KR20000049037A - 간섭에 대한 수신기 이뮤니티를 증가시키는 방법 및 장치 - Google Patents

간섭에 대한 수신기 이뮤니티를 증가시키는 방법 및 장치 Download PDF

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KR20000049037A
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윅크리스피.
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Abstract

수신 회로의 이득을 조절하여, 간섭에 대한 수신기의 이뮤니티를 향상시키는 방법. 회로는 수신된 신호 (1702) 를 증폭시키는 LNA 를 갖는다. 수신 신호 전력은 측정된 수신 신호 전력 (1704) 에 응답하여 LNA 를 인에이블 또는 디스에이블시킴으로서 제어된다. 수신된 전력 레벨은 쓰레스홀드 (1704) 에 주기적으로 비교된다. 수신된 전력 레벨이 쓰레스홀드보다 큰 경우, LNA 는 디스에이블되고 (1706), 수신된 전력 레벨이 쓰레스홀드 (1708) 보다 작은 경우 LNA 는 리인에이블되고, 검출된 충분한 상호 변조 엘리먼트가 없다 (1710). 상호 변조 엘리먼트는 간단히 LNA 를 단순히 인에이블시키고, 그리고 측정된 신호 전력 (1710) 의 결과적인 변화를 검출함으로서 검출된다. 검출된 변화가 소정의 양보다 크면, 충분한 상호 변조 엘리먼트가 존재하는 것이고, LNA 는 인에이블되지 않는다 (1706). 그렇지 않으면, 충분한 상호 변조 엘리먼트가 존하지 않는 다는 것이고, LNA 는 리인에이블된다 (1702).

Description

간섭에 대한 수신기 이뮤니티를 증가시키는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR INCREASING RECEIVER IMMUNITY TO INTERFERENCE}
현재 다중형 세룰러 무선 전화 시스템이 존재한다. 이들 시스템은 향상된 이동 전화 시스템 (AMPS) 및 2 개의 디지털 세룰러 시스템, 즉, 시분할 다중 접속 (DTMA) 및 코드 분할 다중 접속 (CDMA) 을 포함한다. 디지털 셀룰러 시스템은 AMPS 의 용량 문제를 다루는데 이용된다.
모든 셀룰러 무선 전화 시스템은 지형적 영역을 커버하는 다중 안테나를 구비하여 동작한다. 안테나는 종래에는 셀이라고 하는 영역으로 복사되었다. AMPS 셀은 CDMA 셀로부터 이격되어 위치된다. 이것은 하나의 시스템의 셀에 대한 안테나가 다른 시스템의 셀에 위치될 수도 있게 한다. 이처럼, 특정 시스템 (AMPS, CDMA, 및 TDMA) 내에는, 부여된 영역내에 2 개의 서비스가 존재된다. 이들 제공자들은 그들의 경쟁사로부터 지형적인 위치를 달리하는 셀의 위치를 선택하기 때문에, 시스템 "A" 상의 무선 전화기는 가장 인접하는 시스템 "A" 셀로부터 멀지만 시스템 "B" 셀에는 인접할 수 있다. 이러한 상태는 다중 톤 간섭이 강하게 나타나서 소망하는 수신 신호가 약해지는 것을 의미한다.
이러한 시스템 안테나의 상호 믹싱은 CDMA 시스템과 같은 하나의 시스템에 등록된 이동 무선 전화기에 대해 문제가 발생할 수 있고, AMPS 안테나와 같은 인접하는 다른 시스템의 안테나로 진행할 수 있다. 이러한 경우에, AMPS 안테나로부터의 신호는 AMPS 셀과 무선 전화기의 근접도 또는 AMPS 순방향 링크 신호의 고전력에 따라 무선 전화기에 의해서 수신되는 CDMA 신호와 간섭을 일으킬 수 있다.
AMPS 신호로부터 무선전화기에 의해서 고려되지는 다중 간섭은 프로덕트를 열화또는 스퍼 (spur) 시킬 수 있다. 이들 스퍼가 무선 전화기에 의해서 이용되는 CDMA 댁역에 있는 경우, 이들은 수신기의 성능을 저하시키고 복조기의 성능을 저하시킨다.
캐리어 (A 및 B 댁역) 에 대한 AMPS 시스템에서, 경쟁사 시스템을 종종 비의도적으로 "잼 (jam)" 시키는 경우가 발생한다. 셀룰러 캐리어의 목적은 셀을 그라운드 또는 그 사용자들에 인접하여 위치시킴으로서, 그리고 각 AMPS 채널에 대한 리미트인 FCC 전력을 복사함으로서, 그들 시스템의 모든 사용자에 대하여 신호 대 잡음비를 높게 제공하는데 있다. 불행하게도, 이들 기술은 경쟁사 시스템과의 간섭에도 불구하고 캐리어 시스템에 대한 신호 품질을 개선하는데 제공된다.
상술한 상태에 의해서 발생되는 것과 같은 상호 변조 왜곡은 하나의 수신기로 주사된 2 개 이상의 톤에 의해서 발생되는 피크 의사 레벨에 의해서 정의된다. 또한, 제 3 차 왜곡 레벨이 제 3 차 입력 차단 포인트에 의해서 수신기에 대해 정의되거나 또는 IIP3 가 제 3 차 왜곡 프로덕트가 입력 2-톤 전력을 발생하도록 요구되는 입력 전력 (2-톤의 형성시) 으로서 정의된다. 도 13 에 나타낸 바와 같이, IIP3 은 증폭기와 같은 비선형 엘리먼트가 세튜레이션 상태인 경우 선형으로 선형적으로 외삽될 수 있다.
도 14 에 나타낸 바와 같이, 제 3 차 왜곡 프로덕트는 2-톤이 수신기에 주입된 경우 생성될 수 있다. 톤 #1 은 dBm 의 전력 레벨 P1 에서 주파수 f1 이고, 톤 #2 는 dBm 의 전력 레벨 P2 에서 주파수 f2 이다. 통상적으로, P2 는 P1 과 동일하게 설정된다. 제 3 차 왜곡 프로덕트는 전력 레벨 P12 및 P21 에서 각각 주파수 2xf1-f2 및 2xf2-f1 에서 생성될 수 있다. P2 가 P1 과 동일하게 설정되면, 의사 프로덕트는 동일해지지거나, 또는 P12 및 P21 이 동일해질 수 있다. 신호 fc 는 전력 레벨 Pc 로 주입되어, 이 경우에 더해진 왜곡이 저레벨 신호와 동일해지는 것을 나타낸다. 왜곡이 생성된 후에 필터가 f1, f2 및 f21 을 출력하는 필터가 있다면, f12 에서의 전력은 fc 에서의 신호전력과 여전히 간섭된다. 도 14 의 예에서, CDMA 응용품에 대한, 목적은 인터모드 P12 가 -43 dBm 의 총 2-톤 전력에 대해서 -105 dBm 의 신호 전력과 동일해지며,
따라서 IIP3 는 > -9dBm 되어야 한다.
종래에 공지된 바와 같이, 단일 비선형 엘리먼트에 대한 IIP3 는 다음과 같이 정의된다.
IIP3 = + Pin(dBm)
If P1= P2, then Pin= P1+ 3 dB or P2+ 3 dB (dBm) and
IM3 = P1- P12= P2- P21= P2- P12= P1- P21(dB),
하나 이상의 비선형 엘리먼트가 사용되는 캐스케이드된 IIP3 에 대해서,
수학식은 다음과 같다.
IIP3 = - 10 *Log 10 [10(이득-엘리먼트IIP3)/10+ 10(각종 상태의 -IIP3)/10]
여기에서, 이득 = 엘리먼트 입력에 대한 입력.
따라서, 수신기의 캐스케이드된 IIP3 를 향상시키는 하나의 방법은 제 1 비선형 엘리먼트 이전에 이득을 낮추는데 있다. 이 경우에, LNA 및 믹서는 IIP3 를 제한한다. 그러나, 다른 양 (quantity) 은 간섭 없은 최저 수신 신호 레벨 또는 감도가 설정되도록 정의될 필요가 있다. 이 양은 잡음 형태 (NF) 에 따라 종래에서도 언급된 것이다. 수신기의 이득이 감소되어 IIP3 (및 간섭 이뮤니티) 를 향상시키는 경우, NF (및 작은 소막 신호에 대한 감도) 가 저하된다.
엘리먼트 NF 는 다음과 같이 정의된다.
엘리먼트 NF = -,
여기에서는, dB 의 입력 신호 대 잡음비이고, dB 의 출력 신호 대 잡음비이다.
수신기에서 캐스케이드의 엘리먼트에 대한식은 다음과 같다.
캐스케이드
여기에서, NF 는 엘리먼트까지 잡음 형태가 동일하고,
NFi 는 엘리먼트까지 캐스케이드된 잡음 형태가 동일해진다.
"베스트" 캐스케이드된 NF 는 엘리먼트까지 이득이 최대가 되는 경우 이 수학식은 "베스트" 캐스케이드된 IIP3 에 대한 요구에 대항될 수 있다. 엘리먼트 및 수신기 NF 및 IIP3 에 의해서 부여된 엘리먼트에 대해서는, 상기 모든 요구를 만족시키는 각 엘리먼트에 대한 이득 값이 제한되어 설정되어 있다.
통상적으로, 수신기는 소정의 상수로서 NF 및 IIP3 로 설계되고, 이들 양 둘다에 따라서, 간섭 없도록 간섭 동작하는 수신기의 다이나믹 레인지가 설정된다. 각 디바이스의 이득, NF 및 IIP3 는 크기, 비용, 열소비, 정지 및 활성 엘리먼트 전류 소비에 기초하여 최적화된다. 듀얼 모드 CDMA/FM 포터블 셀룰러 수신기의 경우에, CDMA 표준은 최소 신호에서 9dB NF 를 요구한다. 즉, CDMA 모드에 대한 감도 요구는 -104 dBm 에서 0 dB S/N 비이다. FM 모드에 대해서는 -116 dBm 에서 4 dB S/N 비를 요구한다. 둘다의 경우에 있어서의 요구는 다음과 같은 NF 에 로 번역될 수 있다.
NF = S (dBm) - -Ntherm(dBm/Hz) - 신호 BW (dB/Hz),
여기에서, S 는 최소 신호 전력이고, 최소 신호 대 잡음비이고,
Ntherm은 열잡음 플로어 (-174 dBm/Hz @ 290 °K) 이고,
신호 BW (dB/Hz) 는 신호의 대역폭이다.
따라서,
CDMA NF = -104 dBm - 0 dB (-174 dBm/Hz) - 61 dB/Hz = 9dB,
FM NF = -116 dBm - 4 dB (-174 dBm/Hz) - 45 dB/Hz = 9 dB 이고,
여기에서, -61 dBm/Hz 는 CDMA 채널에 대한 잡음 대역폭이고,
-45 dBm/Hz 는 FM 채널에 대한 잡음 대역폭이다.
그러나, 수신기 NF 는 신호가 최소 레벨인 경우에만 요구되고, IIP3 는 간섭이 존재하거나 또는 CDMA 신호가 강한 경우에만 요구된다.
캐리어가 강한 간섭을 일으키는 영역에 서비스를 제공하기 위해서는 2 가지 방법만이 있다. 하나의 해결 방법은 경쟁사와 함께 셀을 공동 위치시키는 동일한 기술을 이용하는 것이다. 다른 해결 방법은 간섭에 대한 수신기의 이뮤니티를 향상시키는데 있다. 이뮤니티를 향상시키는 하나의 방법은 수신기 전류를 증가시키는 것이다. 그러나, 이것은 포터블 무선이 배터리 전력에 의존하기 때문에 실질적인 해결 방법은 되지 않는다. 전류를 증가시키는 것은 배터리를 더욱 빨리 소모시키기 때문에 무선 전화기의 통화 및 대기 시간이 단축된다. 결과적으로, 전류 소비를 증가시키지 않고 무선 전화기에서 다중 톤 간섭을 최소화시킬 필요가 있다.
발명의 개요
본 발명의 방법은 수신 회로의 이득을 조절함으로서 간섭에 대한 수신기의 이뮤니티를 향상시키는 것이다. 상기 회로는 수신된 신호를 증폭하는 LNA 를 갖는다. 수신 신호 전력은 측정된 수신 신호 전력에 응답하여 LNA 를 인에이블 또는 디스에이블시켜 제어된다. 수신 전력 레벨은 쓰레스홀드와 주기적으로 비교된다. 수신 전력 레벨이 쓰레스홀드보다 큰 경우, LNA 는 디스에이블된다. 수신전력 레벨이 쓰레스홀드보다 작은 경우 LNA 는 리인에이블되고, 충분한 상호 변조 성분이 검출되지 않는다. 상호 변조 성분은 LNA 를 인에이블하고 측정된 신호 전력의 변화 결과를 검출함으로서 검출된다. 검출된 변화가 소정양보다 크면, 충분한 상호 변조 성분이 존재하는 것이며, LNA 는 리인에블되지 않는다. 그러나, 검출 신호가 소정양보다 작으면, 충분한 상호 변조 성분이 존재하지 않는 것이며, LNA는 리인에이블된다.
본 발명은 무선 통신에 관한것으로, 특히, 통신 수신기의 간섭에 대한 이뮤니티를 향상시키는 것에 관한 것이다.
도 1 은 수신기 이뮤니티를 향상시키는 본 발명의 장치의 블록도.
도 2 는 본 발명의 다른 선택적인 실시예의 블록도.
도 3 은 본 발명의 또다른 선택적인 실시예의 블록도.
도 4 는 본 발명의 또다른 선택적인 실시예의 블록도.
도 5 는 도 7 의 실시예에 따른 수신 RF 입력 전력에 대한 캐리 대 잡음비를 나타낸 플로트.
도 6 은 도 8 의 실시예에 따른 수신 RF입력 전력에 대한 캐리어 대 잡음비를 나타낸 플로트.
도 7 은 본 발명의 또다른 선택적인 실시예의 블록도.
도 8 은 본 발명의 장치를 이용하지 않은 간섭 전력 대 신호 전력의 플로트.
도 9 는 본 발명의 장치의 다른 실시예에 따른 간섭 전력 대 신호 전력을 나타낸 플로트.
도 10 은 본 발명의 또다른 선택적인 실시예의 블록도.
도 11 은 본 발명의 또다른 선택적인 실시예의 블록도.
도 12 는 본 발명의 또다른 선택적인 실시예의 블록도.
도 13 은 비선형 전달 특성 및 왜곡 측정을 나타낸 플로트.
도 14 는 왜곡 프로덕트의 스펙트럼 특성을 나타낸 도면.
도 15 는 본 발명에 따른 수신 신호의 전력을 검출하는 방법의 블록도.
도 16 은 본 발명의 이득 제어 프로세스의 순서도.
도 17 은 본 발명의 이득 제어 프로세스의 선택적인 실시예의 순서도.
바람직한 실시예의 상세한 설명
본 발명의 목적은 필요한 경우 NF 를 보상하지 않고 IIP3 (또는 간섭 이뮤니티) 를 향상시키는 수신기 NF 및 IIP3 를 가변시키는데 있다. 이 수행능력 "향상" 은 수신기의 제 1 능동 엘리먼트의 이득을 가변시킴으로서 성취된다. 상기 이득은 바이패스 스위치를 갖는 저잡음 증폭기를 스위칭 아웃시키거나 또는 연속 레인지에 대해 LNA 의 이득을 가변시킴으로서 가변될 수 있다.
본 발명의 바람직한 실시예의 블록도는 도 1 에 도시한다. 본 실시예는 수신기 프론트 엔드에서 이득 제어 (AGC)(110) 를 이용하여 연속 베이시스 (continuous basis) 상의 LNA (115) 이득을 조하는 것을 포함한다. 또한, 프론트 엔드에서의 연속 AGC (110) 는 최소 RF 입력 레벨에 선형 이득을 제공하고, 전송측상의 AGC (120) 는 IF AGC (125 및 130) 요구를 감소시킬 수도 있다.
본 실시예는 LNA (115) 로부터의 출력 전력을 검출한다. 전력 검출기 (105) 는 신호 전력 및 잼머 전력을 RF 에서 함께 측정한다. 본 실시예를 이용하여, 전력 검출기 (105) 는 도 7, 10 , 11 및 12 의 후속 "스위치 이득" 실시예의 65 dBm 보다 낮은 수신 전력으로 LNA (115) 를 연속적으로 감소시킬 수 있다.
바람직한 실시예는 수신 신호 및 잼머 전력을 RF 에서 검출하는 전력 검출기 (105) 에 의해서 동작한다. 이 검출 전력은 루푸 필터를 통해 진행하고, 수신 AGC (110) 를 조절하는데 이용됨으로서, 수신 성분의 차단 포인트를 조절한다. 상기 이득은 측정 전력이 증가함에 따라 감소하며, 상기 이득은 측정된 전력이 감소함에 따라 증가한다. 또한, 본 실시예는 가변 이득 LNA 를 형성하도록 LNA (115) 와 AGC (110) 를 조합할 수 있기 때문에, 세퍼레이트 AGC (110) 블록에 대한 필요성이 제거된다. 전력 증폭기 (150) 이전에 위치된 전송 AGC (120) 의 전력은 모든 TX 전력 레벨을 유지하기 위해 수신 AGC (110) 와 동일한 방법으로 조절된다.
또한, AGC 증폭기 (125 및 130) 는 잼머가 밴드패스필터 (145) 에 의해서 필터 출력된 후에 이득을 조절하기 위해 믹서 (135 및 140) 이후에 위치된다. 이들 AGC 증폭기 (125 및 130) 는 오픈 루프 전력 제어, 클로즈 루프 전력 제어, 및 보상의 노멀 CDMA AGC 기능을 수행한다. 이들 IF AGC (125 및 130) 는 CDMA 에 대한 넓은 다이나믹 레인지 요구에 따라 요구된다. 통상적으로, 이들 AGC (125 및 130) 는 80 dB 이득 레인지 보다 크다. 믹서 이후의 수신 전송 AGC (125 및 130) 은 수신 신호가 다운 컨버터된 후 총 전력을 측정하는 다른 전력 검출기 (150) 에 의해서 조절된다. 전력 검출기 (150) 는 다운 컨버터된 신호 전력이 증가함에 따라 이득을 감소시키도록 AGC (125 및 130) 를 조절하고 다운 컨버터된 신호 전력이 감소함에 따라 이득을 증가시키도록 AGC (125 및 130) 를 조절한다.
바람직한 실시예에서, 수신된 신호는 869 - 894 MHz 의 주파수 대역에 있다. 전송 신호는 824 - 849 MHz 의 주파수 대역에 있다. 선택적인 실시예는 상이한 주파수를 이용한다.
도 5 에 나타낸 플로트는 AGC 근접의 이익을 나타낸다. 좌측 y 축은 잼머 레벨에 의해서 요인화되는 캐리어의 잡음비 대 수신 입력 전력을 나타낸다. 우측 y 축은 수신 입력 전력의 함수로서 상수 C/J 에 대해 요구되는 총 잼머 전력을 나타낸다. 잼머가 -100 dBm 을 나타내지 않은 경우, 상기 레이트는 RF AGC 가 없는지에 따라 동작한다. 잼머는 증가함에 따라서, C/N 은 감소하고, 또한, 유효 선형성이 증가한다. 본 예에서, RF 다이나믹 레인지는 30 dB 이고, RF AGC 가 활성되는 쓰레스홀드는 잼머가 -25 dBm 보다 큰 포인트에 있다.연속 이득 조절의 선택적인 실시예를 도 2 에 도시한다. 본 실시예는 전력 검출기 (210) 가 다운 컨버터 신호의 전력 레벨을 결정하기 전에 밴드패스 필터 (205) 를 가지고 잼머를 필터링한다. 쓰레스홀드 검출기 (225) 는 신호 전력 레벨이 임의의 포인트, 본 실시예에서는 -105 dBm 에 도달한 경우 결정되고, 그후, 신호 전력이 전력 레벨을 초과하는 경우 이득을 낮추도록 AGC (230 및 235) 를 조절한다. AGC (230 및 235) 이득은 신호 전력 레벨이 상기 쓰레스홀드 미만인 경우 상승하도록 조절된다. 믹서 (240 및 245) 이후의 AGC (215 및 220) 의 이득은 전력의 소정의 쓰레스홀드에 대한 체킹, 노멀 CDMA AGC 전력 제어를 수행하지 않고 연속해서 조절된다.
본 실시예의 플로트를 도 6 에 도시한다. 쓰레스홀드는 최소 수신 RF 레벨인 -105 dBm 으로 설정되고, C/N 은 RF AGC 가 없는 경우에 가능한한 신속하게 증가하지 않는다. 본 실시예의 이점은 매우 낮은 RF 입력 전력에서 선형 이득이 시작하는데 있고, 수신 RF 전력 검출기가 필요없으며, AGC 루프는 신호 전력만 검출하는데 있다. 따라서, AGC 루프는 RF 전력에서의 검출보다 더욱 단순하게 설계될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예를 도 3 에 도시한다. 본 실시예는 도 1 의 실시예와 동일하게 동작한다.
수신경로에서 LNA (305) 에 우선하여 AGC (301) 를 위치시키는 것이 상이한 점이다.
본 발명의 또다른 실시예를 도 4 에 도시한다. 본 실시예는 안테나 (410) 와 듀플렉서 (415) 사이에 감쇠기 (405) 를 사용한다. 감쇠는 LNA (425) 이후의 전력 검출기 (420) 에 의해서 제어된다. 전력 검출기 (420) 는 수신 신호 및 잼머 전력을 측정하고, 필터링하여, 소정의 쓰레스홀드와 비교한다. 본 실시예에서, 쓰레스홀드는 -25 dBm 이다. 결합된 신호 및 잼머 전력이 이 쓰레스홀드에 도달하는 경우, 감쇠기 (405) 에 의해서 발생되는 감쇠가 증가된다. 이 조절은 디지털로 고정 단계에서 또는 연속적인 조절로 이루어질 수 있다. 믹서 (440 및 445) 이후 AGC (430 및 435) 는 도 1 의 바람직한 실시예와 동일한 방법으로 조절된다.
본 발명의 장치의 선택적인 실시예를 도 7 에 도시한다. 본 실시예는 프론트 엔드를 변경시키기 위해서 스위치 (701 및 702) 를 이용한다. 실질적인 스위칭 레벨은 특히, CDMA 문선 전화 설계에 있어서, 신호 레벨, 또는 잡음 형태의 합으로서 요구되는 신호대 잡음비에 의존한다.
그러나, 본 발명은 AMPS 무선 전화기에 이용될 수 있으며, 스위칭 특성은 상이한 동작 포인트를 수용하도록 변경된다.
본 실시예는 무선 신호를 수신 및 전송하는 안테나 (725) 로 이루어진다. 무선 수신 및 송신 경로는 전송 신호로부터 수신된 신호를 분리하는 듀플렉서 (720) 를 통해 안테나 (725) 에 결합된다.
LNA (701) 에 입력되는 수신 신호는 두개의 스위치 (701 및 702) 상이에 결합된다. 하나의 스위치 (701) 는 LNA (703) 를 밴드패스필터 (704) 에 결합시킨다. 바람직한 실시예에서, 스위치 (701 및 702) 는 단극 더블- 쓰로우 갈륨 아스나이드 스위치이다.
LNA (703) 는 각 스위치의 하나의 극에 결합되어, 스위치 (701 및 702) 가 이들 극에 대해 스위치되는 경우, 수신 신호는 LNA(703) 에 결합되고, LNA (703) 으로부터의 증폭신호는 밴드패스 필터 (704) 로 출력된다. 본 실시예의 밴드패스필터 (704) 는 869 - 894 MHz 의 주파수 대역을 갖는다. 선택적인 실시예들은 수신되는 신호의 주파수에 의존하는 상이한 대역을 이용한다.
바이패스 경로 (730) 는 각 스위치의 다른 극에 결합된다. 스위치 (701 및 702) 가 다른 극에 대해서 스위치되는 경우, 듀플렉서 (720) 로부터의 수신 신호는 LNA (703) 을 바이패스하고, 밴드패스 필터 (704) 에 직접 결합된다. 본 실시예에서, 이들 스위치 (701 및 702) 는 무선 전화기의 마이크로콘트롤러 (740) 에 의해서 제어된다. 선택적인 실시예에서, 분리 제어기가 이들 스위치의 위치를 제어하는데 이용된다. 부가적으로, 다른 실시예에서, 감쇠 (도면에 도시하지 않음) 는 소망되는 바이패스 경로 (730) 를 따라 제공될 수도 있다.
밴드패스필터 (704) 가 수신 신호를 필터링한 후에, 필터된 신호는 무선 비사용시 이용되는 낮은 중간 주파수로 다운 컨버터된다. 전압 제어 발진기 (706) 를 구동하는 위상 동기 루프 (707) 에 의해서 설정된 주파수를 갖는 다른 신호와 수신된 신호를 믹싱 (705) 함으로서, 다운 컨버젼이 수행된다.
믹서 (705) 로부터의 다운 컨버트된 신호는 백엔드 AGC (708 및 709) 로 입력된다. 이들 AGC (708 및 709) 는 클로즈 루프 전력 제어를 위해 무선 전화기에 의해서 이용되고, 종래에 공지된 사실이다.
본 발명의 방법에서, 마이크로컨트롤러 (740) 는 수신된 신호의 전력을 감시한다. 전력이 -65 dBm 을 초과하는 경우, 마이크로컨트롤러 (740) 는 바이패스 포지션을 스위칭하도록 스위치 (701 및 702) 에게 명령하여, 수신된 신호는 바이패스 필터 (704) 에 직접 연결된다. LNA (703) 이득을 바이패스시킴으로서, 수신기에 대한 차단 포인트는 dB 의 이득 감소에 비례적으로 증가된다. 선택적인 실시예들은 수신 신호으 전력을 감지하는 방법 및 회로를 이용한다.
본 발명의 방법의 선택적인 실시예는 연속적으로 프론트엔트 이득을 조절한다. 본 실시예는 -25 dBm 과 같은 저전력 쓰레스홀드를 이용한다.
도 8 및 도 9 의 플로트는 도 7, 10, 11 및 12 에 나타낸 본 발명의 스위칭 가능한 이득 실시예의 이점을 나타낸 것이다. 도 8 은 스위치 가능한 이득 장치를 이용하지 않는 통상적인 무선에 대한, 간섭 전력에 대한 무선 주파수 (RF) 신호 전력을 나타낸 도면이다. 이 플로트는 최대 간섭 레벨이 수신기 입력 압축 포인트에 대해 -10.5 dBm 으로 제한된다. 신호 및 듀얼톤 전력커브 둘다를 나타낸다.
도 9 의 플로트는 본 발명의 스위치 가능한 이득 방법 및 장치를 이용하여 레이트에 의해서 수신된 무선 주파수 신호 전력 대 레이트의해 수신된 간섭 전력을 나타낸다. 그래프의 -65 dBm 포인트에서, 스위치는 LAN 이득을 바이패스시키도록 스위치되어, 더욱 커진 간섭 전력이 허용되어도 RF 신호 전력에 영향을 주지않는 걸 알 수 있다.
본 발명의 장치의 다른 선택적인 실시예를 도 10 에 도시한다. 본 실시예는 단극 단일-쓰로우 스위치 (1001) 를 이용한다. 이들 실시예에서, 수신 신호 전력이 -65 dBm 에 도달하는 경우, 시위치 (1001) 은 제어기 (1020) 에 의해서 바이패스 경루 (1010) 에 대해 스위치된다. 이것은 LNA (1002) 이득을 낮추기 때문에, 수신된 신호가 밴드패스필터 (1003) 에 직접 연결된다.
그러나, 본 발명의 장치의 또다른 선택적인 실시예를 도 11 에 도시한다. 본 실시예는 레지스터 (1101) 를 통해 그라운드에 대해서 LNA (1110) 의 입력을 단락 또는 폐쇄시키는 경우, 단극 단일-쓰로우 스위치 (1105) 를 이용한다. 입력에서의 임피던스 미스매칭은 신호를 감쇠하게 한다. 상술한 실시예에서와 같이, 스위치 (1105) 는 입력 신호 전력이 -65 dBm 에 도달하는 경우 폐쇄된다. 레지스터 (1101) 에 대해 요구되는 레지스턴스는 소망되는 감쇠양에 의존한다. 이 레지스턴스는 선택적인 실시예에서 상이한 LNA 에 대해서 상이하다.
본 발명의 장치의 또다른 선택적인 실시예를 도 12 에 도시한다. 본 실시예는 LNA (1205) 의 출력에서 단극 더블-쓰로우 스위치 (1201) 을 이용한다. LNA (1205) 는 스위치 (1201) 의 단극에 접속되고, 바이패스 경로 (1210)는 다른 극에 접속된다. 바이패스 경로 (1210) 에 대한 입력은 LNA (1205) 의 입력에 접속된다. 수신 RF 신호의 전력 레벨이 -65 dBm 에 도달하는 경우, 스위치 (1201) 는 LNA (1205) 를 밴드패스필터 (1220) 에 결합하는 위치로부터 바이패스 경로 (1210) 로 스위치된다. 이것은 LNA (1205) 의 이득을 바이패스시킴으로서 밴드패스필터 (1220) 에 신호를 직접 연결시킨다.
상술한 모든 실시예에서, LNA 는 스위치 또는 스위치들에 의해서 바이패스되는 것과 동시에 전력 다운될 수 있다. 이것은 제어기에 의해서 제어되는 스위치에 LNA 전력핀을 접속시킴으로서 성취될 수 있다. 한번 LNA 가 바이패스되고 더이상 이용되지 않으면, 전력은 제거될 수 있다. 이것은 전력 소비율을 감소시켜 배터리가 이용될 수 있는 통화 및 대기 시간을 증가시킨다.
본 발명의 다른 실시예에서, Ec/Io검출은 프론트엔드 이득을 조절하기 위한 때를 결정시 이용된다. 부가적인 실시예는 Eb/Io와 같은 다른 품질 측정을 이용한다.
이들 레이트는 디지털 통신 시스템 수행 능력에 대한 품질 측정이다. Eb/Eo레이트는 채널의 총 간섭 스펙트럼 밀도에 대한 비트당 에너리를 나타내고, Ec/Io레이트는 총 간섭 스펙트럼 밀도에 대한 CDMA 칩당 에너지를 나타낸다.
Eb/Io는 하나의 통신 시스템의 수행 능력을 다른 것에 대해 특정지워주는 고려된 매트릭스일 수 있다. 요구되는 Eb/Io가 작으면 작을 수록 부여된 에러 확률에 대한 검출 방법 및 시스템은 더욱 효율적이다. Ec/Io및 수신 신호 강도가 용이하게 가변가능하게 부여되고, 마이크로컨트롤러는 Ec/Io가 적어지는 만큼 나타나는 강한 간섭을 검출할 수 있고, AGC 검출기는 증가된 간섭을 검출한다. 마이크로컨트롤러는 간섭 이뮤니티를 향상시키기 위해 프론트엔드 이득을 더욱 낮출 수 있으며, 이는 Ec/Io를 향상시키고 신호 대역폭내의 왜곡 프로덕트를 낮춘다.
신호 품질은 Eb/Io또는 Ec/Io쓰레스홀드를 상회하는 경우, 프론트엔드 이득은 감소된다. 이득 조절은 연속 조절 방법 또는 증폭기 스위칭 방법 중 어나 하나, 또는 둘다를 이용하여 성취될 수 있다.
도 15 에 나타낸 또다른 실시예는 RF 에서의 신호 및 잼머 전력의 결합 대신에 베이스밴드 또는 IF 에서 신호 전력을 검출한다. 본 접근은 하나의 전력 검출기 및 AGC 제어 루프만을 각조 있다는 데 있어서 더욱 간략하다.
도 15 는 수신 신호의 전력을 검출하는 선택적인 방법의 블록도를 나타낸다. 상기 신호는 먼저 베이스밴드 주파수 (1501) 로 다운컨버터된다. 그후, 이 아날로그 신호는 수신된 신호 강도를 결정하는 것을 포함하는 베이스 밴드 프로세싱을 위해 디이털 신호 (1505) 로 컨버팅된다. 칩 코릴레이터 (1510) 는 간섭성이 없는 모든 엘리먼트의 에너지에 대해서 칩당 에너지를 결정한다. 수신된 신호 강도 지시자 (RSSI) 에 따른 이 정보는 수신 (1520) 및 전송 (1530) 전력 둘다에 대한 이득 조절양을 결정하기 위해 프로세서 (1515) 에 의해서 이용된다.
수신된 신호 전력 측정은 신호 및 잼버 전력 둘다를 포함하기 때문에, 수신 이득은 신호 레벨 및 칩당 에너지 둘다가 하강하는 경우에만 증가된다. RSSI 가 변경되기 때문에, 전송 전력은 보상을 위해 변경되어야 하고, 따라서 오픈 루프 전력 제어를 적절하게 동작가능하게 한다. 따라서, 프로세서는 수신 이득이 조절되는 경우면 언제든지 전송 이득을 조절한다.
다른 실시예들은 가변 이득 AGC 를 제어하기 위해 이레이저 또는 신호 전력을 이용한다. 부가적인 실시예는 전송 및 수신 전력 둘다를 제어하는 대신에 제어 수신 전력만 이용한다.
상술한 실시예들의 이득을 제어하는 방법을 도 16 에 도시한다. 이 방법은 도 13 의 그래프의 관련 도시에 의거한다. 도 13 에서, 간섭 입력 전력이 x 축을 따라 증가하고, 상호 변조 프로덕트 (낮은 커브) 는 간섭 전력보다 빠르게 증가하는 것을 알 수 있다. 따라서, 입력에 인가된 감쇠의 X dB 는 결과적으로 간섭이 수신기 입력에 존재하는 경우 3*X 만큼 IM3 상호 변조 프로덕트를 감소시킨다.
통상적으로, 상호 변조 프로덕트는 그들의 낮은 전력에 따라 무선의 IF 섹션에 빠지지 않는다. 무선의 IF 섹션외의 상호 변조 프로덕트는 수신기의 수행능력에 문제를 야기시키지 않는다. 따라서, 수신기 이득의 조절은 상호 변조 프로덕트가 IF 신호에 영향을 주기에 충분한 전력인 경우에만 필요하다.

Claims (8)

  1. 증폭기를 가지며, 전력을 갖는 신호를 수신하는 회로의 이득을 조절하는 방법에 있어서,
    상기 신호의 전력을 측정하는 단계,
    상기 신호의 측정된 상기 전력과 제 1 쓰레스홀드와 비교하는 단계,
    측정된 상기 신호의 전력이 상기 제 1 쓰레스홀드보다 큰 경우 소정의 시간 주기동안 상기 증폭기의 이득을 감소시키는 단계,
    상기 신호의 전력을 재측정하는 단계,
    상가 신호의 재측정된 상기 전력과 제 2 쓰레스홀드를 비교하는 단계,
    상기 증폭기의 상기 이득을 가변시키는 단계,
    상기 신호 전력의 변화를 검출하는 단계, 및
    상기 신호의 재측정된 상기 전력이 상기 제 2 쓰레스홀드보다 작고, 상기 검출된 변화가 소정의 양보다 작은 경우, 상기 증폭기의 상기 이득을 증가시키는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 회로의 이득 조절 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 증폭기는 높은 이득 세팅 및 낮은 이득 세팅을 가지며, 상기 이득을 감소시키는 단계는 상기 증폭기를 상기 낮은 이득 세팅으로 스위칭하는 단계를 포함하고, 상기 이득을 증가하는 단계는 상기 증폭기를 상기 높은 이득 세팅으로 스위칭하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 회로의 이득 조절 방법.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 신호의 재측정된 상기 전력이 상기 제 2 쓰레스홀드 이상이거나 또는 상기 검출된 변화가 상기 소정의 양 이상인 경우, 상기 소정의 시간 주기 동안 상기 증폭기를 상기 낮은 이득 세팅으로 스위칭하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 회로의 이득 조절 방법.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 제 1 쓰레스홀드는 상기 제 2 쓰레스홀드보다 큰 것을 특징으로 하는 회로의 이득 조절 방법.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 증폭기는 고정 이득 증폭기이고, 상기 낮은 이득 세팅은 거의 제로 이득인 것을 특징으로 하는 회로의 이득 조절 방법.
  6. 고정 이득 증폭기를 갖는 수신 회로의 이득을 가변하는 방법에 있어서,
    신호를 수신하는 단계,
    상기 고정 이득 증폭기로 상기 수신된 신호를 증폭하는 단계,
    증폭된 상기 신호의 증폭 신호 전력을 측정하는 단계,
    측정된 상기 증폭 신호 전력과 제 1 쓰레스홀드를 비교하는 단계,
    측정된 상기 증폭 신호 전력이 상기 제 1 쓰레스홀드보다 큰 경우 제 1 소정의 주기 동안 상기 고정 이득 증폭기가 상기 수신된 신호를 증폭시키는 것을 방지하는 단계,
    상기 제 1 소정의 주기가 경과된 후에 상기 수신된 신호의 증폭되지 않은 신호 전력을 측정하는 단계,
    측정된 상기 증폭되지 않은 신호 전력과 제 2 쓰레스홀드를 비교하는 단계,
    제 2 소정의 주기 동안 상기 증폭기로 상기 수신된 신호를 재증폭시키는 단계,
    상기 재증폭된 신호의 재증폭된 신호 전력을 측정하는 단계,
    측정된 상기 증폭되지 않은 신호 전력과 상기 재증폭된 신호 전력 사이의 차를 검출하는 단계,
    측정된 상기 증폭되지 않은 신호 전력이 제 2 쓰레스홀드보다 작고, 상기 검출된 차는 소정양보다 작은 경우 상기 증폭 단계를 반복하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 회로의 이득 조절 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 측정된 상기 증폭되지 않은 신호 전력이 상기 제 2 쓰레스홀드이상이거나, 상기 검출된 차는 상기 소정의 양 이상인 상기 제 1 소정의 주기 동안 상기 고정 이득 증폭기가 상기 수신된 신호를 증폭시키는 것을 방지하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 회로의 이득 조절 방법.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 제 1 쓰레스홀드는 상기 제 2 쓰레스홀드보다 큰 것을 특징으로 하는 회로의 이득 조절 방법.
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