CN1643799A - 低功耗高线性接收机的直接转换 - Google Patents

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Abstract

一种射频接收机包括放大器和产生偏置控制信号的检测器，所述偏置控制信号表示接收机当前工作于其中的信号环境的强度。偏置发生器按照偏置控制信号设置偏置电平，其中偏置电平趋向于随着信号电平的增大而增大。另外，接收机包括：第一电路，它适合于接收射频输入信号，所述电路具有可调整的偏置电平，偏置控制具有一个以上的控制电平，用以根据基带信号产生用以控制第一电路的偏置控制信号并产生输出信号；和替代旁路开关，跨接在第一电路的两端，以便发送一个与由反馈装置产生的总功率对应的直流信号。

Description

低功耗高线性接收机的直接转换
发明领域
本发明一般地涉及低功耗高线性接收机的功率控制领域。更具体地说，本发明涉及直接转换，具体地说，涉及借助于反应性地调整其前端电路所用的偏置电平达到低功耗和高线性。
发明背景
电子放大器接收电子信号作为其输入，并产生所述电子信号的较强版本作为其输出。例如，在图表上记录心电图要求放大由跳动的心脏产生的微弱电信号，直至信号强到足以当图表纸在笔下移过时上下移动记录笔为止。
线性放大器是一种在其作为输入接收的电子信号和其作为输出而产生的电子信号之间存在线性关系的放大器。就是说，对于其输入电压或电流X单位的变化，对于某个常数k，它在其输出中产生k*X(k乘X)单位的电压或电流变化，无论输入的值是小或是大。
每一个电子线路都不可能产生大于某个限度的输出。每个电子电路都无法有效地处理大于限度或小于某另一个限度的输入。然而，对于许多电子线路的应用而言，它们必须只工作在中间范围，在这里它们对其输入中的改变产生线性响应。
射频放大器中的非线性响应可能在需要的信号和同时碰巧出现的但在不同的频率或信道上的其他外来射频信号之间产生串音或交叉调制。这种不需要的信号称作干扰源，不论所述干扰是不是有意的。当放大器的行为呈现非线性，例如，输入信号中X的变化在其输出信号中产生小于k*X的变化时，所述非线性作用会移动它所放大的信号的频率。若需要的信号和不同频率的干扰源同时存在(在射频接收机的工作环境中这是典型的)，则所述频移会造成所述两信号之间的串音或交叉调制。
许多电子放大器在电气上将其输入信号与一个恒定电压或电流或者偏置电压或电流相组合。选择所用的偏置量，是为了给放大器设置适当的工作点。设计电子放大器时，一个重要的选择是，是否使所述恒定的偏置具有相对较大或相对较小的值。设计放大器时所选的偏置值对它如何工作和工作得多好有着重大影响。
设计线性放大器一种标准的技术是，首先规定所述放大器必须作出线性响应的输入信号范围，以及所述放大器要在多大程度上抗拒来自不需要的源的交叉调制。然后把偏置电压或电流的量设置成符合这些规格。所需的线性范围越大，可接受的交叉调制量越低，偏置就必须越大。
不幸的是，放大器的偏置越大，消耗的功率就越多。于是，一方面是放大器的功耗，另一方面是它的线性范围和对交叉调制的接受程度，在它们之间要作个权衡。把功耗减到最小的设计目的与维持可以接受的线性的设计目标是矛盾的。
节能总是我们所希望的。但是，随着诸如传呼机和蜂窝式电话等广泛应用的移动、手持和袖珍式无线电装置的出现，其重要性与日俱增。
传呼机或蜂窝式或其他移动电话的接收机部分中的射频放大器、缓冲器和其他前端电路必须工作，以便所述装置对向其广播的传呼或电话呼叫作出响应。于是，在所述装置待机等待传呼或电话呼叫时电池所能持续的时间长度，取决于它的接收机所消耗的功率。对于许多用户，所述装置所消耗的大部分功率都消耗在待机方式，例如，移动电话可以每天待机几个小时等一次呼叫，但每天用在呼叫上的只有几分钟。
对于使用例如便携式装置，包括但不限于移动装置、手持式装置、传呼机、移动电话、数字式电话、PCS电话和AMPS电话的用户，较长的电池寿命降低成本并提高方便性。在这些高度竞争的市场上，在用户选择竞争产品时，待机方式下电池的寿命可以造成差异。于是，对于移动式、便携式和手持式接收机的市场成功而言，消耗最小的功率(特别是在待机方式下消耗最小的功率)是关键。
降低诸如放大器和缓冲器等前端电路所用的偏置电平，来降低其功率消耗，移动接收机的待机电池寿命可以大大延长。但是，做到这一点的先有技术缩小了接收机的线性范围，从而增大了对来自干扰源的交叉调制的敏感性。
发明概要
因此，需要一种用于接收机的放大器、缓冲器和其他前端电路，所述放大器、缓冲器和其他前端电路在有利的信号环境下降低功耗，而在不利的信号环境下不降低线性或增大交叉调制敏感性。通过反应性地调整这种电路工作时的偏置电平，亦即通过对不利的或强信号环境作出反应，提高其偏置电平，使之能够在较弱的或典型的信号环境下工作时利用较小的功率，可以满足这个要求。
本发明一个实施例包括用于射频通信的接收机的方法和设备，它包括：适合于接收射频输入信号的第一电路，所述电路具有可调整的偏置电平、具有反馈控制的偏置控制和一个以上的控制电平，用以根据取决于基带电路的信号产生偏置控制信号，用以控制第一电路并产生输出信号；以及旁路开关，它跨接在第一电路两端，以便发送对应于由反馈控制产生的总功率的直流信号。从而可以在把信号本身混合和泄漏减到最小的同时，产生输出信号。
本发明另一个实施例包括射频产生方法和设备，它具有：适合于接收射频输入信号的电路装置，所述第一电路具有可调节的偏置电平、偏置控制和具有一个以上控制电平的反馈控制，用以根据基带信号产生偏置控制信号，用以控制第一电路并输出输出信号；以及旁路开关，它跨接在反馈装置两端，所述反馈装置适合于接收射频输入信号并输出对应于第一电路所接收的偏置功率的DC分量信号。
本发明另一个实施例包括用于射频接收机内其他被反应性地偏置的电路的方法和设备，包括但不限于低噪音放大器、线性放大器、混频器和射频到中频的变换器。
本发明不同的实施例适宜于用在包括但不限于传呼机接收机、无线电互联网接收机、无线电话接收机、蜂窝电话接收机和码分多址(CDMA)接收机的应用。
附图的简要说明
在附图中举例说明本发明不同的实施例，其中为清晰起见，已知的电路用方框形式表示。这些附图是为解释和帮助读者理解用的。不应认为本发明限于举例说明的实施例或设计方案。
图1表示构成本发明一个实施例的构件或功能组件。所述实施例是一个接收机放大器，它对其环境中当前信号强度作出反应，调整自己的偏置电平。
图2表示可以用来构成前一个图中所示每一个功能组件的电子线路组件及其相互连接。所示本发明的这个实施例适宜于小信号或低噪音应用。所述实施例还适用于本发明的模块化多级实施例。图2(a)中以可变电阻204-A表示的组件可以用图2(b)中的可变电阻204-B或用图2(c)中的可变电阻204-C代替。
图3表示本发明另一个实施例的电子线路组件及其相互连接，特别是简化的自调节RF放大器。
图4表示本发明一个实施例的电子线路组件及其相互连接，特别是简化的自调节IF放大器。
图5表示本发明再一个实施例的电子线路组件及其相互连接。所述实施例是诸如蜂窝电话等移动装置内接收机的第一级。所述实施例具有多级放大、一级频率转换，其中每一级都自己调节它自己的偏置电平。图5还表示收发信机、亦即在既发射又接收的装置中本发明一个实施例的功能组件及其相互连接。
图6表示本发明另一个实施例的功能组件及其相互连接。所述实施例是诸如放大器等有源电路多级的第一级，其中用于每一级中的偏置电平都由单一个信号电平检测器和单一个偏置调整电路调整。
图7表示本发明另一个实施例的功能组件及其相互连接。所述实施例是接收机的第一级，其中，第一级和射频放大器被任选地包括在接收机的信号路径中或被切换到其外部。
图8表示可以用来构成本发明另一个实施例的电子线路组件及其相互连接，所述实施例利用采样和保持电路，所述采样和保持电路可以通过补偿电路组件阈值的变化来改善反应性偏置功能的精确度。
图9表示如何用利用具有10个引脚的单个集成电路形成的许多电子线路组件构成本发明的一个实施例。
图10表示本发明另一个实施例的功能组件及其相互连接。所述实施例是利用上一图的集成电路构成可以以若干种方式工作的接收机的、用于移动电话应用中的接收机的第一级。所述若干种方式包括诸如蜂窝电话和先进移动电话业务(AMPS)等模拟方式以及诸如码分多址(CDMA)和个人通信业务(PCS)等数字方式。
图11表示本发明另一个实施例的功能组件及其相互连接。所述实施例是由RSSI信号控制的前端偏置控制的直接转换。
图12表示本发明另一个实施例的功能组件及其相互连接。所述实施例是连接到有源混频器的前端LNA的直接转换。
图13表示在本发明一个实施例中从输入频谱到输出频谱的逐级直接转换级。
图14表示在本发明一个实施例中功率控制和干扰功率的三维示意图。
发明的详细描述
这里公开的是本发明的不同实施例和替代设计。但是，不能认为本发明限于所描述的这些实施例和替代方案。本专业技术人员会认识到还有其他替代的实施例和设计，以及在形式上和细节上的不同改变。这些在实施本发明时都可以采用而不脱离本发明的原理、精神或范围。
图1是按照本发明一个实施例的接收机放大器100的功能块示意图。所述放大器具有反应性偏置，亦即它对当前工作的信号强度作出反应，从而调整其偏置电平。
RF/IF(射频/中频)放大器101把输入信号120放大为输出信号121。放大器101的偏置由偏置发生器103产生的偏置电平143设置。
RF/IF接收机放大器101可以是具有适宜于射频(RF)、中频(IF)或其他用途的特性的任何类型的线性放大器。RF/IF接收机放大器101可以是，但不限于共发射极放大器、共基极放大器、共集电极放大器、电压放大器、电流放大器、跨导放大器、互阻放大器、带有反馈的放大器或无反馈放大器。在本发明的某些实施例中，反应性偏置只施加在RF.级，或只施加在某些起始RF级，而IF级上的偏置电平是按照传统的技术固定的。
如图1所示，电平检测器102检测RF/IF输出信号121的信号电平，因而它间接地检测RF/IF输入信号120的信号电平。或者，电平检测器102可以直接检测RF/IF输入信号120的信号电平或输入信号和输出信号之间的中间信号的信号电平。电平检测器102按照它检测的信号电平产生偏置控制信号140。
电平检测器102可以是能够检测适当的时间帧中在接收机当前工作的信号电平的变化的任何类型的电路。例如，电平检测器102可以是整流器或连接到诸如热敏电阻等热监视器的某种类型的热发生器。
所检测的信号电平可以指示取决于接收机当前工作的信号环境的平均信号电平，其平均值是在一段时间段内取的。一般说来，偏置电平143的频率可以限制为低于感兴趣的信号的频率的数量级。作为第一个示例，偏置电平的2MHz响应可以提供适当的时间帧，在所述时间帧过程中对信号电平取平均，并为用于诸如码分多址(CDMA)信号等的2GHz载波信号调整偏置电平。
另外，应该考虑在偏置电平传递函数的带宽和感兴趣的信号带宽之间的寄生(spurious)边带的可能性。继续沿用其中所需的CDMA信号具有限于1.25MHz的带宽的CDMA的示例，限于2MHz左右的偏置电平的响应可以将任何这样的边带保持在接收机带宽之外，从而把CDMA信号的干扰减到最小。
或者，偏置电平的响应可以限于接收机的带宽以下。作为第二个示例，100Hz偏置调整响应可以把限于500和3000Hz之间的语音信号的干扰减到最小。但是，把偏置电平的响应频率限制在感兴趣的信号范围以下，会不希望地减慢了接收机对信号强度变化的响应时间。若当前信号环境中包括只是间断地存在的干扰信号，则这对系统性能可能是重要的。
因而，偏置电平143应该能够迅速改变，迅速到足以使诸如在强信号环境变为弱信号环境或相反时可能出现的滞后或迟滞效应不危害使用反应性偏置放大器的整个系统的性能。
偏置发生器103按照适当的偏置控制信号产生偏置电平143。若使用偏置调整电路105，则偏置发生器103按照调整后的偏置控制信号141改变偏置电平143，否则使用偏置控制信号140。偏置发生器103可以是在目标范围内按照适当的偏置控制信号改变偏置电平143的任何电路。
在带有反应性偏置的放大器中，电平检测器102和偏置发生器103这样工作，使得施加在RF/IF接收机放大器101的偏置倾向于随着输入/输出信号电平增大而增大，亦即在接收机用于具有较强信号条件的环境时增大。但是，这个增大不必是线性的或甚至是单调增大的。在某些设计中，偏置电平可以一般只倾向于随着信号电平增大而增大。对于特定的用途，这个增大的一般趋势最好足以保持RF/IF接收机放大器以足够的线性和抗交叉调制性工作。
在使用偏置调整电路105的本发明的实施例中，偏置调整电路105对偏置控制信号140进行调节、滤波、放大和/或将其调整为调整后的偏置控制信号141，然后由偏置发生器103用来产生偏置电平143。所施加的一种或多种调整可以包括任何传递函数，最好但不一定是单调的，包括但不限于调节、滤波、限幅、扩展、放大、衰减、比例缩放、偏移、限制带宽、采样和保持、和/或带直流偏移的求和。
偏置调整电路708还包括补偿反应性偏置系统内有源器件的阈值变化的电路，包括但不限于其场效应晶体管(FET)阈值的变化。因为FET的线性范围可能狭窄，所以标定和设置所用电平，以便把电路的工作维持在线性范围内是重要的。
偏置调整电路105可以是产生作为偏置控制信号140的函数的调整后的偏置控制信号141的任何电路。若采用调节反馈信号142，则偏置调整电路105还可以按照调节反馈信号142改变偏置电平143。
偏置调整电路105的不同实施例包括但不限于调制偏置控制信号140、对其进行比例缩放、将其与基准电平比较、对适当的电平进行采样和保持，从而标定对应于给定信号环境(诸如相对没有干扰信号的环境)的基准电平的电路。其他实施例包括这样的电路的组合。
在使用可变电阻104的本发明的实施例中，可变电阻104可以作为偏置发生器103内的电路元件起作用。通过改变其电阻值，可变电阻104改变偏置电平143。可变电阻104可以是随着控制信号140或调整后的偏置控制信号141(当其可用时)改变其电阻的任何电路。可变电阻104可以在偏置发生器103内采用，使之改变偏置电平143的电流、改变偏置电平143的电压或两者。
在使用偏置反馈信号142的本发明实施例中，偏置反馈信号142可以就是偏置电平143，或者它可以是由偏置电平143产生的信号或作为偏置电平143前身的信号。它的使用是任选的，但它增大偏置电平143的稳定性，尤其是在电路工作在宽的电压或温度范围时，或偏置发生器103或接收机其他部分的制造允差对偏置电平143或对偏置电平143如何设置有明显的冲击时。使用偏置反馈信号142的本发明实施例，就偏置电平143中产生的变化量而言，还可以在某种程度上是自我标定的。
在本发明的某些实施例中，电平检测器102、偏置调整电路105和偏置发生器103之间的区别冲淡了，因而特定的电路起产生多种功能的作用。
在某些应用中，让一个检测器向多个调制器提供偏置控制信号，或者让一个偏置调整电路向多个偏置发生器提供偏置控制信号是可能的，而且可能是所希望的。
这样设计反应性偏置允许放大器100，使得功耗在典型的信号环境中减小了，而在强信号环境中不降低线性和抗交叉调制性。放大器100可以用相对于它可能用于其中的最大信号环境是低的偏置电平设计。然后，当它用在强信号环境时，它向上调整其偏置，在强信号环境存在的时间段内，增大其线性和抗交叉调制性。
在典型的信号环境中低功耗的这样的线性放大器对诸如传呼机、电话或无线电数据连接等移动、手持和袖珍式装置是特别有利的。随着这样的装置的出现，设计一种在等待向其发出的信号时消耗尽可能少的功率的线性放大器已经变得关键。这种待机方式在这样的装置的使用周期中占主要地位，因而在所述方式期间节约电力对电池寿命具有显著作用。
蜂窝电话、传呼机或数据接收机中的RF和IF放大器必须工作，为的是所述装置能够响应向它们广播的电话呼叫、传呼、电子邮件或其他传输。于是，在等待向所述装置发出的传输而处于待机方式时电池所能持续的时间长度取决于在其接收机部分内的放大器或其他电路消耗多少功率。
某些移动装置通过使用在所述移动装置的接收机实施本发明的放大器、缓冲器、混频器和其他电路可以显著地降低其功耗。在某些应用中，本发明显著地延长电池在移动装置处于待机方式时所能持续的时间长度。
许多移动装置大部分时间都处于待机方式。例如，移动电话用户可能一天10小时使用他们的电话，其中只花费1/2小时实际利用电话连接。在这种情况下，他们的蜂窝、PCS、AMPS或其他移动电话一天花费9个半小时只接收，亦即倾听向它们发来的呼叫，而一天花费半小时既接收又发射。在这样的使用方式下，电话接收机部分活动的时间比发送部分长19倍。于是，接收机功耗的降低会明显地减少移动装置中电池或其他电能存储装置的充电或再充电的必要性，这在用户的方便性和减少用户消费方面会产生相应的好处。
在本发明某些实施例中，反应性偏置可以允许这样设计线性放大器101，使其线性和抗交叉调制性得以加强。当这样的放大器用在强信号环境时，它向上调整自己的偏置，从而增大其线性和抗交叉调制性。本发明的这些实施例不是利用反应性偏置来减小接收机的功耗，而是利用它来增大接收机的线性范围。
图2是按照本发明一个实施例的小信号或低噪音射频(RF)反应性偏置接收机放大器。
图2(a)表示分割成与上一图中所示功能块对应的功能块的放大器组件。本专业的技术人员会认识到，这些功能块都有许多实现途径，还可以开发其他途径。这些都是在本发明的原理、精神和范围之内的。
放大器200内的可变电阻块可以用不同的途径实现，包括但不限于图2(a)所示的可变电阻204-A、图2(b)所示的可变电阻204-B和图2(c)所示的可变电阻204-C。
图2的放大器组件、它们的推荐值及其功能描述列于下表：
表1：低噪音反应性偏置RF放大器
引用标记 适用值     功能
RF放大器201
    C1 ∽1.0-22pF  RF调谐和隔直流电容
    C2 ∽10-1000pF  RF退耦电容
    C3 ∽1.0-22pF  RF调谐和隔直流电容
    C4 ∽10-1000pF  RF退耦电容
    L1 ∽1.5-22nH  RF调谐和DC偏置馈送电感
    L2 ∽1.5-22nH  RF调谐和DC偏置馈送电感
    R1 0-27欧姆  损耗电阻，有助于稳定性
    Q1  RF高线性场效应晶体管(FET)最好低噪音
检测器202
    C5 ∽1-22pF 在RF放大器201输出端和电平检测器202之间提供隔直流和RF耦合，其值越小耦合越弱
    C6 ∽22-100pF RF退耦电容
    D1 整流二极管，针对所需的检测器特性选择
    D2 整流二极管，针对所需的检测器特性选择
    L3 ∽22-39nH RF扼流
偏置调节器205
    C7  27-1000pF 用于设置偏置控制信号的时间常数(或截止频率)的电容
    U1 运算放大器，针对信号摆幅和响应时间特性选择
    R2 ∽1-100K欧姆 设置偏置电平调节的增益/比例系数
    R3 ∽1-100K欧姆 设置偏置电平调节的增益/比例系数
    未示出 为所述级输入/输出特性整形可任选地使用二极管
可变电阻204
    Q3 场效应晶体管(FET)，针对漏-源电阻对偏置的特性选择
    R4 ∽51-100K欧姆 用于标定可变电阻网络的电阻
    R5 ∽10-51K欧姆 用于标定可变电阻网络的电阻
偏置发生器203
    Q4 双PNP偏置晶体管
    R6 ∽2.7-10K欧姆 设置Q4内左PNP晶体管上的电流，帮助设置Q1的偏置随信号强度变化多少
    R7 ∽10-100欧姆 设置通过Q1的DC偏置
    R8 ∽10-100K欧姆 有助于DC偏置网络的稳定性
    R9 ∽10-100K欧姆 有助于DC偏置网络的稳定性
在偏置控制通路中运算放大器U1或任何类型有源放大的使用都使接收机成本、复杂性和功耗增加。但是，U1可以支持本发明所述实施例几个潜在的有利特性。
另外，使用运算放大器的优点是，对偏置电平和增益、限幅、滤波和对其调整的迟滞可以获得相对精确的控制。
此外，使用像U1这样的运算放大器，可以利用反馈来补偿温度变化或组件允差造成的变化。这种反馈可以直接来自放大装置的偏置电流，诸如通过检测R7两端的电压降。
获得这样的精度的其他途径是通过所检测到的信号电平的数字化。数字信号电平可以用作查阅表的索引，对每一个数字信号电平，它可以获得一个精确标定的数字偏置电平。然后可以把数字偏置电平转换回模拟偏置电平。
使用诸如U1等运算放大器的另一个优点是，它在偏置控制的通路上提供放大元件。
在反应性偏置RF放大器的设计中应该考虑的一个因素是，接收机RF前端中的非线性在基波峰值信号电平非常小时对系统有明显的影响。这些峰值信号电平可以比RF放大器的偏置电平小得多。U1对相对较小的检测信号电平的放大使RF放大器的偏置电平能在适当的范围内变化。
在按照本发明的反应性偏置RF放大器的设计中，起重要作用的另一个因素是，交叉调制的量度，称作IIP3或三阶输入交叉调制产物。若放大器非线性，则输入信号的能量移入输入信号频率的谐波。若不同频率下的两个信号存在于非线地放大的信号中，则这些谐波便会交叉调制或混频产生交叉调制产物，亦即在所有存在频率的和和差位置上的多个频率。若这些产物落在感兴趣的带宽中，并具有足够振幅，则会危害接收机的可用性。IIP3是这些交叉调制产物振幅的量度。
本专业技术人员可以根据其电路配置和组件值估计接收机的IIP3。另外，它可以根据假定的信号环境，亦即信号强度、所需信号和干扰信号或外来信号的频率和带宽通过电路模拟确定。另外，它可以根据实际的原型或产品接收机的性能测出。
要考虑的再一个设计因素是串音，亦即，其中，来自收发信机的发射信号进入其接收信号通路并变为接收机信号环境的一部分。本专业技术人员不难确定如何用适当的滤波减少串音的有害作用的设计细节，其中，滤波处于发射部分和接收部分之间、在接收部分内或两种情况同时出现的地方。
然而，串音有可能与交叉调制相互反应。这种相互反应可能难以通过静态计算预测。本专业技术人员可以利用信号环境逼真的模型或者根据针对抗交叉调制性的规格，通过对线路设计的动态模拟，进行检验。这也可以对电路设计的模拟板和原型收发器或产品收发器的试验测试进行检验。因为反应性偏置放大器动态地改变其抗交叉调制性，这样的模拟和测试在检验在不同的信号环境下偏置电平会发生多大变化方面，可能起重要作用。
要考虑的另一个设计因素是，为接收机公布的目标规格并未考虑反应性偏置的作用。所公布的规格可能假定对接收机而言高噪音环境是最坏情况，因而它们可能只规定在这样情况下的交叉调制参数。反应性偏置接收机可能在所公布的测试条件下工作得很好，因为它检测到强信号环境并相应地向上调整其偏置电平。但是，对于同一个接收机在中间电平干扰信号存在(或者甚至在干扰信号低电平)的情况下，如果它在这样的情况下对降低其偏置电平过于进取，可能就会有问题。
于是，反应性偏置接收机应该针对干扰信号的高电平到干扰信号的最低电平或不存在干扰信号的整个范围进行设计和测试。
要考虑的另一个设计因素是，其偏置电平是反应性地调整时，对放大器增益可能的影响。可能希望选择这样的偏置电平范围和放大器的其他特性，使得增益被反应性偏置时若增益有任何变化，则增益的变化都应该小。这样做的一个好处是，可能希望所述放大器保持工作在接近最大的增益下，特别是如果所述放大器处于信号强度低的接收机的前端。
这样做的另一个好处是，它把对接收机的增益正反馈闭环的可能性降到最低。增益反馈闭环出现在下列情况：检测到强信号电平时，既增大所述放大器的偏置，又增大其增益，于是将会检测到更强的信号电平，这将再一次增大偏置电平，再一次增大增益等，如果这样的增益改变为1dB(例如)，结果造成随后的增益变化显著地小于1dB，从而稳定这种反馈的作用。在这种情况下，这种反馈的作用在整个偏置范围内，例如，对传递函数的形状可能具有我们所希望的作用，它可能减小或消除放大或调整偏置的控制信号的必要性。
另一方面，若增益的改变为1dB(例如)会造成随后增益的改变接近或大于1dB，于是这个反馈作用就会不稳定。因而反应性偏置和或许接收机本身将工作不正常。
图3是按照本发明一个实施例的简化的RF放大器的电路图。这个电路避免了图2电路的运算放大器的成本、复杂性和功耗。这使用于实现单片集成电路的电路面积和功耗显著降低，U1的面积和功耗可能约为图2其他所有电路合在一起。
所述实施例还模糊了图1和图2所示功能块之间的差异，所述电路的几个组件影响电路如何以多种方式跨越这些功能块边界工作。
图3的自调整、反应性偏置RF放大器的组件、其适用值及其功能描述列于下表：
表2：简化反应性偏置RF放大器的组件
  引用标记 适用值 功能
  C1 ∽0.1μF 协助设置检测器电路的时间常数。还提供RF退耦
  C2 ∽22pF 提供RF旁路，以防止RF反馈
  C3 ∽22pF 任选，在Q1的源极提供RF旁路
  C4 ∽22pF 为检测器电路提供隔直流和阻抗匹配
  C5 ∽2-22pF 为放大器的输入提供隔直流和阻抗匹配
  C6 ∽2-22pF 为放大器的输出提供隔直流和阻抗匹配
  C7 ∽22pF 在Q2发射极提供RF旁路
  D1 肖特基 用于检测器电路的整流二极管
  D2 肖特基对 倍压整流二极管，并为检测电流提供返回路径
    L1 ∽6.8nH RF扼流和负载匹配电感
    L2 ∽4.7nH 输出匹配电感
    R2 ∽1K欧姆 设置检测器电路偏置
    R3 ∽5K欧姆 设置检测器电路时间常数和偏压
    R4 ∽30K欧姆 任选，标定偏置电平
    R5 ∽50K欧姆 为Q1设置偏置反馈，并帮助调节偏置控制。还协助设置偏置电平
    R6 ∽10-20K欧姆 与R7配合工作，来为Q2设置偏置反馈
    R7 ∽10K欧姆 同时为Q1和Q2设置反馈，还协助设置偏置电平
    R8 ∽10欧姆 Q1的偏置反馈的一部分。还协助设置Q2集电极偏置
    R9 ∽140欧姆 标定Q1的可变电阻
    R10 0-∽10欧姆 任选，设置Q2集电极的偏置而不对Q1提供反馈
    R11 0-∽20欧姆 任选，提供Q2发射极稳定电阻
    Q1 N沟道功率FET 偏置晶体管配置，用以形成可变电阻回路
    Q2 双极性RF晶体管 放大晶体管
按照本发明的反应性偏置RF放大器设计中要考虑的因素是，接收机RF或前端中的非线性，在基波峰值信号电平比RF放大器的偏置电平小得多的情况下，对系统会有重大影响。因此，希望检测器能够检测小信号，并施加足够的偏置控制来适应这种信号状态。做到这一点的一种方法是，对于要加在放大器输入端上的匹配元件，它要与放大器输出端的匹配元件协调。尽管这在某些情况下是一种有效的技术，但是，按照以前附图的有源放大器在某些低噪音或小信号的应用可能是需要的。
图4是按照本发明一个实施例的自调整、反应性偏置中频(IF)放大器的电路图。
它的组件、其推荐值及其功能描述列于下表：
表3：反应性偏置中频放大器的组件
    引用标记 适用值 功能
    C1 ∽0.1μF 设置检测器电路的时间常数
    C2 ∽100pF 提供IF旁路，以防止IF反馈
    C3 ∽100pF 任选，在Q1的源极提供IF旁路
    C4 ∽100pF 为检测器提供隔直流和阻抗匹配。但在没有C4情况下直流的存在可以用于偏置所述检测器
    C5 ∽2-22pF 为放大器的输入提供隔直流和阻抗匹配
    C6 ∽2-22pF 为放大器的输出提供隔直流和阻抗匹配
    C7 ∽100pF 在Q2发射极提供IF旁路
    D1 肖特基 用于检测器电路的整流二极管
    D2 肖特基对 任选，加速系统对高端信号状态改变的响应
    L1 ∽560nH IF扼流和负载匹配电感
    L2 ∽330nH 输出匹配电感
    L3 22-39nH RF扼流
    R0 ∽30K欧姆 任选，为检测器电路建立有源偏置，这可能是所需的，也可能不是
    R1 ∽100K欧姆 任选，缩放检测器的IF输入
    R2 ∽30K欧姆 任选，缩放检测器的IF输入
    R3 ∽5K欧姆 任选，为检测器建立DC返回路径并设置泄漏偏置
    R4 ∽30K欧姆 任选，缩放偏置电平
    R5 ∽50K欧姆 为Q1设置反馈，并设置检测器的时间常数
    R6 ∽10-20K欧姆 与R7协同工作，设置Q2的偏置反馈
    R7 ∽10K欧姆 同时为Q1和Q2设置反馈
    R8 ∽10欧姆 是Q1偏置反馈的一部分，还协助设置Q2集电极偏置
    R9 ∽140欧姆 缩放Q1的可变电阻
    R10 0-∽10欧姆 任选，设置Q2的集电极偏置，而不对Q1提供反馈
    R11 0-∽20欧姆 任选，向Q2提供发射极稳定电阻
    Q1 N沟道功率FET 配置成形成可变电阻电路的偏置晶体管
    Q2 双极性IF晶体管 IF放大晶体管
在按照本发明的反应性偏置IF放大器的替代实施例中，R0可以提供检测器的偏置。
在按照本发明的反应性偏置IF放大器的设计中一个要考虑的因素是，它的线性要求可能不像前端RF放大器那么高，就是说，在中频级可能要有一个大得多的干扰信号才会产生不希望有的交叉调制量。因此，对中频放大器适宜的偏置电平相对调整范围会比RF放大器的小。
在按照本发明的反应性偏置IF放大器的设计中另一个要考虑的因素是，它的输出信号强度比RF级大得多。因此，它的输出信号可以被缩放、整流并对结果信号再次缩放。这使IF放大器可以按照所需的传递函数进行自调整。反之，RF电平相对较弱的信号可能不允许这样的两级缩放。
图5表示本发明一个实施例在收发信机应用上的应用，诸如，但不限于移动电话装置或双向传呼机。在发射部分550，末级功率放大器503通过信号线521和双工器502向天线501提供RF发射信号。双工器502可以是一个滤波器或一组滤波器，它使末级功率放大器503的RF能量输出能够连接到天线501，而同时对所述能量进行过滤，以便减小所述能量进入所述装置的接收机部分的数量。
图5也是按照本发明一个实施例接收机前端的电路示意图，带有多级放大级，每一级都有自调整反应性偏置。接收机部分551通过双工器502从天线501接收RF输入信号523。它产生IF输出信号533。如图所示，它具有四级有源电路，每一级都带有自调整偏置；但是，另一个实施例可以具有较多或较少的电路级。在再一些实施例中，某些有源电路可以具有固定的而不是自调整的偏置，或共同控制的偏置电平。
接收机部分551并非完整的接收机；但是，本专业技术人员不难确定本发明特殊应用所需的其他电路的设计细节。所述其他电路可以包括，但不限于本机振荡、本机振荡缓冲器、IF到音频/数字转换、音频/数字放大/处理、自动增益控制、用户接口和音频/视频输入/输出。
起始低噪音放大器504接收输入信号523并产生内部RF信号525。起始低噪音放大器504的偏置可以由第一自调整偏置电平设置，所述偏置电平可以在起始低噪音放大器504内部产生(如图所示)或可以根据内部RF信号525产生。
起始低噪音放大器504可以是带有适宜于特定用途的特性的任何类型的RF放大器。具体地说，起始低噪音放大器504可以是图2所示的RF放大器，或者是它的变体。包括运算放大器Q2的偏置调整电路205使所述放大器级能够按照接收机的起始RF级相对低信号电平的变化反应性地进行偏置。就是说，RF输入信号相对较小的变化可以由运算放大器Q2放大，产生第一自调整偏置电平524中的调整，后者大到足以在高信号环境中保持低噪音放大器504的线性/抗交叉调制性。
滤波器505接收内部RF信号525并产生内部RF信号526。滤波器505可以衰减RF信号内的带外分量，包括但不限于任何漏入接收机部分的发射能量。
第二RF放大器506接收内部RF信号526并产生内部RF信号528。第二RF放大器506的偏置可以由第二自调整偏置电平527设置，所述偏置电平可以如图所示在第二RF放大器506内部产生，或者可以根据RF信号526或528产生。
第二RF放大器506可以是带有适合于特定用途的特性的任何类型的RF放大器。具体地说，第二RF放大器506可以是图3所示的RF放大器，或其变体。尽管这个偏置调整调节功能不包括运算放大器，但是所述放大器处于作为接收机内的第二级的位置，使所述放大器级处理高信号电平。因此，所述第二放大器级可能足够灵敏来适当调整其偏置，而不会增加运算放大器的成本、复杂性和功耗。
RF到IF的变换器507接收内部RF信号528，并产生内部IF信号530。RF到IF变换器507的偏置可以由第三自调整偏置电平529设置，后者如图所示可以在RF到IF变换器507内部产生，或者根据内部RF信号528或内部IF信号530产生。
RF到IF变换器507可以是带有适宜于特定用途的特性的任何类型的RF到IF变换器或混频器。
IF放大器508接收内部IF信号530并产生内部IF信号532。IF放大器508的偏置可以由第四自调整偏置电平531设置，后者可以在IF放大器508内部产生或者可以根据内部RF信号530或内部IF信号532产生。
IF放大器508可以是带有适宜于特定用途的特性的任何类型的IF放大器。具体地说，IF放大器508可以是图4所示IF放大器或其变体。IF放大器508有足够灵敏度，足以对其偏置进行适当的调整，而不必加上运算放大器的成本、复杂性和功耗。
滤波器509接收内部IF信号532并产生IF输出信号533。滤波器509可以把信号内的带外分量滤除。
如图所示，接收机部分551的每个有源级都有它自己的自调整偏置电平。采用图5所示本发明实施例在某些信号环境下可以达到接收机功率的使用量的大大减少。例如，来自干扰源的能量(包括但不限于从末级功率放大器503通过双工器502泄漏的能量)会被有源级之间的滤波所衰减，因而滤波之后的级可以在比滤波之前各级更低的偏置电平和更小的功耗下工作。然而，接收机部分551内的某些有源级可以在固定的偏置电平或共同控制的偏置电平下实现。
图6是按照本发明一个实施例的接收机前端的方框示意图，带有共同控制的多级反应性偏置。与前一图的实施倒不同，带有反应性偏置的所有有源级都工作在依赖于当前信号环境的强度的同一相对偏置电平下。它与前一图的不同之处还在于，本机振荡器和缓冲器608是对信号电平作出反应而进行调整的。
图6是接收机前端600的功能方框示意图。接收机前端600接收来自天线601的RF输入信号631并产生IF输出信号635。如图所示，它有5个有源电路级，每个都带有反应性调整的偏置。但是，其他实施例可以具有较多或较少的有源电路级，或某些有源电路可以具有固定的而不是反应性调整的偏置，或某些有源电路可以具有自调整偏置。
接收机前端600并非完整的接收机，然而本专业技术人员不难确定本发明特殊应用所需的其他电路设计细节。所述其他电路可以包括但不限于IF到音频/数字变换器、音频/数字放大/处理、自动增益控制、用户接口和音频输入/输出。
第一RF放大器602把RF输入信号631放大为内部RF信号632。第一RF放大器602的偏置可以由偏置电平642设置，后者可以由第一偏置发生器612产生。第一RF放大器602可以是带有适宜于特定应用的特性的任何类型的RF放大器。例如，它可以是图2(a)所示的RF放大器201。
第二RF放大器603把内部RF信号632(它可以直接由第一RF放大器602产生，或在适当滤波之后)放大为内部RF信号633。第二RF放大器603的偏置可以由偏置电平643设置，后者可以由第二偏置发生器613产生。第二RF放大器603可以是带有适宜于特定应用的特性的任何类型的RF放大器。例如，它可以是图3所示的RF放大器。
RF到IF变换器604把内部RF信号633转换为内部IF信号634。RF到IF的变换器602可以是带有适宜于特定应用的特性的任何类型的RF到IF的变换器或混频器。
IF频率信号654可以由本机振荡器和缓冲器624产生。本机振荡器和缓冲器624可以对接收机当前操作的信号环境强度作出反应而改变。本机振荡器和缓冲器624所用的偏置电平可以是由第三偏置发生器614产生的偏置电平644。
本机振荡器和缓冲器624可以是能产生IF频率信号654的任何类型的振荡器或缓冲器。在某些情况下，本机振荡部分产生选定的IF频率的信号，而在将其用于RF到IF变换器604之前放大和/或缓冲所述IF信号的有源级可以使用可调整的偏置电平644。
这样的本机振荡器和缓冲器反应性偏置类似于RF和IF放大级的反应性偏置，其中这样做是为了在典型的信号环境下节约功耗，就是说，其中外部信号或干扰信号并不像它们在最坏工作状态下那么强。但是，这样的反应性偏置与放大器级的反应性偏置的差异在于，它是通过改变压缩点和或许还改变本机振荡器624的增益，或本机振荡器624内的缓冲器/放大器级的增益而工作的。本专业技术人员不难确定本机振荡器和缓冲器的设计细节。与反应性偏置放大器级形成对照，最好选择本机振荡器和缓冲器624的偏置电平范围和其他参数，使得增任何益的变化小或最小。
IF放大器605把内部IF信号634放大为IF输出信号635。IF放大器605的偏置可以由偏置电平646设置，后者可以由第四偏置发生器615产生。IF放大器605可以是带有适宜于特定应用的特性的任何类型的IF放大器。例如，它可以是图4所示的IF放大器。
如图6所示，电平检测器606接收IF输出信号625。它检测IF输出信号625的信号电平，于是它间接检测RF输入信号631信号电平。在其他实施例中，电平检测器606可以接收RF输入信号631和IF输出信号635之间的中间信号。按照所述信号电平，电平检测器606产生偏置控制信号636。
电平检测器606可以是能够检测在适当的时间帧中出现的输入和输出信号电平平均值变化的任何类型的电路。具体地说，它可以是如图2(a)所示，经过适当改变使电路适应IF频率的电平检测器202。
偏置调整电路607按照偏置控制信号636产生调整后的偏置控制信号637。偏置调整电路607可以是能够调整偏置控制信号637，使电平检测器605的响应匹配其偏置被反应性控制的有源级所需的偏置变化的任何类型的电路。
例如，偏置调整电路607可以是如图2(a)所示的偏置调节器205。和其他实施例一样，偏置调整电路可以包括这样的电路系统：它调节偏置控制信号636、对其进行缩放、将其与基准电平加以比较、对其进行采样和保持、对所保持的具有可变电平的电平求和、或这些电路的任意组合。它还可以包括对一个或一个以上反应性偏置的实际电平进行监视，以便更好地控制偏置的电路。
偏置调整电路708可以再包括补偿反应性偏置系统内有源器件阈值变化，包括但不限于其场效应晶体管(FET)阈值变化的电路。
因为FET的线性范围可能狭窄，所以标定或设置所用的电平，使电路维持工作在线性范围内是重要的。
或者，可以取消或简化偏置调整电路607。若电平检测器606处理相对较强的信号(诸如IF信号)，因而它能够为偏置发生器612至616产生适当电平和变化范围的偏置控制信号，直接供其处理，则情况便是如此。
第一偏置发生器612按照调整后的偏置控制信号627和任选地按照对第一偏置发生器612而言是内部信号的第一调节反馈信号产生第一偏置电平632。类似地，第二偏置发生器613按照调整后的偏置控制信号627和任选地按照对第二偏置发生器613而言是内部信号的第二调节反馈信号产生第二偏置电平632。类似原理适用于偏置发生器614至615。
偏置发生器612至615可以是任何能够按照调整后的偏置控制信号637或偏置控制信号636产生在适当的范围内变化偏置电平的电路。作为示例，它们可以是(如图2所示)利用可变电阻204-A，204-B和204-C的偏置发生器203。
在本发明另一个实施例中，每个偏置发生器都可以有一个相应的偏置调整电路。或者，一个或两个以上偏置发生器可以根据第一偏置调整电路工作，而其他偏置发生器可以具有一个或一个以上偏置调节电路或能够直接利用偏置控制信号636，因而无需偏置调整电路。
图6中示出的共同受控的反应性偏置放大器系列可以在某些信号环境下使接收机消耗的功率大大减少。它具有较少的组件，因而制造成本较低，与前一个图显示的自调整放大器级相比，其复杂性较低，因而较易避免出错。其唯一的电平检测器位于多级放大级之后，因而其偏置调节器可以不必包括有源放大器，因为它工作于相对较强的信号。另外，它可能消耗较少的功率，因为只有一个电平检测器606，只有一个偏置调节电路607或不需要放大来调节偏置放大电路。
在RF或其他预滤波对衰减干扰信号无效的地方，图6的放大器可能是适当的。对于不希望为使每一级自调整，就是说，让每一个放大器级具有自己专用的检测器并或许它自己专用的偏置调整电路而加大成本、复杂性和功耗的应用，所述放大器还可以是适当的。
本专业技术人员可以轻易地确定作为图5的自调整级和图6的共同控制级的混合型接收机的设计细节。例如，一个偏置控制信号可以用于两个或两个以上放大器或其他有源级，而同时自调整偏置控制可以用于其他有源级。另外，这样的多级接收机还可以包括固定偏置电平的有源级。
图7是按照本发明一个实施例接收机前端700的功能方框图，其中滤波器和RF放大器都是任选地包括在接收机信号通路内或将其切除。接收机前端700接收RF输入信号720并产生输出信号732。
如图所示，接收机前端700具有两级有源电路，每一级都在共同控制下带有反应性调节的偏置和一个开关。但是，其他实施例可以具有较多的开关，较多或较少有源电路级或某些有源级可以具有固定而不是反应性调节的偏置，或某些有源电路可能具有自调整偏置。
低噪音放大器701把RF输入信号720放大为第一内部RF信号721。低噪音放大器701的偏置可以由第一偏置电平729设置，它可以由第一偏置发生器709产生。低噪音放大器701可以是带有适宜于特定应用的特性的任意类型的RF放大器。例如，它可以是如图2(a)所示的RF放大器201。
RF开关和旁路电路702接收第一内部RF信号721并产生切换后的RF信号725。处于旁路方式时，就是说，当旁路控制信号731有效时，切换后的RF信号725基本上是第一内部RF信号721，尽管某些开关损耗会在RF开关和旁路电路702内出现。当旁路控制信号731无效时，切换后的RF信号725可能是第一滤波器703对第一内部RF信号721滤波的结果和RF放大器704对所述结果的放大。或者，切换后的RF信号725可能是RF放大器704对第一内部RF信号721放大的结果和第一滤波器703对所述结果的滤波。
RF开关和旁路电路702可以是任何能够或者把第一内部RF信号721或者把第四RF信号724转换为切换后的RF信号725的电路。另外，它最好是一个能够把第一内部RF信号721或者转换为第二内部RF信号722或者转换为切换后的RF信号725，而不会同时转换这两者的电路，使得在工作于旁路方式时不必装入第一内部RF信号721。
第一滤波器703从RF开关和旁路电路702接收第二内部RF信号722，并产生第三内部RF信号723。第一滤波器703可以是任何能够减少第二RF信号722的不希望有分量和干扰分量的电路。在某些实施例中，接收机前端700用于收发器装置，而第一滤波器是发送阻塞滤波器。
RF放大器704把第一内部RF信号723放大为第四内部RF信号724。第二RF放大器704的偏置可以由第二偏置电平730设置，后者可以由第二偏置发生器710产生。第二RF放大器704可以是带有适宜于特定应用的特性的任何类型的RF放大器。例如，它可以是如图3所示的RF放大器。
在本发明的某些实施例中，第二滤波器705从RF开关和旁路电路702接收切换后的RF信号725，并产生第五内部RF信号726。在其他实施例中，没有第二滤波器，而把切换后的RF信号725直接提供给RF到IF变换器706和电平检测器707。第二滤波器705可以是任何能够减小切换后的RF信号724的不希望有的或干扰的分量的电路。在某些实施例中，接收机前端700t用于收发信机装置，而第二滤波器705是发送阻塞滤波器。
RF到IF变换器706把第五内部RF信号726或切换后的RF信号725转换为内部IF输出信号732。RF到IF变换器726可以是带有适宜于特定应用的特性的任何类型的RF到IF变换器或混频器。
如图7所示，电平检测器707接收第五内部RF信号726，或切换后的RF信号725。它检测所述信号的信号电平，从而它间接地检测RF输入信号720的信号电平。在其他实施例中，电平检测器606可以接收作为RF输入信号720和切换后的RF信号725之间的中间信号，或者它接收IF输出信号732。按照所述信号电平，电平检测器606产生偏置控制信号727和旁路控制信号731。
电平检测器707可以是能够检测在适当的时间帧中出现的平均输入信号和输出信号电平变化的任何类型的电路。具体地说，偏置控制信号727可以由图2(a)所示的电平检测器202产生，而旁路控制信号731可以通过把偏置控制信号727与阈值加以比较而产生。
偏置调整电路708按照偏置控制信号727产生调整后的偏置控制信号728。偏置调整电路708可以是任何一种能够调整偏置控制信号737，使电平检测器707响应匹配其偏置受到反应性控制的有源级所所需的偏置变化的电路。
例如，偏置调整电路708可以是图2(a)所示的偏置调节器205。作为另一个示例，偏置调整电路可以包括调节偏置控制信号727、将其缩放、将其与基准电平比较，对其进行采样和保持，对利用可变电平保持的电平求和的电路系统，或这些电路的任何组合。它还可以包括对一个或一个以上反应性偏置电平进行监视反馈，以便改善偏置控制的电路。
偏置调整电路708还可以包括补偿反应性偏置系统中有源器件阈值变化的电路，包括但不限于其场效应晶体管(FET)阈值的变化。由于FET的线性范围可能狭窄，标定或设置所用的电平，以维持电路在线性范围内工作是重要的。
或者，偏置调整电路708可以被取消或简化。若电平检测器707处理相对较强的信号(诸如IF信号)，因而能够产生具有适当电平和变化范围的供偏置发生器709和710直接处理的偏置控制信号，那么，可以取消或简化偏置调整电路708。
第一偏置发生器709可以按照调整后的偏置控制信号728，并任选地，按照对第一偏置发生器而言是内部信号的第一调节反馈信号的偏置控制信号728产生第一偏置电平729。类似地，第二偏置发生器710可以按照调整后的偏置控制信号728，并任选地，按照对第二偏置发生器710而言是内部信号的第二调节反馈信号的偏置控制信号产生第二偏置电平730。
偏置发生器709和710可以是任何能够按照调整后的偏置控制信号728或偏置控制信号727产生在适当范围内变化的偏置电平的电路。例如，它们可以是(如图2所示)利用可变电阻204-A，204-B和204-C的偏置发生器203。
在本发明另一个实施例中，每个偏置发生器都可以具有相应的偏置调整电路。
码分多址(CDMA)接收机可以包括接收机链，后者包括可以用开关旁路的低噪音放大器(LNA)，后跟发射抑制滤波器，后跟可以用开关旁路的RF放大器。
在蜂窝电话应用中，重要的是要使用户的感受音量电平不随信号强度而变化。为了满足这种需要，接收机链的增益和有时随后的解调和音频放大的增益，可以通过代表当前信号强度的信号的数字化为例如代表范围在106到21dBm的8位信号强度值，相对精确地进行标定。信号强度值可以用作查阅表的索引，用来控制增益的代表标定因素的每一项。这样的查阅表设施被称为”线性化器”，因为它校正增益控制(AGC)的电平对接收的信号强度电平的非线性。
当接收机链中放大器之一被旁路时，线性化器曲线应该因放大器被旁路造成增益的改变所移动。继续用上述示例，旁路放大器的结果是线性化器曲线的低端从-106dBm移到-106加上增益的变化。
增益的这个变化可以估计如下：每个放大器都可以有例如15-16dB的增益。在旁路路径上可能有某种损失，例如，0.5dB或更多。另外，在标定过程中一般都有1dB的不确定性，在这里可以加上作为界限。其结果是，在线性化曲线一端在-106+15.5+0.5+1＝-89dBm。
建议的扩展干扰信号测试要求需要的信号具有-90dBm的强度，这与每个音调具有-32dBm的信号强度的双音干扰信号同时出现。
若在所述放大器之一被旁路的情况下不可能工作，则对于接收机来说这项测试可能存在问题。具体地说，RF放大器的线性或IIP3必须比在与此测试对应的工作点(亦即，信号强度)RF放大器被旁路时高得多。
定性地说，不仅第二放大器对其自己对所述链的非线性作出贡献，它还放大第一放大器的非线性的不希望有的作用。定量地说，IIP3中的这个差异可能是需要的，并可以作为与可以旁路的增益的等效值进行粗略的估计。
但若感兴趣的工作点落在线性化器之外，就是说，若在对应的数字强度值在查阅表中没有项目，则旁路LNA或RF放大器可能存在问题。
解决这个问题的第一种途径是，在增益上自动倒退，即，切换回到放大器中。这把接收的信号提升回线性化器可以补偿感兴趣的工作点上的非线性的范围之内。这种方法防止接收机工作在其任何一个放大级被旁路的状态下(在这样的操作会造成数字化信号强度落在比线性化器表的端部还低处时)。
这第一种方法的缺点是，如上所述，让两个放大器都切入可能明显地增大第二放大器必须满足的线性要求。
第二种途径是，把发射抑制滤波器移入旁路通路。利用这种体系结构可以把一个放大器切入和切出的点，亦即旁路点降低到所述滤波器的插入损失，这可以是，例如约2dB。这可以使旁路点可以在约-91dBm处。这样的旁路点可能比上述扩展干扰信号测试的-90dBm还小。
利用第二途径可以使为所述测试切除其中一个放大器的目的易于达到。就是说，把滤波器旁路就可以大大降低第二级放大器的IIP3。
第二种途径(或较低旁路点)的另一个优点是，在接收机实际操作中，在工作的较大部分时间里放大器中的一个可能被旁路。不用所述放大器时，其消耗的功率可以减小或消除。这可以进一步节约电力并延长电池寿命。
表4.IS-95 J-STD-018 CDMA RX抗交叉调制性能分析
CDMA输入电平(dBm) 输入音调电平(dBm)   音调数
    -101     -30     1
    -101     -43     2
    -90     -32     2
    -79     -21     2
在下表中，RF放大器的状态决定于CDMA信号电平是高于还是低于切换点。情况1是切换点小于-90，情况5是切换点大于-90dBm。
表5：IS-95 J-STD-018 CDMA RX抗交叉调制性能分析
  情况 CDMA输入电平(dBm)   输入音调电平(dBm)   RF放大器状态
    1     -90     -32     旁路
    2     -101     -43     接入
    3     -79     -21     旁路
    4     -101     -30     接入
    5     -90     -32     接入
考虑到每个给定装置的输入电平产生下表。在双工器上采用3dB的插入损失和50dB的发射抑制(transmission rejection)。在发射抑制滤波器上采用2dB的插入损失和25dB的发射抑制。使用发射抑制滤波器时，IIP3可以用已知的公式IIP3＝1/2(3*音调电平-交叉调制乘积项)计算。针对CDMA信号解调勉强可接受的交叉调制乘积电平计算IIP3。与发射泄漏和单音调的交叉调制的IIP3通过测量和模拟进行现象最优预测。在某些情况下交叉调制(inter-modulation)和交叉调制(cross-modulation)都会对把要求IIP3提升到高于单一类型的IIP3作出贡献。LNA用的增益是16dB，RF放大器的是15dB，而开关的是1dB损失。在两个电平相等的干扰音调作出贡献的情况下，检测器电平增大了3dB。
表6：每一级的线性要求与情况和检测器电平(全部电平均为dBm)的关系。
    情况     LNA IIP3     RF放大器IIP3     混频器IIP3     检测器电平
    1     ∽4.5     旁路     10.5     -15.5
    2     1.5     -2.7     12.3     -13.2
    3     3.5     旁路     18.5     -6
    4     8.0     -1.0     14.0     -3.9
    5     ∽4.5     6.5     21.6     -3.0
显然，在情况5对RF放大器的不旁路建立了对RF放大器和混频器的高得多的IIP3要求。对混频器的第二最高要求来自情况3，其中来自发射机的交叉调制不起作用，表明在旁路通路上装入发射抑制滤波器没有造成性能衰退。
图8是本发明一个实施例的电路图，它利用采样和保持电路，通过补偿电路组件、操作条件等的变化，改善反应性偏置功能的精度和效率。这些变化包括但不限于所用场效应晶体管(FET)的阈值上的变化。FET线性工作范围可能狭窄，而其阈值电压(和因而其线性工作点)可能受制造允差、温度变化或电压波动的影响。于是，动态补偿这样的波动，特别是在与动态补偿接收机当前工作环境的信号强度的同时来动态补偿这样的波动是有利的。
在图8的示例电路图中，RF放大器801可能等效于或等同于如图2所示的RF放大器201。检测器802与同一图所示检测器202相比变化很小(亦即，加上R20)。
偏置发生器的功能类似于同一图上偏置发生器203的功能，但是它通过改变偏置电路电平，而同时基本上维持偏置电压恒定，来改变RF放大器201的偏置。为了实现这一点，偏置发生器803内的可变电阻电路移到偏置发生器803的底部。另一个差别是在偏置发生器803中当关闭信号851有效时，对于RF放大器801来说，所有偏置电压和电流都关断。
偏置发生器203和803的这些变化与接收机800的阈值补偿特征无关；阈值补偿接收机可以利用偏置发生器203或在类似电路的范围内来设计。
偏置调整功能是利用偏置电平比较器810、采样和保持电路811和偏置差值电路812来执行的。
偏置电平比较器810可以是能够产生调节反馈信号842的任何类型的电路。具体地说，把基准电压与偏置发生器803内部的信号比较，即可产生调节反馈信号842。在所示的实施例中，基准电压由Vcc和地之间的两电阻分压器形成的，它帮助补偿Vcc中的变化。
采样和保持电路811可以是能够在接收机足够静止的信号环境下对调节反馈信号842进行采样并在信号环境较强时保持所述信号值的任何类型的电路。在所示的实施例中，当偏置控制信号840低于检测器基准信号850所设置的阈值时，对调节反馈信号842的电流值进行采样或将其传输到电容C20上，而当高于时，在电容上保持所述值。
偏置差值电路可以是能够适当地把偏置控制信号840调节为调节后的偏置控制信号841的任何类型的电路。所述调节可以包括但不限于产生偏置控制信号840和通过电容C20对所述值进行采样或保持在电容C20上。
图9是按照本发明一个实施例的用于偏置控制的专用集成电路(ASIC)的电路图和引脚图。如图所示，在具有10个引脚的单一集成电路内形成图8的许多电子电路组件。把这些电路组件实现为ASIC可以减少使用反应性偏置的接收机制造成本和复杂性。
对本专业技术人员显而易见的是，对于把图8中，或本发明的其他实施例中哪些电路组件集成于其中，可以有许多其他选择方案。例如，可以设计8引脚实施例，省略偏置调整和关断信号引脚。
图10表示本发明另一个实施例的功能组件及其互联。所述实施例是采用前一图的集成电路来构造可以工作在移动电话应用中的几种方式的接收机的第一级。这些方式包括诸如蜂窝和先进移动电话业务(AMPS)等模拟方式，以及诸如码分多址(CDMA)和个人通信业务(PCS)等数字方式。
按照本发明的反应性偏置前端电路可以用在不同类型的移动电话业务上，因为在接通和断开第二级RF放大器时可以接通和断开发射抑制滤波器。
在图10所示的示例中，天线1001通过双工器1002同时向PCS双工器1003和蜂窝双工器1004提供RF信号。PCS双工器1003和蜂窝双工器1004分别向PCS低噪音放大器(LNA)1005和蜂窝LNA 1006提供RF信号。它们本身又分别向任选的发射抑制滤波器1007a和1007b提供RF信号，而这两个滤波器本身又向开关SW1提供RF信号。
SW1决定当前感兴趣的RF信号(例如，PCS或蜂窝)在进到开关SW2之前是否通过发射抑制滤波器1007c和第二级RF放大器1008。任选的发射抑制滤波器1007c是双频带滤波器，其中其滤波对蜂窝和PCS信号均起作用。
开关SW2与SW1结合选择感兴趣的信号，所述信号通过开关SW2与SW1到达RF到IF变换器1009。本机振荡器1010向RF到IF变换器1009提供中频信号。
开关SW3把RF到IF变换器1003的输出或者送到APMS SAW滤波器1011或者送到CDMA SAW滤波器1012。
本机振荡器抑制滤波器1013衰减来自输入电平检测器1014的本机振荡信号。电平检测器产生检测和保持信号1041。偏置ASIC 1015到1017使用检测和保持信号1041来为它们各自的有源电路产生偏置电平。
PCS低噪音放大器1005和蜂窝放大器1006的偏置是由偏置ASIC1011按照检测和保持信号1041反应性地设置的。第二级RF放大器1008的偏置是由偏置ASIC 1016按照检测和保持信号1041反应性地设置的。类似地，本机振荡器的偏置也是由偏置ASIC 1017按照检测和保持信号1041反应性地设置的。
图11举例说明应用于单频带CDMA超外差接收机的反应性偏置功能。天线1101接收输入信号，而双工器1102分离输出的发射信号与输入的接收信号。然后接收信号被送到LNA 1103，接收信号可以通过控制信号方式1分别由开关1116和偏置控制电路1113旁路或切断。LNA 1103的输出通达RF滤波器1114，然后到达RF放大器1105。RF放大器的偏置控制从被旁路的第一状态的直接知识得到好处，而不是只依赖检测器功率减小来降低偏置。这种实现方法表明，RF滤波器1103和RF放大器1105都可以通过控制信号方式2被开关1115旁路，有效地降低RF放大器可以被旁路和切断的功率。RF放大器输出通达混频器1106，混频器1106把RF信号降频转换为IF。来自混频器的IF信号通过IF SAW滤波器1107，所述滤波器把频谱限制成只有包含感兴趣的信号的信道BW。
输入到混频器的RF频谱还通过分接头1109送到功率检测器，所述分接头可以是定向耦合器、滤波器、匹配网络或其组合。首先关心的是检测前级放大器所经历的信号的频谱，并避免任何可能检测到的有害的LO(本机振荡)泄漏。
分接头1109中的滤波，取决于混频器的LO抑制。通过分接头1109的频谱馈送到检测器1110，后者让把与总信号功率对应的直流信号送到比较器1111，后者把检测器输出与检测器基准电平比较，以便确定输入信号功率是否大到足以分别通过偏置控制电路1113、1112和1114增大LNA 1103、RF放大器1105和LO缓冲器1108的偏置。还可以在混频器1106之后引出IF信号，并通过检测IF频谱中信号功率达到同样效果，但关键是，检测器1110在频带限制IF SAW1107之前抽取信号，所述SAW会除去任何前端放大器所经历的干扰。
图12举例说明应用于CDMA直接转换接收机上的反应性偏置功能。前端放大器体系结构类似于图11，只是它加上了LNA的某些可编程增益控制(AGC)来补偿缺少的IF AGC。在直接转换的体系结构中，下变频混频器1209是最关键的元件，要求高级的LO抑制，来防止LO信号向后泄漏进入RF路径。为了把LO泄漏的可能性减到最小，在尽可能晚的点上通过二分频装置1207和相移装置1206把LO向下分频为正交LO。LO缓冲器1208在RF频率两倍处缓冲信号，防止任何对RF路径的干扰。指出以下一点是令人感兴趣的，通过向下偏置LO缓冲器，根据二分频装置1207的设计，可能可以减小较低信号电平下的泄漏。增大混频器LO抑制所需的结果是，检测器1210在混频器输入频谱的分接头上无需LO抑制滤波器。由于频率非常低的内容，最好在正交降频变换之后实现功率电平检测器，但是，若在检测器的输出端没有适当地补偿直流偏移，则任何直流偏移量都可能代表一种挑战。
所示实现反应性偏置功能的另一种方法是数字偏置控制器1213。一种方法可以是，利用A/D转换器对检测器的输出进行采样，其中与检测器基准的比较可以以数字方式实现。可以构造一个查阅表，提供所需的任何偏置与检测功率的函数关系。可以构造另一个查阅表，用作同一A/D输出的RF放大器和LO缓冲器的可编程偏置控制器。这种策略在设计上不必多加努力，即可与用户控制的可编程偏置结合使用。
偏置反馈回路的再一个方案是，在进行任何滤波之前，让A/D转换器直接对混频器1209的I/Q输出进行采样。对这样的A/D转换器的输入的混叠(aliasing)和过驱动可能不成问题，因为只需功率的移动平均，而A/D转换器灵敏度的较低范围会设置在对应于输入端大约-55dBm的较高信号电平上。小到25dB的动态范围可能足以获得足够的分辨率来优化偏置电流节约与输入信号功率的关系。这样的实现可以用等效的数字信号处理代替模拟检测器、比较器和偏置控制器。
图13举例说明反应性偏置如何有效地在畸变出现之前防止畸变。右侧是与左边接收机每一级对应的可能的频谱。RF系统BW(带宽)内的信号正如双工器1302所定义的，不经滤波进入LNA 1303。示例性输入频谱1309举例说明被强得多的干扰信号包围的感兴趣的小信号。输入频谱由LNA 1303和RF放大器1305放大，但用滤波器1304进行非选择性滤波，因为它也跨越RF系统BW。检测器1306暴露在与前端放大器类似的信号环境中，因而能够在感兴趣的弱信号中间区分强信号环境。在这个示例中，LO频率等于RF频率1311，因为是在直接转换中。超外差式接收机中LO偏移一个IF频率。在下变频之后的两种情况下，频带限制滤波器1312除去大部分原来的干扰能量，只留下感兴趣的信号1313和较强信号引起的任何频带内畸变。所得频谱1313便是接收信号强度指示(RSSI)1314所使用的，它用以确定何时在前端旁路LNA和/或RF放大器。由于RSSI是从频带限制后的信号中导出的，所以RSSI便与可能建立畸变的频谱没有联系，它无法为防止畸变而进行任何调整。另一方面，检测器1306可以检测增大的干扰环境，并在任何明显的畸变可能出现之前，相应地调整前端放大器的偏置。
图14是曲线图，代表利用反应性偏置不同方式的电流消耗和RX功率之间的关系。后部的水平线(S1)代表非常强的检测功率下的峰值偏置状态。对于所用先有技术CDMA接收机的偏置这是有代表性的。正如从S1向前台的S16的移动所举例说明的，反应性偏置使所述电流得以随着干扰功率减少而大大减少。沿着RX功率轴从左向右移动，第一个和最高的电流状态代表LNA和RF放大器都接入。下一个状态代表RF放大器被旁路，减小了峰值电流消耗。最右边的状态是LNA和RF放大器都被旁路。即使没有干扰功率，随着感兴趣的信号增大，它会被检测出来并增大LO缓冲器的偏置电平。类似地，在非常低的RX功率下，高的TX电平会漏入接收机，即使没有外来干扰存在，也足以被检测出来，提升偏置电平。
本专业技术人员不难确定，在这里明白讨论之外接收机前端内部各级和电路应如何按照本发明的这些原理、精神和范围用反应性偏置进行设计。
正如这里举例说明的，本发明为带有反应性偏置的放大、振荡和其他电路的接收机的前端各级提供新型的和有利的方法和装置，以便提供低功率、高线性和低交叉调制。本专业技术人员会意识到，人们可以采用本发明的不同实施例、本发明的替代设计及其形式和细节上的改变。具体地说，图2，3，4，8和9所示的电路，在本发明的不同实施例中可以简化、增加或改变。另外，图5，6，7和10的放大器可以彼此混合、扩展到更多级、简化、增加或改变。
这样的改变和其他改变都不脱离本发明的原理和精神，其范围由下列权利要求书设置。

Claims (18)

1.一种用于射频通信的接收机，它包括：
第一电路，它适合于接收射频输入信号，所述电路具有可调整的偏置电平；
偏置控制，它具有反馈装置和一个以上的控制电平，用以根据取决于所述第一电路接收的射频总功率的信号来产生偏置控制信号；和
任何数目的旁路开关，它们跨接在受基带电路控制的所述第一电路两端，以便改变由所述反馈装置产生的偏置控制信号。
2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于：所述第一电路是从以下各种电路中选择的一种电路：放大器、低噪音放大器、线性放大器、混频器和射频到中频的变换器。
3.如权利要求1所述的接收机，其特征在于：所述旁路电路是低噪音放大器和混频器之间的直接连接。
4.如权利要求1所述的接收机，其特征在于：所述偏置控制包括选自RSSI电路的电路。
5.如权利要求4所述的接收机，其特征在于：所述偏置控制的配置选自调节偏置控制信号的配置、在调节反馈时响应偏置电平的配置和把偏置电平保持在特定电平的配置。
6.一种射频电路，它包括：
电路装置，它适合于接收射频输入信号，所述电路具有可调整的偏置电平；
偏置控制和反馈装置，它具有一个以上的控制电平，用以根据取决于控制所述电路装置并输出输出信号用的基带信号产生偏置控制信号；和
旁路开关，它跨接所述电路装置的两端，所述电路装置适合于接收射频输入信号并输出与所述电路装置接收的偏置功率对应的DC分量。
7.如权利要求6所述的接收机，其特征在于：所述电路装置是从以下各种电路中选择的一种电路：放大器、低噪音放大器、线性放大器、混频器和射频到中频的变换器。
8.如权利要求6所述的接收机，其特征在于：所述旁路开关使射频信号和输出信号之间能够直接转换。
9.如权利要求6所述的接收机，其特征在于：所述偏置控制包括从RSSI电路选择的电路。
10.如权利要求9所述的接收机，其特征在于：所述偏置控制的配置选自调节偏置控制信号的配置、在调节反馈时响应偏置电平的配置和把偏置电平保持在特定电平的配置。
11.一种放大射频信号的方法，所述方法包括：
利用可调偏置电平和反馈功率信号把射频输入信号放大为输出信号；
检测基带信号，以便产生用于控制所述可调偏置电平的偏置控制信号；和
利用旁路开关，把所述射频输入信号连接到输出信号，使所述输出信号对应于所述反馈功率信号的强度，而不引起任何其余信号瞬变过程。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于还包括：
根据RSSI装置的输出产生偏置控制信号；和
根据所述输出信号强度调整偏置控制信号。
13.如权利要求11所述的方法，其特征在于：所述放大过程出现在单一步骤，其中所述单一步骤具有多个偏置电平。
14.一种用于接收射频信号的接收机，它包括：
第一放大器，它具有第一偏置电平，配置成接收射频输入信号和反馈功率检测并将其放大为第一内部信号；
第一偏置发生器，它配置成接收所述偏置控制信号并根据所述偏置控制信号产生第一偏置电平；以及
检测器，它配置成接收表示所述输入信号的信号强度的信号并根据所述信号产生偏置控制信号，所述偏置控制信号取决于RSSI，后者取决于包括所述反馈功率检测的基带电路。
15.如权利要求14所述的接收机，其特征在于还包括：
替代装置，用以旁路所述第一偏置发生器，接收射频信号并输出第一内部信号。
16.如权利要求14所述的接收机，其特征在于：所述偏置调整电路包括选自运算放大器电路和采样和保持电路的电路。
17.如权利要求15所述的接收机，其特征在于：所述替代装置提供所述射频信号到第一内部信号的直接转换。
18.如权利要求17所述的接收机，其特征在于：所述替代装置把振荡器的自混频、接收机信号的自混频和振荡器的泄漏减到最小。
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101866437A (zh) * 2009-04-16 2010-10-20 株式会社半导体能源研究所 半导体装置
CN101981814A (zh) * 2008-03-28 2011-02-23 爱立信电话股份有限公司 自动滤波器控制
CN102469387A (zh) * 2010-11-15 2012-05-23 财团法人工业技术研究院 抑制噪音系统与方法
CN103023440A (zh) * 2012-12-20 2013-04-03 中国科学院微电子研究所 一种提高功率放大器线性度的电路
CN103368227A (zh) * 2013-06-26 2013-10-23 上海华勤通讯技术有限公司 移动终端的无线充电装置
CN104521202A (zh) * 2012-06-12 2015-04-15 密执安州立大学董事会 用于短程通信的超低功率无线电设备
CN114650073A (zh) * 2022-04-15 2022-06-21 成都信息工程大学 一种射频接收机的线性化校正方法及装置

Families Citing this family (53)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6625238B2 (en) * 2000-03-29 2003-09-23 Sony Corporation Low power and high linearity receivers with reactively biased front ends
JP2002118483A (ja) * 2000-10-11 2002-04-19 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線回路装置及び無線回路装置の制御方法
FR2826525B1 (fr) * 2001-06-21 2003-10-03 Dibcom Systeme d'amplification d'un signal hertzien de decodeur de signaux de television comportant un tel systeme
US7061993B2 (en) * 2001-08-29 2006-06-13 Sony Corporation CDMA receiver architecture for lower bypass switch point
US6687491B2 (en) * 2002-01-18 2004-02-03 Sony Corporation Direct conversion of low power high linearity receiver
US20040072554A1 (en) * 2002-10-15 2004-04-15 Triquint Semiconductor, Inc. Automatic-bias amplifier circuit
AU2003301490A1 (en) * 2002-10-15 2004-05-04 Triquint Semiconductor, Inc. Automatic-bias amplifier circuit
US20040070454A1 (en) * 2002-10-15 2004-04-15 Triquint Semiconductor, Inc. Continuous bias circuit and method for an amplifier
JP2004140594A (ja) * 2002-10-17 2004-05-13 Sharp Corp 衛星放送受信装置
GB2398943B (en) * 2003-02-28 2005-08-31 Zarlink Semiconductor Ltd Tuner
US7010330B1 (en) 2003-03-01 2006-03-07 Theta Microelectronics, Inc. Power dissipation reduction in wireless transceivers
EP1471649B1 (en) * 2003-04-25 2007-04-04 Fujitsu Ten Limited Antenna amplifier and shared antenna amplifier
US7606535B2 (en) * 2004-04-01 2009-10-20 Harris Stratex Networks, Inc. Modular wide-range transceiver
US7561851B2 (en) * 2004-04-01 2009-07-14 Harris Stratex Networks, Inc. System and method for calibrating modules of a wide-range transceiver
US7995648B2 (en) * 2004-04-09 2011-08-09 Trident Microsystems (Far East) Ltd. Advanced digital receiver
WO2005099399A2 (en) 2004-04-09 2005-10-27 Micronas Semiconductors, Inc. Apparatus for and method of controlling sampling frequency and sampling phase of a sampling device
US7248847B2 (en) * 2004-04-22 2007-07-24 Kyocera Wireless Corp. System and method for adaptively controlling receiver gain switch points
JP4335089B2 (ja) * 2004-08-04 2009-09-30 パナソニック株式会社 Ｄｃオフセット調整装置およびｄｃオフセット調整方法
WO2006020950A1 (en) * 2004-08-12 2006-02-23 Micronas Semiconductors, Inc. Automatic gain control unit of a receiver
US7177616B2 (en) * 2004-08-13 2007-02-13 Freescale Semiconductor, Inc. High linearity and low noise CMOS mixer and signal mixing method
JP2006060472A (ja) * 2004-08-19 2006-03-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信フロントエンド回路、受信回路、および、これを用いた通信機器
US7477887B2 (en) * 2004-11-01 2009-01-13 Tc License Ltd. Tag reader maintaining sensitivity with adjustable tag interrogation power level
US7457607B2 (en) * 2005-01-04 2008-11-25 Stmicroelectronics, Inc. Circuit and method for reducing mobile station receiver power consumption by dynamically controlling linearity and phase noise parameters
US20060217098A1 (en) * 2005-03-22 2006-09-28 Anderson Jeffrey K System for reducing power consumption in a local oscillator
GB0506683D0 (en) * 2005-04-01 2005-05-11 Ubinetics Ltd Mobile communication device receiver
US7460890B2 (en) * 2005-07-28 2008-12-02 Texas Instruments Incorporated Bi-modal RF architecture for low power devices
US8145155B2 (en) * 2005-09-06 2012-03-27 Mediatek, Inc. Passive mixer and high Q RF filter using a passive mixer
US7398073B2 (en) * 2005-09-06 2008-07-08 Skyworks Solutions, Inc. Low noise mixer
US7912429B2 (en) * 2005-09-06 2011-03-22 Mediatek, Inc. LO 2LO upconverter for an in-phase/quadrature-phase (I/Q) modulator
KR100735326B1 (ko) * 2005-12-22 2007-07-04 삼성전기주식회사 서브샘플링 구조를 갖는 저전력 무선 송수신기
KR100739778B1 (ko) * 2005-12-23 2007-07-13 삼성전자주식회사 전력 소모를 최적화하기 위한 디지털 방송 수신기 및 방법
US20070197178A1 (en) * 2006-02-21 2007-08-23 Nokia Corporation Automatic gain control system for receivers in wireless communications
US7627060B2 (en) * 2006-03-21 2009-12-01 Intel Corporation Receiver and method having envelope compensation signal
US7783272B2 (en) * 2006-06-29 2010-08-24 Microtune (Texas), L.P. Dynamic performance control of broadband tuner
US7692486B2 (en) * 2007-10-05 2010-04-06 Qualcomm, Incorporated Configurable feedback for an amplifier
US8126452B2 (en) * 2007-11-29 2012-02-28 Intel Mobile Communications GmbH Systems and methods for self-calibrating transceivers
US7979041B1 (en) 2007-12-07 2011-07-12 Pmc-Sierra, Inc. Out-of-channel received signal strength indication (RSSI) for RF front end
US8325931B2 (en) * 2008-05-02 2012-12-04 Bose Corporation Detecting a loudspeaker configuration
US8063698B2 (en) * 2008-05-02 2011-11-22 Bose Corporation Bypassing amplification
US8670736B2 (en) 2009-11-11 2014-03-11 Maxlinear, Inc. Crystal control scheme to improve performance of a receiver
US8265580B2 (en) * 2009-11-17 2012-09-11 SiTune Coporation System and method for handling strong signals and blockers in the RF front end
US8634766B2 (en) 2010-02-16 2014-01-21 Andrew Llc Gain measurement and monitoring for wireless communication systems
US9008600B2 (en) * 2010-05-21 2015-04-14 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Wireless communication receiver having one signal processing circuit whose operation mode is adjusted by monitoring signal level of specific signal of preceding signal processing circuit and related wireless communication method
CN103325261A (zh) * 2012-03-23 2013-09-25 成都驹涛网络科技有限公司 具有温度变化直观显示功能的道路结冰报警器
US9002312B1 (en) * 2012-06-21 2015-04-07 Rockwell Collins, Inc. Dynamic biasing for an active circuit
US9785220B2 (en) * 2012-12-28 2017-10-10 The Regents Of The University Of California Cognitive power management for communication systems
US8970296B1 (en) 2013-03-26 2015-03-03 Guerrilla RF, Inc. Amplifying circuit with bypass mode and series isolation switch
FI127965B (en) 2018-05-07 2019-06-14 Oura Health Oy PHOTO DISPLAY SYSTEM FOR SMALL APPLICATIONS AND THE RELATED METHOD AND COMPUTER SOFTWARE
CN110350882B (zh) * 2019-08-14 2024-02-02 浙江嘉科电子有限公司 一种l频段微型片式大功率限幅器
KR20210146722A (ko) * 2020-05-27 2021-12-06 삼성전자주식회사 복수의 안테나 모듈을 포함하는 전자 장치 및 그 구동 방법
US11811446B2 (en) * 2021-04-27 2023-11-07 Silicon Laboratories Inc. Bias circuit for a low noise amplifier of a front end interface of a radio frequency communication device that enables fast transitions between different operating modes
TWI803176B (zh) * 2022-01-28 2023-05-21 立積電子股份有限公司 放大器電路
CN115085750B (zh) * 2022-06-09 2023-08-15 广东圣大电子有限公司 一种抗阻塞电台接收机

Family Cites Families (58)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3728633A (en) 1961-11-22 1973-04-17 Gte Sylvania Inc Radio receiver with wide dynamic range
US3673499A (en) 1970-08-26 1972-06-27 Rca Corp Combined tuning and signal strength indicator circuit with signal strength indication derived from each if amplifying stage
US4754233A (en) 1987-06-22 1988-06-28 Motorola, Inc. Low noise ultra high frequency amplifier having automatic gain control
JPH01314431A (ja) 1988-06-15 1989-12-19 Mitsubishi Electric Corp 送信電力制御回路
CA2017904C (en) 1989-05-31 1993-11-16 Shinichi Miyazaki High frequency amplifier circuit capable of optimizing a total power consumption
EP0462782B1 (en) * 1990-06-16 1995-03-01 Nec Corporation Receiver for a cellular mobile radio communication system
KR960000775B1 (ko) 1990-10-19 1996-01-12 닛본덴기 가부시끼가이샤 고주파 전력 증폭기의 출력레벨 제어회로
JPH06503449A (ja) 1990-12-17 1994-04-14 モトローラ・インコーポレイテッド 動的にバイアスされた増幅器
US5321849A (en) 1991-05-22 1994-06-14 Southwestern Bell Technology Resources, Inc. System for controlling signal level at both ends of a transmission link based on a detected valve
US5307512A (en) 1991-06-03 1994-04-26 Motorola, Inc. Power control circuitry for achieving wide dynamic range in a transmitter
CA2088813C (en) 1992-03-02 2004-02-03 Willem G. Durtler Automatic level control circuit for dual mode analog/digital cellular telephone
US5216379A (en) 1992-06-26 1993-06-01 Hamley James P Dynamic bias amplifier
JP3454882B2 (ja) * 1992-12-25 2003-10-06 株式会社東芝 無線受信装置
JP3158776B2 (ja) 1993-04-28 2001-04-23 ソニー株式会社 通信機
SE514943C2 (sv) 1994-01-12 2001-05-21 Ericsson Ge Mobile Communicat Sätt vid energibesparing i en batteridriven sändare - mottagare
FR2716313B1 (fr) 1994-02-11 1996-04-12 Alcatel Mobile Comm France Dispositif de commande de la polarisation d'un amplificateur.
US5537675A (en) 1994-06-13 1996-07-16 Bond; Kevin J. Splatter controlling noise blanker
US5570065A (en) 1994-08-26 1996-10-29 Motorola, Inc. Active bias for radio frequency power amplifier
US5589796A (en) 1994-11-01 1996-12-31 Motorola, Inc Method and apparatus for increasing amplifier efficiency
US5722063A (en) * 1994-12-16 1998-02-24 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for increasing receiver immunity to interference
US5586146A (en) 1995-01-30 1996-12-17 Motorola, Inc. Programmable voltage controlled attenuator
JP2766230B2 (ja) 1995-10-12 1998-06-18 埼玉日本電気株式会社 受信増幅装置
US5712593A (en) 1996-02-05 1998-01-27 Motorola, Inc. Linear power amplifier with distortion detection
US5696467A (en) 1996-02-23 1997-12-09 Hughes Electronics Method and apparatus for preventing overdrive of a semiconductor circuit
EP0824794B1 (en) 1996-03-06 2003-12-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Funkempfänger mit RF Verstärker
US5724005A (en) 1996-04-25 1998-03-03 Lucent Technologies Inc. Linear power amplifier with automatic gate/base bias control for optimum efficiency
JP2877081B2 (ja) 1996-06-26 1999-03-31 日本電気株式会社 移動体通信装置
JPH1028066A (ja) * 1996-07-10 1998-01-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd 移動無線機
GB2319918B (en) 1996-12-02 2001-04-04 Nokia Mobile Phones Ltd Amplifier system
US5949567A (en) 1996-12-09 1999-09-07 Lucent Technologies Inc. Self adjusting tuned resonant photodiode input circuit
JPH10173453A (ja) * 1996-12-09 1998-06-26 Sony Corp 高周波可変利得増幅装置および無線通信装置
US6026288A (en) 1996-12-10 2000-02-15 Lucent Technologies, Inc. Communications system with an apparatus for controlling overall power consumption based on received signal strength
US5886547A (en) 1996-12-16 1999-03-23 Motorola, Inc. Circuit and method of controlling mixer linearity
US6009129A (en) 1997-02-28 1999-12-28 Nokia Mobile Phones Device and method for detection and reduction of intermodulation distortion
JPH10303775A (ja) * 1997-04-23 1998-11-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置
JPH10303772A (ja) 1997-04-25 1998-11-13 Alps Electric Co Ltd セルラ−電話機の受信回路
KR100222404B1 (ko) 1997-06-21 1999-10-01 윤종용 혼변조 왜곡 성분을 억압하는 수신장치 및 방법
US6081558A (en) 1997-08-20 2000-06-27 Integration Associates, Inc. Apparatus and method for low power operation with high sensitivity in a communications receiver
US6175279B1 (en) 1997-12-09 2001-01-16 Qualcomm Incorporated Amplifier with adjustable bias current
US6134430A (en) * 1997-12-09 2000-10-17 Younis; Saed G. Programmable dynamic range receiver with adjustable dynamic range analog to digital converter
JPH11205170A (ja) * 1998-01-09 1999-07-30 Hitachi Media Electoronics Co Ltd デジタル衛星放送用受信機
DE19801993A1 (de) * 1998-01-20 1999-07-22 Siemens Ag Mobiltelefon und Verfahren zum Betreiben eines Mobiltelefons
US5946567A (en) * 1998-03-20 1999-08-31 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Method for making metal capacitors for deep submicrometer processes for semiconductor integrated circuits
US6194972B1 (en) 1999-02-04 2001-02-27 Nortel Networks Limited Gyrator with loop amplifiers connected to inductive elements
SE512242C2 (sv) 1998-06-18 2000-02-14 Flexprop Production Ab Verktygshållare
US6060949A (en) 1998-09-22 2000-05-09 Qualcomm Incorporated High efficiency switched gain power amplifier
US20010034217A1 (en) * 1998-12-29 2001-10-25 Mohy F. Abdelgany System and method for selectively interconnecting amplifiers in a communications device
US6272336B1 (en) 1998-12-30 2001-08-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Traffic-weighted closed loop power detection system for use with an RF power amplifier and method of operation
JP4119047B2 (ja) 1999-07-01 2008-07-16 株式会社ディスコ ダムバーカットダイの製造方法
JP3829904B2 (ja) * 1999-07-21 2006-10-04 ソニー株式会社 可変利得アンプ
US6313698B1 (en) 1999-09-24 2001-11-06 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for wireless phone transmit power amplification with reduced power consumption
JP4455699B2 (ja) * 1999-10-15 2010-04-21 アールエフ・チップス・テクノロジー株式会社 利得可変増幅回路および通信機器
US6721549B2 (en) * 1999-12-29 2004-04-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Low-noise amplifier for a mobile communication terminal
US6625238B2 (en) 2000-03-29 2003-09-23 Sony Corporation Low power and high linearity receivers with reactively biased front ends
US6782062B1 (en) 2000-03-29 2004-08-24 Sony Corporation Low power and high linearity receivers with reactively biased front ends
US6668028B1 (en) 2000-03-29 2003-12-23 Sony Corporation Low-power CDMA receiver
US6687491B2 (en) 2002-01-18 2004-02-03 Sony Corporation Direct conversion of low power high linearity receiver
US8003206B2 (en) * 2004-09-30 2011-08-23 Dai Nippon Printing Co., Ltd. Optical laminate

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101981814A (zh) * 2008-03-28 2011-02-23 爱立信电话股份有限公司 自动滤波器控制
CN101981814B (zh) * 2008-03-28 2014-07-02 爱立信电话股份有限公司 自动滤波器控制
CN101866437A (zh) * 2009-04-16 2010-10-20 株式会社半导体能源研究所 半导体装置
CN102469387A (zh) * 2010-11-15 2012-05-23 财团法人工业技术研究院 抑制噪音系统与方法
CN102469387B (zh) * 2010-11-15 2014-10-22 财团法人工业技术研究院 抑制噪音系统与方法
CN104521202A (zh) * 2012-06-12 2015-04-15 密执安州立大学董事会 用于短程通信的超低功率无线电设备
CN104521202B (zh) * 2012-06-12 2017-06-09 密执安州立大学董事会 用于短程通信的超低功率无线电设备
CN103023440A (zh) * 2012-12-20 2013-04-03 中国科学院微电子研究所 一种提高功率放大器线性度的电路
CN103368227A (zh) * 2013-06-26 2013-10-23 上海华勤通讯技术有限公司 移动终端的无线充电装置
CN103368227B (zh) * 2013-06-26 2016-04-06 上海华勤通讯技术有限公司 移动终端的无线充电装置
CN114650073A (zh) * 2022-04-15 2022-06-21 成都信息工程大学 一种射频接收机的线性化校正方法及装置

Also Published As

Publication number Publication date
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US7079825B2 (en) 2006-07-18
CN100505558C (zh) 2009-06-24
KR20040078174A (ko) 2004-09-09

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