JP4463332B2

JP4463332B2 - 干渉する受信機イミュニティを増大させる方法および装置

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Publication number: JP4463332B2
Application number: JP54859698A
Authority: JP
Inventors: ハッチソン、ジェイムズ・エー・ザ・フォース; ウィク、クリス・ピー
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1996-09-30
Filing date: 1997-09-30
Publication date: 2010-05-19
Anticipated expiration: 2017-09-30
Also published as: KR20000049037A; IL129261A0; EP1020041B1; BR9712974A; AU4735697A; FI990710A0; DE69728573T2; KR100432209B1; DK1020041T3; HK1031280A1; DE69728573D1; ES2222502T3; NO991578L; RU2211532C2; CA2275115A1; IL129261A; EP1020041A1; MXPA99003034A; JP2001505026A; WO1999029047A1

Description

発明の背景
技術分野
本発明は、無線通信に関するものである。詳しくは、本発明は干渉に対する通信受信機のイミュニティを増大させることに関する。
従来技術の説明
セルラー方式電話システム動作には今複数の形式がある。これらのシステムには進歩した移動電話システム（ＡＭＰＳ）（advanced mobile phone system）および2つのディジタルセルラーシステム：時分割多元接続方式（ＴＤＭＡ）（time division multiple access）および符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）（code division multiple access）がある。デジタルセルラーシステムはＡＭＰＳシステムが経験している容量問題に対処するために実施されている。
全てのセルラー方式電話システムは地理上の領域をカバーする複数のアンテナを有することによって動作する。アンテナはセルの従来技術に参照されているように領域に電波を発する。ＡＭＰＳセルはＣＤＭＡセルとは別で異なる。このことは１つのシステムのセルのアンテナは他方のシステムのセルの中に位置することができることを思わせる。更に、特定のシステム（ＡＭＰＳ，ＣＤＭＡ，およびＴＤＭＡ）では、所定のエリア内では２つのプロバイダーが存在する。これらのプロバイダーはしばしばセルを、かれらの競争者から異なった地理的位置に置くように選ばれる。その為、システム‘Ａ’の無線電話はシステム‘Ｂ’のセルに近接しながら、最も近いシステム‘Ａ’のセルから離れたところにあることができる。この状態は所望の受信信号は強力なマルチトーン干渉の存在に弱いことを意味している。
このシステムアンテナを内部混合することは、例えばＣＤＭＡシステムといった１つのシステムに登録された移動電話の問題を引き起こし、例えばＡＭＰＳアンテナのように、近くの他のシステムのアンテナに伝わるという問題を引き起こすことがある。この場合、ＡＭＰＳアンテナからの信号はＡＭＰＳセルあるいは高出力ＡＭＰＳ順方向リンク信号を有する無線電話の接近に起因して、無線電話で受信したＣＤＭＡ信号に干渉することがある。
ＡＭＰＳ信号からの、無線電話が遭遇するマルチトーン干渉は、歪生成物あるいは刺激（spurs）を作り出す。もしこのようなスパーが、無線電話に用いられるＣＤＭＡ帯に同調したとき、スパーは受信機の性能と復調器の性能を下げることがある。
ＡＭＰＳシステムでは搬送波（ＡおよびＢ帯）が故意でなく競合するシステムを‘妨害’することが頻繁に起こっている。セルラー搬送波の目標は地上に接近してあるいはユーザーの近くにセルが位置することによって、および各々のＡＭＰＳチャンネルにＦＣＣパワーリミットを発することによって、それらのシステムの全てのユーザーに高いＳ／Ｎ比を提供することである。しかし、この技術は競合するシステムを干渉することを犠牲にして搬送波システムに、より良い信号品質を提供する。
上記状態により引き起こされる相互変調歪は、受信機に投入される２個またはそれ以上のトーンによって発生されたピークスプリアスレベル（peak spurious level）という用語で規定されている。最も多くは、３次歪レベルは受信機に関して３次入力遮断ポイントあるいはIIP3という用語で規定されている。IIP3は入力の2つのトーンパワーに等しい３次歪生成物を発生するのに要求される（２個のトーンの形式での）入力パワーとして規定される。図１３に示すように、IIＰ３は増幅器のような非線形の素子が飽和以下のときにのみ直線的に推定されることができる。
図１４に示すように、３次歪発生物は受信機に２つのトーンが入ってきたときに発生する。トーン♯１は周波数ｆ１でパワーレベルP1dBmである。トーン♯２は周波数ｆ２でパワーレベルP2dBmである。一般的には、P2はP1と同じになるようにセットされる。３次歪生成物は各々周波数2Xf1-f2及び2Xf2-f1で、パワーレベルP12及びP12で形成されるであろう。P2がP1と同じにセットされた場合、スプリアス生成物は同じになり、またはP12とP21は同じになる。加えられた歪がこの場合における低レベル信号と同じになることを示すためにパワーレベルPcにおいて信号fcが投入される。歪が生成された後、f1，f2およびf21をろ過するフィルターが存在する場合、f12におけるパワーは、fcにおける信号パワーと干渉する。図１４の例では、ＣＤＭＡの適用では、目標は、相互変調P12が、-43dBmの全体的な２個のトーンパワーに対して一１０５dBmの信号パワーに等しいことであり、IIP3は＞一９dBmでなければならない。良く知られているように、単一の非線形素子としてのIIP3は以下のように規定される。
IIP3＝＋Pin（dBm）
もし、P1＝P2、そのときPin＝P1＋３dBまたはP2＋３dB（ｄＢｍ）及びIM3＝P1−P12＝P2−P21＝P2−P12＝P1−P21（dB）
カスケードされたIIP3に関して、更に非線形素子が使われた場合には、式は以下のようになる。
IIP3＝一10*log10［10^{(Gain-element IIP3)/10}＋10^{(前の段階におけるIIP3)}］
ここで、Gain＝素子入力へのゲイン。
従って、受信機のカスケードされたIIP3を改善する為の１つの方法は、第１の非線形素子の前にゲインを下げることである。この場合、ＬＮＡとミキサーはIIP3を限定する。しかし、干渉のない最も低い受信信号レベル或いは感度を設定するもう１つの量を明らかにすることがする必要がある。この量は雑音指数（ＮＦ）として従来技術で参照されている量である。もし、受信機のゲインがIIP3（および干渉イミュニティ）を改善する為に減少されたときは、ＮＦ（および小さな所定の信号に対する感度）は下げられる。
要素ＮＦは以下のように規定される。
要素ＮＦ＝一、
ここで、dB単位での雑音対入力信号の比であり、
dB単位での雑音対出力信号の比である。
受信機のカスケードにある素子に関して、方程式は以下の通りである。
カスケードされたＮＦ＝10*log10［10^(NFi/10)＋｛10^(NFe/10)−１｝／10^(Gain/10)
ここで、ＮＦｅは素子の雑音指数に等しく、ＮＦｉは素子よりも高く、カスケードされた雑音指数に等しく、ゲインは素子よりも高く、駆動ゲインに等しい。
’ベスト’のカスケードされたＮＦは、素子よりも高いゲインが混合されたときに成し遂げられ、この方程式は‘ベスト’のカスケードされたIIP3に対する要求に矛盾する。与えられた素子毎及び受信機ＮＦとIIP3に関して、全ての要求を満足するそれぞれの素子に対する限定された一組のゲイン値がある。
一般的には、受信機は予め定めた定数として、ＮＦ及びIIPで設計され、それらの量の両者はNF干渉がある場合及びない場合における受信機の動作のダイナミックレンジを設定する。
各々の装置のゲイン、ＮＦおよびIIP3は、サイズ、価格、熱、静止時および作動時の素子の電流消耗に基づいて最適化されている。デュアルモードのＣＤＭＡ／ＦＭ携帯セルラー受信機の場合、ＣＤＭＡ規格は最小信号で９dBＮＦを必要としている。他の言葉でいうと、ＣＤＭＡモードに関して、感度要求は一１０４dBmにおいて０dBＳ／Ｎ比である。ＦＭモードに関して、該要求は一１１６dBmにおいて４dBＳ／Ｎ比である。両方の場合において、該要求は以下のように、ＮＦに変えられることができる。
ＮＦ＝Ｓ（dBm）- -N_therm（dBm/Hz）-Signal BW（dB/Hz），
ここで、Ｓは最小信号パワーで、かつ、雑音対最小信号比であり、N_thermは熱雑音フロア（floor）（一１７４dBm／Hz＠２９０°Ｋ）、及び信号ＢＷ（dB／Hz）は信号の帯域幅である。
従って、
ＣＤＭＡＮＦ＝一１０４dBm−０dB一（一１７４dBm/Hz）一６１dB/Hz＝９dB，
ＦＭＮＦ＝-１１６dBm−４dB一（一１７４dBm/Hz）一４５dBm/Hz＝９dB、
ここで、一６１dBm/HzはＣＤＭＡチャンネルの雑音帯域幅であり、一４５dBm/HzはＦＭチャンネルの雑音帯域幅である。
しかし、受信機のＮＦは信号が最小レベル近くのときに要求されるのみであり、IIP3は干渉あるいは強力なＣＤＭＡ信号が存在する場合に要求されるのみである。
搬送波が強い干渉を生じている領域のカバーを提供するには２つだけ方法がある。１つは、同じ技術を使用すること、即ち、競合会社同士と同じにそれらのセルを位置決めすることである。もう一つの解決策は、干渉する受信機のイミュニティを向上させることである。イミュニティを向上させる１つの方法は受信機電流を上げることである。しかし、これは、電池パワーに依存する携帯ラジオ（portable radio）に関しては、現実的な解決策ではない。電流の増加はバッテリーをよりすぐに消費してしまうことになる。それによって、無線電話機の通話および待機時間が減少する。電流消耗の影響のない電話機におけるマルチトーン干渉を最小にする為の結果としてのニーズが存在する。
発明の要約
本発明の方法は、受信回路の利得を調節することにより混信に対する受信機のイミュニティを向上させるものである。回路は受信した信号を増幅させるＬＮＡを有する。測定した受信信号の電力に応じてＬＮＡを動作可能に（enable）あるいは動作不能に（disable）にすることにより受信信号の電力を制御する。受信した電力レベルは周期的に閾値と比較される。受信した電力レベルが閾値を越えた場合、ＬＮＡは動作不能にされる。受信した電力レベルが閾値未満となった時に、ＬＮＡは再度動作可能にされ、重要な相互変調の成分は何ら検出されない。相互変調の成分は、単にＬＮＡを動作可能とし、それにより生じた測定信号の電力の変化を検出することにより検出される。検出した変化が所定量を越えた場合には、重要な相互変調の成分が存在し、ＬＮＡは再度動作可能とされることはない。しかし、検出した変化が、所定量未満の場合には、重要な相互変調の成分はなく、ＬＮＡは再度動作可能とされる。
【図面の簡単な説明】
図１は受信機のイミュニティを増加させるための本発明の装置のブロック図を示す。
図２は本発明の別の実施形態のブロック図である。
図３は本発明の更に別の実施形態のブロック図である。
図４は本発明の更に別の実施形態のブロック図である。
図５は図７の実施形態による受信ＲＦ入力電力対「雑音比へのキャリアー（carrier）」の別の図表である。
図６は図８の実施形態による「受信ＲＦ入力電力対雑音比へのキャリアー」の図表である。
図７は本発明の別の実施形態のブロック図である。
図８は本発明の装置を使用しない干渉電力対信号電力の図表である。
図９は本発明の装置の別の実施形態による干渉電力対信号電力の図表である。
図１０は本発明の別の実施形態のブロック図である。
図１１は本発明の別の実施形態のブロック図である。
図１２は本発明の別の実施形態のブロック図である。
図１３は非線形転送特性および歪み測定の図表である。
図１４は歪み積（products）のスペクトル図である。
図１５は本発明による受信信号の電力の検出方法のブロック図である。
図１６は本発明の利得制御方法のフローチャートである。
図１７は本発明の利得制御方法の別の実施形態のフローチャートである。
好適な実施形態の詳細な説明
この発明の目的は必要な時にＮＦに障害を起こさずにIIP3（または干渉イミュニュティ）を高めるために、受信機ＮＦおよびIIP3を変えることである。この「高める」ことは受信機の最初の能動素子の利得を変えて実現する。利得はＬＮＡの利得を連続する範囲で変化するか、低雑音増幅器をバイパススイッチで切り替えて、変えることができる。
この発明の望ましい実施形態のブロック図を図１に示す。この実施形態には受信機のフロントエンドの可変利得制御（ＡＧＣ）１１０を使用して、連続的なベースにおいてＬＮＡ１１５利得を調整することを含む。送信側のＡＧＣ１２０はＩＦＡＧＣ１２５および１３０の要求を減らすので、フロントエンドの連続的なＡＧＣ１１０は最小のＲＦ入力レベルでの直線性の利点を提供する。
この実施形態はＬＮＡ１１５の出力電力を検出する。電力検出器１０５はＲＦでの信号電力と妨害電力を両方とも測定する。この実施形態を使用して、電力検出器１０５は、図７、図１０、図１１および図１２の続いて起こる「切り替えられた利得」の実施形態の一６５ｄＢｍよりも低い受信電力で、ＬＮＡ１１５の利得を連続的に低くできる。
この実施形態はＲＦでの受信信号と妨害電力を検出する電力検出器１０５で動作する。この検出した電力はループ・フィルターを通り、受信ＡＧＣ１１０を調整するのに使用され、これにより受信要素の遮断点を調整する。測定した電力が増加すると、利得は減少し、測定した電力が減少すると増加する。この実施形態はＬＮＡ１１５とＡＧＣ１１０を結合して、可変利得ＬＮＡを形成し、分離したＡＧＣ１１０ブロックの必要性を除くこともできる。ＴＸ電力レベル全体を維持するために、電力増幅器１５０の前に配置した、送信ＡＧＣ１２０の電力は受信ＡＧＣ１１０と同じ方法で調整する。
ＡＧＣ増幅器１２５および１３０は、妨害を帯域通過フィルター１４５で取り除いた後で、利得を調整するために、ミキサ１３５および１４０の後に配置する。このＡＧＣ増幅器１２５および１３０は開ループ電力制御、閉ループ電力制御および補償の通常のＣＤＭＡＡＧＣ機能を実現する。このＩＦＡＧＣ１２５および１３０はＣＤＭＡのワイド・ダイナミック・レンジの要求で必要になる。典型的には、このＡＧＣ１２５および１３０は８０ｄＢの利得範囲より大きい。ミキサの後の受信と送信のＡＧＣ１２５および１３０は、受信した信号をダウンコンバートした後の全電力を測定する別の電力検出器１５０で調整する。電力検出器１５０は、ダウンコンバートした信号の電力が増加するとＡＧＣ１２５および１３０の利得を低く調整し、ダウンコンバートした信号の電力が減少するとＡＧＣ１２５および１３０の利得を高く調整する。
望ましい実施形態で、受信する信号の周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚである。送信する信号の周波数帯域は８２４〜８４９ＭＨｚである。別の実施形態では異なる周波数を使用する。
図５のプロットはこのＡＧＣ方法の利点を示す。左側のｙ軸は、妨害レベルでパラメータ化した受信入力電力に対する、雑音比対搬送波を示す。右側のｙ軸は受信入力電力の関数としての定数Ｃ／Ｊに必要な総妨害電力を示す。妨害がない（一１００ｄＢｍ）時、受信機はＲＦＡＧＣがないかのように動作する。妨害が増加すると、Ｃ／Ｎが減少し、有効な直線性も増加する。この例で、ＲＦダイナミヅクレンジは３０ｄＢであり、ＲＦＡＧＣが動作する、閾値は妨害電力が一２５ｄＢｍより大きくなる点である。
連続的な利得調整の別の実施形態を図２に示す。この実施形態は電力検出器２１０がダウンコンバートした信号の電力レベルを決める前に、最初に、帯域通過フィルター２０５で妨害信号を除く。閾値検出器２２５は、信号電力レベルがある点、この実施形態では一１０５ｄＢｍ、に達するときを求め、信号電力がその電力レベルを超えた時に、ＡＧＣ２３０および２３５の利得を下げる。ＡＧＣ２３０および２３５の利得は、信号電力レベルがこの閾値より低くなる時に高く調整する。ミキサ２４０および２４５の後のＡＧＣ２１５および２２０の利得は、電力の予め定めている閾値を調べないで、連続的に調整して、通常のＣＤＭＡＡＧＣ電力制御を実現する。
この実施形態のプロットを図６に示す。閾値を一１０５ｄＢｍ、最小受信ＲＦレベルに設定すると、Ｃ／ＮはＲＦＡＧＣが無い場合ほど速く増加しない。この実施形態の利点は非常に低いＲＦ入力電力で直線的な利点が始まり、いずれの受信ＲＦ電力検出器が不要で、ＡＧＣループが信号電力だけを検出することである。これにより、ＡＧＣループはＲＦ電力で検出するのより設計が簡単になる。
この発明の別の実施形態を図３に示す。この実施形態は図１の実施形態と同様に動作する。唯一の違いは、受信経路の中でＬＮＡ３０５の前にＡＧＣ３０１を置くことである。
この発明の別の実施形態を図４に示す。この実施形態はアンテナ４１０とデュプレクサ４１５の間に減衰器４０５を使用することである。ＬＮＡ４２５の後の電力検出器４２０で減衰を制御する。電力検出器４２０が受信信号および妨害電力を測定し、フィルターに掛け、それを予め定めている閾値と比較する。この実施形態で、閾値は一２５ｄＢｍである。結合した信号と妨害の電力がこの閾値になると、減衰器４０５により起こる減衰が増大する。この調整は、デジタル的に固定の段階的な調整または連続的な調整である。ミキサ４４０および４４５の後のＡＧＣ４３０および４３５は図１の実施形態と同様な方法で調整する。
この発明の装置の別の実施形態を図７に示す。この実施形態は、スイッチ７０１および７０２を使用して、フロントエンドの利得を変える。実際の切り替えレベルは、特定のＣＤＭＡ無線電話設計のために、雑音指数、又は信号レベルの関数としての雑音に対する信号の要求に左右される。この発明はＡＭＰＳの無線電話に使用することができるが、スイッチング特性は違った動作点で使用すると変化する。
この実施形態は無線信号を受信し、送信するアンテナ７２５で構成する。無線機の受信および送信の経路をデュプレクサ７２０でアンテナ７２５に結合し、デュプレクサが受信信号を送信信号と分離する。
受信した信号は２個のスイッチ７０１および７０２の間に結合しているＬＮＡ７０３に入る。１個のスイッチ７０１はＬＮＡ７０３をデュプレクサ７２０に結合し、第２のスイッチ７０２はＬＮＡ７０３を帯域通過フィルター７０４に結合する。望ましい実施形態で、スイッチ７０１および７０２は単極双投（single-pole double-throw）ガリュウム・砒素スイッチである。
ＬＮＡ７０３は、両方のスイッチ７０１および７０２がこれらの極に切り替えられる時に、受信した信号がＬＮＡ７０３に結合され、ＬＮＡ７０３からの増幅した信号が帯域通過フィルター７０４に出力されるように、各スイッチの１極に接続する。この実施形態の域通過フィルター７０４の周波数帯域は８６９〜８９４ＭＨｚである。別の実施形態では受信する信号の周波数によって異なる帯域を使用する。
バイパス経路７３０は各スイッチの他の極に接続する。スイッチ７０１および７０２はこの他の極に切り替える時、デュプレクサ７２０からの受信した信号はＬＮＡ７０３をバイパスし、直接帯域通過フィルター７０４へ入る。この実施形態で、スイッチ７０１および７０２は無線電話のマイクロコントローラ７０４で制御する。別の実施形態で、これらのスイッチの位置を制御するのに別のコントローラを使用する。さらに、他の実施形態で、減衰は（示していない）は、必要ならバイパス経路７０３に沿って配置する。
域通過フィルター７０４は受信信号をフィルターに掛け、フィルターを通した信号をダウンコンバートして、無線機の他の部分で使用するために、低い中間周波数（ＩＦ）にする。ダウンコンバートは受信した信号を、電圧制御発振器７０６で駆動する位相固定ループ７０７で設定した周波数の他の信号とミキサ７０５で混合する。この信号を７５０で増幅し、ミキサ７０５に入力する。
ミキサ７０５からのダウンコンバートした信号は、バックエンドＡＧＣ７０８および７０９に入力する。ＡＧＣ７０８および７０９は、従来の技術ですでに知られているように、クローズ・ループ電力制御のために無線電話に使用する。
この発明の過程で、マイクロコントローラ７４０は受信した電力を監視する。電力が一６５ｄＢｍを超えると、マイクロコントローラ７４０がスイッチ７０１および７０２にバイパス位置に切り替えるように指示し、受信した信号を直接帯域通過フィルター７０４に結合する。ＬＮＡ７０３の利得をバイパスして、受信機の中間点はｄＢでの利得の減少で比例して増加する。別の実施形態は、受信した電力を監視するために他の回路と方法を使用する。
この発明の過程の別の実施形態はフロントエンドの利得を連続的に調整する。この実施形態は一２５ｄＢｍのように低い電力の閾値を使用する。
図８および図９に、図７、図１０、図１１および図１２に示すこの発明の切り替え可能な利得装置の利点を示す。図８は切り替え可能な利得装置を使用しない代表的な無線機の干渉電力対無線周波数（ＲＦ）信号電力のプロットを示す。このプロットは最大干渉レベルが一１０．５ｄＢｍでの受信機入力圧縮点に制限されることを示す。信号とデュアル・トーン電力双方の曲線を示す。
図９のプロットは、この発明の切り替え可能な利得方法及び装置を使用している無線機で受信した無線周波数信号電力対無線機で受信した干渉電力を示す。グラフの一６５ｄＢｍの点で、スイッチがＬＮＡ利得をバイパスするように切り替えられ、より大きい干渉電力がＲＦ信号電力に影響せずに許容されるのが分かる。シングルトーンパワーとツートーンパワーの両方の曲線を示す。
この発明の装置の別の実施形態を図１０に示す。この実施形態は単極単投スイッチ（single-pole single-throw switch）１００１を使用する。この実施形態で、スイッチ１００１は受信した信号電力が一６５ｄＢｍになると、コントローラ１０２０によりバイパス経路１０１０に切り替えられる。これでＬＮＡ１００−２の利得を有効に短絡し、受信した信号を直接帯域通過フィルター１００３に結合する。
この発明の装置の別の実施形態を図１１に示す。この実施形態は、閉じた時に、ＬＮＡ１１１０の入力を抵抗器１１０１を通してグランドに短絡する単極単投スイッチ１１０５を使用する。これは信号を減衰する入力のインピーダンス不整合を起こし、ＬＮＡ１１１０による利得を減少する。上記の実施形態の中で、入力信号電力が一６５ｄＢｍになると、スイッチ１１０５が閉じる。抵抗器１１０１に必要な抵抗は、必要な減衰量で決まる。この抵抗は別の実施形態での異なるＬＮＡでは違うものになる。
この発明の装置の別の実施形態を図１２に示す。この実施形態はＬＮＡ１２０５の出力に単極双投スイッチ（single-pole double-throw switch）１２０１を使用する。ＬＮＡ１２０５はスイッチ１２０１の１つの極に接続し、バイパス経路１２１０を他の極に接続する。バイパス経路１２１０への入力はＬＮＡ１２０５の入力に接続する。受信したＲＦ信号の電力レベルが一６５ｄＢｍになると、スイッチ１２０１は、ＬＮＡ１２０５を帯域フィルター１２２０に結合している位置からバイパス経路１２１０に切り替える。これで信号を直接帯域通過フィルター１２２０に結合し、ＬＮＡ１２０５の利得をバイパスする。（３３）
上記のすべての実施形態において、ＬＮＡは１つ或いは複数のスイッチでバイパスする時に電力を低下できる。これはＬＮＡの電力ピンをコントローラで制御もされているスイッチに接続して実現できる。一度、ＬＮＡをバイパスし、もう使用しないと、電力を取り除ける。これで受信機の電力消費を減らし、電池が使用できる通話時間および待機時間を長くすることができる。
この発明の別の実施形態で、Ｅc／１ _o検出を、フロントエンド利得を調整する時を決定するために使用する。さらに別の実施形態はＥ_b／１_oのような他の品質測定を使用する。
これらの比はデジタル通信システムの動作の質の測定である。Ｅ_b／１_o比はチャネルの総干渉スペクトル密度に対するビット当りのエネルギを表し、Ｅc／１_o比は総干渉スペクトル密度に関するＣＤＭＡチップ当りのエネルギを表す。Ｅ_b／Ｉ_oは１つの通信システムの、他のシステムに対する性能を特徴付ける評価基準と考えることができ、要求されるＥ_b／Ｉ_oが小さいほど、所定の誤り率に関するシステムの変調・検出処理は、より効率的になる。Ｅ_c／Ｉ_oと受信信号強度とが直ちに利用可能であるとすれば、マイクロコントローラは、強い干渉の存在を、Ｅ_c／Ｉ_oの低下として検出できるが、一方、ＡＧＣ検出器は増加した干渉を検出する。マイクロコントローラは、Ｅ_c／Ｉ_oを改善し、信号帯域幅に入る歪み積（distortion products）を低下させる、干渉イミュニティを改善するために、フロントエンド利得を低下させることができる。
信号品質がＥ_b／Ｉ_oまたはＥc／Ｉ_o閾値よりも上になると、フロントエンド利得は減少する。利得調整は、両者とも上述した方法であるが、連続調整方法か増幅器切り換え方法かのどちらかを用いて達成することができる。
図１５に示すように、更に別の実施形態は、ＲＦにおける信号電力と妨害電力との組合せの代わりに、ＩＦまたはベースバンドにおける信号電力を検出することになろう。この手法は、ただ１つの電力検出器とＡＧＣ制御ループがあると言うことにおいて、より単純である。
図１５は、受信信号の電力を検出する別の方法のブロック図を示す。信号は先ず、ベースバンド周波数１５０１にダウンコンバートされる（downconverted）。それから、このアナログ信号は、受信信号強度を決定することを含む更なるベースバンド処理のためにデジタル信号１５０５に変換される。チップ相関器（chip correlator）１５１０は、すべての非コヒーレント成分のエネルギーに関して１チップ当たりのエネルギーを決定する。この情報は、信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ）と一緒に、受信電力１５２０と送信電力１５３０の両者に関する利得調整量を決定するために、プロセッサ１５１５によって使われる。
受信信号電力測定値は、信号電力と妨害電力との両者を含むので、受信利得は信号レベルと１チップ当たりのエネルギーとの両者が低下した時にだけ増加する。ＲＳＳＩが変化しつつあるので、送信電力もまた補償のために変化されなければならず、こうしてオープンループ電力制御の正しい動作を可能にする。こうして、プロセッサは、受信利得が調整されたときは何時でも送信利得を調整する。
他の実施形態は、可変利得ＡＧＣを制御するために、消去または信号電力を使う。更なる実施形態は、送信電力と受信電力の両者を制御する代わりに、受信電力のみを制御する。
以上の実施形態の利得制御の処理は、図１６に示されている。この処理は、図１３のグラフに示した関係に基づいている。図１３では、干渉入力電力がＸ軸に沿って増加するにつれて、相互変調積（下方のカーブ）は干渉電力よりも早く増加する。したがって、入力で与えられる減衰のＸｄＢは、もし受信機入力に干渉が存在していれば３^*ＸｄＢだけＩＭ３相互変調積の減少という結果になるであろう。
一般的には、相互変調積は、それらの低い電力のために無線機のＩＦ（中間周波数）部の中に入らない。無線機のＩＦ部の外側の相互変調積は、受信機の性能問題を引き起こすことはない。こうして、受信機利得の調整は、相互変調積がＩＦ信号に影響を与えるほど十分な電力である場合にのみ必要となる。
図１６を参照すれば、本発明の処理は先ず、入力利得１６０１を調整する。この好適な実施形態では、この利得調整は３ｄＢである。しかしながら、他の実施形態は、１ｄＢから６ｄＢの範囲といった利得調整の他の値を使うことができる。それから、受信信号１６０５の電力の変化を測定するのために、受信機側の処理が使われる。この好適な実施形態では、自動利得制御処理は、ＩＦ信号電力の変化を検出する。受信信号電力の変化の測定は、受信機のＲＦ段またはベースバンド段でも同様に実行できることは理解される。
もし信号電力が約３ｄＢだけ変化すると、ＣＤＭＡ信号は、雑音フロアより大きくなり、問題を引き起こすような相互変調積は存在しなくなる。追加の利得調整は、この場合、必要ないが、利得を増加させることは受信機感度を改善するであろう。約（３±０．５）ｄＢのＩＦ信号電力の変化は、なお３ｄＢであると見なされる。
ＩＦ信号電力の変化が３ｄＢ未満１６１０であると、ＣＤＭＡ信号は雑音フロアよりも小さいか、あるいは問題を引き起こすような相互変調積は存在しなくなる。この場合、ＡＧＣは、小さなＣＤＭＡ信号と雑音を見ているだけである。したがって、受信機の回路利得１６１５を増加させて、受信機の感度を増加させることが必要である。
もしＩＦ信号電力が約３ｄＢより大きく変化すると、相互変調積は、追加の利得調整が必要となる１６２０という問題を十分引き起こすことになる。この好適な実施形態では、もし入力の利得が３ｄＢだけ変化すれば、大きな干渉が存在するときに、相互変調積は９ｄＢだけ変化するであろう。この場合、平均利得は、本発明の処理が、相互変調積は許容可能なレベルまで減少したと判断するまで、少量（例えば３ｄＢ）だけ減少させることができる。
本発明の処理は、低いレートで相互変調積についてのチェックを行いながら連続的に使うことができる。このレートは、本好適な実施形態では毎秒１０回である。他の実施形態は、１フレーム・サイクル当たり１回、この処理を使う。更に他の実施形態は、順方向リンク上で有意の誤りを検出したような時に、別のレートでこの処理を使う。
本発明の方法の代替実施形態を図１７に示す。この代替実施形態では、「保持時間」が導入される。図１６の実施形態と同様に、この代替実施形態は、前に開示した電力検出器と、ＬＮＡと、コントローラとのうちのどれかを使って、ここに述べた前の回路のどれかの利得を制御するために使うことができる。更に、この代替実施形態はＬＮＡを参照して開示されるが、これは固定利得か可変利得かどちらにせよ、他のタイプの増幅器にも同じく適用可能である。
この処理は、ブロック１７０２で、「動作可能」になっているＬＮＡ、すなわち受信ＲＦ信号を増幅するＬＮＡから始める。前に図１〜４を参照しながら論じたように、判定ダイヤモンド（decision diamond）１７０４で、受信電力が動作不能閾値より大きいかどうかが決定される。もし受信電力が動作不能閾値より大きくないならば、この処理はブロック１７０２に戻る。
判定ダイヤモンド１７０４で、受信電力が本当に動作不能閾値よりも大きいということが決定されるまでは、この処理は動作可能ＬＮＡを保持しており、そして事前設定の時間の間、ＬＮＡが「動作不能」である場合、すなわち受信したＲＦ信号を増幅できないでいる場合、処理はブロック１７０６に移動する。この事前設定時間は、ＬＮＡを出し入れ切り換えるレートを制限するために望ましい「保持（hold）時間」と呼ぶこともできる。この「保持時間」を追加することによって、受信の自動利得制御ループ（図１〜４と図１５を参照）は安定に保つことができる。
ブロック１７０６の事前設定時間（すなわち保持時間）が終了した後、受信電力は再び測定され、この時に判定ダイヤモンド１７０８において動作可能閾値と比較される。この好適な実施形態で、判定ダイヤモンド１７０８の動作可能閾値は、判定ダイヤモンド１７０４の動作不能閾値よりも小さく、これによってヒステリシスが生じる。しかしながらこれは厳密には必要とされない。
もし受信電力が動作可能閾値よりも大きければ、この受信電力はまだ高すぎるのであって、ＬＮＡは受信電力が動作可能閾値よりも小さくなるまで動作不能のままに留まっている。判定ダイヤモンド１７０８で決定したように、受信電力が動作可能閾値よりも小さいときは、この処理は、判定ダイヤモンド１７１０を決定することを継続し、ここで有意の相互変調成分が存在するかどうかが決定される。この決定は、短期間の間にＬＮＡで切り換えて、受信自動利得制御ループ内で「シフト」（すなわちＡＧＣ補償の量）を測定することによって行われることが好ましい。図１６を参照して論じたように、有意の相互変調成分の存在は、受信信号電力が所望の信号のみが存在する場合よりも増加する原因となるであろう。受信信号電力におけるこの余分な増加は、受信自動利得制御ループがより大きな利得制御信号をＡＧＣ増幅器に供給することになる原因となる。
もし判定ダイヤモンド１７１０で決定されたように、有意の相互変調成分が存在するならば、ＬＮＡは再動作可能にされないで、この処理はブロック１７０６に戻り、ここでＬＮＡは事前設定時間の間、動作不能のままに留まる。しかしながら、もし有意の相互変調成分が存在しないならば、フロントエンド利得は増やされて、ＬＮＡを再動作可能にしてブロック１７０２に戻ることによって受信機性能を改善することができる。
要約すれば、本発明の方法は、他のシステムからの無線周波数干渉に対する無線機の耐性を強化しながら、移動無線機が異なるシステムのアンテナ近くを移動することを可能にする。他のシステムの信号からの刺激（spurs）が受信機と復調器の性能低下を引き起こさないように、フロントエンド利得を減少させることによって、無線機の受信回路のインタセプト（intercept）点（傍受点）が増加する。
好適な実施形態の前述の説明は、本技術に熟練する人々が本発明を実施したり使用したりすることを可能にするためになされたものである。これらの実施形態に対する種々の修正は、本技術に精通する人々にとって直ちに明らかになるであろうし、またここに記載の一般的原理は、発明的な能力を使用せずに他の実施形態に適用可能である。このように、本発明は、ここに示した実施形態に限定することを意図しておらず、ここに開示した原理と新規な特徴に合致した最も広い範囲に合致することを意図している。

Claims

増幅器を備え、電力を有する信号を受信する回路の利得を調整する方法であって、
前記信号の電力を測定すること；
前記測定した前記信号の電力と第１閾値とを比較すること；
前記測定した信号の電力が前記第１閾値を越えた場合、前記増幅器の利得を所定期間減少させること；
前記信号の電力を再測定すること；
前記信号の前記再測定した電力と第２閾値とを比較すること；
前記増幅器の前記利得を変化させること；
前記信号の電力の変化を検出すること；
前記信号の前記再測定した電力が前記第２閾値以下であり、且つ検出された変化が所定量以下である時に、前記増幅器の前記利得を連続した範囲にわたって増加させること；を具備する前記方法。
前記増幅器の利得を所定期間減少させることは、前記増幅器を低利得設定に切り替える工程を有し、前記増幅器の前記利得を連続した範囲にわたって増加させることは前記増幅器を高利得設定に切り替える工程を有する、請求項１記載の方法。
前記信号の前記再測定した電力が前記第２閾値以下ではない場合、あるいは前記検出された変化が前記所定量以下ではない場合に、前記所定期間の間、前記増幅器を前記低利得設定に切り替えることを更に具備する、請求項２記載の方法。
前記第１閾値は前記第２閾値より大きい、請求項３記載の方法。
増幅器を有する受信回路の利得を変化させる方法であって、
信号を受信すること；
前記受信信号を前記増幅器で連続した範囲にわたって増幅させること；
前記増幅された信号の増幅信号電力を測定すること；
前記測定された増幅信号電力を第１閾値と比較すること；
前記測定された信号電力が前記第１閾値より大きい時に、第１所定期間の間、前記増幅器が前記受信信号を増幅するのを防止すること；
前記第１所定期間の経過後、前記受信信号の非増幅信号電力を測定すること；
前記測定された非増幅信号電力を第２閾値と比較すること；
前記受信信号を前記増幅器で第２所定期間の間再度増幅させること；
前記再度増幅された信号の再度増幅された信号電力を測定すること；
前記測定された非増幅信号電力と前記再度増幅された信号電力との差を検出すること；
前記測定された非増幅信号電力が第２閾値以下であり、且つ前記検出された差が所定量以下であった時に、前記受信信号を前記増幅器で連続した範囲にわたって増幅させることを繰り返すこと；
を具備する前記方法。
前記測定された非増幅信号電力が前記第２閾値以下ではなく、或いは前記検出された差が前記所定量以下ではない時に、前記第１所定期間の間、前記増幅器が前記受信信号を増幅するのを防止する工程を更に有する、請求項５記載の方法。
前記第１閾値は前記第２閾値より大きい、請求項６記載の方法。