JP2005516448A - 低電力高線形直線性受信機の直接変換 - Google Patents

Abstract

無線周波数受信機は、増幅器（１３０３，１３０５）と、受信機が現在動作している信号環境のレベルを示すバイアス制御信号を生成する検出器（１３０６）とを備える。バイアス発生器は、バイアス制御信号に基づいて増幅器のバイアスレベルを設定し、このバイアスレベルは、信号レベルが高くなると高められる。更に、受信機は、無線周波数入力信号を受信し、調整可能なバイアスレベルを有する第１の回路（１３０３，１３０５）と、ベースバンド信号（Ｉ，Ｑ）に基づいてバイアス制御信号を生成し、出力信号を生成するための１以上の制御レベルを備えるバイアス制御手段と、無線周波数入力信号を受け取り、上記回路が受け取ったバイアス電力に対応するＤＣ成分信号を出力するバイパススイッチ（７０２）とを備える。

Description

本発明は、低電力高線形受信機の電力制御の分野に関する。特に、本発明は直接変換（direct conversion）に関し、更に詳しくは、本発明は、フロンエンド回路に使用されるバイアスレベルのリアクティブ調整（reactive adjusting）によって低い電力と高い線形性を実現した受信機に関する。

電気的な増幅器は、入力信号として電気信号が供給され、出力信号としてその増幅した電気信号を生成する。例えば心電図の記録では、心臓の鼓動によって発生する弱い電気信号を、紙の記録紙を送りながら、ペン先を上下に移動させるのに十分な大きさの電気信号に増幅する必要がある。

線形増幅器とは、入力される電気信号と、増幅されて出力される電気信号との間に直線相関がある増幅器の１つである。すなわち、線形増幅器は、入力電圧又は電流におけるＸ単位（X units）の変化に対して、入力信号の値の大小にかかわらず、所定の定数値ｋにより、出力電圧又は電流におけるｋ＊Ｘ（ｋ×Ｘ）単位の変化を生成する。

全ての電気回路は、ある制限値よりも大きな出力信号を生成することはできない。また、全ての電気回路は、ある限界値より大きい入力信号、又はある限界値より小さい入力信号を適切に処理することができない。したがって、電気回路の多くの用途では、電気回路を、入力信号の変化に対して線形応答が得られる中間的な範囲内のみで動作させる必要がある。

無線周波増幅器の非線型応答により、所望の信号と、異なる周波数又はチャンネル上ではなく、同じ周波数上に偶然同時に発生した無関係な別の無線信号との間に、クロストーク又は相互変調が生じることがある。干渉が意図的であるか否かに関係なく、このような不要な信号は妨害源（jamming source）と呼ばれる。増幅器が非線形動作し、例えば、入力信号における変化Ｘが、出力信号において変化ｋ＊Ｘより小さく増幅されてしまうと、この非線形性により、増幅器が増幅する信号の周波数がシフトしてしまう。所望の信号と、異なる周波数の妨害源とが同時に存在している場合（これは、無線受信機の典型的な動作環境である。）、この周波数シフトによって、２つの信号間にクロストーク又は相互変調が生じる。

多くの電気的な増幅器は、その入力信号と、定電圧又は定電流若しくはバイアス電圧又はバイアス電流を電気的に結合する。使われるバイアス量は、増幅器の適切な動作点を設定するために選択される。電気的な増幅器を設計する場合、この一定のバイアス値を比較的大きくするか、小さくするかが重要な選択肢である。増幅器の設計時において選択するバイアス値は、増幅器がどのように及びどれくらいうまく動作するかを決める重要な要素である。

線形増幅器の設計における標準的な手法では、まず、増幅器が線形に応答できる入力信号の範囲と、増幅器が望ましくない信号源からの相互変調を除去できる度合いを定める。そして、この仕様に適合するようにバイアス電流又はバイアス電圧の量を設定する。所望の線形動作領域をより広く、許容できる相互変調の量をより小さくするときには、バイアスを大きくする必要がある。

しかしながら、増幅器のバイアスを大きくすると、消費電力も大きくなる。したがって、増幅器の消費電力と、その線形動作領域の大きさ及び相互変調に対する感度との間にはトレードオフが存在する。すなわち、消費電力を最小化しようとする設計と、許容できる線形性を維持しようとする設計とは、相矛盾する。

節電は常に好ましい課題であるが、特に、例えばページャや携帯電話等のモバイル機器や、ハンドヘルド及びポケット型無線機器が広く普及してから、節電の重要性は更に高まっている。

ページャ、携帯電話又はこの他のモバイル電話の受信部における無線周波増幅器、バッファ、及び他のフロントエンド回路は、この機器が、報知されてくるページ又は呼出に応答するように動作する必要がある。

したがって、機器がページ又は呼出を待機できる時間は、受信機がどの程度電力を消費するかに依存する。多くの消費者の場合、例えば携帯電話においては、機器の電力の大半は、毎日何時間も呼出を待機する待機モードで消費され、実際の通話に用いられる時間は、一日あたり数分程度である。

バッテリの動作可能時間が長くなれば、コストが低減され、以下に限定されるわけではないが、モバイル機器、ハンドヘルド型機器、ページャ、携帯電話、デジタル電話、ＰＣＳ電話及びＡＭＰＳ電話等を含む携帯機器の消費者の利便性が高まる。これらの非常に激しい競争がある市場においては、待機モードにおけるバッテリの動作可能時間により競合製品との差別化が図られ、これは、消費者の選択にも影響する。したがって、モバイル受信機、携帯型受信機及びハンドヘルド型受信機では、特に待機モードにおいて、消費電力を小さくすることが市場における成功にとって重要な課題となる。

モバイル受信機の待機モードでの動作可能時間は、増幅器やバッファ等のフロントエンド回路において用いられるバイアスレベルを低減することによって、著しく長くすることができる。しかしながら、従来の手法では、バイアスレベルを低減すると、受信機の線形動作領域も狭くなり、したがって、妨害源からの相互変調も生じやすくなってしまう。

したがって、好ましい信号環境において、線形性を劣化させず又は好ましくない信号環境において相互変調の影響を高めないまま、消費電力が低減された受信機のための増幅器、バッファ及びこの他のフロントエンド回路の実現が望まれている。この要求は、このような回路が動作するバイアスレベルをリアクティブ調整することによって、すなわち、不利な又は強い信号環境おいては、バイアスレベルを高め、弱い又は通常の信号環境においては、より少ない電力で動作できるようにすることによって実現される。

本発明の一実施例においては、本発明に係る無線周波数通信のための受信機又は増幅方法は、無線周波数入力信号を受信し、調整可能なバイアスレベルを有する第１の回路と、フィードバック手段と、第１の回路によって受信されたトータルの無線周波数パワーに依存する信号に基づいてバイアス制御信号を生成するための１以上の制御レベルとを備えるバイアス制御手段と、ベースバンド回路によって制御され、第１の回路をバイパスさせ、フィードバック手段によって生成されるトータルの電力に対応するＤＣ信号を出力するバイパススイッチとを備える。これにより、信号の自己混合又は漏洩を最小化して出力信号を生成できる。

本発明の他の実施例として、本発明は、無線周波数信号を生成する装置及び方法であって、無線周波数入力信号を受信し、調整可能なバイアスレベルを有する回路と、第１の回路によって受信されたトータルの無線周波数パワーに依存する信号に基づいてバイアス制御信号を生成するための１以上の制御レベルとを備えるバイアス制御及びフィードバック手段と、無線周波数入力信号を受け取り、回路が受け取ったバイアス電力に対応するＤＣ成分信号を出力するバイパススイッチとを備える装置及び方法を提供する。

本発明の他の実施例として、本発明は、これらに限定されるものではないが、増幅器、低雑音増幅器、線形増幅器、混合器、無線周波数を中間周波数に変換する変換器から選択される、無線周波数受信機内のリアクティブバイアス回路のための方法及び装置を提供する。

本発明の様々な実施例は、これらに限定されるものではないが、例えば、ページャ受信機、無線インターネット受信機、無線電話機、携帯電話受信機、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）受信機等の用途に適する。

以下、本発明の様々な代替的な実施例及び代替的な設計を開示する。但し、本発明は、ここに開示する実施例及び代替例に限定されるものではない。ここに開示する実施例の形式及び細部を様々に変更して、当業者は、更に他の代替的な実施例及び設計を想到することができる。これらは、本発明の原理、思想又は範囲から逸脱することなく、本発明に基づいて実施される。

図１は、本発明の一実施例に基づく受信増幅器（receiver amplifier）１００の機能を表すブロック図である。この受信増幅器１００は、リアクティブバイアス（reactive biasing）を有し、すなわち、受信増幅器１００は、現在受信増幅器１００が動作している信号強度に応じてバイアスレベルを調整する。

高周波／中間周波（以下、ＲＦ／ＩＦという。）受信増幅器１０１は、入力信号１２０を増幅して出力信号１２１を生成する。受信増幅器１０１のバイアスは、バイアス発生器１０３によって、バイアスレベル１４３に設定される。

ＲＦ／ＩＦ受信増幅器１０１は、高周波数（ＲＦ）、中間周波数（ＩＦ）、又は他の用途に適した特性を有するいかなる種類の線形増幅器であってもよい。ＲＦ／ＩＦ受信増幅器１０１は、以下に限定されるものではないが、エミッタ接地増幅器、共通ベース増幅器、コレクタ接地増幅器、電圧増幅器、電流増幅器、相互コンダクタンス増幅器（transconductance amplifier）、トランスレジスタンス増幅器（transresistance amplifier）、フィードバック付の増幅器、フィードバック無しの増幅器等であってもよい。本発明のいくつかの実施例においては、リアクティブバイアスはＲＦ段又は最初のＲＦ段のいくつかのみに適用され、ＩＦ段のバイアスレベルは、従来と同様の手法で固定される。

図１に示すように、レベル検出器１０２は、ＲＦ／ＩＦ出力信号１２１の信号レベルを検出し、間接的にＲＦ／ＩＦ入力信号１２０の信号レベルを検出する。これに代えて、レベル検出器１０２は、ＲＦ／ＩＦ入力信号１２０の信号レベルを直接検出してもよく、或いは、入力信号と出力信号の間の中間信号の信号レベルを直接検出してもよい。レベル検出器１０２は、検出した信号レベルに基づいて、バイアス制御信号１４０を生成する。

レベル検出器１０２は、適切な期間に亘って、受信機が現在動作している信号レベルの変化を検出できるいかなる種類の回路であってもよい。例えば、レベル検出器１０２は、整流器、又はサーミスタ（thermsistor）等の熱モニタに接続された何らかの種類の熱発生器であってもよい。

検出された信号レベルについて、適切な期間の平均値を算出することにより、受信機が現在動作している信号環境に依存した平均信号レベルを示すことができる。多くの場合、バイアスレベル１４３の周波数は、重要な信号の周波数よりも数桁低くなるように制限する必要がある。第１の実施例として、バイアスレベルにおける２ＭＨｚのリアクティブは、符号分割多元接続（code-division multiple access：ＣＤＭＡ）信号で使用されるような２ＧＨｚ搬送波信号の信号レベルを平均化し、バイアスレベルを調整するための適切な期間を提供することができる。

更に、バイアスレベルの変換関数の帯域幅と重要な信号の帯域幅との間にスプリアス側波帯（spurious sidebands）が生じる可能性について考慮する必要がある。所望のＣＤＭＡ信号の帯域幅が１．２５ＭＨｚに制限されているＣＤＭＡの実施例について説明を続けると、バイアスレベルの応答を２ＭＨｚ近辺に制限すると、いかなる側波帯も受信機の帯域幅より外側になり、したがって、ＣＤＭＡ信号との干渉が最小化される。

これに代えて、バイアスレベルにおける応答を受信機の帯域幅以下に制限してもよい。第２の実施例として、１００Ｈｚのバイアス調整応答により、５００〜３０００Ｈｚの間に限定される音声信号との干渉を最小にすることができる。しかしながら、バイアスレベル１４３の周波数を重要な信号の範囲以下に制限することにより、信号強度の変動に対する受信機の応答時間が遅くなってしまう虞がある。現在の信号環境が単に断続的な妨害信号を含んでいても、このような応答時間の遅れは、システム性能にとって深刻な問題である。

したがって、バイアスレベル１４３は、例えば、強い信号環境から弱い信号環境へ、又はこの逆の移行によるラグ又はヒステリシス効果によって、リアクティブバイアス増幅器が用いられているシステム全体の性能が損なわれないように十分速く変化できなくてはならない。

バイアス発生器１０３は、適切なバイアス制御信号１０４に基づいて、バイアスレベル１４３を生成する。バイアス調整回路１０５を使用している場合、バイアス発生器１０３は、調整されたバイアス制御信号１４１に応じて、バイアスレベル１４３を変更し、バイアス調整回路１０５を使用していない場合には、バイアス制御信号１４０を用いる。バイアス発生器１０３は、適切なバイアス制御信号に基づく目的の範囲内でバイアスレベル１４３を変更するいかなる回路であってもよい。

リアクティブバイアスを行う増幅器において、レベル検出器１０２及びバイアス発生器１０３は、ＲＦ／ＩＦ受信増幅器１０１にバイアスを適用するよう動作する入出力信号レベルが大きくなると、すなわち、受信機がより強い信号条件の環境において使用されると、バイアスを大きくする。しかしながら、この増加は線形である必要はなく、単調増加（monotonic increase）である必要すらない。いくつかの設計においては、バイアスレベルは、信号レベルが大きくなるに従って、大きくなる傾向を有していればよい。このような包括的な増加の傾向は、いくつかの用途において、ＲＦ／ＩＦ受信増幅器を十分線形に動作させ、相互変調を防止するのに十分である。

バイアス調整回路１０５を使用する本発明の実施例においては、バイアス調整回路１０５は、バイアス制御信号１４０を調整し（adjust）、フィルタリングし、増幅し、及び／又は調節（condition）して、調整されたバイアス制御信号１４１を生成する。バイアス発生器１０３は、この調整されたバイアス制御信号１４１を用いて、バイアスレベル１４３を生成する。適用される１又は複数の調整は、限定されるわけではないが、好ましくは単調関数であるいかなる伝達関数を含んでいてもよく、例えば、調節、フィルタリング、クリッピング、展開、増幅、ダンペニング（dampening）、スケーリング、オフセット、帯域制限、サンプル及びホールド、及び／又はＤＣオフセットの加算等であってもよい。

また、バイアス調整回路１０５は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の閾値の変動を含むリアクティブバイアスシステム内の能動素子における閾値の変動を補償する回路を含んでいてもよい。ＦＥＴの線形動作領域は、狭い場合もあるので、回路の動作を線形動作領域内に維持するように、用いるレベルを較正及び設定することが重要な場合もある。

バイアス調整回路１０５は、バイアス制御信号１４０の関数として調整されたバイアス制御信号１４１を生成するいかなる回路であってもよい。調整フィードバック信号（regulating feedback signal）１４２を用いる場合、また、バイアス調整回路１０５は、調整フィードバック信号１４２に基づいて、バイアスレベル１４３変更することができる。

バイアス調整回路１０５は、以下に限定されるものではないが、例えば、バイアス制御信号１４０を調節する回路、バイアス制御信号１４０をスケーリングする回路、バイアス制御信号１４０を基準レベルと比較する回路、適切なレベルのサンプル及びホールドを行い、所定の信号環境（妨害信号が比較的少ない環境等）に応じて基準レベルを較正する回路等であってもよい。また、これらの回路を組み合わせてもよい。

可変抵抗器１０４を使用する本発明の実施例では、可変抵抗器１０４は、バイアス発生器１０３内の回路素子として動作する。可変抵抗器１０４は、抵抗値を変化させることによってバイアスレベル１４３を変更する。可変抵抗器１０４は、制御信号１４０の関数として又は利用可能であれば、調整されたバイアス制御信号１４１の関数として、抵抗値を変化させるいかなる回路であってもよい。バイアス発生器１０３において、可変抵抗器１０４を用いることにより、バイアスレベル１４３の電流を変化させ、バイアスレベル１４３の電圧を変化させ、又はこの両方を行うことができる。

バイアスフィードバック信号１４２を使用する本発明の実施例では、バイアスフィードバック信号１４２は、単にバイアスレベル１４３であってもよく、或いは、バイアスレベル１４３又はバイアスレベル１４３が基づいている信号に由来する信号であってもよい。バイアスフィードバック信号１４２の使用は任意であるが、特に回路が広範囲な電圧又は温度条件下で動作している場合、又はバイアス発生器１０３又はバイアスレベル１４３又はバイアスレベル１４３によって設定される要素に大きな影響を与える受信機の他の部分の製造公差が大きい場合、バイアスフィードバック信号１４２を用いることにより、バイアスレベル１４３の安定性が向上する。バイアスフィードバック信号１４２を用いる本発明の実施例では、バイアスレベル１４３における変動の量をある程度較正することもできる。

本発明のいくつかの実施例では、レベル検出器１０２、バイアス調整回路１０５及びバイアス発生器１０３を区別せず、特定の回路部品が複数の機能を担っていてもよい。

いくつかの用途においては、１つの検出器が複数の調整器にバイアス制御信号を供給し、又は１つのバイアス調整回路が複数のバイアス発生器にバイアス制御信号を供給することが可能であり、及び望ましい場合もある。

リアクティブバイアスにより、増幅器１００の線形性を低下させ、又は強い信号環境において相互変調の影響を受けやすくすることなく、典型的な信号環境における増幅器１００の消費電力を低減することができる。増幅器１００は、使用される可能性がある最も強い信号環境に比べて低いバイアスレベルを有するように設計することができる。増幅器１００を強い信号環境において用いる場合は、増幅器１００は、バイアスレベルを高くするように調整し、これにより、線形性が向上し、及び強い信号環境において相互変調の影響を受けにくくなる。

このような典型的な信号環境において消費電力が小さい線形増幅器は、例えばページャ、携帯電話又は無線データ接続機器等のモバイル型、ハンドヘルド型又はポケット機器に用いて特に有益である。このような機器の登場により、これらの機器に向けて発信される信号を待機する間、消費する電力が可能な限り少ない線形増幅器の設計が重要となっている。この待機モードは、このような機器の連続使用時間に大きく影響し、すなわち、このモードにおける節電により、連続使用時間を長くすることができる。

携帯電話、ページャ又はデータ受信装置における高周波及び中間周波増幅器は、この機器に発信された呼、ページ、電子メール又は他の伝送情報に対して機器が応答できるように動作する必要がある。したがって、この機器に向けて発信された伝送情報を機器が待機できる電池の使用可能時間は、増幅器及び受信部内の他の回路がどれほどの電力を消費するかに依存する。

モバイル機器の受信機において本発明に基づく増幅器、バッファ、混合器及びこの他の回路を用いることによって、モバイル機器の消費電力を著しく低減することができる。いくつかの応用例においては、本発明により、モバイル機器の待機モードにおける電池使用時間を著しく長くすることができる。

多くのモバイル機器は、殆どの時間を待機モードに費やす。例えば、携帯電話のユーザが１日に１０時間携帯電話を持ち歩き、実際に通話するのが３０分程度であるとする。この場合、このユーザのセルラ、ＰＣＳ、ＡＭＰＳ又は他の携帯電話は、一日につき、受信待機、すなわち、この電話機に発呼された呼の待機に９時間３０分を費やし、受信及び送信は、３０分しか行われない。このような使用パターンでは、電話機の受信部は、その送信部より１９倍も長くアクティブとなる。したがって、受信機における節電により、モバイル機器における充電、再充電又は他の蓄電装置の必要性を著しく低下させることができ、ユーザの利便性が高まり、ユーザ側の使用コストを低減することができる。

本発明のいくつかの実施例においては、リアクティブバイアスにより、線形増幅器１０１の線形性を高め相互変調を抑制するように線形増幅器１０１を設計することができる。このような増幅器が強い信号環境で使用される場合、増幅器は、自らのバイアスを高く調節し、これにより線形性を高め、相互変調を抑制する。本発明のこれらの実施例では、受信機の消費電力を低減するためではなく、受信機の線形動作領域を広くするためにリアクティブバイアスを用いる。

図２は、本発明の一実施例に基づく小信号又は低雑音高周波（ＲＦ）リアクティブバイアス受信増幅器の回路図である。

図２（ａ）は、増幅器の部品を、図１に示す機能ブロックに対応するよう区分して示している。これらの機能ブロックは、様々な手法で実現でき、他の様々な回路を設計できることは、当業者にとって明らかである。これらの設計は、全ての本発明の原理、思想及び範囲内にある。

増幅器２００内の可変抵抗器ブロックは、例えば、次に限定されるものではないが、図２（ａ）に示す可変抵抗器２０４Ａ、図２（ｂ）に示す可変抵抗器２０４Ｂ、図２（ｃ）に示す可変抵抗器２０４Ｃを含む様々な手法で実現することがでる。

図２に示す増幅器の部品、これらの好ましい値、及び機能の説明を以下に示す。

バイアス制御パスにオペアンプＵ１又は何らかの能動増幅器を用いると、受信機のコストが高くなり、構成が複雑になり、消費電力が大きくなる。しかしながら、オペアンプＵ１により、本発明の実施例におけるいくつかの潜在的な有益な特徴をサポートすることができる。

オペアンプをＵ１を用いることの利点の１つとして、バイアスレベルと、その利得、リミッティング、フィルタリング、ヒステリシスの調整とについて、比較的精密な制御を行うことができるという点である。

更に、Ｕ１等のオペアンプを用いることにより、フィードバック信号を用いて、温度変化や部品の公差に起因する変動を補償することができる。このフィードバックは、例えば、Ｒ７における電圧降下を検知する等により、増幅素子内のバイアス電流から直接行ってもよい
このような精密な制御を実現する他の手法として、検出された信号レベルをデジタル化してもよい。デジタル信号のレベルは、デジタル信号の各レベルについて、精密に較正されたデジタルバイアスレベルを登録したルックアップテーブルにおけるインデックスとして用いることができる。このデジタルバイアスレベルは、アナログバイアスレベルに変換できる。

Ｕ１等のオペアンプを用いる更なる利点として、これにより、バイアス制御パスにおける増幅素子が提供されるという点である。リアクティブバイアスＲＦ増幅器の設計において考慮すべき問題は、受信機のＲＦフロントエンドにおける非線形性は、非常に小さい基本的なピーク信号レベルにおいて、システムに大きな影響を与える可能性があるという点である。これらのピーク信号レベルは、ＲＦ増幅器のバイアスレベルよりかなり小さいこともある。Ｕ１によって、検出された比較的小さい信号レベルを増幅することにより、ＲＦ増幅器のバイアスレベルを適切な範囲で変化させることができる。

本発明に基づくリアクティブバイアスＲＦ増幅器の設計において重要な役割を果たす別の要素は、ＩＩＰ^３として知られている相互変調の尺度（measure）又は３次入力相互変調積（third-order input intermodulation product）である。増幅器が非線型である場合入力信号のエネルギは、入力信号の周波数の高調波にシフトする。非線形に増幅された信号内に異なる周波数を有する２つの信号が存在している場合、これらの高調波は、相互変調又は混合され、相互変調積すなわち、全ての周波数の和及び差における複数の周波数が生成される。これらの積が重要な信号の帯域内にあり、十分な振幅を有している場合、受信機の性能が劣化する。ＩＩＰ^３は、これらの相互変調積の振幅の尺度である。

当業者は、回路の構成及び部品の値に基づいて、受信機のＩＩＰ^３を推定することができる。また、ＩＩＰ^３は、仮定的な信号環境に基づき、すなわち、所望の信号及び妨害信号又は不要信号の信号強度、周波数及び帯域幅に基づき、回路シミュレーションによって判定することもできる。また、ＩＩＰ^３は、実際のプロトタイプ又は製品である受信機の性能に基づいて測定することもできる。

考慮される更に別の設計要素は、クロストーク、すなわち、送受信機から送信されてきた信号が、受信信号パスに入り込み、受信機の信号環境の一部になる現象である。フィルタリングが送信部及び受信機の間又は受信機内若しくはその両方で行われる場合、適切なフィルタリングによってクロストークによる悪影響を低減するための詳細な設計を行うことは、当業者にとって容易である。

しかしながら、クロストークは、相互変調と相互作用する場合がある。この相互作用は、静的な演算で予測することが難しい場合がある。当業者は、例えば、相互変調を防止する目標仕様（target specification）に基づく信号環境の現実的なモデルを用いて、これらの相互作用を回路設計の動的なシミュレーションによって調べることができる。また、回路設計の実験用回路（bread board）と、プロトタイプの送受信機又は製品である送受信機とを用いた実験的な試験で相互作用を調べることもできる。リアクティブバイアス増幅器は、相互変調に対する影響を動的に変化させるので、異なる信号環境において、バイアスレベルがどれほど変化するかを判定するために、このようなシミュレーション及び試験は重要な役割を果たす。

他の設計要素として、公開されている受信機の目標仕様は、リアクティブバイアスの効果を考慮していないという点も考慮する必要がある。

公開されている仕様では、高雑音環境が受信機にとっての最悪条件であると仮定している場合もあり、この場合、この仕様は、このような条件下における目標相互変調パラメータを特定しているのみである。リアクティブバイアス受信機は、公開されている試験条件では、強い信号環境を検出し、これに応じてバイアスレベルを高めるので、良好に動作する。しかしながら、中レベルの妨害信号（又は低レベルの妨害信号）が存在すると、同じ受信機が、このような条件でバイアスレベルを大きく低下させすぎるような場合には、問題が生じる可能性がある。

したがって、リアクティブバイアス受信機は、高レベルの妨害信号から妨害信号が最小の又は存在しない条件までの全範囲に亘って試験し、これに基づいて設計する必要がある。

また、設計に際しては、増幅器のバイアスレベルをリアクティブ調整することにより増幅器の利得にどのような影響があるかも考慮しなくてはならない。増幅器のバイアスレベルの範囲及び他の特性は、リアクティブバイアス調整が行われても、利得が殆ど変化しないように選択することが望ましい。この手法の利点としては、特に、信号強度が弱い受信機のフロントエンドの初期段に増幅器が設けられている場合、増幅器が最大利得で又はこの近傍で動作するよう維持されるという点である。

この手法の他の利点は、これにより、受信機の利得に関して、正帰還ループの可能性を最小化できるという点である。利得フィードバックループは、次のような原因で発生する。より強い信号レベルが検出されると、増幅器のバイアスレベル及び利得の両方が増加し、更に強い信号レベルが検出され、これによりバイアスレベルと利得とが更に高められる。このような（例えば）１ｄＢの利得の変化により、次の利得の変化が実質的に１ｄＢより小さくなる場合、このフィードバック効果は安定する。この場合、このフィードバック効果は、バイアス範囲に亘る伝達関数の成形に好ましい影響を与え、例えば、バイアス制御信号を増幅又は調整する必要をなくし、又は低減することができる。

一方、（例えば）１ｄＢの利得の変化により、次の利得の変化が１ｄＢ近傍又はそれ以上となる場合、このフィードバック効果は安定しない。したがって、リアクティブバイアス、したがって受信機自体が正常に動作しなくなる。

図３は本発明の一実施例に基づく、単純化されたＲＦ増幅器の回路図である。この回路は、図２に示す回路のオペアンプのコスト、複雑性及び消費電力を低減したものである。この回路では、これらが大きく低減されている。

モノリシック集積回路上に実装された回路面積に関して、及び消費電力に関して、Ｕ１の面積及び消費電力は、図２に示す回路の他の部分と同程度である。

また、回路部品のいくつかは、これらの機能ブロックの境界を越えて複数の役割をもって回路機能に影響を与えるため、この実施例では、図１及び図２に示す機能的ブロック間の区別を示していない。

図３に示す自動調整、リアクティブバイアスＲＦ増幅器の部品、これらの好ましい値、及び機能の説明を以下に示す。

本発明に基づくリアクティブバイアスＲＦ増幅器の設計において、考慮すべき要素の１つは、受信機のＲＦ又はフロントエンドの非線形性がＲＦ増幅器のバイアスレベルより著しく小さい基本的なピーク信号レベルに大きな影響を与える可能性があるという点である。したがって、検出器は、小さな信号を検出し、この信号条件に対応するために十分なバイアス制御を行う必要がある。このようなバイアス制御を行う一手法として、増幅器の出力側の整合素子と連携する整合素子を検出器の入力側に設けてもよい。この手法は、いくつかの状況において有効であるが、低雑音又は小信号のいくつかの用途においては、図２に示したラインに沿った能動的な増幅が必要となる場合もある。

本発明に基づく自動調整、リアクティブバイアス中間周波（intermediate frequency：ＩＦ）増幅器の構成を図４に示す。この増幅器の部品、これらの好ましい値、及び機能の説明を以下に示す。

本発明に基づくリアクティブバイアスＲＦＩＦ増幅器の代替的な実施例では、Ｒ０が検出器バイアスを提供する。

本発明に基づくリアクティブバイアスＩＦ増幅器の設計において考慮するべき１つの要素は、リアクティブバイアスＩＦ増幅器の線形性の要求がフロントエンドＲＦ増幅器より高くないという点であり、すなわち、ＩＦ段では、実質的により強い妨害信号がなければ、望ましくない量の相互変調が発生しない。したがって、ＩＦ増幅器にとって適切なバイアスレベルにおける、調整の相対的な範囲は、ＲＦ増幅器より小さくてよい。

本発明に基づくリアクティブバイアスＩＦ増幅器の設計で考慮に入れるべき他の要素は、この増幅器の出力の信号強度は、ＲＦ段より実質的に高くてもよいという点である。したがって、この出力信号をスケーリングし、整流し、及びこれにより得られた信号を再びスケーリングことが可能である。これにより、ＩＦ増幅器は、所望の伝達関数で自動調整を行うことができる。これに対し、ＲＦレベルにおける比較的弱い信号では、このような２段のスケーリングを行うことはできない。

図５は、例えば、次に限定されるものではないが、モバイル電話機又は双方向ページャ等の送受信機に本発明を適用した実施例の構成を示している。送信機部５５０では、最終的な電力増幅器５０３は、アンテナ信号線５２１とデュプレクサ５０２とを介して、高周波伝送信号をアンテナ５０１に供給する。デュプレクサ５０２は、最終的な電力増幅器５０３の無線周波エネルギ出力信号をアンテナ５０１に結合させる一方で、この信号をフィルタリングし、機器の受信部に入る信号量を低減するフィルタ又は一組のフィルタであってもよい。

また、図５は、各段が自動調整リアクティブバイアスを有する複数の増幅段を備える、本発明の一実施例として示す受信機のフロントエンドの機能的なブロック図でもある。受信部５５１は、デュプレクサ５０２を介して、アンテナ５０１からＲＦ入力信号５２３を受け取る。受信部５５１は、ＩＦ出力信号５３３を生成する。であると生成する。図５に示す受信部５５１は、各段が自動調整を行う４段の能動回路を有するが、他の実施例では、能動回路の段数はこれより多くても少なくてもよい。更に他の実施例として、いくつかの能動回路は、自動調整バイアスではなく固定バイアスを有していてもよく、各回路のバイアスを共通に制御してもよい。

受信部５５１は完全な受信機を示してはいないが、当業者は、本発明の特定の用途に必要である他の回路の設計の詳細について容易に判断することができる。すなわち、受信部５５１は、局部発振器、局部発振器バッファ、ＩＦ／オーディオ−デジタル変換器、オーディオ／デジタル増幅／処理器、自動利得制御、ユーザインタフェース及びオーディオ／ビデオ入出力回路等を備えていてもよい。

初段の低雑音増幅器５０４は、高周波入力信号５２３を受け取り、内部ＲＦ信号５２５を生成する。初段の低雑音増幅器５０４のバイアスは、（図に示すように）初段の低雑音増幅器５０４に対して内部的に生成でき又は内部ＲＦ信号５２５に基づいて生成できる第１の自動調整バイアスレベル５２４によって設定できる。

初段の低雑音増幅器５０４は、特定の用途に適する任意の特性を有するいかなるＲＦ増幅器であってもよい。例えば、初期の低雑音増幅器５０４は、図２に示すようなＲＦ増幅器であってもよく、又はこれを変形した増幅器であってもよい。オペアンプＱ２を備えるバイアス調整回路２０５により、この増幅段は、受信機の初段のＲＦ段における比較的小さい信号レベルの変化に対して、リアクティブバイアスを行うことができる。すなわち、オペアンプＱ２は、ＲＦ入力信号５２３のＲＦ信号レベルにおける比較的小さい変化を増幅でき、これにより第１の自動調整バイアスレベル５２４において、強い信号環境において、初段の低雑音増幅器５０４の線形性／相互変調に対する耐性を維持するのに十分大きな調整を行うことができる
フィルタ５０５は、内部のＲＦ信号５２５を受け取って、内部ＲＦ信号５２６を生成する。フィルタ５０５は、（デュプレクサ５０２からの）受信部への伝送エネルギの漏洩等を含むＲＦ信号の帯域外成分を減衰させることができる。

第２のＲＦ増幅器５０６は、内部ＲＦ信号５２６を受けとり、内部ＲＦ信号５２８を生成する。第２のＲＦ増幅器５０６のバイアスは、第２の自動調節バイアスレベル５２７によって設定され、第２の自動調節バイアスレベル５２７は、図に示すように、第２のＲＦ増幅器５０６の内部で生成してもよく、内部ＲＦ信号５２６又は内部ＲＦ信号５２８に基づいて生成してもよい。

第２のＲＦ増幅器５０６は、特定の用途に適する任意の特性を有するいかなるＲＦ増幅器であってもよい。例えば、第２の低雑音増幅器５０６は、図２に示すようなＲＦ増幅器であってもよく、又はこれを変形した増幅器であってもよい。この受信機のバイアス調整回路の調整機能は、オペアンプを含んでいないが、この増幅器は、受信機の第２段目に位置するため、この増幅段は、より大きな信号レベルで動作する。したがって、この第２のＲＦ段は、追加的なコスト、複雑性及びオペアンプによる電力消費を必要とすることなく、バイアスを適切に調整するのに十分な感度を有する。

ＲＦ−ＩＦ変換器５０７は、内部ＲＦ信号５２８を受け取り、内部ＩＦ信号５３０を生成する。ＲＦ−ＩＦ変換器５０７のバイアスは、第３の自動調整バイアスレベル５２９によって設定でき、第３の自動調整バイアスレベル５２９は、図に示すように、内部ＲＦ信号５２８に基づいて生成してもよく、内部ＩＦ信号５３０に基づいて生成してもよい。

ＲＦ−ＩＦ変換器５０７は、いかなる種類のＲＦ−ＩＦ変換器であってもよく、又は、特定の用途に適する特性を有する混合器であってもよい。

ＩＦ増幅器５０８は、内部ＩＦ信号５３０を受け取り、内部ＩＦ信号５３２を精製する。ＩＦ増幅器５０８のバイアスは、第４の自動調整バイアスレベル５３１によって設定でき、第４の自動調整バイアスレベル５３１は、ＩＦ増幅器５０８の内部で生成してもよく、内部ＩＦ信号５３０に基づいて生成してもよく、内部ＩＦ信号５３２に基づいて生成してもよい。

ＩＦ増幅器５０８は特定用途に適した特性を有するいかなる種類のＩＦ増幅器であってもよい。例えば、ＩＦ増幅器５０８は、図４に示すようなＩＦ増幅器であってもよく、又はこれを変形した増幅器であってもよい。このＩＦ段は、追加的なコスト、複雑性及びオペアンプによる電力消費を必要とすることなく、バイアスを適切に調整するのに十分な感度を有する。

フィルタ５０９は、内部ＩＦ信号５３２を受け取り、ＩＦ出力信号５３３を生成する。フィルタ５０９は信号内の帯域外成分を減衰させることができる。

この図に示すように、受信部５５１内の各能動増幅段は、それぞれ、自らの自動調整バイアスレベルを有している。図５に示す本発明の実施例により、いくつかの信号環境において、受信機の消費電力を著しく低減することができる。例えば、妨害源からのエネルギ（これに限定されるものではないが、例えば、デュプレクサ５０２を介して漏洩してくる最終電力増幅器５０３からのエネルギ）は、能動増幅段間でのフィルタリングによって減衰され、これにより、フィルタリング後の増幅段は、フィルタリング前の増幅段に比べて、低減されたバイアスレベル及び低減された消費電力で動作できる。但し、受信部５５１内のいくつかの能動増幅段のバイアスレベルは固定してもよく、いくつかのバイアスレベルを共通に制御してもよい。

図６は、本発明の一実施例に基づく、共通に制御される複数段のリアクティブバイアスを有する受信機フロントエンドの機能的なブロック図である。この実施例は、現在の信号環境の強さに応じてリアクティブバイアスを有する全ての能動増幅段が同じ相対的なバイアスレベルで動作する点が図５に示す実施例と異なる。更にこの実施例は、局部発振器及びバッファ６０８のバイアスレベルが信号レベルに応じて調整される点が図５に示す実施例と異なる。

図６は、受信機フロントエンド６００の機能的なブロック図である。受信機フロントエンド６００は、アンテナ６０１から高周波入力信号６３１を受け取り、ＩＦ出力信号６３５を生成する。図に示すように、この受信機フロントエンド６００は、それぞれがリアクティブバイアスを有する４個の能動回路を有している。但し、他の実施例として、能動回路の数はこれより多くても少なくてもよく、能動回路のいくつかは、リアクティブ調整バイアスではなく、固定されたバイアスを有していてもよく、いくつかの能動回路は、自動調整バイアスを有していてもよい。

受信機フロントエンド６００は、完全な受信機を示してはいないが、当業者は、本発明の特定の用途に必要である他の回路の設計の詳細について容易に判断することができる。すなわち、受信機フロントエンド６００は、ＩＦ／オーディオ−デジタル変換器、オーディオ／デジタル増幅／処理器、自動利得制御、ユーザインタフェース及びオーディオ／ビデオ入出力回路等を備えていてもよい。

初段のＲＦ増幅器６０２は、高周波入力信号６３１を内部ＲＦ信号６３２に増幅する。初段のＲＦ増幅器６０２のバイアスは、第１のバイアス発生器５１２によって生成されるバイアスレベル６４２によって設定される。初段のＲＦ増幅器６０２は、特定の用途に適した特性があるいかなる種類のＲＦ増幅器であってもよい。例えば、初段のＲＦ増幅器６０２は、図２Ａに示すようなＲＦ増幅器２０１であってもよい。

第２のＲＦ増幅器６０３は内部ＲＦ信号６３２（初段のＲＦ増幅器６０２によって直接生成してもよく又は適切なフィルタリングの後に生成してもよい）を内部ＲＦ信号６３３に増幅する。第２のＲＦ増幅器６０３のバイアスは、第２のバイアス発生器６１３によって生成されるバイアスレベル６４３によって設定される。第２のＲＦ増幅器６０３は、特定の用途に適した特性があるいかなる種類のＲＦ増幅器であってもよい。例えば、第２のＲＦ増幅器６０３は、図３に示すＲＦ増幅器であってもよい。

ＲＦ−ＩＦ変換器６０４は、内部ＲＦ信号６３３を内部ＩＦ信号６３４に変換する。ＲＦ−ＩＦ変換器６０２は、いかなる種類のＲＦ−ＩＦ変換器であってもよく、特定の用途に適する特性がある混合器であってもよい。

ＩＦ周波数信号６５４は、局部発振器及びバッファ６２４によって生成することができる。局部発振器及びバッファ６２４において用いられるバイアスは、信号環境の強さに応じて変更できる。局部発振器及びバッファ６２４によって使用されるバイアスレベルは、第３のバイアス発生器６１４によって生成されるバイアスレベル６４４であってもよい。

局部発振器及びバッファ６２４は、ＩＦ周波数信号６５４を生成することができるいかなる種類の発振器及び／又はバッファであってもよい。いくつかの実施例では、局部発振器部分は選択されたＩＦ周波数において信号を生成し、ＲＦ−ＩＦ変換器６０４における使用の前にこのＩＦ信号を増幅する及び／又はバッファリングする能動増幅段は、可調整バイアスレベル６４４を使用できる。

局部発振器及びバッファ６２４のこのようなリアクティブバイアスは、すなわち、不要信号又は妨害信号が最悪の動作条件における強さ程は強くない典型的な信号環境における節電を目的とする点がＲＦ及びＩＦ増幅段のリアクティブバイアスに似ている。しかしながら、このようなリアクティブバイアスは、圧縮点（compression point）及び局部発振器６２４又は局部発振器６２４内のバッファ／増幅段の利得を変化させることによって動作する点が増幅段のリアクティブバイアスと異なっている。局部発振器とバッファ６０８の設計の詳細は、当業者にとって明らかである。

リアクティブバイアス増幅段の場合と異なり、局部発振器とバッファ６２４のためのバイアスレベル範囲及び他のパラメータは、利得の変化が少なくなるように又は最小化されるように選択することが望ましい。

ＩＦ増幅器６０５は、内部ＩＦ信号６３４をＩＦ出力信号６３５に増幅する。ＩＦ増幅器６０５のバイアスは、４番目のバイアス発生器６１５によって生成することができるバイアスレベル６４６により設定される。ＩＦ増幅器６０５は特定の用途に適する特性があるいかなる種類のＩＦ増幅器であってもよい。例えば、ＩＦ増幅器６０５は、図４に示すようなＩＦ増幅器であってもよい。

図６に示すように、レベル検出器６０６はＩＦ出力信号６２５を受け取る。レベル検出器６０６は、ＩＦ出力信号６２５の信号レベルを検出し、したがって、間接的に高周波入力信号６３１の信号レベルを検出する。他の実施例では、レベル検出器６０６は、高周波入力信号６３１とＩＦ出力信号６３５との間の中間的な信号を受け取ることができる。この信号レベルに基づき、レベル検出器６０６は、バイアス制御信号６３６を生成する。

レベル検出器６０６は、適切な期間に亘って観察される平均的な入力信号レベルと出力信号レベルにおける変化を検出するいかなる種類の回路であってもよい。特に、レベル検出器６０６は、回路を中間周波数に適合させるための適切な変更を加えた図２Ａに示すようなレベル検出器２０２であってもよい。

バイアス調整回路６０７は、バイアス制御信号６３６に基づき、調整されたバイアス制御信号６３７を生成する。バイアス調整回路６０７は、レベル検出器６０５の応答をバイアスがリアクティブ制御されている能動増幅段によって必要とされるバイアスの変化に一致させるようにバイアス制御信号６３７を調整できるいかなる回路であってもよい。

例えば、バイアス調整回路６０７は、図２Ａに示すようなバイアス調節器２０５であってもよい。他の実施例として、 バイアス調整回路６０７は、バイアス制御信号６３６を調整し、スケーリングし、基準レベルと比較し、サンプル及びホールドし、ホールドしたレベルを可変レベルに加算し、又はこれらを組み合わせた処理を行う回路を含んでいてもよい。更に、バイアス調整回路６０７は、１以上のリアクティブバイアスレベルの実際のレベルのフィードバックを監視し、バイアスの制御を向上させる回路を備えていてもよい。

また、バイアス調整回路６０７は、例えば、これに限定されるものではないが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の閾値の変動を含むリアクティブバイアスシステム内の能動素子の閾値の変動を補償する回路を含んでいてもよい。ＦＥＴの線形範囲は狭いことがあるので、使用されるレベルを較正又は設定し、回路の動作をその線形範囲内に収めることが重要である。

これに代えて、バイアス調整回路６０７を省略又は単純化してもよい。このような省略又は単純化は、レベル検出器６０６が比較的強い信号（例えば、ＩＦ信号）に基づいて動作し、したがって、バイアス発生器６１２〜６１６が直接動作するための適切なレベル及び変動範囲を有するバイアス制御信号を生成できる場合に適用できる。

第１のバイアス発生器６１２は、調整されたバイアス制御信号６２７に基づき、及びオプションとして、第１のバイアス発生器６１２の内部の第１の調整フィードバック信号に基づき、第１のバイアスレベル６３２を生成することができる。同様に、第２のバイアス発生器６１３は、調整されたバイアス制御信号６２７に基づき、及びオプションとして、第２のバイアス発生器６１３の内部の第２の調整フィードバック信号に基づき、第２のバイアスレベル６１３を生成することができる。これと同様の原理は、バイアス発生器６１４、６１５にも適用される。

バイアス発生器６１２〜６１５は、調整されたバイアス制御信号６３７又はバイアス制御信号６３６に基づいて、適切な範囲内で変化するバイアスレベルを生成することができるいかなる回路であってもよい。例えば、バイアス発生器６１２〜６１５は、（図２に示すような）可変抵抗器２０４Ａ、２０４Ｂ、２０４Ｃを用いたバイアス発生器２０３であってもよい。

本発明の他の実施例においては、各バイアス発生器は、対応するバイアス調整回路を有していてもよい。これに代えて、２つ以上のバイアス発生器が第１のバイアス調整回路に基づいて動作してもよく、他のバイアス発生器が他の１つ以上のバイアス調整回路を有していてもよく、又は、バイアス制御信号６３６を直接使用して、これによりバイアス調整回路を必要としない構成としてもよい。

図６に示すような、共通に制御される一連のリアクティブバイアス増幅器により、いくつかの信号環境において、受信機の消費電力を大きく低減することができる。図６に示す構成は、図５に示す自動調整増幅段に比べて部品点数が少なく、製造コストが安い。また、この構成は比較的単純であり、したがって、試験しやすく、動作に問題が生じる可能性もより低い。この構成における唯一のレベル検出器は、複数の増幅段の後段に設けられており、したがって、そのバイアス調整器は、比較的強い信号に基づいて動作するため、能動増幅器を備えている必要がない。更に、この構成では、唯一のレベル検出器６０６と、唯一のバイアス調整回路６０７とを用い、バイアス制御信号を調整するための増幅も必要ないので、消費電力が小さくて済む。

図６の増幅器は、ＲＦ又は他の初期のフィルタリングが妨害信号の減衰に効果的ではない場合に特に好適である。更に、この増幅器は、各増幅段において自動調整を行うこと、すなわち、各増幅段にそれぞれ専用のレベル検出器及び専用のバイアス調整回路を設けることによるコスト、複雑性及び消費電力の増大が特に望まれない用途に好適に適用される。

図５に示す自動調整増幅段と図６に示す共通制御増幅段の両方の特徴を有するハイブリッド型の受信機の設計の詳細も当業者には明らかである。例えば、２以上の増幅器又は他の能動段に単一のバイアス制御信号を用い、他の能動段では自動調整バイアス制御を行ってもよい。更に、このような多段受信機は、バイアスレベルが固定された能動段を備えていてもよい。

図７は、フィルタ及びＲＦ増幅器が受信機の信号パスに任意に組み込まれ、また切り離される本発明の一実施例に基づく受信機フロントエンド７００の機能的なブロック図である。受信機フロントエンド７００は、ＲＦ入力信号７２０を受け取り、ＩＦ出力信号７３２を生成する。

図７に示すように、受信機フロントエンド７００は、それぞれの能動回路段が共通に制御されるリアクティブ調整バイアスを有する２つの能動回路段と、１つのスイッチとを備える。但し、他の実施例として、より多くのスイッチを設けてもよく、能動回路段の数はこれより多くても少なくてもよくいくつかの能動回路は、リアクティブバイアスではなく、固定されたバイアスを有していてもよく、いくつかの能動回路は、独自の自動調整バイアスを有していてもよい。

低雑音増幅器７０１は高周波入力信号７２０を第１の内部ＲＦ信号７２１に増幅する。低雑音増幅器７０１のバイアスは、第１のバイアス発生器７０９によって生成される第１のバイアスレベル７２９によって設定される。低雑音増幅器７０１は特定の用途に適する特性があるいかなる種類のＲＦ増幅器であってもよい。例えば、低雑音増幅器７０１は、図２Ａに示すＲＦ増幅器２０１であってもよい。

ＲＦスイッチ及びバイパス回路７０２は、第１の内部ＲＦ信号７２１を受け取って、切り換えられたＲＦ信号７２５を生成する。バイパスモードでは、すなわち、バイパス制御信号７３１がバイパスモードを指示している場合、切り換えられたＲＦ信号７２５は、ＲＦスイッチ及びバイパス回路７０２において、何らかのスイッチング損失が生じる可能性はあるが、実質的に第１の内部ＲＦ信号７２１に等しい信号である。一方、バイパス制御信号７３１がバイパスモードを指示していない場合、切り換えられたＲＦ信号７２５は、第１の内部ＲＦ信号７２１を第１のフィルタ７０３によってフィルタリングした後にＲＦ増幅器７０４によって増幅した信号となる。これに代えて、切り換えられたＲＦ信号７２５は、第１の内部ＲＦ信号７２１をＲＦ増幅器７０４によって増幅した後に、第１のフィルタ７０３によってフィルタリングすることによって得られた信号であってもよい。

ＲＦスイッチ及びバイパス回路７０２は、第１の内部ＲＦ信号７２１及び第４の内部ＲＦ信号７２４のいずれかを切り換えられたＲＦ信号７２５として出力することができるいかなる回路であってもよい。更に、ＲＦスイッチ及びバイパス回路７０２は、第１の内部ＲＦ信号７２１を第２の内部ＲＦ信号７２２又は切り換えられたＲＦ信号７２５として出力するが、バイパスモードにおいては不必要に第１の内部ＲＦ信号７２１が出力されないよう、両方の出力は行わない回路であることが望ましい。

第１のフィルタ７０３は、ＲＦスイッチ及びバイパス回路７０２から第２の内部ＲＦ信号７２２を受け取って、第３の内部ＲＦ信号７２３を生成する。第１のフィルタ７０３は、第２のＲＦ信号７２２に含まれる不要又は妨害成分を低減することができるいかなる回路であってもよい。いくつかの実施例では、受信機フロントエンド７００は、送受信機で使用され、第１のフィルタ７０３は伝送ブロッキングフィルタである。

ＲＦ増幅器７０４は、第３の内部ＲＦ信号７２３を第４の内部ＲＦ信号７２４に増幅する。第２のＲＦ増幅器７０４のバイアスは、例えば第２のバイアス発生器７１０によって生成される第２のバイアスレベル７３０によって設定される。第２のＲＦ増幅器７０４は、特定の用途に適する特性があるいかなる種類のＲＦ増幅器であってもよい。例えば、第２のＲＦ増幅器７０４は、図３に示すＲＦ増幅器であってもよい。

本発明のいくつかの実施例においては、第２のフィルタ７０５は、ＲＦスイッチ及びバイパス回路７０２から切り換えられたＲＦ信号７２５を受け取って、第５の内部ＲＦ信号７２６を生成する。他の実施例では、第２のフィルタを設けず、切り換えられたＲＦ信号７２５をＲＦ−ＩＦ変換器７０６とレベル検出器７０７とに直接供給する。第２のフィルタ７０５は、切り換えられたＲＦ信号７２５に含まれる不要又は妨害成分を低減することができるいかなる回路であってもよい。いくつかの実施例では、受信機フロントエンド７００は、送受信機で使用され、第２のフィルタ７０５は伝送ブロッキングフィルタである。

ＲＦ−ＩＦ変換器７０６は第５の内部ＲＦ信号７２６又は切り換えられたＲＦ信号７２５を内部ＩＦ出力信号７３２に変換する。ＲＦ−ＩＦ変換器７２６は、特定の用途に適する特性があるＲＦ−ＩＦ変換器又はいかなる種類の混合器であってもよい。

図７に示すように、レベル検出器７０７は、第５の内部ＲＦ信号７２６又は切り換えられたＲＦ信号７２５を受け取る。レベル検出器７０７は、この信号の信号レベルを検出し、これにより、ＲＦ入力信号７２０の信号レベルを間接的に検出する。他の実施例では、レベル検出器６０６は、ＲＦ入力信号７２０と切り換えられたＲＦ信号７２５の間の中間信号を受け取ってもよく、又はＩＦ出力信号７３２を受け取ってもよい。レベル検出器６０６は、この信号レベルに基づいて、バイアス制御信号７２７及びバイパス制御信号７３１を生成する。

レベル検出器７０７は、適切な期間に亘って観察される平均的な入力信号レベルと出力信号レベルにおける変化を検出するいかなる種類の回路であってもよい。例えば、バイアス制御信号７２７は図２Ａに示すようなレベル検出器２０２によって生成でき、バイパス制御信号７３１は、バイアス制御信号７２７を閾値と比較することによって生成してもよい。

バイアス調整回路７０８は、バイアス制御信号７２７に基づいて、調整されたバイアス制御信号７２８を生成する。バイアス調整回路７０８は、バイアスがリアクティブ制御されている能動段によって必要とされるバイアス変動にレベル検出器７０７の応答を適合させるようにバイアス制御信号６３７を調整できるいかなる回路であってもよい。

例えば、バイアス調整回路７０８はＦＩＧ．２（ａ）に示すようなバイアス調節器２０５であってもよい。他の実施例として、バイアス調整回路７０８は、バイアス制御信号７２７を調整し、スケーリングし、基準レベルと比較し、サンプル及びホールドし、ホールドされたレベルを可変レベルに加算し、又は又はこれらを組み合わせた処理を行う回路を含んでいてもよい。更に、バイアス調整回路７０８は、１以上のリアクティブバイアスレベルの実際のレベルのフィードバックを監視し、バイアスの制御を向上させる回路を備えていてもよい。

また、バイアス調整回路７０８は、例えば、これに限定されるものではないが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の閾値の変動を含むリアクティブバイアスシステム内の能動素子の閾値の変動を補償する回路を含んでいてもよい。ＦＥＴの線形範囲は狭いことがあるので、使用されるレベルを較正又は設定し、回路の動作をその線形範囲内に収めることが重要である。

これに代えて、バイアス調整回路６０７を省略又は単純化してもよい。このような省略又は単純化は、レベル検出器７０７が比較的強い信号（例えば、ＩＦ信号）に基づいて動作し、したがって、バイアス発生器７０９、７１０が直接動作するための適切なレベル及び変動範囲を有するバイアス制御信号を生成できる場合に適用できる。

第１のバイアス発生器７０９は、調整されたバイアス制御信号７２８に基づき、及びオプションとして、第１のバイアス発生器７０９の内部の第１の調整フィードバック信号に基づき、第１のバイアスレベル７２９を生成することができる。同様に、第２のバイアス発生器７１０は、調整されたバイアス制御信号７２８に基づき、及びオプションとして、第２のバイアス発生器７１０の内部の第２の調整フィードバック信号に基づき、第２のバイアスレベル７３０を生成することができる。

バイアス発生器７０９、７１０は、調整されたバイアス制御信号７２８又はバイアス制御信号７２７に基づいて、適切な範囲内で変化するバイアスレベルを生成することができるいかなる回路であってもよい。例えば、バイアス発生器７０９、７１０は、（図２に示すような）可変抵抗器２０４Ａ、２０４Ｂ、２０４Ｃを用いたバイアス発生器２０３であってもよい。

本発明の他の実施例においては、各バイアス発生器は、対応するバイアス調整回路を有していてもよい。

符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）受信機は、スイッチによってバイパスすることができる低雑音増幅器（low-noise amplifier：以下、ＬＮＡという。）と、これに続く伝送阻止フィルタと、スイッチによってバイパスすることができるＲＦ増幅器とを備える直列接続された受信機チェイン（receiver chain）を備えることができる。

携帯電話の応用例では、ユーザが感じる音量が信号の強度によって変化しないことが重要である。この目的で、受信機チェインの利得と、時には後段の復調及び音声増幅の利得は、現在の信号の強さを、例えば−１０６〜−２１ｄＢｍの範囲の信号強度を８ビットの信号強度値で表現するデジタル信号にデジタル化することによって、比較的正確に較正できる。この信号強度値は、各エントリが利得を制御するために用いられる較正係数を表すルックアップテーブルにおけるインデクスとして使用できる。このようなルックアップテーブルを用いた装置は、自動利得制御（ＡＧＣ）のレベル対受信信号強度レベルの非線形性を修正するため、「線形化器（linearizer）」と呼ばれる。

受信機チェインにおける増幅器の１つがバイパスされる場合、増幅器のバイパスに起因する利得の変化に応じて、線形化器の曲線をシフトさせる必要がある。上述の実施例に基づいて説明を続けると、増幅器のバイパスにより、線形化器の曲線の低い側の端部（low end）が−１０６ｄＢｍから−１０６ｄＢｍに利得の変化を加えた値にシフトする。

利得におけるこの変化は、以下のように推定することができる。各増幅器は、例えば１５〜１６ｄＢの利得を有することができる。バイパス経路においては、例えば０．５ｄＢ以上の損失が生じる可能性がある。また、較正処理には、通常、１ｄＢ程度の不確実性があり、これをここでは、マージンとして加算する。これにより、線形化器の曲線の端部は、−１０６＋１５．５＋０．５＋１＝−８９ｄＢｍとなる。

ここで提案する拡張妨害信号試験（extended jamming signal test）は、各トーンについて、−３２ｄＢｍの信号強度を有するツートン妨害信号（two-tone jamming signal）と共存する−９０ｄＢｍの強度を有する所望の信号を必要とする。

この試験により、増幅器の１つをバイパスさせると受信機が動作できなくなるか否かを確認することができる。具体的には、ＲＦ増幅器の線形性又はＩＩＰ^３は、この試験に対応する動作点（すなわち信号強度）においてＲＦ増幅器がバイパスされた場合に比べて著しく高くなければならない。

質的には、第２段目の増幅器は、自らの非線形性によりチェインに影響を与えるのみではなく、初段の増幅器の非線形性の望ましくない影響を増幅する。量的には、ＩＩＰ^３におけるこの差は、バイパスすることができる利得に等しいと概略的に推定することができる。

しかしながら、ＬＮＡ又はＲＦ増幅器のいずれかをバイパスし、重要な動作点が線形化器の動作範囲を下回ると、すなわちデジタル強度値に対応するエントリがルックアップテーブル内になくなると、問題が生じる。

この問題を解決するための第１の手法は、自動的に利得を戻し、すなわち増幅器内でスイッチバックを行うという手法である。これにより、受信した信号は、線形化器が重要な動作点における非線形性を補償できる範囲に高められる。この手法により、受信機は、デジタル信号強度が線形化器のルックアップテーブルの下端を下回ってしまうようなバイパスされた増幅段と動作することがなくなる。

この第１の手法には、両方の増幅器をスイッチインする（switched in）ことにより、上述のように、第２段目の増幅器が満たさなければならない線形要求が著しく高くなってしまうという問題がある。

第２の手法は、伝送阻止フィルタ（transmission rejection filter）をバイパス経路内に移すという手法である。この手法を用いることにより、増幅器の１つがスイッチイン又はスイッチアウトされる点、すなわちバイパス点を例えば２ｄＢ程度であるこのフィルタの挿入損にまで低めることができる。これにより、バイパス点を約９１ｄＢｍにすることができる。このようなバイパス点は、上述した−９０ｄＢｍの拡張妨害信号試験より低くすることができる。

第２の手法を用いることにより、この試験において、増幅器の１つをスイッチアウトする目的を容易に達成することができる。すなわち、フィルタをバイパスすることにより、第２段目の増幅器のＩＩＰ^３を著しく低くすることができる。

第２の手法及びこれにより実現されるより低いバイパス点の更なる利点として、受信機の実際の動作において、増幅器の１つが動作時間のより多くの部分においてバイパスされる可能性が高いという点である。増幅器を使用しなければ、増幅器によって消費される電力を低減でき、又はゼロにすることができる。これにより、更なる節電が実現し、バッテリ寿命が延びる。

切換点より上の又は下のＣＤＭＡ信号レベル応じて決定されるＲＦ増幅器の状態を下記の表に示す。ケース１は、−９０ｄＢｍより低い切換点を示し、ケース５は、−９０ｄＢｍより高い切換点を示している。

下記の表は、与えられた各素子に対する入力レベルを表している。デュプレクサについては、挿入損を３ｄＢとし、伝送除去レベルを５０ｄＢとした。伝送阻止フィルタについては、挿入損を２ｄＢとし、伝送除去レベルを２５ｄＢとした。ＩＩＰ^３は、周知の式ＩＩＰ^３＝１／２（３＊トーンレベル−相互変調積レベル）を用いて算出した。ＩＩＰ^３は、ＣＤＭＡ信号の復調について辛うじて許容できる相互変調積レベルについて算出した。伝送漏れ及びシングルトーンによる混変調のＩＩＰ^３は、測定及びシミュレーションによって最良と予想された現象である。いくつかの場合、相互変調と混変調の両方が、一方の変調のみの場合に比べて、要求されるＩＩＰ^３を引き上げることに貢献する場合もある。ＬＮＡの利得は１６ｄＢとし、ＲＦ増幅器の利得は１５ｄＢとし、スイッチの損失を１ｄＢとした。検出器レベルは、２つの同レベルの妨害トーンが貢献している場合、３ｄＢ高められた。

ケース５において、ＲＦ増幅器をバイパスしないと、ＲＦ増幅器と混合器から、より高いＩＩＰ^３が要求されることは明らかである。混合器に対する要求が２番目に高いのは、送信機からの混変調が生じないケース３であり、これは、バイパス経路に伝送阻止フィルタを設けることによる性能劣化が生じないことを示している。

図８は、サンプル及びホールド回路を用いて回路部品、動作条件又はこれらの両方の変動を補償することによってリアクティブバイアス機能の精度及び有効性を向上させる本発明の実施例の回路図である。これらの変動は、これに限定されるものではないが、例えば、使用される電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の閾値の変動を含む。ＦＥＴの線形動作領域は、狭いこともあり、その閾値電圧（したがって、ＦＥＴが線形に動作する点）は、製造公差、温度変化及び電圧変動によって影響されることもある。したがって、特に、受信機の現在の動作環境の信号強度を動的に補償することと同時に、このような変動を動的に補償することが望ましい。

図８に示す回路においては、ＲＦ増幅器８０１は、図２に示すＲＦ増幅器２０１と同等又は同一のものであってもよい。検出器８０２は、図２の検出器２０２を僅かに変更した（すなわち、Ｒ２０を加えた）ものであってもよい。

バイアス発生器８０３の機能は、図２に示すバイアス発生器２０３と同様であるが、但し、バイアス発生器８０３は、バイアス電圧レベルを実質的に一定に保ったまま、バイアス電流レベルを変更することによってＲＦ増幅器２０１のバイアスを変更する。このような動作を実現するために、バイアス発生器８０３内の可変抵抗回路をバイアス発生器８０３の後段部分（bottom portion）に移行する。更なる変更点は、バイアス発生器８０３では、シャットダウン信号８５１が供給されるとＲＦ増幅器８０１への全てのバイアス電圧及び電流が遮断されるという点である。

バイアス発生器２０３及びバイアス発生器８０３の間のこれらの違いは、受信機８００の閾値補償機能から独立しており、したがって、閾値補償受信機は、バイアス発生器２０３又は、これに類する種々の回路を用いて設計することができる。

バイアス調整機能は、バイアスレベル比較器８１０、サンプル及びホールド回路８１１及びバイアス差分回路８１２によって実行される。

バイアスレベル比較器８１０は、調整フィードバック信号８４２を生成できるいかなる種類の回路形式であってもよい。特に、基準電圧とバイアス発生器８０３の内部の信号とを比較することにより、調整フィードバック信号８４２を生成することができる。この実施例では、基準電圧は、Ｖｃｃの変動の補償に貢献する、Ｖｃｃと設置電位との間の２抵抗分圧器（two-resistor voltage divider）によって生成される。

サンプル及びホールド回路８１１は、信号が弱い信号環境において受信機が、調整フィードバック信号８４２をサンプリングし、及び信号環境が強いときに信号値をホールドできるいかなる種類の回路であってもよい。この実施例では、バイアス制御信号８４０が閾値を下回る場合検出器基準信号８５０によって設定された調整フィードバック信号８４２の電流値は、サンプリングされ、すなわちコンデンサＣ２０に供給され、閾値より高い場合は、コンデンサＣ２０にホールドされる。

バイアス差分回路（bias difference circuit）は、バイアス制御信号８４０を適切に調整されたバイアス制御値８４１に調整するいかなる回路形式であってもよい。この調整は、これに限定されるものではないが、バイアス制御信号８４０と、コンデンサＣ２０を介してサンプリングされた又はコンデンサＣ２０にホールドされた値との間の差を算出する処理を含む
図９は、バイアス制御のための本発明の一実施例である特定用途向け集積回路（application specific integrated circuit：ＡＳＩＣ）の回路図及びピン配列図である。図９に示すように、図８の電気回路の部品の多くは１０ピンの単一の集積回路内に形成される。これらの回路部品を１つのＡＳＩＣに実装することにより、リアクティブバイアスフロントエンド回路を用いる受信機の製造コスト及び複雑性を低減できる。

図８又は本発明の他の実施例におけるどの回路部品を集積するかについては、様々な選択が可能であることは当業者にとって明らかである。例えば、バイアス調整信号ピン及びシャットダウン信号ピンを省略した８ピンの設計も可能である。

図１０は、本発明の他の実施例における機能的部品及びこれらの相互接続を示している。この実施例は、図９に示す集積回路を用いて構成されたモバイル電話用途における様々なモードで動作できる受信機の初段を示している。これらのモードには、例えば携帯電話及びアドバンストモバイルフォンシステム（advanced mobile phone service：ＡＭＰＳ）等のアナログモード、及び符号分割多元接続（code division multiple access：ＣＤＭＡ）やパーソナル通信サービス（：personal communication serviceＰＣＳ）などのデジタルモードが含まれる。

本発明に基づくリアクティブバイアスフロントエンド回路は、様々な種類のモバイル電話機の受信機内で使用でき、第２のＲＦ増幅段がスイッチイン又はスイッチアウトされたときに、伝送阻止フィルタをスイッチイン又はスイッチアウトすることができる。

図１０に示す実施例では、アンテナ１００１は、ダイプレクサ１００２を介して、ＰＣＳデュプレクサ１００３とセルデュプレクサ１００４の両方にＲＦ信号を供給する。ＰＣＳデュプレクサ１００３とセルラデュプレクサ１００４は、それぞれＰＣＳ低雑音増幅器（ＬＮＡ）１００５とセルラＬＮＡ１００６にＲＦ信号を供給する。続いて、ＰＣＳ低雑音増幅器１００５とセルラＬＮＡ１００６は、オプションの伝送阻止フィルタ１００７ａ、１００７ｂにＲＦ信号を供給し、伝送阻止フィルタ１００７ａ、１００７ｂは、スイッチＳＷ１にＲＦ信号を供給する。

ＳＷ１は、現在のＲＦ信号（例えば、ＰＣＳ信号又はセルラ信号）がスイッチＳＷ２に供給される前に伝送阻止フィルタ１００７Ｃと第２段ＲＦ増幅器１００８を備える伝送経路を通過するか否かを決定する。オプションである伝送阻止フィルタ１００７ｃは、デュアルバンドフィルタであり、このフィルタリングは、セルラ信号とＰＣＳ信号の両方に適用される。

スイッチＳＷ２は、ＳＷ１と連携して、処理すべき信号を選択し、この信号をＲＦ−ＩＦ変換器１００９に供給する。局部発振器１０１０は、中間周波数信号をＲＦ−ＩＦ変換器１００９に提供する。

スイッチＳＷ３は、ＲＦ−ＩＦ変換器１００３の出力をＡＰＭＳ ＳＡＷフィルタ１０１１及びＣＤＭＡ ＳＡＷフィルタ１０１２のいずれかに供給する。

局部発振器信号阻止フィルタ１０１３は、レベル検出器１０１４に入る局部発振器信号を減衰させる。レベル検出器１０１４は、検出及びホールド信号１０４１を生成する。バイアスＡＳＩＣ１０１５〜１０１７は、検出及びホールド信号１０４１を用いて、それぞれの能動回路のためのバイアスレベルを生成する。

ＰＣＳ低雑音増幅器１００５とセル増幅器１００６のバイアスは、検出及びホールド信号１０４１に基づいてバイアスＡＳＩＣ１０１１が設定するリアクティブバイアスである。第２段ＲＦ増幅器１００８のバイアスは、検出及びホールド信号１０４１に基づいてバイアスＡＳＩＣ１０１６が設定するリアクティブバイアスである。同様に、局部発振器１０１０のバイアスは、検出及びホールド信号１０４１に基づいてバイアスＡＳＩＣ１０１７が設定するリアクティブバイアスである。

図１１はシングルバンドＣＤＭＡスーパーヘテロダイン受信機に適用されたリアクティブバイアス機能を説明する図である。アンテナ１１０１は、入力信号を受信し、デュプレクサ１１０２は、受信された入力信号と、送信される出力信号とを分離する。受信された信号は、制御信号モード１に基づき、スイッチ１１１６によってバイパスされ、又はバイアス制御回路１１１３によってシャットオフすることができるＬＮＡ１１０３に供給される。ＬＮＡ１１０３の出力信号は、ＲＦフィルタ１１０４を介して、ＲＦ増幅器１１０５に供給される。検出器のパワーの低下によりバイアスを低減するのみではなく、高周波アンプのバイアス制御は、バイパスされる初段の増幅器に関する直接的な知識に基づいて行ってもよい。この実施例では、制御信号モード２に基づいて、スイッチ１１１５により、ＲＦフィルタ１１０４及びＲＦ増幅器１１０５の両方をバイパスすることができ、これにより、ＲＦ増幅器１１０５をバイパスし、シャットオフした場合の電力を効果的に低減することができる。ＲＦ増幅器１１０５の出力は、混合器１１０６に供給され、混合器１１０６は、ＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートする。混合器１１０６は、ＩＦ信号をＩＦ ＳＡＷフィルタ１１０７に供給し、ＩＦ ＳＡＷフィルタ１０７は、処理すべき信号を含むチャンネルＢＷのみにスペクトルを制限する。

混合器への高周波入力スペクトルは、タップ１１０９を介して、例えば方向性結合器、フィルタ、整合回路又はこれらの組合せとして実現されるパワー検波器にも供給される。最も重要な課題は、先行する増幅器における信号のスペクトルを検出し、誤検出を生じさせるＬＯ信号の漏洩を回避することである。

タップ１１０９におけるフィルタリングは、混合器のＬＯ阻止に依存している。タップ１１０９を通過したスペクトルは検出器１１１０に供給され、検出器１１１０は、トータルの信号パワーに対応するＤＣ信号を比較器１１１１に供給し、比較器１１１１は、検出器からの信号と、検出器基準レベルとを比較して、入力信号のパワーがＬＮＡ１１０３及びＲＦ増幅器１１０５のバイアスを高めるのに十分であるか否かを判定する。混合器１１０６の後段でＩＦ信号をタップし、ＩＦスペクトル内の信号パワーを検出することによっても同じ結果を得ることができるが、重要な点は、検出器１１１０が、フロントエンド増幅器におけるあらゆる妨害要素を除外する帯域制限ＩＦ ＳＡＷ１１０７より前に信号をタップすることである。

図１２は、ＣＤＭＡ直接変換受信機に適用されたリアクティブバイアス機能を説明する図である。フロントエンド増幅器の構成は、図１１の構成と略々同様であるが、ここでは、ＬＮＡにおいてプログラマブル自動利得制御（ＡＧＣ）を行い、ＩＦ ＡＧＣの不足を補償している点が異なっている。直接変換構成においては、ダウンコンバートを行う混合器１２０９が最も重要な要素であり、より優れたＬＯ阻止を行い、ＬＯ信号がＲＦパスに漏洩して戻ることを防ぐ必要がある。ＬＯ漏れの可能性を最小化するために、ＬＯは、除算器１２０７によって２で除算し、移相器１２０６により最新の可能な点に位相をシフトすることによって直交ＬＯ（quadrature LO）に分割される。ＬＯバッファ１２０８は、ＲＦ周波数の２倍で信号をバッファリングし、ＲＦパスへのあらゆる妨害を防止する。ここで、ＬＯバッファのバイアスを下げることにより、２による除算を行う除算器１２０７の設計に応じて、より低い信号レベルでの漏洩を低減することができる。混合器のＬＯ阻止要求を低減した結果、検出器１２１０は、混合器入力スペクトルのタップにＬＯ阻止フィルタを有する必要がなくなる。なお、非常に低い周波数成分に対しては、検出器出力を適正に補償しないとＤＣオフセットが生じる問題があるため、直交ダウンコンバート（quadrature down conversion）の後に、電力レベル検出器を設けることが望ましい。

ここでは、リアクティブバイアス機能を実現する他の手法としてデジタルバイアスコントローラ１２１３を示している。検出器基準信号との比較をデジタル的に比較する手法では、Ａ／Ｄ変換器を用いて、検出器出力をサンプリングしてもよい。また、検出されたパワーと望ましいバイアスとを対応付けるルックアップテーブル（ＬＵＴ）を設けてもよい。他のルックアップテーブルは、同じＡ／Ｄ変換器の出力を停止し、ＲＦ増幅器及びＬＯバッファのプログラマブルバイアスコントローラとして構成してもよい。この方式では、設計事項を大きく追加することなく、プログラマブルバイアスをユーザにより制御できるようにすることができる。

バイアスフィードバックループの更なる変形例として、全てのフィルタリングを適用する以前に混合器１２０９のＩ／Ｑ出力を直接サンプリングするＡ／Ｄ変換器を設けてもよい。ここでは、パワーの移動平均だけが望まれており、及び入力における約−５５ｄＢｍに対応する比較的高い信号レベルにおいて、Ａ／Ｄ変換器の感度をより低くできるので、このようなＡ／Ｄ変換器の入力信号におけるエイリアシング及びオーバードライブは、問題とはならない。バイアス対入力信号パワーの電流の節約を最適化するために十分な分解能２５ｄＢ程度のダイナミックレンジで十分に得ることができる。このような実施例では、アナログの検出器、比較器及びバイアス制御装置は、それぞれデジタルの検出器、比較器及びバイアス制御装置に置換してもよい。

図１３は、歪みが生じる前にリアクティブバイアスを行うことの効果を説明する図である。図１３の右側は、左側に示す受信機の各段に対応する可能なスペクトルを示している。デュプレクサ１３０２によって定義されるＲＦシステムＢＷ内の信号は、フィルタリングされずにＬＮＡ１３０３に供給される。この実施例に示す入力スペクトル１３０９は、妨害信号が強い環境における受信すべき小さな信号を表している。入力スペクトル１３０９は、ＬＮＡ１１０３及びＲＦ増幅器１３０５によって増幅されるが、入力スペクトル１３０９はＲＦシステムＢＷの全範囲に亘るため、フィルタ１３０４によっては選択的にフィルタリングされない。検出器１３０６は、フロントエンド増幅器と同様の信号環境に晒され、したがって、強い信号環境と弱い信号環境とを区別することができる。この実施例では、ＬＯ周波数は、直接変換の場合と同様、ＲＦ周波数１３１１に等しい。スーパヘテロダイン受信機においては、ＬＯは、ＩＦ周波数によってオフセットさせてもよい。いずれの場合も、ダウンコンバートの後、帯域制限フィルタ１３１２が元の妨害エネルギの大半を除去し、受信すべき信号１３１３と、強い信号によって生じる帯域内歪みのみが残る。これにより得られるスペクトル１３１３は、受信信号強度指標（Receive Signal Strength Indication：ＲＳＳＩ）として用いられ、このＲＳＳＩを用いて、フロントエンドにおいてＬＮＡ又はＲＦ増幅器をバイパスするか否かが判定される。ＲＳＳＩは、帯域制限信号に由来するため、歪みを生じるようなスペクトルには関連せず、したがって、ＲＳＳＩからは、歪みを防ぐような調整を行うことはできない。一方、検出器１３０６は、妨害環境の強まりを感知し、これに応じて、重大な歪みが生じる前にフロントエンド増幅器のバイアスを調整することができる。

図１４は、リアクティブバイアスを用いた異なるモードにおける電流の消費量とＲＸ電力との関係をプロットしたグラフ図である。水平線の奥側（Ｓ１）は、非常に強い検出電力におけるピークバイアス条件を表している。これは、現在用いられているＣＤＭＡ受信機のバイアスを表している。Ｓ１から手前側のＳ１６に近づくと、妨害電力が低減され、この場合、リアクティブバイアスにより、この電流を大きく低減できる。検出器閾値以下では、バイアスは最小となる。ＲＸ電力軸に沿って左から右に順に説明すると、第１の及び最も大きい電流状態は、ＬＮＡ及びＲＦ増幅器の両方を使用する場合に対応している。次の状態では、ＲＦ増幅器がバイパスされ、ピーク電流消費が低減されている。最も右側の状態では、ＬＮＡ及びＲＦ増幅器の両方がバイパスされている。妨害電力がなくても、受信すべき信号が大きくなるのでこの信号は検出され、ＬＯバッファのバイアスレベルが高められる。同様に、非常に低いＲＸ電力では、高いＴＸレベルが受信機に漏洩し、これが検出され、外部の妨害信号が存在しなくても、バイアスレベルが高められる。

本発明の原理、思想及び範囲に基づいてここで説明のために示した受信機のフロントエンド内の増幅段及び回路以外の設計を想到できることは、当業者にとって明らかである。

以上のように、本発明は、リアクティブバイアス増幅器、発振器及び他の回路を備え、消費電力が小さく、線形性が高く、相互変調の影響が少ない受信機のフロントエンド段のための新規で有効な方法及び装置を提供する。本発明の実施例、本発明の代替的な設計及びその形式及び細部を様々に変更できることは、当業者にとって明らかである。特に、図２、図３、図４、図８、図９に示す回路は、本発明の様々な実施例において、簡略化してもよく、増強してもよく、変更してもよい。更に、図５、図６、図７、図１０に示す増幅器は、混合して用いてもよく、より多くの増幅段を設けてもよく、簡略化してもよく、増強してもよく、変更してもよい。 これらの及びこの他の変更は、添付の請求の範囲において定義されている本発明の原理及び思想を逸脱するものではない。

受信増幅器が環境内の現在の信号強度に応じて自らのバイアスレベルを調整する本発明の一実施例を構成する構成ブロック又は機能部品及びこれらの機能部品の相互接続を示す図である。 図１に示す機能部品のそれぞれを実現するための電子回路部品及びこれらの相互接続を示す図である。本発明のこの実施例は、小信号又は低雑音用途に好適である。更に、この実施例は、モジュラ、本発明の多段実施例にも好適である。図２Ａの可変抵抗２０４Ａ、図２Ｂの可変抵抗２０４Ｂ及び図２Ｃの可変抵抗２０４Ｃはそれぞれ置き換え可能である。 図１に示す機能部品のそれぞれを実現するための電子回路部品及びこれらの相互接続を示す図である。本発明のこの実施例は、小信号又は低雑音用途に好適である。更に、この実施例は、モジュラ、本発明の多段実施例にも好適である。図２Ａの可変抵抗２０４Ａ、図２Ｂの可変抵抗２０４Ｂ及び図２Ｃの可変抵抗２０４Ｃはそれぞれ置き換え可能である。 図１に示す機能部品のそれぞれを実現するための電子回路部品及びこれらの相互接続を示す図である。本発明のこの実施例は、小信号又は低雑音用途に好適である。更に、この実施例は、モジュラ、本発明の多段実施例にも好適である。図２Ａの可変抵抗２０４Ａ、図２Ｂの可変抵抗２０４Ｂ及び図２Ｃの可変抵抗２０４Ｃはそれぞれ置き換え可能である。 自己調整ＲＦ増幅器を簡略化した本発明の他の実施例における電子回路部品及びこれらの相互接続を示す図である。 自己調整ＩＦ増幅器の実施例における電子回路部品及びこれらの相互接続を示す図である。 携帯電話等のモバイル機器内の受信機の初段に適用される本発明の他の実施例の機能部品及びこれらの相互接続を示す図である。この実施例は、複数の増幅段と、１つの周波数変換段とを備え、各段は、自らのバイアスレベルを自動調整する。図５は、送信及び受信の両方を行う送受信機の実施例における機能部品及びこれらの相互接続も示している。 本発明の他の実施例の機能部品及びこれらの相互接続を示す図である。この実施例は、例えば増幅器等の複数の能動回路を備える受信機の初段であり、各段において用いられるバイアスレベルは、単一の信号レベル検出器及び単一のバイアス調整回路によって調整される。 本発明の他の実施例の機能部品及びこれらの相互接続を示す図である。この実施例は、受信機の信号経路に第１のフィルタ及びＲＦ増幅器がオプションとして含まれ、又はスイッチアウトされる受信機の初段を示している。 回路部品の閾値の変動を補償することによってリアクティブバイアス機能の精度を向上させるサンプル及びホールド回路を用いる本発明の他の実施例を構成する電子回路部品及びこれらの相互接続を示す図である。 １０ピンの単一の集積回路を用いて、本発明に基づく電子回路部品を実現する手法を示す図である。 本発明の他の実施例における機能部品及びこれらの相互接続を示す図である。この実施例は、図９に示す集積回路を用いて構成され、モバイル電話用途において複数のモードで動作できる受信機の初段を示している。これらのモードは、携帯電話及びアドバンストモバイルフォンシステム（advanced mobile phone service：ＡＭＰＳ）等のアナログモード、及び符号分割多元接続（code division multiple access：ＣＤＭＡ）やパーソナル通信サービス（personal communication service：ＰＣＳ）などのデジタルモードを含む。 ＲＳＳＩ信号によって制御されるフロントエンドバイアス制御の直接変換を行う本発明の他の実施例における機能部品及びこれらの相互接続を示す図である。 能動混合器に接続されたフロントエンドＬＮＡの直接変換を行う本発明の他の実施例における機能部品及びこれらの相互接続を示す図である。 本発明の実施例における、入力スペクトルから出力スペクトルへの処理段毎の直接変換を説明する図である。 本発明の実施例における電力制御及び妨害電力の関係を３次元的に示すグラフ図である。

Claims (18)

1. 無線周波数通信用の受信機において、
   無線周波数入力信号を受信し、調整可能なバイアスレベルを有する第１の回路と、
   フィードバック手段と、上記第１の回路によって受信されたトータルの無線周波数パワーに依存する信号に基づいてバイアス制御信号を生成するための１以上の制御レベルとを備えるバイアス制御手段と、
   ベースバンド回路によって制御され、上記第１の回路をバイパスさせ、上記フィードバック手段によって生成されるバイアス制御信号を変化させる任意の数のバイパススイッチとを備える受信機。
2. 上記第１の回路は、増幅器、低雑音増幅器、線形増幅器、混合器、無線周波数を中間周波数に変換する変換器から選択されることを特徴とする請求項１記載の受信機。
3. 上記バイパス回路は、低雑音増幅器と混合器との間を直接接続することを特徴とする請求項１記載の受信機。
4. 上記バイアス制御手段は、ＲＳＳＩ回路から選択された回路を備えることを特徴とする請求項１記載の受信機。
5. 上記バイアス制御手段の構成は、バイアス制御信号を調整する構成、バイアスレベルに対して調整フィードバック信号として応答する構成、及びバイアスレベルを特定のレベルにホールドする構成から選択されることを特徴とする請求項４記載の受信機。
6. 無線周波数入力信号を受信し、調整可能なバイアスレベルを有する回路と、
   上記回路によって受信されたトータルの無線周波数パワーに依存する信号に基づいてバイアス制御信号を生成するための１以上の制御レベルとを備えるバイアス制御及びフィードバック手段と、
   上記無線周波数入力信号を受け取り、上記回路が受け取ったバイアス電力に対応するＤＣ成分信号を出力するバイパススイッチとを備える無線周波数回路。
7. 上記回路は、増幅器、低雑音増幅器、線形増幅器、混合器、無線周波数を中間周波数に変換する変換器から選択されることを特徴とする請求項６記載の無線周波数回路。
8. 上記バイパススイッチは、無線周波数信号と出力信号との間の直接変換を行うことを特徴とする請求項６記載の無線周波数回路。
9. 上記バイアス制御手段は、ＲＳＳＩ回路から選択された回路を備えることを特徴とする請求項６記載の無線周波数回路。
10. 上記バイアス制御手段の構成は、バイアス制御信号を調整する構成、バイアスレベルに対して調整フィードバック信号として応答する構成、及びバイアスレベルを特定のレベルにホールドする構成から選択されることを特徴とする請求項９記載の無線周波数回路。
11. 無線周波数信号を増幅する増幅方法において、
    調整可能なバイアスレベル及びフィードバックパワー信号を用いて、無線周波数入力信号を出力信号に増幅するステップと、
    ベースバンド信号を検出し、上記調整可能なバイアスレベルを制御するためのバイアス制御信号を生成するステップと、
    バイパススイッチを用いて、上記無線周波数入力信号をいかなる残留信号の過渡も生じることなく、上記フィードバックパワー信号の強度に対応する出力信号に変換するステップとを有する増幅方法。
12. ＲＳＳＩ阻止の出力に基づいてバイアス制御信号を生成するステップと、
    出力信号強度に基づいて上記バイアス制御信号を調整するステップとを更に有する
    請求項１１記載の増幅方法。
13. 上記増幅は、複数のバイアスレベルを有する単一のステップによって行われることを特徴とする請求項１１記載の増幅方法。
14. 無線周波数信号を受信する受信機において、
    第１のバイアスレベルを有し、無線周波数入力信号及びフィードバックパワー検出信号を受け取り、該無線周波数入力信号を第１の内部信号に増幅する第１の増幅器と、
    バイアス制御信号を受け取り、該バイアス制御信号に基づいて第１のバイアスレベルを生成する第１のバイアス発生器と、
    上記無線周波数入力信号の信号強度を示す信号を受け取り、上記フィードバックパワー検出を含むベースバンド回路に基づくＲＳＳＩに応じて、該信号強度を示す信号に基づいてバイアス制御信号を生成する検出器とを備える受信機。
15. 無線周波数信号を受信し、上記第１のバイアス発生器をバイパスし、第１の内部信号を出力する代替手段を更に備える請求項１４記載の受信機。
16. 上記バイアス調整回路は、演算増幅器及びサンプル及びホールド回路から選択されることを特徴とする請求項１４記載の受信機。
17. 上記代替手段は、上記無線周波数入力信号を第１の内部信号に直接変換することを特徴とする請求項１５記載の受信機。
18. 上記代替手段は、発振器信号の自己混合、受信機信号の自己混合及び発振器信号の漏洩を最小化することを特徴とする請求項１７記載の受信機。

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