soutv(t)＝γ×[Vmax/2×cos{ωat+θ(t)+β}
          +P×cos{ωa-ωp1}t+π+β]
                                          ...(公式16)
又如，将从D/A转换器106a到第1放大器111的增益及移相量分别设为Ga、Ha，将从D/A转换器106b到第2放大器112的增益及移相量分别设为Gb、Hb，则从第1放大器111的输出信号Souta1及从第2放大器112的输出信号Souta2分别用(公式17)及(公式18)表示。
Sounta1＝Ga×[Vmax/2×cos{ωct+ψ(t)+Ha}
         +P×cos{(ωc-ωp1)t+Ha}]
                                       ...(公式17)
Sounta2＝Gb×γ×[Vmax/2×cos{ωct+θ(t)+β+Hb}+
         P×cos{(ωc-ωp1)t+π+β+Hb}]
                                       ...(公式18)
因此，合成器113的输出信号S’(t)是用(公式17)及(公式18)表示的两个信号同相相加了的信号，可用以下的(公式19)表示。
S’(t)＝Ga×[Vmax/2×cos{ωct+ψ(t)+Ha}
      +Gb×γ×[Vmax/2×cos{ωct+θ(t)+β+Hb}
      +Ga×P×cos{(ωc-ωp1)t+Ha}+Gb×γ×P×cos
      {(ωc-ωp1)t+π+β+Hb}
                                           ...(公式19)
此时，如果Ga＝Gb×γ且Ha＝Hb+β，则(公式19)的右边第1项及第2项，则与表示如果合成则成为(公式1)的定包络线信号的(公式2)及(公式3)相似，而右边第3项及第4项成为振幅相等、相位相差180度的正弦波信号，所以可将(公式19)转换为以下的(公式20)。
    S’(t)＝Ga×V(t)×cos{ωct+φ(t)+Ha}       ...(公式20)
也即，在本实施方式中，设为：提取放大电路200的输出信号的一部分输入至导频信号检测单元114，将(公式19)的右边第3项及第4项所示的导频信号成分在导频信号检测单元114检测，并在控制单元115控制矢量调整单元105，以成为Ga＝Gb×γ且Ha＝Hb+β。
图9是表示本实施方式放大电路200的输出信号频谱的图。由于(公式19)的右边第3项及第4项为同一频率，所以在Ga＝Gb×γ及Ha＝Hb+β的条件不具备时，在ωc-ωp1，有导频信号成分的频谱发生。
在导频信号检测单元114的频率转换单元116，将输出信号转换为低频率带。例如，假如将局部振荡频率设为ωc-ωp2-2π×10kHz，则(公式19)的右边第3项及第4项的角频率成为2×10kHz，第1项及第2项的角频率成为ωp1+2π×10kHz。如将这些频率转换了的第1项及第2项的成分在LPF117去掉，则LPF117的输出信号(导频信号成分)成为Ga×P×cos{(2π×10kHz)t+Ha}+Gb×γ×P×cos{(2π×10kHz)t+π+β+Hb}。
然后，在A/D转换器118，将分离而获得的导频信号成分转换为数字信号，输出至控制单元115。
然后，在控制单元115控制通过矢量调整单元105的增益γ及移相量β的调整，以在转换为数字信号的导频信号成分Ga×P×cos{(2π×10kHz)t+Ha}+Gb×γ×P×cos{(2π×10kHz)t+π+β+Hb}的振幅成分Ga×P及Gb×γ×P，以及相位成分Ha及β+Hb，分别成为相等，即以导频信号成分成为同振幅逆相位得以消除。
即，可通过该动作，作为放大电路200的输出信号而获得(公式20)所表示的信号，就是导频信号成分被消除了的信号。
如此，根据本实施方式，由于将LINC方式的放大电路200的两系统的增益误差及相位误差，在控制单元115进行正弦波等的单纯信号的导频信号的比较而算出，根据算出了的增益误差及相位误差，在矢量调整单元105进行振幅成分及相位成分的调整(修正)，所以使得不需要大规模修正用运算电路，就可缩小放大电路200的电路规模，而且可缩小导频信号的辐射电平，从而可获得更高功率效率且失真较少的输出信号S’(t)。
再者，上述说明中，是以将转换为频率10kHz的导频信号成分输出至控制单元115的方式的结构，但并非限定于该结构。例如，即使在导频信号检测单元114设置检波单元，将通过导频信号成分的检波获得的检波电压输出至控制单元115，以该检波电压成为最少的方式而控制通过矢量调整单元105的增益γ及移相量β的调整，也可与上述相同地使导频信号成分最少，可获得和上述相同的作用效果。
(实施方式3)
图10是表示本发明实施方式3的放大电路结构的方框图。这里，本实施方式的放大电路，具有和实施方式1中说明了的放大电路100相同的基本结构，在相同结构元件标注相同参照符号，省略其详细的说明。
图10所示的放大电路300，采用以下结构：在图4所示放大电路100增加频率特性修正单元301，进而代替放大电路100的导频信号检测单元114、控制单元115及导频信号生成单元102，包括导频信号检测单元302、控制单元303及导频信号生成单元304。另外，导频信号检测单元302采用在实施方式1中说明了的导频信号检测单元114里，增加频率转换单元305、LPF306及A/D转换器307的结构。
导频信号生成单元304生成：频率在输入信号的下侧带域外频率的两个导频信号(第1导频信号及第2导频信号)，和频率在输入信号的上侧带域外频率的两个导频信号(第3导频信号及第4导频信号)。并且，导频信号生成单元304分别将第1导频信号及第3导频信号输出至第1相加单元103，将第2导频信号及第4导频信号输出至第2相加单元104。
第1相加单元103及第2相加单元104是将分别输入了的定包络线信号及导频信号相加。
频率特性修正单元301，例如是运算电路，使第1相加单元103的输出信号的增益及相位的频率特性基于控制单元303的控制而变化，输出至D/A转换器106a。该频率特性修正单元301，例如是以DSP、CPU或ASIC等构成的数字信号处理电路，频率特性的修正是通过数字信号的运算而处理的。另外，频率特性修正单元301，例如通过变更根据数字信号处理的数字滤波器的系数，使增益及相位的频率特性变化。
导频信号检测单元302是从合成器113输出的输出信号的一部分，提取导频信号成分输出至控制单元303。
更具体而言，在导频信号检测单元302，频率转换单元116是将包含在输入了的信号的下侧带域外频率的导频信号成分，频率转换为低频率带，输出至LPF117。另外，LPF117是从在频率转换单元116频率转换了的信号抑制输出信号成分，将在下侧带域外频率的导频信号成分，输出至A/D转换器118。并且，A/D转换器118是将从LPF117的导频信号成分模拟数字转换，输出至控制单元303。
又如，在导频信号检测单元302，频率转换单元305是将包含在输入了的信号的上侧带域外频率的导频信号成分频率转换为低频率带，输出至LPF306。并且，LPF306是从在频率转换单元305频率转换了的信号抑制输出信号成分，将在上侧带域外频率的导频信号成分输出至A/D转换器307。然后，A/D转换器307是将从LPF306的导频信号成分模拟数字转换，输出至控制单元303。
控制单元303基于导频信号检测单元302输出的第1～第4导频信号成分，控制在矢量调整单元105的增益及相位的调整，以及在频率特性修正单元301的频率特性的修正。
更具体而言，如将在矢量调整单元105的振幅方向及相位方向的调整量分别设为γ、β，则控制单元303将振幅方向的调整量γ，设定为使通过导频信号检测单元302而被检测的第1导频信号成分及第2导频信号成分中的各振幅成分成为相等的值；将相位方向的调整量β，设定为使通过导频信号检测单元302而被检测的第1导频信号成分及第2导频信号成分中的各相位成分成为相等的值。
又如，控制单元303在从第1相加单元103到第1放大器111的频率特性，和从第2相加单元104到第2放大器112的频率特性，存在差异的情况下，以通过导频信号检测单元302而检测了的上侧带域外频率的第3导频信号成分及第4导频信号成分的电平成为最少的方式，决定例如在频率特性修正单元301的数字滤波器的系数，并通知频率特性修正单元301。
以下，就本实施方式中增益及相位的频率特性的修正，参照图11至图14加以说明。
图11是表示放大器或混频器等一般性高频率电路的增益频率特性例子的图。如图11所示，高频率电路根据频率而存在增益不同的情况，该频率特性中也有不均匀的情况。因此，考虑到即使只使用一边的频率带域外的导频信号修正增益及相位，在期望波信号上侧的频率带域，那些误差也会变大，输出信号也会发生失真。
图12是表示延迟量不同的两个路径的相位频率特性(以实线和虚线表示)的例子。将电路在印刷基板上实现时，存在由于传输线路的长度误差而在多个路径间产生延迟量差异。此时，如图12所示，存在相位的差由于频率而不同的情况。因此，考虑到即使仅使用一边的频率带域外的导频信号而修正相位，在期望波信号上侧的频率带域，那些误差也会变大，输出信号也会发生失真。
于是，在本实施方式的放大电路300，使用期望波信号的下侧及上侧带域外的频率成分的导频信号，修正频率特性。
例如，将在下侧带域外频率的第1导频信号P1(t)及第2导频信号P2(t)，设为振幅均为P，角频率均为(ωa-ωp1)的正弦波信号，而且相位相差180度的信号，即设为P1(t)＝P×cos{(ωa-ωp1)t}、P2(t)＝P×cos{(ωa-ωp1)t+π}。同时，将在上侧带域外频率的第3导频信号P3(t)及第4导频信号P4(t)，设为振幅均为P，角频率均为(ωa+ωp1)的正弦波信号，而且相位相差180度的信号，即设为P3(t)＝P×cos{(ωa+ωp1)t}、P4(t)＝P×cos{(ωa+ωp1)t+π}。将此时的放大电路300的输出信号的频谱用图13表示。
关于包含在输出信号的下侧带域外频率的第1导频信号P1(t)及第2导频信号P2(t)的成分，为消除该成分，通过控制单元303，得以调整在矢量调整单元105的增益及相位的调整。该动作和实施方式2中说明了的动作相同。
一方面，关于包含在输出信号的上侧带域外频率的第3导频信号P3(t)及第4导频信号P4(t)的成分，可以进行下述动作。
首先，在频率转换单元305，将第3导频信号P3(t)及第4导频信号P4(t)的成分频率转换至低频率带。例如，假如将局部振荡频率设为ωc+ωp1+2π×10kHz，则第3导频信号成分及第4导频信号成分的角频率为2π×10kHz，即转换为和第1导频信号成分及第2导频信号成分相同的频率。因此，LPF306及A/D转换器307可通过进行和LPF117及A/D转换器118相同的动作，可将上侧带域外频率的导频信号成分输出至控制单元303。
如果从第1相加单元103到第1放大器111的频率特性，和从第2相加单元104到第2放大器112的频率特性没有差异，则上侧带域外频率的导频信号成分也和下侧带域外频率的导频信号成分一样地得以消除。另一方面，频率特性存在差异时，上侧带域外频率的导频信号成分以未消除的状态得到检测。为使该检测了的上侧带域外频率的导频信号成分的位准成为最少，控制单元303控制频率特性修正单元301。图14表示频率特性修正单元301的增益特性的例子。频率特性修正单元301，通过例如变更根据数字信号处理的数字滤波器的系数等，可以使增益的频率特性从增益频率特性#1变化到增益频率特性#2。
即，对于两个放大系统的增益及相位的差异，通过检测下侧带域外频率的导频信号成分，来控制在矢量调整单元105的增益及相位的调整(修正)；如对于增益的频率特性的差异，通过检测上侧带域外频率的导频信号成分，来控制在频率特性修正单元301的频率特性的修正。
再者，图14中就增益的频率特性的修正进行了说明，可用相同的动作进行相位的频率特性的修正。
又如，作为修正相位的频率特性的单元也可使用可变延迟电路。
如此，根据本实施方式，将LINC方式的放大电路300的两系统的频率特性差，通过将正弦波等的单纯信号的导频信号在控制单元303进行比较而算出，根据算出了的频率特性差，将频率特性的修正在频率特性修正单元301进行，可获得更高功率效率且失真较少的输出信号。
(实施方式4)
图15是表示本发明实施方式4的无线发送接收装置结构的方框图。图15所示的无线发送接收装置400包括：在实施方式1中说明了的放大电路100；发送及接收无线信号的天线401；在发送和接收共同使用天线401，将放大电路100的输出信号输出至天线401，将在天线401接收了的信号输出至无线接收单元403的天线共用器402；从天线共用器402的输出信号提取期望的接收信号的电路，而且以例如低噪声放大器、进行频率转换的混频器、滤波器、可变增益放大器及A/D转换器等而构成的无线接收单元403；以及将声音、影像及数据等信号调制成无线发送的信号，并将从无线接收了的信号解调为声音、影像及数据等信号的调制解调单元404。
再者，无线发送接收装置400也可采用代替包括放大电路100，而包括实施方式2及实施方式3中分别说明了的放大电路200及放大电路300的任一方的结构。
本实施方式的无线发送接收装置400，由于将发送的信号的放大使用上述任一实施方式中说明了的放大电路，所以在可缩小装置规模的同时，可以降低制造成本，减少包含于发送信号的失真成分。
又如，无线发送接收装置400采用以下结构：不仅将放大电路100包含了的局部振荡器109输出的局部振荡信号在无线接收单元403的混频器处共同使用，还将放大电路100包含的控制单元115在无线接收单元403的控制(例如自动增益控制等)共同使用。因此，可将无线发送接收装置400的装置规模进一步小型化。
如此，根据本实施方式，可以通过无线发送接收装置400，实现从实施方式1到实施方式3的任一方式中记载的作用效果相同的作用效果。在这同时，将无线发送接收装置400的装置规模进一步小型化，如此可以降低制造成本，将包含在发送信号的失真成分抑制在不妨碍通信的电平，使接收机可以接收到没有错误的数据。
再者，本实施方式中说明了的无线发送接收装置400，可以适用于在无线通信用及广播用的网络中使用的无线基站装置或通信终端装置。
本说明书是根据2003年9月25日申请的日本专利2003-333490。其内容全部包含于此作为参考。
产业上利用的可能性
本发明的放大电路及放大方法，具有可抑制放大电路的电路规模的增大、并且可获得较高功率效率且失真较少的输出信号的效果，适合于诸如在用于无线通信或广播的发送装置的放大发送信号的放大电路及其放大方法。

Claims (11)

1.一种放大电路，包括：
定包络线信号生成单元，由输入信号生成多个定包络线信号；
导频信号生成单元，用于生成分别与上述生成的多个定包络线信号关联的多个导频信号，所述多个导频信号分别具有预定的振幅、预定的相位及预定的频率，上述导频信号的上述相位或上述频率相互不同；
相加单元，将上述多个导频信号与生成了的多个定包络线信号分别相加；
放大单元，将相加了上述多个导频信号的多个定包络线信号放大；以及
修正单元，使用包含在放大了的多个定包络线信号且相当于上述多个导频信号的信号成分，修正生成了的多个定包络线信号的任何一个的振幅或相位。
2.如权利要求1所述的放大电路，其中，
上述导频信号生成单元，生成作为正弦波信号的上述多个导频信号。
3.如权利要求1所述的放大电路，其中，
上述导频信号生成单元，生成上述振幅互相相同的上述多个导频信号。
4.如权利要求1所述的放大电路，其中，
上述导频信号生成单元，生成上述频率为上述输入信号的频率带域外的上述多个导频信号。
5.如权利要求1所述的放大电路，其中，还包括：
合成单元，将相加了上述多个导频信号的多个定包络线信号进行合成；并且
上述导频信号生成单元，生成在进行上述合成单元的合成时相互抵消的上述多个导频信号。
6.如权利要求1所述的放大电路，其中，
上述导频信号生成单元，生成包含具有相互逆相位的第1导频信号及第2导频信号的上述多个导频信号。
7.如权利要求1所述的放大电路，其中，
上述导频信号生成单元，生成含有上述频率低于上述输入信号的频率带域的第1导频信号及第2导频信号以及上述频率高于上述输入信号的频率带域的第3导频信号及第4导频信号的上述多个导频信号。
8.如权利要求7所述的放大电路，其中，还包括：
频率特性修正单元，使用包含在放大了的多个定包络线信号且相当于上述多个导频信号的信号成分，修正生成了的多个定包络线信号的任何一个的频率特性。
9.一种无线基站装置，其具有如权利要求1所述的放大电路。
10.一种无线终端装置，其具有如权利要求1所述的放大电路。
11.一种放大方法，包括：
定包络线信号生成步骤，由输入信号生成多个定包络线信号；
导频信号生成步骤，生成分别与上述生成的多个定包络线信号关联的多个导频信号，所述多个导频信号分别具有预定的振幅、预定的相位及预定的频率，上述导频信号的上述相位或上述频率相互不同；相加步骤，分别将上述多个导频信号与生成了的多个定包络线信号相加；
放大步骤，将相加了上述多个导频信号的多个定包络线信号放大；以及，
修正步骤，使用包含在放大了的多个定包络线信号且相当于上述多个导频信号的信号成分，修正生成了的多个定包络线信号的任何一个的振幅或相位。
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