ES2222502T3 - Metodo y aparato para aumentar la inmunidad de un receptor a la interferencia. - Google Patents
Metodo y aparato para aumentar la inmunidad de un receptor a la interferencia.Info
- Publication number
- ES2222502T3 ES2222502T3 ES97909848T ES97909848T ES2222502T3 ES 2222502 T3 ES2222502 T3 ES 2222502T3 ES 97909848 T ES97909848 T ES 97909848T ES 97909848 T ES97909848 T ES 97909848T ES 2222502 T3 ES2222502 T3 ES 2222502T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- signal
- power
- gain
- amplifier
- threshold
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
- H04W52/04—TPC
- H04W52/52—TPC using AGC [Automatic Gain Control] circuits or amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/72—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal
- H03F2203/7239—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by putting into parallel or not, by choosing between amplifiers and shunting lines by one or more switch(es)
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Measuring Pulse, Heart Rate, Blood Pressure Or Blood Flow (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Peptides Or Proteins (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Un método para ajustar la ganancia de un circuito, teniendo el circuito un amplificador de bajo ruido y que recibe una señal que tiene potencia, comprendiendo el método: - medir la potencia de dicha señal; - comparar dicha potencia medida de dicha señal con un primer umbral; - disminuir la ganancia de dicho amplificador de bajo ruido durante un periodo de tiempo determinado si dicha potencia de señal medida es mayor que dicho primer umbral; - volver a medir la potencia de dicha señal; - volver a comparar dicha potencia vuelta a medir de dicha señal con un segundo umbral; - variar dicha ganancia de dicho amplificador de bajo ruido, caracterizado por detectar un cambio en dicha potencia de señal; incrementar dicha ganancia de dicho amplificador de bajo ruido si dicha potencia de dicha señal vuelta a medir es menor que dicho segundo umbral y dicho cambio detectado es menor que una cantidad determinada.
Description
Método y aparato para aumentar la inmunidad de un
recepctor a la interferencia.
La presente invención se refiere a las
comunicaciones vía radio. Más particularmente se refiere a la
mejora de la inmunidad a interferencias de un recepción de
comunicaciones.
Hay actualmente muchos tipos de sistemas de
radioteléfono celular operando. Estos sistemas incluyen el sistema
telefónico móvil avanzado (AMPS) y los dos sistemas celulares
digitales: acceso múltiple por división en el tiempo (TDMA) y
acceso múltiple por división de código (CDMA). Los sistemas
celulares digitales se están implementando para manejar los
problemas de capacidad que el AMPS está experimentando.
Todos los sistemas de radioteléfono digital
funcionan con múltiples antenas que cubren un área geográfica. Las
antenas radian en un área denominadas en la técnica como células.
Las células AMPS están separadas y diferenciadas de las células
CDMA. Esto hace posible que la antena para células de un sistema se
puedan ubicar en una célula de otro sistema. Del mismo modo, dentro
de un sistema particular (AMPS, CDMA, y TDMA), hay dos proveedores
de servicio dentro de un área dada. Estos proveedores escogen a
menudo ubicar las células en lugares geográficos distintos de sus
competidores, por tanto hay situaciones donde un radioteléfono en
un sistema "A" puede estar lejos de la célula "A" más
próxima aunque cerca de una célula del sistema "B". Esto
significa que la señal de recepción deseada será débil en presencia
de una interferencia multitono fuerte.
Este entremezclamiento de antenas de sistemas
puede causar problemas a un radioteléfono móvil que está registrado
en un sistema, como en un sistema CDMA, y se desplaza cerca de una
antena de otro sistemas, tal como una antena AMPS. En este caso las
señales de la antena AMPS pueden interferir con las señales CDMA
que está recibiendo en radioteléfono debido a la proximidad del
radioteléfono a la célula AMPS o a la potencia más elevada de la
señal del enlace descendente AMPS.
La interferencia multitono encontrada por el
radioteléfono por las señales AMPS crea productos distorsionados o
espúreos. Si estos espúreos caen en la banda CDMA usada por el
radioteléfono, pueden degradar el rendimiento del receptor y
demodulador.
Es frecuente el caso en que en un sistema AMPS
que las portadoras (bandas A y B) interfieran al sistema competidor
inintencionadamente. El objetivo de la portadora celular es
proporcionar una alta relación señal / ruido para todos los
usuarios de su sistema colocando las células cerca del terreno o
próximas a sus usuarios y radiando el límite de potencia FCC en
cada canal AMPS. Desgraciadamente esta técnica proporciona mejor
calidad de portadoras del sistema a expensas de interferir con el
sistema del competidor.
La distorsión de intermodulación, como la que se
puede causar por las anteriores situaciones, se define en términos
de nivel de picos de espúreos generados por dos o más tonos
inyectados a un receptor. Más frecuentemente, el nivel de
distorsión de tercer orden se define para un receptor en términos de
un punto de intercepción de entrada de tercer orden o IIP3. El IIP3
se define como la potencia de entrada (en forma de dos tonos)
necesaria para crear productos de distorsión de tercer orden igual
a la potencia de entrada de dos tonos. Como se muestra en la Fig.
13, el IIP3 se puede extrapolar linealmente solo cuando un elemento
no lineal, como un amplificador, está por debajo de la
saturación.
Como se muestra en la Fig. 14, los productos de
distorsión de tercer orden ocurren cuando se inyectan dos tonos en
un receptor. El tono #1 es a la frecuencia f1 a un nivel de
potencia P1 en dBm. El tono #2 es a la frecuencia f2 a un nivel de
potencia P2 en dBm. Típicamente, P2 se fija igual a P1. Los
productos de distorsión de tercer orden se crearán a frecuencias
2xf1-f2 y 2xf2-f1a niveles de
potencia P12 y P21 respectivamente. Si P2 se fija igual a P1,
entonces los productos de espúreos serían iguales, o P12 y P21
serían iguales. La señal fc se inyecta a un nivel de potencia Pc
para mostrar que la distorsión añadida es igual a una señal de bajo
nivel en este caso. Si hay un filtro que elimina f1, f2 y f21
después de crear la distorsión, la potencia en f12 interferirá aún
con la potencia de señal a fc. En el ejemplo de la Fig. 14, para
una aplicación CDMA, el objetivo es que P12 intermod fuera igual a
la potencia de señal de -105 dBm para una potencia total de dos
tonos de -43 dBm, de forma que IIP3 debe ser >-9dBm.
Como es bien conocido en la técnica, IIP3 se
define para un solo elemento no lineal como sigue:
- IIP3 = +Pin (dBm)
- Si P1 = P2, entonces Pin = P1 + 3 dB o P2 + 3dB (dBm) y
- IM3 = P1 - P12 = P2 - P21 = P2 - P12 = P1 - P21 (dB)
Para IIP3 en cascada, donde se emplean elementos
no lineales, la ecuación es como sigue:
IIP3 = -10*log10[10^{(Ganancia \ - \ IIP3
\ de \ elemento)/10} + 10^{(-\ IIP3 \ de \ etapas \
previas)/10}]
donde Ganancia = ganancia al entrada de
elemento.
Por tanto, una vía de mejorar el IIP3 en cascada
de un receptor es bajar la ganancia antes del primer elemento no
lineal. En este caso el amplificador de bajo ruido (LNA) y el
mezclador limitan el IIP3. No obstante necesita definirse otra
cantidad que fija la sensibilidad o nivel de señal de recepción más
bajo sin interferencia. Esta cantidad es denominada en la técnica
como la cifra de ruido (NF). Si la ganancia del receptor se reduce
para mejorar el IIP3 (y la inmunidad a la interferencia), la NF (y
la sensibilidad a señales pequeñas deseadas) se degrada.
La NF del elemento se define como sigue:
NF del elemento = \frac{S_{i}}{N_{i}} -
\frac{S_{0}}{N_{0}} (dB),
donde \frac{S_{i}}{N_{i}} es la relación señal
ruido de entrada en dB, y
\frac{S_{0}}{N_{0}} es la relación señal ruido
de salida en dB
Para elementos en cascada en un receptor, la
ecuación es como sigue:
NF en cascada = 10Xlog10[10^{NFi/10} +
\frac{10^{(NFe/10)}- 1}{10^{Ganancia/10}}]
donde:
- NFe es igual a la cifra de ruido del elemento,
- NFi es igual a la cifra de ruido en cascada hasta el elemento, y
- Ganancia es igual a la ganancia operativa hasta el elemento.
La "mejor" NF en cascada se puede conseguir
si se maximiza la ganancia hasta el elemento, esta ecuación está en
contradicción con el requisito para el "mejor" IIP3 en
cascada. Para un elemento dado por la NF y el IIP3 del elemento y
el receptor, hay conjuntos de valores de ganancia limitados para
cada elemento que satisface todos los requisitos.
Típicamente, un receptor se diseña con una NF y
un IIP3 como constantes predefinidas, ya que ambas cantidades fijan
el rango dinámico de operación del receptor con y sin
interferencia. La ganancia, NF e IIP3 de cada dispositivo se
optimizan basándose en tamaño, coste, calor, y consumo de corriente
del elemento activo y en reposo. En el caso de un receptor celular
portátil CDMA/FM de modo dual, el estándar CDMA requiere 9 dB de NF
a señal mínima. En otras palabras, para el modo CDMA, el requisito
de sensibilidad es una relación S/N de 0 dB a -104 dBm. Para el modo
FM, el requisito es una relación S/N de 4 dB a -116 dBm. En ambos
casos los requisitos se pueden traducir a una NF como sigue:
NF = S(dBm) - S/N -N_{term} (dBm/Hz) -
Ancho de Banda(BW) (dB/Hz)
donde S es la potencia mínima de señal,
S/N es la mínima relación señal / ruido
N_{term} es el suelo de ruido térmico (-174
dBm/Hz @ 290ºK),
y Ancho de Banda(BW) (dB/Hz) es el ancho
de banda de la señal.
Por tanto,
NF CDMA = -104 dBm - 0 dB - (-174 dBm/Hz) - 61
dB/Hz = 9 dB,
NF FM = -116 dBm - 4 dB - (-174 dBm/Hz) - 45
dB/Hz = 9 dB,
donde
- -61 dBm/Hz es el ancho de banda de ruido para un canal CDMA
- -45 dBm/Hz es el ancho de banda de ruido para un canal FM
Sin embargo, la NF del receptor se requiere
solamente cuando la señal está cerca del nivel mínimo y el IIP3
solamente se necesita en presencia de señales CDMA de interferencia
o fuertes.
Solo hay dos vías para proporcionar cobertura en
las áreas donde la portadora está creando una fuerte interferencia.
Una solución es emplear la misma técnica, es decir colocar sus
células junto con las del competidor. Otra solución es mejorar la
inmunidad del receptor a la interferencia. Una vía para mejorar la
inmunidad es aumentar la corriente del receptor. Sin embargo esta no
es una solución práctica para radios portátiles que cuentan en
energía de una batería. El aumento de la corriente vaciará la
batería más rápidamente, disminuyendo el tiempo de conversación y
espera del radioteléfono. Existe una necesidad resultante de
minimizar la interferencia multitono en un radioteléfono sin
incidir en el consumo de corriente.
La EP-A-0 342 671
se refiere a un retardo de control automático de ganancia (CAG) en
un circuito integrado. La circuitería se describe para escalonar el
comienzo de reducción de ganancia en una serie de etapas de
ganancia en cascada como función de la potencia de señal recibida.
El escalonamiento se efectúa controlando la relación de área entre
los componentes correspondientes en dos o más circuitos de control
CAG cuyas topologías son por otra parte idénticas.
La GB-A-2 223 146
describe un radiotransceptor capaz de evitar la distorsión de
intermodulación que comprende un amplificador RF y un primer
mezclador de frecuencia que convierte una señal RF amplificada en
una primera señal FI y cuya salida puede incluir distorsión de
intermodulación. Un mezclador de frecuencia secundario convierte la
salida del primer mezclador de frecuencia en una segunda señal FI.
Un detector de interferencia detecta la distorsión de
intermodulación viendo si en la segunda señal FI se incluye una
pulsación. Tras la detección de la distorsión de intermodulación,
la ganancia del amplificador RF se minimiza para disminuir o
eliminar la distorsión de intermodulación. Respondiendo al fin de
la conversación, la ganancia del amplificador RF se maximiza para
aumentar la sensibilidad a la recepción. La ganancia del
amplificador RF se puede maximizar periódicamente después de la
detección de distorsión de intermodulación. Si no se detecta
distorsión de intermodulación durante este periodo de ganancia
maximizada, la ganancia se mantiene a un valor maximizado. Si la
distorsión de intermodulación no se disminuye o elimina incluso si
la ganancia del amplificador RF se minimiza, se puede cambiar la
frecuencia usada para la comunicación.
La EP-A-0 366 485
describe un sistema de comunicación con transceptores adaptativos
para controlar la distorsión de intermodulación. Un transceptor
determina la calidad de señal de una señal deseada y la potencia de
todas la señales recibidas. Cuando la calidad de señal de la señal
deseada es baja, y la potencia de señal de todas las señales
recibidas es alta, el receptor se adapta para operar en un modo de
corriente mayor, minimizando por esto la distorsión de
intermodulación. A la inversa, cuando la calidad de señal de la
señal deseada es baja, y la potencia de todas las señales recibidas
es también baja, el receptor opera en un modo de corriente mas baja
para conservar la energía y maximizar el tiempo de vida de la
batería.
Las realizaciones del proceso de la presente
invención ajustan la ganancia de un circuito de recepción,
mejorando por esto la inmunidad del receptor a la interferencia. El
circuito tiene un amplificador de bajo ruido (LNA) que amplifica la
señal recibida. La potencia de la señal de recepción se controla
habilitando o deshabilitando el LNA en respuesta a la potencia de
señal recibida medida. El nivel de potencia recibida se compara
periódicamente con un umbral. Cuando el nivel de potencia recibida
es mayor que el umbral, se deshabilita el LNA. El LNA se vuelve a
habilitar cuando el nivel de potencia recibida es menor que el
umbral, y no hay componentes de intermodulación significativos
detectados. Los componentes de intermodulación se detectan
habilitando brevemente el LNA y detectando el cambio resultante en
la potencia de señal medida. Si el cambio detectado es más de una
determinada cantidad, entonces hay componentes de intermodulación
significativos presentes y el LNA no se vuelve a habilitar. Sin
embargo, si el cambio detectado es menos de la cantidad
determinada, entonces no hay componentes de intermodulación
significativos presentes y se vuelve a habilitar el LNA.
Por tanto de acuerdo con un primer aspecto de la
presente invención, se provee un método para ajustar la ganancia de
un circuito tal como se establece en la reivindicación 1.
Según un segundo aspecto de la invención, se
provee un aparato para ajustar la ganancia de un circuito tal como
se establece en la reivindicación 8.
La Fig. 1 muestra un diagrama de bloques de un
aparato para aumentar la inmunidad del receptor.
La Fig. 2 muestra un diagrama de bloques de un
aparato alternativo.
La Fig. 3 muestra un diagrama de bloques de otro
aparato alternativo.
La Fig. 4 muestra un diagrama de bloques de otro
aparato alternativo.
La Fig. 5 muestra una curva de potencia RF de
entrada recibida en función de la relación portadora ruido según la
realización de la Fig. 7.
La Fig. 6 muestra otra curva de potencia RF de
entrada recibida en función de la relación portadora ruido según la
realización de la Fig. 8.
La Fig. 7 muestra un diagrama de bloques de una
realización alternativa de la presente invención.
La Fig. 8 muestra una curva de potencia de
interferencia en función de potencia de señal sin emplear el
aparato de la presente invención.
La Fig. 9 muestra una curva de potencia de
interferencia en función de potencia de señal de acuerdo con las
realizaciones alternativas del aparato de la presente
invención.
La Fig. 10 muestra un diagrama de bloques de una
realización alternativa de la presente invención.
La Fig. 11 muestra un diagrama de bloques de otra
realización alternativa de la presente invención.
La Fig. 12 muestra un diagrama de bloques de otra
realización alternativa de la presente invención.
La Fig. 13 muestra una curva de características
de transferencia no lineales y de medida de distorsión.
La Fig. 14 muestra una descripción espectral de
los productos de distorsión.
La Fig. 15 muestra un diagrama de bloques de un
método para detectar la potencia de una señal recibida de acuerdo
con una realización de la presente invención.
La Fig. 16 muestra un diagrama de flujo del
proceso de control de ganancia de una realización de la presente
invención.
La figura 17 muestra un diagrama de flujo de una
realización alternativa del proceso de control de ganancia de la
presente invención.
Es un objetivo de la presente invención variar la
NF y el IIP3 del receptor para mejorar el IIP3 (o inmunidad a la
interferencia) sin comprometer la NF cuando sea necesario. Esta
"mejora" de rendimiento se consigue variando la ganancia del
primer elemento activo del receptor. La ganancia se puede variar
alterando la ganancia del LNA en un rango continuo o desviando el
amplificador de bajo ruido con conmutadores de desvío.
En la Fig. 1 se ilustra un diagrama de bloques de
la invención de un aparato para aumentar la inmunidad al ruido de
un receptor. Este aparato implica ajustar la ganancia del LNA 115
sobre una base continua empleando un control ajustable de ganancia
(AGC) 110 en el extremo frontal del receptor. El AGC 110 continuo
en el extremo frontal proporciona asimismo el beneficio de la
linealidad a un nivel mínimo de entrada RF mientras que el AGC 120
del lado transmisor puede reducir los requerimientos de FI AGC 125 y
130.
Este aparato detecta la salida de potencia del
LNA 115. El detector de potencia 105 mide al mismo tiempo la
potencia de señal y la potencia de interferencia en RF. Empleando
este aparato, el detector de potencia 105 puede disminuir
continuamente la ganancia del LNA 115 a una potencia recibida
inferior a los 65 dBm de la consiguientes realizaciones de
"ganancia conmutada" de las Figs. 7, 10, 11 y 12.
El aparato funciona mediante el detector de
potencia 105 detectando la potencia de señal recibida y de
interferencia a RF. Esta potencia detectada va a través de un
filtro de bucle y se emplea para ajustar el AGC de recepción 110,
ajustando por esto el punto de intercepción de componentes de
recepción. La ganancia se disminuye según la potencia medida
aumenta y la ganancia se aumenta según la potencia medida
disminuye. Este aparato también podría combinar el LNA 115 y AGC 110
para formar un LNA de ganancia variable, eliminando así la
necesidad del bloque separado AGC 110. La potencia del AGC de
transmisión 120, situado antes del amplificador de potencia 150, se
ajusta de la misma forma que la del AGC de recepción 110 con el fin
de mantener el nivel total de potencia TX.
Los amplificadores AGC 125 y 130 también está
situados tras los mezcladores 135 y 140 para ajustar la ganancia
después de que se han filtrado las interferencias mediante el
filtro pasobanda 145. Estos amplificadores AGC 125 y 130 realizan
la función AGC CDMA normal de control de potencia en bucle abierto,
control de potencia en bucle cerrado y compensación. Estos AGCs FI
125 y 130 se necesitan debido a los requisitos de amplio rango
dinámico para CDMA. Típicamente, estos AGC 125 y 130 tienen un rango
de ganancia mayor de 80 dB. Los AGC de recepción y transmisión 125
y 130 tras los mezcladores son ajustados por otro detector de
potencia 150 que mide la potencia total después de que la señal
recibida es convertida a FI. El detector de potencia 150 ajusta
hacia arriba la ganancia de los AGC 125 y 130 según disminuye la
potencia de la señal convertida a FI.
Las señales recibidas preferiblemente están en la
banda de frecuencia 869-894 MHz. Las señales
transmitidas preferiblemente están en la banda de frecuencia
824-849 MHz. Realizaciones alternativas emplean
diferentes frecuencias.
La curva ilustrada en la Fig. 5 muestra el
beneficio de esta solución AGC. El eje y a mano izquierda muestra
la relación de portadora a ruido en función de la potencia de
entrada de recepción parametrizada por el nivel de interferencia.
El eje y a mano derecha muestra la potencia de interferencia total
requerida para un C/J constante como función de la potencia de
entrada recibida. Cuando no está presente la interferencia (-100
dBm), la radio funciona como si no hubiera AGC RF. Según aumenta la
interferencia, la C/N se disminuye, pero se incrementa también la
linealidad efectiva. En este ejemplo el rango dinámico RF es 30 dB y
el umbral, donde el AGC RF se vuelve activo, está en el punto donde
la potencia interferente es mayor de -25 dBm.
Un aparato alternativo al ajuste continuo de
ganancia se ilustra en la Fig. 2. Esta realización primero filtra
las interferencias con el filtro pasobanda 205 antes de que el
detector de potencia 210 determine el nivel de potencia de la señal
convertida a FI. Un detector de umbral 225 determina cuándo el
nivel de potencia de señal alcanza cierto punto, en este aparato
-105 dBm, y entonces ajusta la ganancia de los AGCs 230 y 235 hacia
abajo cuando la potencia de señal excede este nivel. La ganancia de
los AGCs 230 y 235 se ajusta hacia arriba cuando el nivel de
potencia de señal cae por debajo de este umbral. La ganancia de los
AGCs 215 y 220 tras los mezcladores 240 y 245 se ajusta
continuamente sin comprobar un nivel de potencia determinado,
realizando el control normal de potencia AGC CDMA.
La curva de esta realización se ilustra en la
Fig. 6. Cuando el umbral se establece a -105 dBm, el mínimo nivel
RF de recepción, la C/N no se incrementa tan rápido como en el caso
en que no hay AGC RF. La ventaja de este aparato es que el
beneficio de la linealidad comienza a un nivel de potencia de
entrada RF muy bajo, que no se necesita detector de potencia RF de
recepción y que el bucle AGC detecta solo la potencia de señal. De
aquí que el bucle AGC es un diseño más sencillo que la detección a
potencia RF.
En la Fig. 3 se ilustra una realización de la
presente invención. Esta realización funciona de forma similar a la
realización de la Fig. 1. La única diferencia es la ubicación del
AGC 301 anterior al LNA 305 en el camino de recepción.
En la Fig. 4 se ilustra incluso una realización
de la presente invención. Esta realización emplea un atenuador 405
entre la antena 410 y el duplexor 415. La atenuación es controlada
por el detector de potencia 420 detrás del LNA 425. El detector de
potencia 420 mide la potencia de señal e interferencia recibidas,
la filtra y compara con un umbral determinado. En esta realización
el umbral es -25 dBm. Cuando la potencia combinada de señal e
interferencia alcanza este umbral, se incrementa la atenuación
producida por el atenuador 405. Este ajuste puede ser bien en
escalones digitales fijos o bien ajustada continuamente. Los AGCs
430 y 435 tras los mezcladores 440 y 445 se ajustan de la misma
manera que en el aparato de la Fig. 1.
En la Fig. 7 se ilustra una realización
alternativa del aparato de la presente invención. Esta realización
emplea conmutadores 701 y 702 para alterar la ganancia del extremo
frontal. El nivel real de conmutación depende de los requisitos de
señal a ruido como función de nivel de señal o de cifra de ruido
para un diseño de radioteléfono CDMA particular. Las realizaciones
de la presente invención se pueden emplear en radioteléfonos AMPS,
aunque las características de conmutación se cambiarán para
acomodarlas a un punto de funcionamiento diferente.
Esta realización está compuesta por una antena
que recibe y transmite señales de radio. Las vías de recepción y
transmisión en la radio están acopladas a la antena 725 por medio
de un duplexor 720 que separa las señales recibidas de las señales
transmitidas.
Una señal recibida se introduce a un LNA 703 que
está acoplado entre dos conmutadores 701 y 702. Un conmutador 701
acopla al LNA 703 al duplexor 720 y un segundo conmutador acopla el
LNA 703 a un filtro pasobanda 704. En la realización preferida, los
conmutadores 701 y 702 son conmutadores de arseniuro de galio
monopolares de doble vía.
El LNA 703 está acoplado a un polo de cada
conmutador de forma que cuando ambos conmutadores 701 y 702 se
conmutan a esos polos, la señal recibida se acopla al LNA 703 y la
señal amplificada del LNA 703 se saca al filtro pasobanda 704. En
esta realización, el filtro pasobanda 704 tiene una banda de
frecuencia 869-894 MHz. Las realizaciones
alternativas usan diferentes bandas dependiendo de las frecuencias
de las señales que se reciben.
Al otro polo de cada conmutador se acopla un
camino de desvío. Cuando los conmutadores 701 y 702 están conmutados
a sus otros polos, la señal recibida del duplexor 720 cortocircuita
al LNA 703 y es conducida directamente al filtro pasobanda 704. En
esta realización, estos conmutadores 701 y 702, están controlados
por el microcontrolador del radioteléfono 740. En una realización
alternativa se emplea un controlador separado para controlar las
posiciones de estos conmutadores. Adicionalmente, en otras
realizaciones, se puede prever atenuación (no mostrada) junto con
el camino de desvío 730 si se desea.
Después de que el filtro pasobanda 704 ha
filtrado la señal recibida, la señal filtrada se convierte a una
frecuencia intermedia (FI) más baja para uso del resto de la radio.
La conversión se hace mezclando 705 la señal recibida con otra
señal que tiene una frecuencia ajustada por un circuito de bucle
enganchado en fase 707 que controla a un oscilador controlado por
tensión 706. Esta señal se amplifica 750 antes de introducirse al
mezclador 705.
La señal convertida procedente del mezclador 705
se introduce al extremo posterior de los AGCs 708 y 709. Estos
AGCs 708 y 709 se emplean por el radioteléfono para control de
potencia en bucle cerrado, como es bien sabido en la técnica.
En el proceso de las realizaciones de la presente
invención, el microcontrolador 740 monitoriza la potencia de la
señal recibida. Cuando la potencia excede de -65 dBm, el
microcontrolador 740 da instrucciones a los conmutadores 701 y 702
para conmutar a la posición de desvío, acoplando así directamente
la señal recibida al filtro pasobanda 704. Cortocircuitando la
ganancia del LNA 703, se incrementa proporcionalmente el punto de
intercepción para el receptor por la reducción en ganancia en dB.
Las realizaciones alternativas emplean otra circuitería y métodos
para monitorizar la potencia de la señal recibida.
Una realización alternativa del proceso de la
presente invención ajusta continuamente la ganancia del extremo
frontal. Esta realización emplea un umbral de potencia más bajo
como -25 dBm.
Los trazados de las Figs. 8 y 9 ilustran las
ventajas de las realizaciones de ganancia conmutable de la presente
invención ilustradas en las Figs. 7, 10, 11 y 12. La Fig. 8 ilustra
un trazado de potencia de interferencia en función de la potencia
de señal de radiofrecuencia (RF) para una radio típica que no está
empleando el aparato de ganancia conmutable. El trazado muestra que
el máximo nivel de interferencia está limitado al punto de
compresión de entrada del receptor a -105 dBm. Se muestran ambas
curvas de tono simple y dual.
El trazado de la Fig. 9 muestra la potencia de
interferencia recibida por la radio en función de la potencia de
señal de radiofrecuencia recibida por la radio empleando las
realizaciones de ganancia conmutable del método y aparato de la
presente invención. Se puede ver que en el punto del gráfico
correspondiente a -65 dBm los conmutadores está conmutados hacia
desvío de ganancia del LNA permitiendo así tolerar una mayor
potencia de interferencia sin afectar a la potencia de señal RF. Se
muestran ambas curvas de tono simple y dual.
En la Fig. 10 se ilustra una realización
alternativa del aparato de la presente invención. Esta realización
emplea un conmutador 1001 monopolo y monovía. En esta realización,
el conmutador 1001 es conmutado hacia la vía de desvío 1010 por el
controlador 1020 cuando la potencia de señal recibida alcanza -65
dBm. Esto cortocircuita efectivamente la ganancia del LNA 1002,
acoplando así directamente la señal recibida al filtro pasobanda
1003.
En la Fig. 11 aún se ilustra otra realización
alternativa del aparato de la presente invención. Esta realización
emplea un conmutador monopolo monovía 1105 que, cuando está
cerrado, cortocircuita a tierra la entrada del LNA 1110 a través de
una resistencia 1101. Esto crea un desacoplamiento de impedancia a
la entrada produciendo que se atenúe la señal, reduciendo así la
ganancia producida por el LNA 1110. Como en las realizaciones
anteriores, el conmutador 1105 se cierra cuando la potencia de
señal de entrada alcanza -65 dBm. El valor necesario para la
resistencia 1101 depende de la cantidad de atenuación deseada. Esta
resistencia será diferente para diferentes LNAs en realizaciones
alternativas.
En la Fig. 12 aún se ilustra otra realización
alternativa del aparato de la presente invención. Esta realización
emplea un conmutador monopolo doble vía 1201
a la salida del LNA 1205. El LNA 1205 está
conectado a un polo del conmutador 1201 y al otro polo está
conectado un camino de desvío 1210. La entrada al camino de desvío
1210 está conectada a la entrada del LNA 1205. Cuando el nivel de
potencia de la señal RF recibida alcanza -65 dBm, el conmutador 1201
es movido desde la posición que acopla al filtro pasobanda 1220 al
LNA 1205 hasta el camino de desvío 1210. Este acopla directamente
la señal al filtro pasobanda 1220, cortocircuitando la ganancia del
LNA 1205.
En todas las realizaciones anteriores, el LNA se
puede desenergizar al mismo tiempo que es cortocircuitado por el
conmutador o conmutadores. Esto se puede conseguir conectando el
terminal de alimentación del LNA a un conmutador controlado también
por el controlador. Una vez que el LNA se cortocircuita y no se
emplea más, se puede quitar la energía. Esto reduce el consumo de
energía de la radio, aumentado así el tiempo de conversación y
espera para el que se puede usar la batería.
Se puede emplear detección de E_{c}/I_{o}
para determinar cuándo ajustar la ganancia de extremo frontal.
Alternativamente se pueden emplear otras medidas de calidad como
E_{b}/I_{o}.
Estas relaciones son medidas de rendimiento de
sistemas de comunicaciones digitales. La relación E_{b}/I_{o}
expresa la energía por bit a la densidad total de interferencia
espectral mientras que la relación E_{c}/I_{o} expresa la
energía por chip CDMA en relación con densidad total de
interferencia espectral. E_{b}/I_{o} se puede considerar una
métrica que caracteriza el rendimiento de un sistema de
comunicaciones sobre otro; cuanto menor es el E_{b}/I_{o}
requerido más eficiente es el proceso de modulación y detección del
sistema para una probabilidad de error dada. Dado que
E_{c}/I_{o} y la potencia de señal recibida están fácilmente
disponibles, el microcontrolador puede detectar la presencia de
interferencia fuerte como una caída en E_{c}/I_{o} mientras que
el detector AGC detecta la interferencia aumentada. El
microcontrolador puede bajar la ganancia de extremo frontal para
mejorar la inmunidad a la interferencia que mejoraría
E_{c}/I_{o} y bajaría los productos de distorsión que caen
dentro del ancho de banda de señal.
Cuando la calidad de señal supera el umbral
E_{b}/I_{o} o E_{c}/I_{o}, se reduce la ganancia del
extremo frontal. El ajuste de ganancia se puede efectuar empleando
bien el método de ajuste continuo o el método de conmutación del
amplificador, ambos descritos anteriormente.
Alternativamente, como se ilustra en la Fig. 15,
sería posible detectar la potencia de señal en FI o banda base en
vez de la combinación de potencia RF de señal e interferencia. Esta
solución es más sencilla porque solo hay un detector de potencia y
un solo bucle de control AGC.
La señal se convierte a frecuencia en banda base
1501. Esta señal analógica es convertida entonces a señal digital
1505 para procesamiento en banda base posterior incluyendo
determinación de energía de señal recibida. El correlador de chip
1510 determina la energía por chip con respecto a la energía de
todos los componentes no coherentes. Esta información junto con el
indicador de energía de señal recibida (RSSI) se emplea por el
procesador 1515 para determinar la cantidad de ajuste de ganancia
para la potencia de recepción 1520 y de transmisión 1530.
Como la medida de potencia de señal recibida
incluye al mismo tiempo la potencia de señal y de interferencia, la
ganancia de recepción se incrementa solamente cuando caen ambas la
potencia de señal y la energía por chip. Como el RSSI se está
cambiando, la potencia de transmisión también se puede cambiar para
compensar, permitiendo por tanto el control de potencia en bucle
abierto para funcionar adecuadamente. Por tanto el procesador
ajusta la ganancia de transmisión siempre que se ajusta la ganancia
de recepción.
Se pueden emplear anulaciones de potencia de
señal para controlar el AGC de ganancia variable. Alternativamente,
en vez de controlar ambas, la potencia de transmisión y de
recepción, se puede controlar solo la potencia de recepción.
En la Fig. 16 se ilustra un proceso para
controlar la ganancia de la realizaciones anteriores. Este proceso
se basa en la relación ilustrada en el gráfico de la Fig. 13. En la
Fig. 13 se puede ver que según se incrementa la potencia de entrada
de interferencia a lo largo del eje X, los productos de
intermodulación (la curva inferior) aumentan más rápido que la
potencia de interferencia. Por tanto X dB de atenuación aplicados a
la entrada producirán un decremento de los productos de
intermodulación IM3 en 3*X dB si hay interferencias presentes a la
entrada del receptor.
Típicamente los productos de intermodulación no
caen dentro de la sección de FI de la radio debido a su baja
potencia. Los productos de intermodulación fuera de la sección FI
de la radio no producen problemas de rendimiento del receptor. Por
tanto el ajuste de ganancia del receptor solo es necesario si los
productos de intermodulación son de suficiente potencia como para
afectar a la señal FI.
En referencia a la Fig. 16, el proceso ajusta
primero la ganancia de entrada 1601. Este ajuste de ganancia es
preferiblemente 3 dB. Sin embargo se pueden emplear otros valores
de ajuste de ganancia como el rango 1 dB -6 dB. El procesamiento de
recepción se emplea entonces para medir el cambio en la potencia de
señal recibida 1605. En la realización preferida, el procesamiento
de control automático de ganancia detecta el cambio de potencia en
la señal FI. Se entiende que la medición del cambio de potencia en
la señal recibida se puede llevar a cabo también en las etapas RF o
banda base del receptor.
Si la potencia de señal cambia en aproximadamente
3 dB, la señal CDMA es mayor que el suelo de ruido y no hay
productos de intermodulación que pudieran causar problemas. Un
ajuste adicional de ganancia no se necesita en este caso, pero
incrementado la ganancia se mejorará la sensibilidad del receptor.
Cambios de aproximadamente (3 \pm 0.5) dB en potencia de señal FI
se consideran aún que son de 3 dB.
Si la potencia de señal FI cambia menos de 3 dB
1610, la señal CDMA es menor que el suelo de ruido o no hay
productos de intermodulación que puedan causar problemas. En este
caso, el AGC está viendo solamente una señal CDMA y un ruido
pequeños. Por tanto es necesario aumentar la ganancia del circuito
receptor 1615 y por tanto aumentar la sensibilidad del
receptor.
Si la potencia de señal FI cambia más de 3 dB,
los productos de intermodulación están produciendo bastantes
problemas y que es necesario un ajuste de ganancia adicional 1620.
En la realización preferida, si la ganancia de entrada se cambió en
3 dB, los productos de intermodulación cambiarán en 9 dB cuando
esté presente una gran interferencia. En este caso la ganancia media
se puede disminuir en una pequeña cantidad (por ejemplo, 3 dB)
hasta que el proceso determine que los productos de intermodulación
se reducen hasta un nivel aceptable.
El proceso se puede usar continuamente,
controlando los productos de intermodulación a una velocidad
reducida. Esta velocidad es preferiblemente diez veces por segundo.
Otras realizaciones usan el proceso una vez por ciclo de trama.
Incluso otras realizaciones emplean el proceso a otras velocidades,
como tras la detección de un error significativo en el enlace
descendente.
En la Fig. 17 se ilustra una realización
alternativa del método de la presente invención. En esta
realización alternativa, se introduce un tiempo de "espera".
Como en la realización de la Fig. 16, esta realización alternativa
puede emplearse para controlar la ganancia de cualquiera de los
circuitos previos descritos aquí, usando cualquiera de los
detectores de potencia, LNAs y controladores descritos previamente.
Más aún, se debe hacer notar que aunque esta realización
alternativa se describe con referencia a un LNA, es igualmente
aplicable a otros tipos de amplificadores, de ganancia fija o
variable.
El proceso comienza en el bloque 1702 con el LNA
estando "habilitado", es decir con el LNA amplificando la
señal RF recibida. En el bloque de decisión 1704 se determina si
la potencia recibida es mayor que un umbral de deshabilitación, tal
como se trató previamente en referencia a las Figs.
1-4. Si la potencia recibida no es mayor que el
umbral de deshabilitación, entonces el proceso vuelve al bloque
1702.
El proceso permanece con el LNA habilitado hasta
que se determina en el bloque de decisión 1704 que la potencia
recibida es efectivamente mayor que el umbral de deshabilitación y
el proceso se desplaza hasta el bloque 1706 donde el LNA es
"deshabilitado", es decir impedido de amplificar la señal RF
recibida durante un periodo de tiempo determinado. Este periodo de
tiempo determinado puede denominarse tiempo de "espera" que es
deseable con el fin de limitar la velocidad de conmutación del LNA
activo e inactivo. Agregando este tiempo de "espera", los
bucles automáticos de control de ganancia de recepción (véanse
Figs. 1-4 y 15) se pueden mantener estables.
Tras el transcurso del periodo de tiempo
determinado (es decir del tiempo de espera) del bloque 1706, se
mide nuevamente la potencia recibida y se compara esta potencia
con un umbral de habilitación en el bloque de decisión 1708. En la
realización preferida, el umbral habilitante del bloque de decisión
1708 es menos que el umbral deshabilitante del bloque de decisión
1704, proporcionando por esto histéresis. No obstante esto no es
necesario estrictamente.
Si la potencia recibida es mayor que el umbral
habilitante, entonces la potencia recibida es todavía demasiado
alta y el LNA permanece deshabilitado hasta que la potencia
recibida es menor que el umbral habilitante. Cuando la potencia
recibida es menor que el umbral habilitante según se determina en el
bloque de decisión 1708, entonces el proceso continúa hasta el
bloque de decisión 1710 donde se determina si están presentes
componentes de intermodulación significativos. Esta determinación
se hace preferiblemente conmutando a activo el LNA durante un
periodo breve y midiendo el "desplazamiento" (es decir la
cantidad de compensación AGC) en los bucles de control automático
de ganancia de recepción. Como se trató en referencia a la Fig. 16,
la presencia de componentes de intermodulación significativos
produciría que la potencia de señal recibida se incrementara más de
lo que lo haría en presencia de la señal deseada sólo. Este
incremento extra en potencia de señal recibida causaría que los
bucles de control automático de ganancia de recepción
proporcionaran una señal de control de ganancia mayor a los
amplificadores AGC.
Si hay componentes de intermodulación
significativos presentes según se determina en el bloque de
decisión 1710, entonces el LNA no es rehabilitado, sino que más
bien el proceso vuelve al bloque 1706 donde el LNA permanece
deshabilitado durante el periodo de tiempo determinado. Sin embargo,
si no hay componentes de intermodulación significativos presentes,
entonces la ganancia del extremo frontal se puede incrementar para
mejorar el rendimiento del receptor mediante la rehabilitación del
LNA y volviendo al bloque 1702.
En resumen el método permite a una radio móvil
moverse cerca de antenas de diferentes sistemas al tiempo que se
incrementa la resistencia de la radio a interferencia de
radiofrecuencia del otro sistema. Mediante el decremento de la
ganancia de extremo frontal, el punto de intercepción de la
circuitería de recepción de la radio se incrementa de forma que los
espúreos de las señales del otro sistema no producirán degradación
del funcionamiento del receptor y del demodulador.
La descripción anterior de las realizaciones
preferidas se proporcionan para permitir a cualquier persona
experimentada en la técnica que haga o emplee la presente invención.
Varias modificaciones a estas realizaciones serán fácilmente
evidentes para aquellos con experiencia en la técnica y los
principios genéricos definidos aquí se pueden aplicar a otras
realizaciones sin empleo de facultad inventiva. Por tanto la
presente invención no pretende estar limitada a las realizaciones
mostradas aquí sino que se debe conceder el ámbito más amplio
definido por las reivindicaciones.
Claims (14)
1. Un método para ajustar la ganancia de un
circuito, teniendo el circuito un amplificador de bajo ruido (110,
235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) y que recibe una señal que
tiene potencia, comprendiendo el método:
medir (105, 210, 310, 420, 740, 1020, 1140, 1240)
la potencia de dicha señal;
comparar (105, 225, 310, 420, 740, 1020, 1140,
1240) dicha potencia medida de dicha señal con un primer
umbral;
disminuir la ganancia de dicho amplificador de
bajo ruido (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) durante un
periodo de tiempo determinado si dicha potencia de señal medida es
mayor que dicho primer umbral;
volver a medir (105, 210, 310, 420, 740, 1020,
1140, 1240) la potencia de dicha señal;
volver a comparar (105, 225, 310, 420, 740, 1020,
1140, 1240) dicha potencia vuelta a medir de dicha señal con un
segundo umbral;
variar dicha ganancia de dicho amplificador de
bajo ruido (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205);
caracterizado por:
detectar un cambio en dicha potencia de
señal;
incrementar dicha ganancia de dicho amplificador
de bajo ruido (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) si dicha
potencia de dicha señal vuelta a medir es menor que dicho segundo
umbral y dicho cambio detectado es menor que una cantidad
determinada.
2. El método de la reivindicación 1, donde dicha
disminución de dicha ganancia incluye conmutar dicho amplificador
(110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) a una posición de baja
ganancia y donde incremento de dicha ganancia incluye conmutar
dicho amplificador (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) a una
posición de alta ganancia.
3. El método de la reivindicación 2,
comprendiendo además la conmutación de dicho amplificador (110, 235,
301, 425, 703, 1002,1110,1205) a dicha posición de baja ganancia
durante dicho periodo de tiempo determinado si dicha potencia vuelta
a medir de dicha señal no es menor que dicho segundo umbral o dicho
cambio detectado no es menor que dicha cantidad determinada.
4. El método de la reivindicación 3, donde dicho
amplificador (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) es un
amplificador de ganancia fija y dicha posición de baja ganancia es
sustancialmente igual a ganancia cero.
5. El método de la reivindicación 1, donde dicho
circuito es un circuito de recepción y dicho amplificador (110,
235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) es un amplificador de ganancia
fija, comprendiendo el método:
amplificar (1702) dicha señal recibida condicho
amplificador de ganancia fija;
donde:
dicha medición comprende medir una potencia de
señal amplificada de dicha señal amplificada;
dicha comparación (1704) de dicha potencia medida
comprende comparar (1704) dicha potencia medida de señal
amplificada con dicho primer umbral;
dicho decremento de ganancia de dicho
amplificador comprende evitar (1706) que dicho amplificador de
ganancia fija amplifique;
dicha vuelta a medir comprende medir una potencia
de señal no amplificada de dicha señal recibida después de que
dicho primer periodo determinado ha transcurrido;
dicha comparación de dicha potencia vuelta a
medir comprende comparar (1708) dicha potencia medida de señal no
amplificada con dicho segundo umbral;
dicha variación de dicha ganancia de dicho
amplificador comprende volver a amplificar dicha señal recibida con
dicho amplificador durante un segundo periodo determinado;
comprendiendo además dicho método:
medir una potencia de señal vuelta a amplificar
de dicha señal vuelta a amplificar; donde
dicha detección de un cambio de dicha potencia de
señal comprende detectar (1710) una diferencia entre dicha potencia
medida de señal no amplificada y dicha potencia de señal vuelta a
amplificar; y
dicho aumento de dicha ganancia comprende repetir
dicha amplificación si dicha potencia medida de señal no
amplificada es menor que un segundo umbral y dicha diferencia
detectada es menor que una determinada cantidad.
6. El método de la reivindicación 5,
comprendiendo además evitar (1706) que dicho amplificador de
ganancia fija amplifique dicha señal recibida durante dicho primer
periodo determinado si dicha potencia medida de señal no
amplificada no es menor que dicho segundo umbral o dicha diferencia
detectada no es menor que dicha cantidad determinada.
7. El método de la reivindicación 3 ó 6, donde
dicho primer umbral es mayor que dicho segundo umbral.
8. Un aparato para ajustar la ganancia de un
circuito, teniendo el circuito un amplificador (110, 235, 301, 425,
703, 1002,1110,1205) y recibiendo una señal que tiene potencia,
comprendiendo el aparato:
un medio operable para medir (105, 210, 310, 420,
740, 1020, 1140, 1240) la potencia de dicha señal;
un medio operable para comparar (105, 225, 310,
420, 740, 1020, 1140, 1240) dicha potencia medida de dicha señal
con dicho primer umbral;
un medio operable para reducir la ganancia de
dicho amplificador (110, 235, 310, 425, 703, 1002,1110,1205) durante
un periodo de tiempo determinado si dicha potencia de señal medida
es mayor que dicho primer umbral;
un medio operable para volver a medir (105, 225,
310, 420, 740, 1020, 1140, 1240) la potencia de dicha señal;
un medio operable para comparar (105, 225, 310,
420, 740, 1020, 1140, 1240) dicha potencia vuelta a medir de dicha
señal con un segundo umbral;
un medio operable para variar dicha ganancia de
dicho amplificador (110, 235, 310, 425, 703, 1002,1110,1205);
caracterizado por:
un medio operable para detectar un cambio en
dicha potencia de señal;
un medio operable para aumentar dicha ganancia de
dicho amplificador (110, 235, 310, 425, 703, 1002,1110,1205) si
dicha potencia vuelta a medir de dicha señal es menor que dicho
segundo umbral y dicho cambio detectado es menor que una cantidad
determinada.
9. El aparato de la reivindicación 8, donde dicho
medio operable para reducir dicha ganancia incluye un medio
operable para conmutar dicho amplificador (110, 235, 310, 425, 703,
1002,1110,1205) a una posición de baja ganancia y donde dicho medio
operable para aumentar dicha ganancia incluye un medio operable
para conmutar dicho amplificador (110, 235, 310, 425, 703,
1002,1110,1205) a una posición de alta ganancia.
10. El aparato de la reivindicación 9,
comprendiendo además un medio operable para conmutar dicho
amplificador (110, 235, 310, 425, 703, 1002,1110,1205) a dicha
posición de baja ganancia durante dicho periodo de tiempo
determinado si dicha potencia vuelta a medir de dicha señal no es
menor que dicho segundo umbral o dicho cambio detectado no es menor
que dicha determinada cantidad.
11. El aparato de la reivindicación 10, donde
dicho amplificador (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) es un
amplificador de ganancia fija y dicha posición de baja ganancia es
sustancialmente igual a ganancia cero.
12. El aparato de la reivindicación 8, donde
dicho circuito es un circuito de recepción y dicho amplificador
(110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) es un amplificador de
ganancia fija, comprendiendo el aparato:
un medio operable para amplificar (1702) dicha
señal recibida con dicho amplificador de ganancia fija;
donde:
dicho medio operable para medir comprende un
medio operable para medir una potencia de señal amplificada de
dicha señal amplificada;
dicho medio operable para comparar (1704) dicha
potencia medida comprende un medio operable para comparar (1704)
dicha potencia medida de señal amplificada con dicho primer
umbral;
dicho medio operable para reducir una ganancia de
dicho amplificador comprende un medio operable para evitar (1706)
que dicho amplificador de ganancia fija amplifique;
dicho medio operable para volver a medir
comprende un medio operable para medir una potencia de señal no
amplificada de dicha señal recibida después de que dicho primer
periodo determinado ha transcurrido;
dicho medio operable para comprar dicha potencia
vuelta a medir comprende un medio operable para comparar (1708)
dicha potencia medida de señal no amplificada con dicho segundo
umbral;
dicho medio operable para variar dicha ganancia
de dicho amplificador comprende un medio operable para volver a
amplificar dicha señal recibida con dicho amplificador durante un
segundo periodo determinado; comprendiendo además dicho
aparato:
un medio operable para medir una potencia de
señal vuelta a amplificar de dicha señal vuelta a amplificar;
donde
dicho medio operable para detectar un cambio en
dicha potencia de señal comprende un medio operable para detectar
(1710) una diferencia entre dicha potencia medida de señal no
amplificada y dicha potencia de señal vuelta a amplificar; y
dicho medio operable para aumentar dicha ganancia
comprende un medio operable para repetir dicha amplificación si
dicha potencia medida de señal no amplificada es menor que un
segundo umbral y dicha diferencia detectada es menor que una
determinada cantidad.
13. El aparato de la reivindicación 12,
comprendiendo además un medio operable para evitar (1706) que dicho
amplificador de ganancia fija amplifique dicha señal recibida
durante dicho primer periodo determinado si dicha potencia medida
de señal no amplificada no es menor que dicho segundo umbral o dicha
diferencia detectada no es menor que dicha determinada
cantidad.
14. El aparato de la reivindicación 10 ó 13,
donde dicho primer umbral es mayor que dicho segundo umbral.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/723,491 US5722061A (en) | 1994-12-16 | 1996-09-30 | Method and apparatus for increasing receiver immunity to interference |
PCT/US1997/016270 WO1999029047A1 (en) | 1996-09-30 | 1997-09-30 | Method and apparatus for increasing receiver immunity to interference |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
ES2222502T3 true ES2222502T3 (es) | 2005-02-01 |
Family
ID=26792759
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
ES97909848T Expired - Lifetime ES2222502T3 (es) | 1996-09-30 | 1997-09-30 | Metodo y aparato para aumentar la inmunidad de un receptor a la interferencia. |
Country Status (17)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP1020041B1 (es) |
JP (1) | JP4463332B2 (es) |
KR (1) | KR100432209B1 (es) |
AT (1) | ATE264028T1 (es) |
AU (1) | AU742121B2 (es) |
BR (1) | BR9712974A (es) |
CA (1) | CA2275115A1 (es) |
DE (1) | DE69728573T2 (es) |
DK (1) | DK1020041T3 (es) |
ES (1) | ES2222502T3 (es) |
FI (1) | FI990710A (es) |
HK (1) | HK1031280A1 (es) |
IL (1) | IL129261A (es) |
MX (1) | MXPA99003034A (es) |
NO (1) | NO991578L (es) |
RU (1) | RU2211532C2 (es) |
WO (1) | WO1999029047A1 (es) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6801760B2 (en) * | 2000-08-08 | 2004-10-05 | Qualcomm Incorporated | Control of receiver immunity to interference by controlling linearity |
KR100531839B1 (ko) * | 2001-09-20 | 2005-11-30 | 엘지전자 주식회사 | 씨디엠에이 단말기의 수신편차 보정방법 |
KR20030031377A (ko) * | 2001-10-15 | 2003-04-21 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 단말장치 수신기 |
FI115808B (fi) | 2002-07-12 | 2005-07-15 | Filtronic Comtek Oy | Pienikohinaisen vahvistimen ohitusjärjestely |
US7418244B2 (en) | 2003-08-04 | 2008-08-26 | Analog Devices, Inc. | Radio transmitter with accurate power control |
US7248847B2 (en) * | 2004-04-22 | 2007-07-24 | Kyocera Wireless Corp. | System and method for adaptively controlling receiver gain switch points |
US8090327B2 (en) * | 2008-12-02 | 2012-01-03 | Broadcom Corporation | Configurable baseband processing for receiver and transmitter and methods for use therewith |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4870372A (en) * | 1988-05-20 | 1989-09-26 | At&E Corporation | AGC delay on an integrated circuit |
JP2546347B2 (ja) * | 1988-08-15 | 1996-10-23 | 日本電気株式会社 | 無線送受信装置 |
US5001776A (en) * | 1988-10-27 | 1991-03-19 | Motorola Inc. | Communication system with adaptive transceivers to control intermodulation distortion |
-
1997
- 1997-09-30 AU AU47356/97A patent/AU742121B2/en not_active Expired
- 1997-09-30 MX MXPA99003034A patent/MXPA99003034A/es active IP Right Grant
- 1997-09-30 JP JP54859698A patent/JP4463332B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1997-09-30 AT AT97909848T patent/ATE264028T1/de active
- 1997-09-30 DK DK97909848T patent/DK1020041T3/da active
- 1997-09-30 DE DE69728573T patent/DE69728573T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1997-09-30 BR BR9712974-7A patent/BR9712974A/pt not_active Application Discontinuation
- 1997-09-30 IL IL12926197A patent/IL129261A/xx not_active IP Right Cessation
- 1997-09-30 ES ES97909848T patent/ES2222502T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1997-09-30 RU RU99109000/09A patent/RU2211532C2/ru active
- 1997-09-30 KR KR10-1999-7003105A patent/KR100432209B1/ko active IP Right Grant
- 1997-09-30 CA CA002275115A patent/CA2275115A1/en not_active Abandoned
- 1997-09-30 EP EP97909848A patent/EP1020041B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-09-30 WO PCT/US1997/016270 patent/WO1999029047A1/en active IP Right Grant
-
1999
- 1999-03-30 FI FI990710A patent/FI990710A/fi not_active Application Discontinuation
- 1999-03-30 NO NO991578A patent/NO991578L/no unknown
-
2001
- 2001-01-12 HK HK01100350A patent/HK1031280A1/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FI990710A0 (fi) | 1999-03-30 |
AU742121B2 (en) | 2001-12-20 |
IL129261A (en) | 2003-09-17 |
KR20000049037A (ko) | 2000-07-25 |
EP1020041B1 (en) | 2004-04-07 |
BR9712974A (pt) | 2002-01-02 |
NO991578L (no) | 1999-05-28 |
RU2211532C2 (ru) | 2003-08-27 |
HK1031280A1 (en) | 2001-06-08 |
JP2001505026A (ja) | 2001-04-10 |
FI990710A (fi) | 1999-03-30 |
ATE264028T1 (de) | 2004-04-15 |
DE69728573D1 (de) | 2004-05-13 |
MXPA99003034A (es) | 2005-07-25 |
DK1020041T3 (da) | 2004-08-02 |
JP4463332B2 (ja) | 2010-05-19 |
CA2275115A1 (en) | 1999-06-10 |
WO1999029047A1 (en) | 1999-06-10 |
AU4735697A (en) | 1999-06-16 |
IL129261A0 (en) | 2001-04-30 |
KR100432209B1 (ko) | 2004-05-20 |
EP1020041A1 (en) | 2000-07-19 |
DE69728573T2 (de) | 2005-03-31 |
NO991578D0 (no) | 1999-03-30 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
ES2225851T3 (es) | Procedimiento y aparato para aumentar la inmunidad de los receptores frente a interfrencias. | |
US5722061A (en) | Method and apparatus for increasing receiver immunity to interference | |
ES2222502T3 (es) | Metodo y aparato para aumentar la inmunidad de un receptor a la interferencia. |