CN1547801A

CN1547801A - 混合失真补偿方法和混合失真补偿装置

Info

Publication number: CN1547801A
Application number: CNA038009145A
Authority: CN
Inventors: 板原弘
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-05-14
Filing date: 2003-03-26
Publication date: 2004-11-17
Anticipated expiration: 2023-03-26
Also published as: EP1505723A1; WO2003096526A1; JP2003332853A; US7248112B2; US20040232985A1; CN100359801C; EP1505723A4; EP1505723B1; JP3502087B2

Abstract

一种混合失真补偿方法和装置，能够在小尺寸和低功耗的严格条件下显著提高在高频功率放大器的宽范围中补偿非线性失真的能力。自适应预失真处理单元(14)经由D/A转换器(20)、A/D转换器(28)等连接到前馈失真补偿电路(30)。通过使用转换电路(SW)而获得前馈失真补偿电路(30)的各单元的信号，并且所述信号被反馈至数字信号处理系统，以致在控制/监视单元(60)中经受使用高精度数字信号处理的处理。前馈失真补偿电路(30)具有两个其特性由调整单元(51)来匹配的输入信号，在所述匹配操作之后执行前馈失真补偿。序列发生器(80)顺序地控制各个单元。

Description

混合失真补偿方法和混合失真补偿装置

技术领域

本发明涉及一种混合失真补偿方法和一种混合失真补偿装置，所述补偿方法和补偿装置使用对数字信号执行预失真处理的一种方案的失真补偿和前馈方案的失真补偿。

背景技术

在CDMA方案的移动通信和预定将在不久的将来在日本实施的数字地面电视广播中，使用所谓的多载波通信方案，在该方案中使用在宽带上分布的多个载波来传送信息。

提供与多载波传送中的载波数量相同数量的高频功率放大器在装置的大小和费用方面是一个巨大的负担。

因此，多载波信号需要由一个高频功率放大器来集体地放大。

当宽带的高频信号由一个高频功率放大器放大时，容易出现由于高频功率放大器的非线性而产生的各种失真(非线性失真：例如相互调制(mutualmodulation)失真)。

用于减少非线性失真的方法主要被分类为预失真方案和前馈方案。

预失真方案是这样一种方案：其中，将用于抵消预计在功率放大器中产生的失真的伪失真预先给予将被输入到放大器中的信号。

前馈方案是这样一种方案：其提取在功率放大器的输出信号中包含的失真分量、将该失真分量反相、并将该反相的信号反馈给所述功率放大器的输出信号以抵消所述失真分量。

近年来，已经提出了一种结合这些典型的失真补偿技术的方案。在美国专利公布第5760646中公开了一种模拟失真补偿电路，其具有相结合的自适应预失真电路和前馈功率放大器。

如从上述公布的图1的电路图可以看出，在美国专利公布第5760646中公开的失真补偿电路被结构为在典型的前馈功率放大器的前馈回路中出现的失真分量信号(在反相之后被反馈到主路径的误差信号)还被输入到预失真功能产生器(产生用于预失真特性的控制信号的电路)中，以控制模拟预失真电路执行自适应预失真处理。

在上述美国专利公布第5760646中公开的失真补偿电路在功率放大器的输出信号是高频模拟信号(RF模拟信号)时，测量在该信号中包含的失真，并基于失真分量信号执行RF预失真处理(对高频模拟信号执行预失真处理)。

但是，在对来自高频模拟信号的失真分量信号(RF误差信号)的测量中存在精度的限制(由于测量模拟信号的处理而产生的限制)。

另外，在使用模拟电路的预失真处理中存在由于模拟信号处理而产生的精度的限制。

因此，这一失真补偿电路补偿非线性失真的能力不是很高。

同时，对于在CDMA方案的移动通信和即将在日本实施的数字地面电视广播中的多载波传送，需要满足空前严格的标准，以便保持高通信质量。

即，需要对具有极宽带的传送信号执行补偿，以便使其具有极高的精度和稳定地适应环境。

现有技术不能满足如此严格的要求。

此外，在移动通信领域，需要具有减少至极端程度的功耗和费用的更小的收发机。这使得更加难以实现对减少宽带的非线性失真的能力的巨大提高。

发明内容

本发明的一个目的是极大地提高失真补偿电路补偿宽带非线性失真的能力，满足缩小和简化具有减小的功耗和降低的成本的电路的需求。

根据本发明的混合失真补偿方法，使用对数字信号执行预失真处理(最好是自适应预失真处理)的方案和前馈方案，并包含以下步骤：根据两种方案执行失真补偿，和使用数字控制调整前馈回路特性，以便使能前馈方案的高度精确的失真补偿。

此外，根据本发明的混合失真补偿装置是一种全数字控制方案的新颖的失真补偿装置，其具有一个数字信号处理电路和一个高频功率模拟电路经过包含D/A转换器和A/D转换器的信号路径而相连接的电路结构。

根据本发明的一个实施例，提供了一种混合失真补偿装置，该装置包含：自适应预失真电路，其将与功率放大器的非线性特性相反特性的失真给予输入数字信号；和前馈失真补偿电路，其通过一前馈回路来补偿自适应预失真电路不能补偿的失真分量，其中，所述前馈失真补偿电路具有两个信号输入端口，从而两个信号能够被分离的输入，其中，信号在由所述自适应预失真电路执行自适应预失真处理之后被输入到一个信号输入端口，和其中，与由所述自适应预失真电路执行自适应预失真处理之前的所述输入数字信号对应的参考信号被输入到另一个信号输入端口。

根据本发明的另一个实施例，提供一种使用数字信号的预失真处理和前馈方案的失真消去处理的混合失真补偿方法，其中，在所述预失真处理之后和在前馈回路方案的失真消去处理之前，执行使用数字符号处理的调整，以使分离地输入到用于执行前馈失真方案的失真消去处理的电路种的两个信号的特性相一致。

根据本发明的又一个实施例，提供一种使用数字信号的预失真处理和前馈方案的失真消去处理以及数字控制的混合失真补偿方法，所述方法包括：第一步骤，利用预失真电路对输入数字信号执行预失真处理、将预失真处理过的数字信号转换成模拟信号、利用功率放大器放大转换后的模拟信号、将放大的信号转换成数字信号、以及基于所述转换后的数字信号自适应地控制所述预失真电路的预失真特性；第二步骤，将输入给用于执行所述前馈方案的失真消去处理的一个电路的主路径的所述功率放大器的输出信号和输入到前馈回路中的参考信号中的每一个转换成数字信号，使用数字信号处理测量每个转换后信号的特性，并基于测量结果调整所述参考信号的增益、相位和延迟中的至少一个，从而使所述转换后信号的特性相同；第三步骤，将执行前馈方案的失真消去处理的所述电路中的所述前馈回路的信号转换成数字信号、测量数字信号和所述参考信号的相关性，以便测量在前馈回路的所述信号中包含的参考信号的漏泄量、并在所述测量结果的基础上确定所述第二步骤的调整结果；和第四步骤，将执行前馈方案的失真消去处理的所述电路的输出信号转换成数字信号、并使用使用数字信号处理来监视转换后的数字信号的预定的特性是否在允许的范围内。

根据本发明的又一个实施例，提供一种混合失真补偿装置，该装置包括：用于对数字信号执行预失真处理的电路和用于执行前馈方案的失真消去处理的电路，并且其还包括配备有数字信号处理电路的控制部分，该控制部分在所述自适应预失真处理之后和由所述前馈回路执行的失真补偿之前，使用数字信号处理执行调整处理，以使输入到所述前馈失真补偿电路的两个信号的特性相一致；监视部分，其使用数字信号处理监视所述前馈失真补偿电路的输出信号是否在允许的范围之内；和序列发生器，其将用于顺序控制的信息给予所述电路、所述控制部分和所述监视部分。

根据本发明的又一个实施例，提供一种数字控制方案的混合失真补偿装置，其包含有：高频功率放大器；预失真部分，其将与该高频功率放大器的非线性特性相反的特性给予输入数字信号；包括第一D/A转换器的第一信号路径，用于将预失真部分的输出信号传送至高频功率放大器；和前馈失真补偿电路，用于对高频功率放大器的输出信号执行前馈失真补偿；还包括一个调整器，用于调整没有经过预失真部分的输入数字信号的特性；包括第二D/A转换器的第二信号路径，用于将调整器的输出信号作为前馈失真补偿的参考信号而传送至前馈失真补偿电路；转换电路，其选择性的取出被给前馈失真补偿电路的高频功率放大器的输出信号、经由第二信号路径给与前馈失真补偿电路的参考信号、前馈失真补偿电路的前馈回路的信号、以及前馈失真补偿电路的输出信号中一个；包括A/D转换器的第三信号路径，用于将从转换电路输出的信号反馈至预失真部分侧；控制部分，其测量经由第三信号路径反馈的高频功率放大器的输出信号和参考信号中的每一个的特性，并基于测量结果自适应地改变调整器的特性以调整输入数字信号的特性，从而使两个信号的特性变为相同，并且在此之后，输出指示调整结束的信号；监视部分，其测量经由第三信号路径反馈的前馈失真补偿电路的输出信号的特性，基于该测量结果确定失真补偿是好还是坏，并输出指示该确定结果的信号；和序列发生器，其接收从控制部分输出的指示调整结束的信号和从监视部分输出的指示确定结果的信号，基于所接收到的信号转换所述转换电路，并将指示转换电路的转换状态的信号作为用于顺序控制组件的操作的信号来给控制部分和监视部分。

附图说明

图1是显示根据本发明实施例1的失真补偿电路的基本结构的电路图；

图2是用于解释图1的失真补偿电路在自适应预失真处理阶段的特性操作(信号电流)的视图；

图3是用于解释图1的失真补偿电路在调整以使匹配前馈失真补偿电路的两个输入信号的特性相匹配的阶段的特性操作(信号电流)的视图；

图4是用于解释图1的失真补偿电路在确认图3的调整结果阶段的特性操作(信号电流)的视图；

图5是用于解释图1的失真补偿电路在监视阶段的特性操作(信号电流)的视图；

图6是显示本发明的混合失真补偿方法中的主要处理的流程图(使用预失真补偿和前馈失真补偿并且全数字控制的失真补偿方法)；

图7是显示相对于时间轴的本发明的混合失真补偿中的主要操作处理的视图；

图8A是显示根据本发明实施例2的失真补偿电路的基本结构的电路图；

图8B是图8A的延续部分；

图9是显示图8A和8B的电路中的增益相位延迟不平衡测量部分的具体结构的示例的方框图；

图10是显示在图8A和图8B的电路的状态1(阶段1)和状态4(阶段4)的最终输出信号(OUT)的频率特性和频谱的视图；

图11是显示包含本发明的失真补偿装置的、W-CDMA方案中的多载波发送装置的结构的示例的方框图；

图12A是显示图11的电路中的输入信号的频谱的视图；

图12B是显示图11的电路中的预失真信号的频谱的视图；

图12C是显示用于图11的电路中的前馈失真补偿的参考信号的频谱的视图；

图12D是显示图11的电路中的输出信号的频谱的视图。

具体实施方式

通过执行下面的处理(1)至(6)，本发明的混合失真补偿装置的优选实施例获得下面的效果。

(1)将自适应预失真处理实现为数字信号处理。

由于利用数字信号处理来实现预失真，因此与模拟预失真相比，更加高度精确的处理是可能的。

(2)从前馈失真补偿电路取出高频模拟信号；所取出的模拟信号被转换成数字信号；使用诸如频谱分析的精密复杂的数字信号处理、用极高的精度测量所希望的数字信号的特性；该测量结果被用作控制和监视整个电路的基础。

即，由于以模拟信号处理所无法比拟的更加高度精确的数据执行控制和监视，所以，自适应预失真处理和前馈失真补偿处理功能的每一个都得到极大的提高，从而极大的提高了失真补偿能力。

(3)失真补偿处理被划分为多个阶段，并且顺序地控制每一个所述的阶段。

尽管通信环境随时间而改变，但可以认为信号的特性在短断时间段内不会改变。鉴于这一点，通过根据预定的处理顺序执行所述多个阶段，可以在数字控制之下自然地执行失真补偿处理。

(4)所述多个阶段包括执行自适应预失真处理的第一阶段；调整将被独立地输入到前馈失真补偿电路的两个信号的诸如幅值、相位和延迟数量的特性，以使得输入给包含非线性失真的一个主路径的信号与没有非线性失真的参考信号(输入给一个前馈回路的信号)相互匹配的第二阶段；确认第二阶段的调整结果的第三阶段；和在前馈失真补偿之后监视所述信号的特性的第四阶段。

由于两个被独立输入给所述前馈失真补偿电路的信号特性肯定被精确地调整为相互匹配，因此，可以防止在先阶段中由于预失真电路的存在而引起的前馈失真补偿上的反作用。所以，可以确保在自适应预失真和前馈失真补偿中各自的精度，并且由于两个处理的配合可以极大地提高失真补偿能力。

即，数字控制的自适应预失真失真补偿电路无法消除在A/D和D/A转换器的采样频带之外散布的高阶IM失真分量(相互调制失真分量)中的低电平。

但是，如果它们在采样频带之内，则可以以高稳定性消除作为失真分量的高电平的、功率放大器的低阶失真分量。然后，通过由高度精确的前馈失真补偿处理有效地消除剩余的高阶IM失真分量的低电平，可以实现关于宽带信号的稳定和高度精确的失真补偿。

此外，由于精确地抑制了失真，因此可以降低在前馈失真补偿电路的前馈回路中配备的误差信号放大器的增益，从而帮助减少功耗。

(5)当完成了从第一到第三阶段的整体失真补偿电路的调整时，执行监视阶段(第四阶段)，但是只要失真被抑制在预定的范围之内，就则不会执行预失真特性的自适应调整和至前馈失真补偿电路的输入信号的特性的调整，以致每个电路的特性都固定在这一时段。因此，与始终执行自适应控制的模拟电路不同，通过这一点还可以减少功耗。

(6)此外，由于可以使用通常为最近的移动通信装置所提供的数字信号处理功能(诸如相关性测量和功率测量)，可以相对容易地实现高实际价值的本发明的失真补偿方法。

下面参考附图描述本发明的实施例。

(实施例1)

在最近的W-CDMA方案的多载波通信中，与其它方案的移动通信相比，已经要求高频功率放大器有更高的线性。因此，如果不通过使用诸如自适应预失真的失真补偿技术来补偿功率放大器的线性偏差，功效会严重恶化。

例如，至功率放大器的输入信号具有15至20MHz的带宽。从而，失真分量的频带从100延展至200MHz。

为了利用单独的自适应预失真来补偿这一失真分量，需要在至少与失真分量的频带相同的大约100至200MHz的采样频率上对被执行过预失真处理的数字信号执行D/A转换。

此外，为了执行自适应预失真处理，需要将功率放大器的输出信号反馈至数字信号处理系统，并从而同样需要在至少与失真分量的频带相同的大约100至200MHz的采样频率上对其执行D/A转换。

而且，根据W-CDMA方案的标准，要求D/A和A/D转换器有高达12至16比特的分辨率。

就现有的半导体技术而言，很难制造在100至200MHz上工作同时确保12至16比特的高分辨率的D/A和A/D转换器。

此外，即使能够生产出这样的D/A和A/D转换器，在工作期间的功耗数量将会是巨大的，这与用于提高功效的失真补偿是相矛盾的。

因此，在本实施例中，将要被执行自适应预失真处理的基带输入信号的频带被限制在一个频率，D/A和A/D转换器可以在该频率处实现12至16比特的分辨率。

与由前馈失真补偿电路有效消除的失真相比，通过数字信号处理更加精确地调整高阶失真的特性。

从而，使用现存的LSI技术，从前不可能的极精确的失真补偿成为可能。

下面将参考图1至7描述实施例1的失真补偿电路的特征、结构和操作。

图1是显示根据本发明实施例1的失真补偿装置的基本结构的电路图。

如图所示，混合失真补偿装置的主要构件包括：自适应预失真部分(数字信号处理部分)14；高频功率放大器32；具有两个输入端口TA1、TA2的前馈失真补偿电路(高频功率模拟电路)30；高频转换电路(下文中，简称为转换电路)SW，用于选择性地取出前馈失真补偿电路30的两个输入信号和输出信号以及前馈回路的信号中的一个；属于数字信号处理系统的控制-监视部分60；调整部分50，用于调整输入给前馈失真补偿电路30的输入端口TA2的参考信号(至混合失真补偿电路自身的输入信号(IN))的幅值(增益)、相位和延迟；以及序列发生器80，其控制转换电路SW的转换，同时将使得各部分顺序工作所需要的信息(P1、P2)给所述各个部分。

此外，在信号路径中提供D/A转换器20、56，A/D转换器28，以及频率转换电路(具有RF载波振荡器24和混合器22、26、58)，用于在数字信号处理系统和模拟信号处理系统之间发送和接收信号。

如图所示，前馈失真补偿电路30具有输入端口TA1，用于将包含失真分量的信号(不能通过预失真失真补偿消除的剩余非线性失真分量)输入至主路径；和输入端口TA2，用于将没有失真的参考信号输入至前馈回路。注意，所述主路径是连接输入端口TA1和耦合器38的路径。

此外，前馈回路配备有：衰减器42，用于调整信号幅值；耦合器46，用于从主路径中的信号中分离失真分量；误差放大器48，用于放大所述失真分量；移相器50，用于将误差放大器48的输出信号的相位反向；和耦合器38，用于将移相器50的输出信号反馈至主路径。

所述混合失真补偿装置具有混合结构，对基带数字信号执行自适应预失真的自适应预失真部分14和前馈失真补偿电路在此处集成。

注意，不可能简单地将这些组合在一起。

因此，对于图1的电路，采用了一种新结构，其中为前馈失真补偿电路30提供两个输入端口TA1、TA2，且高频功率放大器32的输入信号和没有失真的参考信号分别并且独立地输入到它们中，从而使能不同类型的失真补偿电路的结合。

根据所述混合失真补偿方法的失真补偿处理主要分为两个过程处理。

即，通过全数字控制的自适应预失真失真补偿用以高稳定性消除在D/A转换器20、56和A/D转换器28的采样频带中的失真分量的高电平，也就是高频功率放大器的低阶失真分量。

然后，通过前馈失真补偿处理消除剩余的高阶IM失真分量(采样频带之外的相互调制失真分量)的低电平，从而实现空前的、高度精确的宽带失真补偿。

这里，如果使用模拟电路的前馈失真补偿中的精度不高，则不能充分地消除无法由自适应预失真失真补偿消除的高阶IM失真分量的低电平，并从而不能实现本发明所希望的、在消除失真中的精度的巨大提高。

前馈失真补偿电路30中高度精确失真消除的实现是以输入到到两个输入端口TA1、TA2的两个信号的输入电平(幅值)、相位和延迟完全一致为前提的。

因此，图1的失真补偿电路(混合失真补偿电路)配备有调整机构，用于将输入到前馈失真补偿电路30的两个信号的幅值等调整为完全一致，这是本发明的失真补偿电路的极为重要的特征。

换句话说，由于在所述自适应预失真处理中必须着眼于反馈路径(用于在前馈失真补偿处理之后将信号返回至自适应预失真部分14的信号路径)，所以，图1所示的失真补偿电路具有输入到前馈失真补偿电路30的两个信号(图1中的A1、A2)和一个使用所述反馈路径返回到所述数字信号处理系统的前馈回路信号(图1中的A3)。

控制-监视部分60通过使用高度精确的数字信号处理精确地测量在前馈失真补偿电路30的两个输入信号之间的幅值(增益)、初始相位和传送延迟上的差异(至少一个特性上的差异)。

接着，用于幅值等的调整部分51调整参考信号(至失真补偿电路的输入信号(IN))的幅值、相位和延迟中的至少一个(最好是所有特性)，从而测量出的差异变为零。

用这种方法，至前馈失真补偿电路30的两个输入信号的诸如幅值(增益)、初始相位和传送延迟的特性完全一致，以致关于高度精确的前馈补偿的条件在适当的位置。

此外，输入到前馈失真补偿电路30的、高频功率放大器32的输出信号是一个利用所述预失真失真补偿消除了高电平失真的信号。

因此，高电平失真的分量不会输入到在前馈回路中存在的误差放大器48中。从而，该误差放大器的功率放大率可以设定得较低，这有助于减少功耗。

在至前馈失真补偿电路30的两个信号的特性的预失真处理和调整完成之后，转换电路SW输出将被反馈至数字信号处理系统的、前馈失真补偿电路30的输出信号(图1中的信号A4)。

然后，当未能确保希望的失真补偿精度时，控制-监视部分60监视这一反馈信号的特性，并且再次执行至前馈失真补偿电路30的两个输入信号的特性的预失真处理和调整。

信号处理的顺序由序列发生器80控制。

下面将参照图2至5描述本实施例的失真补偿处理的主处理阶段和每个阶段的电路操作。

(自适应预失真处理阶段)

图2是用于解释自适应预失真处理阶段的电路操作的视图。在这一图中，用粗箭头指示在这一阶段的特性操作(如在随后的说明中所使用的图3至5中一样)。

通过来自序列发生器80的控制信号(P2)将转换电路(SW)转换至d-端口侧。

序列发生器80将指示转换电路(SW)的状态的信号(转换状态信号P1)给自适应预失真部分14和控制-监视部分60。

自适应预失真部分14从被转换至d-端口侧的转换电路(SW)识别出当前阶段是自适应预失真处理阶段。

下面将用由图1的粗箭头指示的跟踪信号传送路径来描述电路操作。

在自适应预失真部分14中被预失真处理了之后，输入信号(将通过无线电传送的信号)IN在D/A转换器20中被转换成数字信号，并在频率转换电路(22、24)中被上转换，随后在高频功率放大器32中被放大，以便被输入到前馈失真补偿电路30的输入端口TA1。

这一输入信号具有在其上重叠的失真分量，该失真分量没有被预失真失真补偿所消除。

通过序列发生器80的控制将转换电路(SW)转换至d-端口侧。从所述转换电路(SW)选择性地输出将被输入至前馈失真补偿电路30的输入端口TA1的信号(A1)。

这一信号A1经由频率转换器(26、24)和A/D转换器28返回至数字信号处理系统。

基于这一返回的信号(即，反馈信号)，自适应预失真部分14自适应地更新预失真特性，其方法将在后面参考附图8A和8B执行详细描述。

这一反馈信号还被给与控制-监视部分60。控制-监视部分60的测量部分70测量该反馈信号的诸如信号电平(幅值和增益)、相位和延迟的特性，并将测量结果临时地存储在存储器71中。

在自适应控制(为预失真更新控制参数)完成之后，自适应预失真部分14将指示自适应预失真处理阶段的结束的阶段结束信号(SE1)发送至序列发生器80。

(前馈失真补偿电路的两个输入信号特性的匹配阶段)

图3是用于解释调整两个信号的特性的阶段的电路操作的视图；

在这一阶段，通过来自序列发生器80的控制信号(P2)将转换电路(SW)转换至a-端口侧。

此外，序列发生器80将指示转换电路(SW)的状态的信号(转换状态信号P1)给自适应预失真部分14和控制-监视部分60。

控制-监视部分60从被转换到a-端口侧的转换电路(SW)识别出当前阶段是匹配前馈失真补偿电路的两个输入信号的特性的阶段。

经过调整部分51的输入信号(IN)在D/A转换器56中被转换为模拟信号，随后在频率转换电路(26、58)中被上转换。

上转换后的信号被作为参考信号输入到前馈失真补偿电路30的输入端口TA2。从转换电路SW选择性地取出参考信号(A2)，并经由频率转换器(26、24)和A/D转换器28将其返回到数字信号处理系统。

控制-监视部分60的测量部分70测量所述返回的信号(反馈信号)的诸如信号电平(幅值和增益)、相位和延迟的特性。

接着，比较部分73将该测量结果与临时存储在存储器71中的在先阶段的测量结果执行比较，以获得差异。

然后，调整部分51调整输入信号(IN)的电平、相位和延迟，从而使所述差异变为零。

如果精确地执行了调整，则给前馈失真补偿电路30的输入端口TA2的参考信号的特性将与高频功率放大器32的输出信号的特性完全一致。

在这一精细的调整完成之后，控制-监视部分60向序列发生器80发送指示对前馈失真补偿电路的两个输入信号的特性执行匹配的阶段结束的阶段结束信号(SE2)。

(确认特性调整的效果的阶段)

在在先的阶段中，调整部分51调整输入信号(IN)的电平、相位和延迟，以便于匹配前馈失真补偿电路的两个输入信号的特性。

但是，作为所述调整的结果，两个输入信号的特性并不一定完全一致，并且不对此执行确认而执行到最终阶段(监视阶段)存在着风险。因此，这一阶段确认所述调整的效果。

图4是用于解释对调整两个信号的特性以便于匹配的结果执行确认的阶段的视图。

在本阶段，通过来自序列发生器80的控制信号(P2)将转换电路(SW)转换至b-端口侧。此外，序列发生器80将指示转换电路(SW)的状态的信号(转换状态信号P1)给自适应预失真部分14和控制-监视部分60。

控制-监视部分60从被转换到b-端口侧的转换电路(SW)识别出当前阶段是确认前馈失真补偿电路的两个输入信号的特性是否完全一致的阶段。

如果前馈失真补偿电路的两个输入信号的特性完全一致，则在前馈回路中将仅获得失真分量信号。即，在耦合器46中通过从主路径的信号(与参考信号等效并且包含非线性失真的信号)中减去参考信号所获得的信号将仅包含失真分量而没有漏泄至其中的参考信号。

失真分量的电平将被自适应预失真失真补偿的效果充分地抑制。

因此，得到通过在耦合器46中从主路径的信号中减去参考信号所得到信号与参考信号之间的相关性值，并计算出该相关性值的功率。如果该功率值在阈值之上，则前馈失真补偿电路30的耦合器46的输出信号必定具有漏泄到其中、超过一个允许值的等级的参考信号分量(即，在其中包含有未被减法所消除掉的大量的参考信号分量)。

换句话说，由于在在先的阶段中两个信号的调整中的误差，超过一允许值的参考信号漏泄分量也包含在失真分量中。

除非在本阶段得到肯定的检验结果，否则序列发生器80多次重复执行用于匹配两个输入信号的特性的在先的调整阶段。

由图4中的粗箭头指示的本阶段中的特性操作与图3中所示的操作几乎相同。

即，从转换电路SW选择性地输出通过在前馈失真补偿电路30的耦合器46中从主路径的信号中减去参考信号所得到的信号，并将其反馈至数字信号处理系统。

然后，控制-监视部分60的结束确定部分74获得反馈信号和参考信号之间的相关性值，计算该相关性值的功率，并通过检验该功率值是否在预定的阈值之上来确定参考信号漏泄分量的值是否在允许的范围之内。

在检验结束之后，控制-监视部分60发送指示检验结果(OK/NG)的信号Q1至序列发生器80，并且与此同时，发送指示本阶段结束的阶段结束信号(SE3)至序列发生器80。

序列发生器80确认作为检验结果的、从控制-监视部分60发送的信号Q1指示OK还是NG，并且在OK时转换电路(SW)被转换至c-端口侧，以致执行作为最终阶段的监视阶段。

另一方面，在NG时，转换电路(SW)不转换，并且再次执行图3的调整阶段。随后，再次执行图4的检验。

这一极端仔细的调整的原因是模拟前馈失真补偿在有效地消除高阶失真的瞬间电平上扮演一个重要的角色，数字失真补偿由于D/A和A/D转换的采样频率而无法消除所述高阶失真。

(监视阶段)

图5是用于解释监视阶段(失真补偿处理中的最终阶段)的视图。

在这一阶段，通过来自序列发生器80的控制信号(P2)将转换电路(SW)转换至c-端口侧。

控制-监视部分60从被转换至c-端口侧的转换电路(SW)识别出当前阶段是监视在前馈失真补偿电路的输出信号中包含的失真的抑制状态的阶段(通过频谱分析获得的失真的分布是否在允许的范围之内)。

在本阶段中，从转换电路SW选择性地取出本实施例的失真补偿电路的最终输出信号(A4)，并将其反馈至数字信号处理系统。

控制-监视部分60的监视部分62获得反馈信号的频谱信息，并通过将该反馈信号的频谱与预定的发散掩模(emission mask)执行比较来监视其是否被抑制在预定的发散掩模内。

控制-监视部分60有规律地监视，并且每当监视的一次重复结束时，发送指示监视结果的信号Q2至序列发生器80。

只要来自监视控制部分60的信号Q2指示OK，则序列发生器80继续该监视。

在监视继续阶段，预失真失真补偿的自适应控制被挂起。功率消耗减少了与用于自适应控制的电路未操作的事实相对应的数量。

另一方面，当来自监视部分60的信号Q2指示NG时，序列发生器80使得再次执行在图2中所示的自适应预失真阶段，并且随后顺序执行图3、4的阶段。

图7示出了时间序列上的上述阶段流。

首先，在时间t1执行自适应预失真处理。

接着，在时间t2执行前馈失真补偿电路中的前馈回路的调整(调整以便将参考信号的特性与主路径信号的特性相匹配)，并在时间t3对调整结果执行确定处理(测量参考信号的漏泄量)。

作为这一确定的结果，如果包含超过允许值的等级的所述参考信号分量，则再次调整前馈回路。

然后在前馈回路调整完成之后，从时间t4开始执行监视步骤。该监视步骤分析失真补偿电路的最终输出信号(传送信号)的频谱。

接着，将测量出的频谱与预定的参考掩模图执行比较(发散掩膜图)，以检验相对于频率轴的失真的抑制状态，并且当频谱被抑制在允许的范围内时，监视按原状继续。在这一期间内，用于预失真处理的查询表(LUT)不会自适应的更新。

在时间t5，如果确定将NG作为监视的结果，则再次执行从时间t1到时间t4的顺序步骤(调整步骤)序列。

图6示出了在本实施例的失真补偿方法中的主处理状态和主操作(具有相结合的自适应预失真处理和前馈失真补偿的混合方案失真补偿方法)。

首先，转换电路SW被转换至d-端口侧，并且执行自适应预失真处理(阶段1，步骤100)。

其次，转换电路SW被转换至a-端口侧。

然后，测量出前馈失真补偿电路30的两个输入信号(至主路径的输入信号和参考信号)之间的增益(幅值)、延迟和相位中的不平衡，并且调整参考信号的特性，以便解决不平衡(阶段2，步骤102)。

再次，转换电路SW被转换至b-端口侧，并从而执行检验阶段2的调整结果的阶段3。

在这一阶段3，测量出除了在前馈回路中的失真信号之外的参考信号分量(参考信号的漏泄量)的功率值(步骤104)。

然后，确定漏泄量是否超出阈值(步骤106)，并且，在NG时，处理返回至阶段2，而在OK时，继续执行到阶段4。

在这一阶段4，转换电路SW被转换至c-端口侧，随后测量出失真补偿电路的最终输出信号的频谱(步骤108)，并将其与预定的参考掩模图(发散掩模图)执行比较，以确定相对于频率轴的失真的抑制状态(步骤110)。

作为该确定的结果，如果频谱被抑制在预定的范围之内，则监视继续，否则处理返回至阶段1，以便顺序地执行上述处理。

(实施例2)

下面将参考图8-10描述失真补偿电路的更具体的结构的示例及其特性电路操作。

图8A和图8B中所示的失真补偿电路的基本结构与图1的失真补偿电路的结构相同。图8A和图8B示出了更加片段的功能块，而不是每一个都被作为图1的一个功能块来举例说明的部件，并且更具体地举例说明了组件的电路结构。

注意在图8A和8B的电路中，与图1中相同的部件用相同的参考编码来指出。

自适应预失真部分14包含自适应算法18、存储控制数据的查询表(LUT)16、乘法器13和延迟部分12。

自适应算法18通过获取反馈信号和延迟的信号之间的差异来测量剩余的失真分量，该反馈信号是从模拟信号处理系统中反馈的，该延迟的信号是由延迟部分12将输入信号(IN)延迟了反馈信号返回所需要的时间而得到的。

然后，为了减少剩余分量，查询表(LUT)16被更新，并且乘法器13将输入信号(IN)与从LUT 16输出的控制数据相乘，以执行自适应预失真处理。

作为结果，有意地将具有与高频功率放大器32的频率特性相反特性的失真给输入信号(IN)。

通过预失真处理的效果，在宽频带上对由于高频功率放大器32的非线性特性而产生的失真执行很大程度的补偿，但是无法补偿高频域中的非线性。

提供前馈失真补偿电路30，以消除不能通过预失真处理消除的高阶失真。在图中，参考编码34、40和44指示波形分离器，参考编号36指示用于定时调整的延迟线。

通过用前馈失真补偿消除高阶失真，在很宽的频带上确保输出信号(OUT)的线性。

控制-监视部分60具有作为控制块的测量部分70、用于控制调整部分51以调整输入信号(IN)的增益、相位和延迟的控制部分72、以及用于确定调整部分51的调整结果的结束确定部分74。

结束确定部分74确定在前馈回路中出现的参考信号的漏泄分量的数量是否在漏泄阈值之上。

此外，控制-监视部分60具有作为负责监视的块的监视部分62，并且该监视部分62具有FFT分析器64、计算功率频谱密度(PSD)的PSD计算部分、和抑制确定部分68。

抑制确定部分68确定功率频谱密度的分布是否被抑制在由例如W-CDMA通信标准所定义的各种发散掩模图之内。

调整输入信号(IN)的幅值、相位和延迟的调整部分51具有可变延迟电路52和通过乘以一个系数来调整输入信号(IN)的相位和幅值的电路54。

可变延迟电路52和相位-幅值调整电路54的特性分别由从控制部分72输出的控制信号C1、C2控制。

序列发生器80具有每一个用来指示处理阶段的结束的阶段结束信号SE1至SE3，以及指示输入其中的确定结果(OK/NG)的信号Q1、Q2。

序列发生器80基于这些输入信号识别随后执行什么处理，并发送转换控制信号P2至转换电路(SW)，以控制转换。此外，序列发生器80发送转换状态信息P1至每个部件，以识别转换电路(SW)的当前转换状态。用这种方法，每个部件都知道当前的处理阶段。

图9示出了测量部分70的具体内部结构的示例。

通过由平方计算部分200计算所转换的A/D转换器28的输出信号(反馈信号)的平方来获取反馈信号的增益(幅值)，并通过积分器对所获得的增益执行积分。

所获得的(前馈失真补偿电路30的主路径信号的)增益Y1临时地存储在存储器71中。

然后在下一个处理阶段中，在获得参考信号的增益的时刻，加法器272执行减法，以获得先前获得的增益和这一时刻获得的增益之间的差异(增益差异)。

获得反馈信号的相位，作为与输入信号IN(参考信号)的相对相差有关的信息。

即，相关器230获得输入信号IN(参考信号)和反馈信号之间复杂的相关性，计算部分210计算相关性值的正交和同相分量的比率的反正切，以获得相位Y2。

所获得的(前馈失真补偿电路30的主路径的)相位Y2被临时地存储在存储器71中。

然后，在下一个处理阶段，在获得参考信号的增益的时刻，加法器274执行减法，以获得先前获得的相位和在这一时刻获得的相位之间的差异(相差)。

此外，在CDMA方案中可以使用传送信号的特性性质来测量反馈信号的延迟。例如，在W-CDMA方案的移动通信的数字调制的信号中，现存具有符号(芯片)定时信息的正弦波分量非常接近1/2符号速率(芯片速率)的频率。

因此，以下面的方式获得延迟：平方计算部分200获取反馈信号的平方，测量器212通过对平方值执行超级外差法测量来提取正弦波分量，积分器214对其执行积分，并且计算部分216计算正交和同相分量的比率的反正切并获得所述延迟。

所获得的(前馈失真补偿电路30的主路径信号的)延迟Y3临时地存储在存储器71中。

然后，在下一个处理阶段，在获得参考信号的增益的时刻，加法器276执行减法，以获得先前获得的延迟和在这一时刻获得的延迟之间的差异(延迟差异)。

此外，在确定参考信号特性的调整结果的阶段，以下面的方式测量在反馈信号中包含的参考信号分量的漏泄量：平方计算部分202获得由相关器230获得的相关值的平方，并且积分器204对其执行积分。

然后，抑制确定部分206确定所获得的漏泄量是否超过了漏泄阈值。

图10示出了阶段1和4中的最终输出信号(OUT)的频率特性(在图中由(a)指示)和频谱(在图中由(b)指示)。

在阶段1(自适应预失真处理阶段)，不能完全消除高阶失真。

但是，随着处理继续执行到在其中执行与前馈失真补偿相结合的失真补偿的阶段2、3直至阶段4(监视阶段)，在如监视阶段350中所示的宽带上，失真几乎完全可以被消除。

监视状态351示出了使用发散掩模(M)的频谱抑制确定的结果较好的情形。

并且当部分频谱伸出如在监视状态352中所示的发散掩模(M)，并且从而频谱抑制确定的结果为NG时，处理返回至阶段1，并且再次顺序地执行各阶段的处理。

(实施例3)

图11是显示包含本发明的失真补偿装置的、W-CDMA方案的多载波传送装置的结构的方框图。在图11中，为了便于描述，与先前的图中相同的部件由相同的参考编码来指示。

如图所示，多载波传送装置包含本发明的多载波基带处理器300和失真补偿装置400。

多载波基带处理器300包含FIR低通滤波器301至303和系数乘法器304、305，以及合成器306。

失真补偿装置400包含数字信号处理系统310、数字/模拟接口系统318、本发明的前馈失真补偿装置30(包括前馈放大器320和转换电路SW作为组件)。

数字信号处理系统300包括自适应预失真部分14，控制-监视部分60，序列发生器80，频率转换器311、314、315，延迟部分312、316，和FIR低通滤波器313。

数字/模拟接口系统318包括D/A转换器20、56，A/D转换器28，频率转换器(22、26、58、24)，和带通滤波器(BPF)27、29。

图12A至12D指出输入信号(载波的数量是三个)、预失真信号以及前馈失真补偿中的参考信号和输出信号的频谱。

如从这些图所显见的，根据本发明，可以在宽带上执行高度精确的失真补偿。

在最近的W-CDMA方案的多载波通信中，与其它方案的移动通信相比，要求高频功率放大器有更高的线性。因此，如果不通过使用诸如自适应预失真的失真补偿技术来补偿功率放大器的线性偏差，功效会严重恶化。

至功率放大器的输入信号具有15至20MHz的带宽。从而，失真分量的频带为从100伸展至200MHz。

为了通过单独的自适应预失真来补偿这一失真分量，需要在至少与失真分量的频带相同的大约100至200MHz的采样频率上对被执行过预失真处理的数字信号执行D/A转换。

因此，在本实施例中，将要对它执行自适应预失真处理的基带输入信号的频带被限制在一频率，D/A转换器20、56和A/D转换器28可以在该频率实现12至16比特的分辨率。

与由前馈失真补偿电路30消除的失真相比，通过数字信号处理调整高阶失真的特性。

从而，根据本发明，使用现存的LSI技术，从前不可能的极高度精确的失真补偿成为可能。

如上所述，根据本发明，在满足使用现有的LSI技术缩小和简化具有减小的功耗和降低的成本的电路的需求的同时，可以自然和极大的提高失真补偿电路补偿宽带、非线性失真的能力。

在作为W-CDMA标准的3GPP TS 25.104中定义的分类A/B中的发散掩模的频带是非常宽的频带，其覆盖了作为中心的信号频带的上和下大约1GHz。曾经通过通常的自适应预失真电路消除在这一宽带中产生的高阶失真分量是不可能的，但是本发明的使用可以满足甚至如此严格的要求。

本说明书基于2002年5月14日提交的日本专利申请第2002-139111号，其内容结合于此作为参考。

工业适用性

本发明可应用于混合失真补偿方法和混合失真补偿装置，所述补偿方法和补偿装置使用对数字信号执行预失真处理的方案的失真补偿和前馈方案的失真补偿。

Claims

1.一种使用数字信号的预失真处理和前馈方案的失真消去处理执行数字控制的混合失真补偿方法，所述方法包括：

第一步骤，通过预失真电路对输入数字信号执行预失真处理、将预失真处理过的数字信号转换成模拟信号、通过功率放大器来放大转换过的模拟信号、将放大的信号转换成数字信号、以及基于所转换后数字信号自适应地控制所述预失真电路的预失真特性；

第二步骤，将输入到执行所述前馈方案的失真消去处理的电路的主路径的所述功率放大器的输出信号和输入到前馈回路中的参考信号中的每一个转换成数字信号，使用数字信号处理测量每个转换后信号的特性，并基于测量结果调整所述参考信号的增益、相位和延迟中的至少一个，从而使所述转换后信号的特性相同；

第三步骤，将执行前馈方案的失真消去处理的所述电路的所述前馈回路的信号转换成数字信号、检测数字信号和所述参考信号的相关性以测量在前馈回路的所述信号中包含的参考信号的漏泄量、并确定所述第二步骤的调整结果；和

第四步骤，将执行前馈方案的失真消去处理的所述电路的输出信号转换成数字信号，并使用数字信号处理来监视转换后的数字信号的预定的特性是否在允许的范围之内。

2.如权利要求1所述的混合失真补偿方法，其中，在所述第二步骤，使用数字信号处理对每个转换后信号特性的测量包括下面的至少一个：

检测每个所述转换后信号和所述参考信号之间的交叉相关性、测量所检测出的交叉相关值的平均幅值、并使用所述测量结果来获得每个所述转换后的信号的相位信息；

获得每个所述转换后信号的平方值，并基于所获得的平方值来获得每个所述信号的增益和延迟信息。

3.如权利要求1所述的混合失真补偿方法，其中，所述第四步骤中的监视包括测量所述转换后数字信号的频谱，和确定该频谱是否被抑制在预定的发散掩模之内。

4.如权利要求1所述的混合失真补偿方法，其中，所述第四步骤中的监视包括对所述转换后数字信号执行离散傅里叶变换、根据离散傅里叶变换结果计算功率频谱密度函数、将计算出的功率频谱密度函数与预定的包络阈值(envelope threshold)执行比较并确定失真补偿是好还是坏。

5.如权利要求1所述的混合失真补偿方法，其中，在第四步骤中的所述监视期间，在第一步骤中的自适应地控制预失真特性的操作和在第二步骤中的调整所述参考信号的增益、相位和延迟中至少一个的处理被挂起。

6.如权利要求1所述的混合失真补偿方法，其中，第一步骤中的所述预失真电路的预失真特性的自适应控制更新在所述预失真电路中包含的查询表中的输出数据。

7.如权利要求1所述的混合失真补偿方法，其中，在确定没有精确地执行第二步骤中的所述调整时，所述参考信号的调整被继续直到确定完成了所希望的调整。

8.如权利要求1所述的混合失真补偿方法，其中，通过获得数字信号和所述参考信号之间的交叉相关性而在第三步骤中确定第二步骤中的调整结果，所述数字信号是前馈回路的所述信号转换成的；计算所述交叉相关值的功率；并将计算出的功率值与阈值相比较。

9.如权利要求1所述的混合失真补偿方法，其中，作为在第四步骤的监视的结果，当确定所述转换后数字信号的预定的特性不在所述允许的范围之内时，再次顺序地执行第一至第三步骤。

10.一种混合失真补偿装置，包括：

自适应预失真电路，其将与功率放大器的非线性特性相反特性的失真给输入数字信号；和

前馈失真补偿电路，其通过一前馈回路来补偿自适应预失真电路不能补偿的失真分量，

其中，所述前馈失真补偿电路具有两个信号输入端口，从而两个信号能够被分离的输入，

其中，由所述自适应预失真电路执行自适应预失真处理后的信号被输入给一个信号输入端口，和

其中，与由所述自适应预失真电路执行所述自适应预失真处理之前的所述输入数字信号对应的参考信号被输入给另一个信号输入端口。

11.如权利要求10所述的混合失真补偿装置，包括：

配备有数字信号处理电路的控制部分，其在所述自适应预失真处理之后和由所述前馈回路执行的失真补偿之前，使用数字信号处理执行调整处理，以使输入到所述前馈失真补偿电路的两个信号的特性相一致；

监视部分，其使用数字信号处理监视所述前馈失真补偿电路的输出信号是否在允许的范围之内；和

序列发生器，其将用于顺序控制的信息给所述电路、所述控制部分和所述监视部分。