MXPA99003034A - Metodo y aparato para incrementar la inmunidad a la interferencia de un receptor. - Google Patents

Abstract

Un metodo para ajustar la ganancia de un circuito receptor, mejorando por lo tanto la inmunidad a la interferencia del receptor. El circuito tiene una LNA, la cual amplifica la senal recibida (1702). La potencia de la senal recibida se controla activando o desactivando la LNA, en respuesta a la potencia de la senal recibida (1704). El nivel de la potencia recibida es comparado periodicamente con un umbral (1704). Cuando el nivel de la potencia recibida es mayor que el umbral, la LNA es desactivada (1706). La LNA es reactivada cuando el nivel de la potencia recibida es menor que el umbral (1708) y no existen componentes de intermodulacion significativos detectados (1710). Los componentes de intermodulacion son detectados activando brevemente la LNA y detectando el cambio resultante en la potencia de la senal medida (1710). Si el cambio detectado es mayor que una cantidad predeterminada, entonces existen componentes de intermodulacion significativos presentes, y la LNA no se reactiva (1706). De otro modo, no existen componentes de intermodulacion significativos presentes, y la LNA se reactiva (1702).

Description

METODO Y APARATO PARA INCREMENTAR LA INMUNIDAD A LA INTERFERENCIA DE UN RECEPTOR ANTECEDENTES DE LA INVENCION I. CAMPO DE LA INVENCION La presente invención . se relaciona con comunicaciones de radio. De manera más particular, la presente invención se relaciona con el mejoramiento de la inmunidad a la interferencia de un receptor de comunicación.

II. DESCRIPCION DE LA TECNICA RELACIONADA Actualmente existen múltiples tipos de radioteléfonos celulares en operación. Esos sistemas incluyen el sistema telefónico móvil avanzado (AMPS) , y los dos sistemas digitales: acceso múltiple por división de tiempo (TDMA) y acceso múltiple por división de código (CDMA) . Los sistemas celulares digitales están siendo implementados para manejar los problemas de capacidad que experimenta el AMPS. Todos los sistemas radiotelefónicos celulares operan teniendo antenas múltiples que cubren una área geográfica. Las antenas radian hacia un área conocida en la técnica como una célula. Las células AMPS están separadas y son distintas de las células CDMA. Esto probablemente hace que la antena para la célula de un sistema pueda ser localizada en una célula de otro sistema. Del mismo modo, dentro de un sistema particular (A PS, CD A y TDMA) , existen dos proveedores de servicio dentro de un área dada. Esos proveedores con frecuencia eligen colocar las células en lugares geográficos diferentes a los de su competidor, puesto que existen situaciones en donde un radioteléfono o sistema VA" puede estar lejos de la célula *A" del sistema más cercano y a la vez cerca de la célula *B" del sistema. Esta situación significa que la señal recibida deseada será débil en presencia de una fuerte interferencia de tono múltiple. Este intermezclado de las antenas del sistema puede causar problemas a un radioteléfono móvil que esté registrado en un sistema, tal como el sistema CDMA, y se desplace cerca de otra antena del sistema, tal como una antena AMPS. En este caso, las señales de la antena AMPS pueden interferir con ías señales CDMA que están siendo recibidas por el radioteléfono debido a la proximidad del radioteléfono con la célula AMPS o la mayor potencia de la señal de enlace de ida AMPS. La interferencia de tono múltiple encontrada por el radioteléfono de las señales AMPS, crea productos o derivaciones de distorsión. Si esas derivaciones caen en la banda CDMA utilizada- por el radioteléfono, pueden degradar el funcionamiento del receptor y el desmodulador . Frecuentemente es el caso en un sistema AMPS que los portadores (bandas A y B) se 'mezclen" con el sistema del competidor de manera no intencional. La meta del portador celular, es proporcionar una alta relación de señal a ruido para todos los usuarios de su sistema, colocando las células cerca de la tierra, o cerca de sus usuarios, y radiar el limite de potencia FCC para cada canal AMPS. Desafortunadamente, esta técnica proporciona la mejor calidad de señal para el sistema del portador a expensas de la interferencia con el sistema del competidor. La distorsión de la intermodulación, tal como la causada por las situaciones anteriores, se define en términos del nivel de derivación pico generado por dos o más tonos inyectados en un receptor. De manera más frecuente, el nivel de distorsión de tercer orden, es definido para un receptor en términos de un punto de intersección de entrada de tercer orden o IIP3. El IIP3 se define como la potencia de entrada (en forma de dos tonos) requerida para crear productos de distorsión de tercer orden, iguales a la potencia de dos tonos de entrada. Como se muestr en la FIGURA. 13, el IIP3, puede únicamente ser extrapolado cuando un elemento no lineal, tal como un amplificador, está por debajo de la saturación.

Como se muestra en la FIGURA 14, los productos de distorsión de tercer orden^. ocurren cuando son inyectados dos tonos en un receptor. El tono #1, está a una frecuencia fl a un nivel de potencia Pl en dBm. El tono #2, está a una frecuencia f2 a un nivel de potencia P2 en dBm. Típicamente, P2 se fija igual a Pl. Los productos de distorsión de tercer orden se crearan a frecuencias 2xfl -f2 y 2xf2 - fl a los niveles de potencia P12 y P21, respectivamente. Si P2 se fija igual a Pl, entonces los productos de derivación deberán ser iguales, o P12 y P21 deberán ser iguales. La señal fe es inyectada a un nivel de potencia Pe para mostrar que la distorsión agregada es igual, a una señal de bajo nivel en este caso. Si existe un filtro que filtre fl, f2 y f21 después de creada la distorsión, la potencia en f2 interferirá aún con la potencia de la señal en fe. En el ejemplo de la FIGURA 14, para una aplicación CDMA, la meta es que el P12 intermodal, deberá ser igual a la potencia de señal de -105 dBm para una potencia de dos tonos total de -43 dBm, de modo que el IIP3 debe ser > -9 dBm. Como es bien sabido en la técnica, el IIP3 para un solo elemento no lineal, se define como sigue: IIP3 = + Pm (dBm) Si Pi = P2, entonces Pin = P, + 3 dB o P2 + 3 dB (dBm) y IM3 = Px - ?12 = ?2 " Pai = ?2 " ??2 = ?? - Pai (dB) Para ? ??3 en cascada, en donde se utilizan los elementos no lineales, la ecuación es como sigue: I IP3 = —10*logl0 [ 10 ^Ganancia " IIP3 del elemento) /10 3 de las etapas an eriores) / 10 en donde: Ganancia = ganancia para la entrada del elemento. Por lo tanto, una forma de mejorar el I IP3 en cascada de un receptor, es bajar la ganancia antes del primer elemento no lineal. En este caso, el LNA y el mezclador limitan al IIP3 . Sin embargo, necesita ser definida otra cantidad que fije la sensibilidad o nivel más bajo de la señal recibida sin interferencia. Esta cantidad se conoce en al técnica como factor de ruido (NF) . Si la ganancia del receptor se reduce para mejorar el I IP3 (y la inmunidad a la interferencia) , el NF (y la sensibilidad a pequeñas señales deseadas) se degrada. El Elemento NF se define como sigue: Elemento NF = -, en donde: es la relación de la señal de entrada a ruido en dB, y es la relación de la señal de salida a ruido en dB.

Para los elementos en cascada en un receptor, la ecuación es como sigue: 1f)(/W¾/tO) _ NF en Cascada = 10*logld io(M?, ,0) 2Q(Ganancía/lQ) en donde: NFe es igual al factor de ruido del elemento, NFi es igual al factor de ruido en cascada hasta el elemento, y la ganancia es igual a la ganancia de funcionamiento hasta el elemento. El 'mejor" NF en cascada puede lograrse si la ganancia hasta el elemento se maximiza, esta ecuación contradice el requerimiento del ¾mejor" IIP3 en cascada. Para un elemento dado, pára el elemento y el receptor NF y IIP3, existe un conjunto limitado de valores de ganancia para cada elemento que satisfaga todos los requerimientos. Típicamente, un receptor es diseñado con NF y ???3 como constantes predefinidas, puesto que ambas de estas cantidades fijan el intervalo dinámico de operación del receptor con y sin interferencia. La ganancia NF y IIP3 de cada dispositivo se optimizan en base al tamaño, costo, calentamiento, consumo de corriente del elemento inactivo y activo. En el caso de un receptor celular portátil CDMA/ FM de modo dual, el estándar CDMA requiere un NF de 9 dB a una señal mínima. En otras palabras, para el modo CDMA, el requerimiento de sensibilidad es una relación S /N de 0 dB a -104 dBm. Para el modo FM, el requerimiento es una relación S/N de 4 dB a -116 dBm. En ambos casos, los requerimientos pueden traducirse a un NF como sigue: NF = S (dBm) - -Nterm (dBm/Hz) - Señal BW (dB/Hz) , en donde S es la potencia mínima de la señal, es la relación mínima de señal a ruido, Nterm es el fondo del ruido térmico (-174 dBm/Hz 8 290°K) , y Señal BW (dB/Hz) es el ancho de banda de la señal . Por lo tanto, CDMA. NF = -104 dBm - 0 dB - (-174 dBm/Hz) - 61 dB/Hz = 9 dB, FM NF = -116 dBm - 4 dB - (-174 dBm/Hz) - 45 dB/Hz = 9 dB, en donde -61 dBm/Hz es el ancho de banda del ruido para un canal CDMA . -45 dBm/Hz es el ancho de banda del ruido para un canal FM .

Sin embargo, el NF del receptor se requiere únicamente cuando la señal está cerca del nivel mínimo y el IIP3 únicamente se requiere en presencia de interferencia o fuertes señales CDMA. Existen únicamente dos formas de proporcionar cobertura a áreas en donde el portador está creando una fuerte interferencia. Una solución es emplear la misma técnica; es decir, colocalizar sus células junto con las de la competencia. Otra solución es mejorar la inmunidad de un receptor a la interferencia. Una forma es mejorar la inmunidad para incrementar la corriente del receptor. Esta no es una solución práctica, sin embargo, para un radio portátil que depende de la potencia de la batería. Incrementar la corriente agotaría las baterías más rápidamente, disminuyendo por lo tanto el tiempo de conversación y espera del radioteléfono. Existe la necesidad resultante de reducir al mínimo la interferencia de tono múltiple en un radioteléfono sin impacto sobre el consumo de corriente.

BREVE DESCRIPCION DE LA INVENCION El proceso de la presente invención ajusta la ganancia de un circuito receptor, mejorando por lo tanto, la inmunidad a la interferencia de un receptor. El circuito tiene una LNA, la cual amplifica la señal recibida. La potencia de la señal recibida es controlada activando o desactivando la LNA en respuesta á la potencia de la señal recibida medida. El nivel de potencia recibida es comparado periódicamente con un umbral. Guando el nivel de la potencia recibida es mayor que el umbral, la LNA es desactivada. La LNA es reactivada cuando el nivel de potencia recibida es menor que el umbral, y no existen componentes de intermodulacion significativos detectados. Los componentes de intermodulacion son detectados activando brevemente la LNA y detectando el cambio resultante en la potencia de la señal medida. Si el cambio detectado es mayor que una cantidad predeterminada, entonces existen componentes de intermodulacion significativos presentes, y la LNA no es reactivada. Sin embargo, si el cambio detectado es menor que la cantidad predeterminada, entonces no existen componentes de intermodulacion significativos, y la LNA es reactivada.

BREVE DESCRIPCION DE LOS DIBUJOS La FIGURA 1 muestra un diagrama de bloques del aparato de la presente invención para incrementar la inmunidad del receptor. La FIGURA 2 muestra un diagrama de bloques de otra modalidad alternativa de la presente invención. La FIGURA 3 muestra un diagrama de bloques de otra modalidad alternativa de la presente invención.

La FIGURA 4 muestra un diagrama de bloques de otra modalidad alternativa de la presente invención. La FIGURA 5 muestra otra gráfica de la potencia de entrada de RF recibida versus la relación portadora a ruido de acuerdo con la modalidad de la FIGURA 7. La FIGURA 6 muestra una gráfica de la potencia de entrada de RF recibida versus la relación portadora a ruido de acuerdo con la modalidad de la FIGURA 8. La FIGURA 7 muestra un diagrama de bloques de otra modalidad alternativa de la presente invención. La FIGURA 8 muestra una gráfica de la potencia de interferencia versus la potencia de la señal sin utilizar el aparato de la presente invención. La FIGURA 9 muestra una gráfica de la potencia de interferencia versus la potencia de la señal, de acuerdo con una modalidad alternativa de la presente invención. La FIGURA 10 muestra un diagrama de bloques de otra modalidad alternativa de la presente invención. La FIGURA 11 muestra un diagrama de bloques de otra modalidad alternativa de la presente invención. La FIGURA 12 muestra un diagrama de bloques de otra modalidad alternativa de la presente invención. La FIGURA 13 muestra una gráfica de las características de transferencia no lineal y medición de la distorsión.

La FIGURA 14 muestra una descripción espectral de los productos de distorsión. La FIGURA 15 muestra un diagrama de bloques de un método para detectar la potencia de una señal recibida de acuerdo con la presente invención. La FIGURA 16 muestra un diagrama de flujo del proceso de control de ganancia de la presente invención. La FIGURA 17 muestra un diagrama de flujo de una modalidad alternativa del proceso de control de ganancia de la presente invención.

DESCRIPCION DETALLADA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS Urt objetivo de la presente invención es hacer variar el NF y el IIP3 del receptor para mejorar el IIP3 (o inmunidad a la interferencia), sin comprometer el NF cuando sea necesario. Esta ""mejora" del funcionamiento se logra haciendo variar la ganancia del primer elemento activo en el receptor. La ganancia puede hacerse variar haciendo variar la ganancia del LNA sobre un intervalo continuo de interrupción del amplificador de bajo ruido con conmutadores de derivación. En la FIGURA 1 se ilustra un diagrama de bloques de la modalidad preferida de la presente invención. Esta modalidad implica ajustar la ganancia de la LNA 115 sobre una base continua utilizando el control de ganancia ajustado (AGC) 110 en el extremo frontal del receptor. El AGC 110 continuo en el extremo frontal también proporciona un beneficio de la lineariadad a un nivel de entrada de RF mínimo, mientras que el AGC 120 sobre el lado de transmisión puede reducir los requerimientos del IF AGC 125 y 130. Esta modalidad detecta la salida de potencia de la LNA 115. El detector de potencia 105 mide tanto la potencia de la señal como la potencia del perturbador con untamente a RF. Utilizando esta modalidad, el detector de potencia 105 puede hacer disminuir continuamente la ganancia de la LNA 115 a una potencia recibida más baja de -65 dBm de las modalidades de 'ganancia conmutada" subsecuentes de las FIGURAS 7, 10, 11 y 12. La modalidad preferida opera por el detector de potencia 105 detectando la señal recibida y la potencia del perturbador a RF. Esta potencia detectada se desplaza a través de un filtro del circuito y es utilizada para ajustar el AGC de recepción 110, ajustando por lo tanto, el punto de intersección de los componentes de recepción. La ganancia disminuye a medida que se incrementa la potencia medida y la ganancia se incrementa a medida que disminuye la potencia medida. Esta modalidad podría también combinar la LNA 115 y el AGC 110 para formar una LNA de ganancia variable, eliminado de este modo la necesidad de separar el bloque del AGC 110 . La potencia del AGC de transmisión 120, localizado antes del amplificador de potencia 150, se ajusta de la misma manera que el AGC de recepción 110 para mantener el nivel de potencia TX total. Los amplificadores del AGC 125 y 130 también se localizan después de los mezcladores 135 y 140 para ajustar la ganancia después de que los perturbadores han sido filtrados por el filtro de paso de banda 145 . Esos amplificadores del AGC 125 y 130 efectúan la función CDMA AGC normal del control de potencia de circuito abierto, control de potencia de circuito cerrado, y compensación. Esos IF AGC 125 y 130 se requieren, debido a la amplia gama dinámica de requerimientos para el CDMA. Típicamente, esos AGC 125 y 130 tienen un intervalo de ganancia mayor de 80 dB. Los AGC de recepción y transmisión 125 y 130 después de los mezcladores, son ajustados por otro detector de potencia 150 que mide la potencia total después de que la señal recibida es convertida de manera descendente. El detector de potencia 150 ajusta la ganancia de los AGC 125 y 130 de manera , ascendente cuando la potencia de la señal convertida ascendentemente se incrementa y ajusta la ganancia de los AGC 125 y 130 de manera ascendente, cuando la potencia de la señal convertida descendentemente disminuye.

En la modalidad preferida, las señales recibidas están en la banda de frecuencia de 869-894 MHz. Las señales transmitidas están en la banda de frecuencia de 824-849 MHz. Las modalidades alternativas utilizan diferentes frecuencias. La gráfica ilustrada en la FIGURA 5 muestra el beneficio de este método de AGC. El eje y izquierdo muestra la relación del portador sobre el ruido versus la potencia de entrada recibida parametrizada por el nivel del perturbador. El eje y a la derecha muestra la potencia total del perturbador requerida para una C/J constante, como función de la potencia de entrada recibida. Cuando el perturbador no está presente (-100 dBm) , la radio opera como si no existiese el RF AGC. A medida que se incrementa el perturbador, disminuye C/N, pero la linearidad efectiva también se incrementa. En este ejemplo, el intervalo dinámico de RF es 30 dB y el umbral, en donde el RF AGC se vuelve activo, está en el punto en el que la potencia del perturbador es mayor de -25 dBm. Una modalidad alternativa del ajuste continuo de ganancia se ilustra en la FIGURA 2. Esta modalidad filtra primero los perturbadores con el filtro de paso de banda 205 antes de que el detector de potencia 210 determine el nivel de potencia de la señal convertida descendentemente. Un detector de umbral 225 determina cuándo el nivel de potencia de la señal alcanza un cierto punto, -105 dBm en esta modalidad, y a continuación ajusta la ganancia AGC 230 y 235 cuando la potencia de la señal excede ese nivel de potencia. La ganancia de los AGC 230 y 235 se ajusta hacia arriba cuando el nivel de potencia de la señal se desplaza hacia, abajo de este umbral. La ganancia de los AGC 215 y 220 después de los mezcladores 240 y 245, se ajusta continuamente sin verificar un umbral predeterminado de potencia, efectuando el control de potencia CDMA AGC normal. La gráfica de esta modalidad se ilustra en la FIGURA 6. Cuando el umbral se fija en -105 dBm, el nivel de RF recibido mínimo, la C/N no se incrementa tan rápidamente como es el caso en donde no existen RF AGC. La venta a de esta modalidad es que el beneficio de linearidad comienza a la potencia de entrada de RF muy baja, sin que sea necesario el detector de la potencia de RF recibida, y el circuito AGC detecta la potencia de la señal únicamente. De ahí que el circuito AGC sea de diseño más simple en la detección a la potencia de RF. Otra modalidad más de la presente invención se ilustra en la FIGURA 3. Esta modalidad opera de manera similar a la modalidad de la FIGURA 1. La única diferencia es la colocación del AGC 301 antes de la LNA 305 en la trayectoria de recepción.

Otra modalidad más de la presente invención se ilustra en la FIGURA 4. Esta modalidad utiliza un alternador 405 entre la antena 410 y el duplexor 415. La atenuación es controlada por el detector de potencia 420 después de la LNA 425. El detector de potencia 420 mide la potencia de la señal recibida y el perturbador, filtra ésta, y compara ésta con un umbral predeterminado. En esta modalidad, el umbral es de -25 dBm. Cuando la potencia de la señal y el perturbador combinadas alcanza este umbral, la atenuación causada por el atenuador 405 se incrementa. Este ajuste puede ser ajustado en los pasos digitales o continuamente. Los AGC 430 y 435 después de los mezcladores 440 y'445, se ajustan de la misma forma que en la modalidad preferida de la FIGURA 1. En la FIGURA 7, se ilustra una modalidad alternativa del aparato de la presente invención. Esta modalidad utiliza los conmutadores 701 y 702 para alterar la ganancia del extremo frontal . El nivel de conmutación real depende de los requerimientos de señal a ruido como función del nivel de la señal, o factor de ruido, para un diseño de radioteléfono CDMA particular. La presente invención puede ser utilizada en un radioteléfono AMPS, sin embargo, las características de conmutación cambiarán para acomodar un punto de operación diferente.

Esta modalidad está comprendida de una antena 725 que recibe y transmite señales de radio. Las trayectorias de recepción a transmisión en la radio se acoplan a la antena 725 a través de un duplexor 720 que separa las señales recibidas de las señales transmitidas. Una señal recibida es alimentada a una LNA 703 que está acoplada entre dos conmutadores 701 y 702. Un conmutador 701 acopla la LNA 703 al duplexor 720 y el segundo conmutador 702 acopla la LNA 703 a un filtro de paso de banda 704. En la modalidad preferida, los conmutadores 701 y 702 son conmutadores de arseniuro de galio de doble pasaje de un solo polo. La LNA 703 se acopla a un polo de cada conmutador de modo que cuando ambos conmutadores 701 y 702 sean conmutados a aquellos polos, la señal recibida se acopla a la LNA 703 y la señal amplificada de la LNA 703 es enviada al filtro de paso de banda 704. El filtro de paso de banda 704 en esta modalidad, tiene una banda de frecuencia de 869-894 MHz . Las modalidades alternativas utilizan diferentes bandas dependiendo de las frecuencias de las señales que estén siendo recibidas. Una trayectoria de derivación 730 se acopla al otro polo de cada conmutador. Cuando los conmutadores 701 y 702 son conmutados a sus otros polos, la señal recibida del duplexor 720 deriva la LNA 703 y es conducida directamente al filtro de paso de banda 704 . En esta modalidad, esos conmutadores 701 y 702 son controlados por el microcontrolador de radioteléfono 740. En una modalidad alternativa, se utiliza un control separado para controlar las posiciones de esos conmutadores. Adicionalmente, en otras modalidades, puede proporcionarse atenuación (no se muestra) a lo largo de la trayectoria de derivación 730 , si se desea. Después de que el filtro de paso de banda 704 ha filtrado la señal recibida, la señal filtrada es convertida de manera descendente a una frecuencia intermedia más baja (IF) para su uso por el resto de la radio. La conversión descendente se efectúa mezclando 705 la señal recibida con otra señal que tiene una frecuencia fijada por el circuito de cerrado de fase 707 que dirige un oscilador controlado de voltaje 706. Esta señal es amplificada 750 antes de ser alimentada al mezclador 705 . La señal convertida de manera descendente del mezclador 705 es alimentada en los AGC 708 y 709 del extremo posterior. Esos AGC 708 y 709 son utilizados por el radioteléfono para el control de potencia del circuito cerrado, como ya es sabido en la técnica. En el proceso de la presente invención, el microcontrolador 740 verifica la potencia de la señal recibida. Cuando la potencia excede de -65 dBm, el microcontrolador 740 da instrucciones a los conmutadores 705 y 702 para conmutar la posición de derivación, acoplando de este modo la señal recibida directamente al filtro de paso de banda 704. Derivando la ganancia de la LNA 703, el punto de intersección para el receptor se incrementa proporcionalmente mediante la reducción de la ganancia en dB. Las modalidades alternativas usan otro circuito y métodos para verificar la potencia de la señal recibida. Una modalidad alternativa del proceso de la presente invención ajusta continuamente la ganancia del extremo frontal. Esta modalidad utiliza un umbral de potencia más baja tal como de -25 dBm. Las gráficas de las FIGURAS 8 y 9 ilustran los beneficios dé las modalidades de ganancia conmutadas de la presente invención, ilustradas en las FIGURAS 7, 10, 11 y 12. La FIGURA 8 ilustra una gráfica de la potencia de interferencia versus la potencia de la señal de frecuencia de radio (RF) para una radio típica que no está utilizando el aparato de ganancia conmutada. Esta gráfica muestra que el nivel máximo de interferencia se limita al punto de compresión de entrada del receptor a -10.5 dBm. Se muestra ambas curvas de potencia y de tono sencillo y dual.

La gráfica de la FIGURA 9 muestra la potencia de interferencia recibida por la radio versus' la potencia de la señal de frecuencia de radio recibida con el radio utilizando el método y aparato de ganancia conmutable de la presente invención. Puede observarse que en el punto de -65 dBm de la gráfica, los conmutadores son conmutados para derivar la ganancia de la LNA, permitiendo de este modo que se tolere una potencia de interferencia mayor, sin afectar la potencia de la señal de RF.. Se muestran ambas curvas de potencia de tono sencillo y tono dual. En la FIGURA 10 se ilustra otra modalidad alternativa del aparato de la presente invención. Esta modalidad utiliza un conmutador de un solo paso de un solo polo 1001. En esta modalidad, el conmutador 1001 es conmutado a la trayectoria de derivación 1010 por el controlador 1020 cuando la potencia de la señal recibida alcanza -65 dBm. Esto acorta efectivamente la ganancia de la LNA 002, acoplando de este modo la señal recibida directamente al filtro de paso de banda 1003. En la FIGURA 11 se ilustra otra modalidad alternativa del aparato de la presente invención. Esta modalidad utiliza un conmutador de un solo paso de un solo polo 1105 que, cuando es cerrado, acorta la entrada a la LNA 1110 a tierra a través de una resistencia 1101. Esto crea un desajuste en la impedancia en la entrada haciendo que la señal se atenúe, reduciendo de este modo la ganancia causada por la LNA 1110. Como en las modalidades anteriores, el conmutador 1105 se cierra cuando la potencia de la señal de entrada alcanza -65 dBm. La resistencia requerida pára la resistencia 1101 depende de la cantidad de atenuación deseada. Esta resistencia será diferente para diferentes LNA en las modalidades alternativas. En la FIGURA 12 se ilustra otra modalidad más del aparato de la presente invención. Esta modalidad utiliza un conmutador de doble paso de un solo polo 1201 en la salida de la LNA 1205. La LNA 1205 está conectada a un polo del conmutador 1201 y una trayectoria de derivación 1210 está conectada al otro polo. La entrada a la trayectoria de derivación 1210 está conectada a la entrada de la LNA 1205. Cuando el nivel de potencia de la señal de RF recibida alcanza -65 dBm, el conmutador 1201 es llevado de la posición de acoplamiento de la LNA 1205 al filtro de paso de banda 1220 a la trayectoria de derivación 1210. Esto acopla la señal directamente al filtro de paso de banda 1220, derivando la ganancia de la LNA 1205. En todas las modalidades anteriores, la LNA puede ser energizada de manera descendente al mismo tiempo que es derivada por el conmutador o conmutadores. Esto puede lograrse conectando el perno de potencia de la LNA a un conmutador que es también controlado por el controlador.

Una vez que la LNA es derivada y ya no es utilizada, la potencia puede ser removida. Esto reduce el consumo de potencia de la. radio, incrementando de este modo el tiempo de conversación y espera, por lo cual puede utilizarse la batería. En otra modalidad de la presente invención, se utiliza la detección de Ec/I0 para determinar cuando ajustar la ganancia del extremo frontal. Las modalidades adicionales utilizan otras mediciones de calidad, tales como Eb/I0. Esas relaciones son mediciones de calidad del funcionamiento del sistema de comunicación digital. La relación Eb/I0 expresa la energía por bits para la densidad espectral de interferencia total del canal, mientras que la relación Ec/I0 expresa la energía por microcircuito integrado CDMA en relación a la densidad espectral de interferencia total. La Eb/I0 puede ser considerada como una medida que caracteriza el funcionamiento de un sistema de comunicación sobre otro; a menor Eb/I0 requerida, más eficiente es el proceso de modulación y detección del sistema para una probabilidad de error dada. Dado que la Ec Io y la fuerza de la señal recibida están fácilmente disponibles, el microcontrolador puede detectar la presencia de una fuerte interferencia como una caída en la Ec/Io, mientras que el detector de AGC detecta el incremento de la interferencia. El microcontrolador puede hacer disminuir la ganancia del extremo frontal para mejorar la inmunidad a la interferencia, lo cual mejoraría la EC/IQ y disminuiría los productos de distorsión que caen dentro del ancho de banda de la señal. Cuando la calidad de la señal se desplaza hacia arriba del umbral de la E/IQ o Ec/Io se reduce la ganancia del extremo frontal. El ajuste de la ganancia puede efectuarse utilizando un método de ajuste continuo o el método de conmutación del amplificador, ambos descritos anteriormente . Otra modalidad más, ilustrada en la FIGURA 15, sería, detectar la potencia de la señal a IF o de banda base, en lugar de combinar la potencia de la señal y el perturbador a RF. Este método es más sencillo dado que únicamente existe un detector de potencia y un circuito de control de AGC. L FIGURA 15 ilustra un diagrama de bloques del método alternativo para detectar la potencia de la señal recibida. La señal es primero convertida de manera descendente a la frecuencia de banda base 1501. Esta señal analógica es convertida entonces a una señal digital 1505 para el procesamiento de banda base adicional que incluye determinar la fuerza de la señal recibida. El correlacionador del microcircuito integrado 1510 determina la energía por microcircuito integrado, con respecto a la energía de todos los componentes no coherentes. Esta información, junto con el indicador de fuerza de la señal recibida (RSSÍ) es utilizada por el procesador 1515 para determinar la cantidad de ajuste de la ganancia, tanto para la potencia de recepción 1520 como de transmisión 1530. Puesto que la medición de la potencia de la señal recibida incluye tanto a la potencia de la señal como del perturbador, la ganancia recibida se incrementa únicamente cuando el nivel de la señal y la energía por microcircuito integrado caen. Puesto que el RSSI está siendo cambiado, la potencia de transmisión también debe ser cambiada para compensar, permitiendo de este modo que el control de potencia del circuito abierto opere apropiadamente. De este modo, el procesador ajusta la ganancia de transmisión cuando se ajusta la ganancia recibida. Otras modalidades utilizan supresiones o la potencia de la señal para controlar el ÁGC de ganancia variable. Las modalidades adicionales, en lugar de controlar ambas potencias de transmisión y recepción, únicamente controlan la potencia del receptor. Un proceso para controlar la ganancia de las modalidades anteriores se ilustra en la FIGURA 16. Este proceso se basa en la relación ilustrada en la gráfica de la FIGURA 13. En la FIGURA. 13, puede verse que cuando se incrementa la potencia de entrada a lo largo del eje X, los productos de intermodulación (la curva inferior) se incrementan más rápido que la potencia de interferencia. Por lo tanto¿ X dB de atenuación aplicada a la entrada darán como resultado una disminución de los productos de intermodulación IM3 en 3*X dB si la interferencia está presente en la entrada del receptor. Típicamente, los productos de intermodulación no caen en la sección IF de la radio, debido a su bajá potencia. Los productos de intermodulación fuera de la sección IF del radio no causan problemas de funcionamiento del receptor. De este modo, el ajuste de ganancia del receptor es únicamente necesario si los productos de intermodulación son de potencia suficiente para afectar la señal IF. Refiriéndose a la FIGURA 16, el proceso de la presente invención ajusta primero la ganancia de entrada 1601. En la modalidad preferida, este ajuste de ganancia es de 3 dB. Sin embargo, otras modalidades pueden usar otros valores de ajuste de ganancia, tal como el intervalo de 1 dB - 6 dB. El procesamiento del receptor es usado entonces para medir el cambio en la potencia de la señal recibida 1605. En la modalidad preferida, el procesamiento de control de ganancia automático detecta el cambio de la potencia de la señal IF. Debe comprenderse que la medición del cambio en la potencia de la señal recibida puede efectuarse en las etapas de RF o banda base del receptor, también. Si la potencia de la señal cambia aproximadamente 3 dB, la señal CDMA es mayor que ej. fondo del ruido y no existen productos de intermodulación que puedan causar problemas. No es necesario el ajuste de ganancia adicional en este caso, pero el incremento de la ganañcia mejorará la sensibilidad del receptor. Si la potencia de la señal IF cambia a aproximadamente (3 ± 0.5) dB se considera que aún es de 3 dB. Si los cambios de la potencia de la señal IF son menores de 3 dB 1610, la señal CDMA es menor que el fondo del ruido o no existen productos de intermodulación que puedan causar problemas. En este caso, el AGC sólo observa una señal y ruido CDMA pequeños. Por lo tanto, es necesario incrementar la ganancia del circuito receptor 1615 y de este modo incrementar la sensibilidad del receptor. Si la potencia de la señal IF cambia en más de 3 dB, los productos de intermodulación están causando suficientes problemas, de modo que es necesario el ajuste de ganancia adicional 1620. En la modalidad preferida, si la ganancia de entrada cambió en 3 dB, los productos de intermodulación cambiarán en 9 dB cuando esté presente una interferencia mayor. En este caso, la ganancia promedio puede disminuir una pequeña cantidad (por ejemplo, 3 dB) hasta que el proceso de la presente invención determine que los productos de intermodulación se redujeron a un nivel aceptable . El proceso de la presente invención puede se utilizado continuamente, verificando los productos de intermodulación a una baja velocidad. Esta velocidad es diez veces por segundo en la modalidad preferida. Otras modalidades utilizan el proceso una vez por ciclo de bloque. Otra modalidad más utiliza el proceso a otras velocidades, tal como después de la detección de un error significativo del enlace de ida. En la FIGURA 7 se ilustra una modalidad alternativa del método de la presente invención. En esta modalidad alternativa, se introduce un tiempo de *retención" . Como con la modalidad de la FIGURA 16, esta modalidad alternativa puede ser utilizada para el control de la ganancia de cualquiera de los circuitos anteriormente descritos aquí, utilizando cualquiera de los detectores de potencia, LNA y controladores descritos anteriormente. Además, deberá notarse que aunque esta modalidad alternativa se describió con referencia a una LNA, es igualmente aplicable a otros tipos de amplificadores, ya sea de ganancia fija o variable. El proceso comienza en el bloque 1702 con la LNA siendo "activada", es decir, con la LNA amplificando la señal de RF recibida. En el diamante de decisión 1704, se determina si la potencia recibida, es mayor que un umbral desactivado, como se discutió anteriormente con referencia a las FIGURAS 1-4. si la potencia recibida no es mayor que el umbral desactivado, entonces el proceso regresa al bloque 1702. El proceso permanece con la LNA activada hasta que se determine en el diamante de decisión 1704 que la potencia recibida es en realidad mayor que el umbral desactivado, y el proceso se mueve al bloque 1706 en donde la LNA es *desactivada" , es decir que se evita que amplifique la señal de RF, durante un periodo de tiempo predeterminado. Este periodo de tiempo predeterminado puede ser referido como un tiempo de "retención", el cual es deseable para limitar la velocidad de encendido y apagado de la LNA. Agregando este tiempo de "retención", el circuito de control de ganancia automática receptora (véanse las FIGURAS 1-4 y 15) puede mantenerse estable. Después de la expiración del periodo de tiempo predeterminado (es decir el tiempo de retención) del bloque 1706, se mide nuevamente la potencia recibida, y esta vez se compara con un umbral activado en el diamante de decisión 1708. En la modalidad preferida, el umbral activado del diamante de decisión 1708 es menor que el umbral desactivado del diamante de decisión 1704, proporcionando por lo tanto histéresis. Sin embargo, esto no se requiere estrictamente. Si la potencia recibida es mayor que el umbral activado, entonces la potencia recibida es aún demasiado alta, y la LNA permanece activada hasta que la potencia recibida es menor que el umbral activado. Cuando la potencia recibida es menor que el umbral activado de acuerdo a lo determinado en el diamante de decisión 1708, entonces" el proceso continúa a un diamante de decisión 1710 en donde se determina si están presentes componentes de intermodulación significativos. Esta determinación se hace preferiblemente conmutando en la LNA durante un periodo breve y midiendo el 'desplazamiento" (es decir, la cantidad de compensación de la AGC) en los circuitos de control de ganancia automática recibida. Como se discutió con referencia a la FIGURA 16, la presencia de componentes de intermodulación significativos haría que la potencia de la señal recibida se incremente más de lo que lo haría en presencia únicamente de la señal deseada. Este incremento extra en la potencia de la señal recibida haría que los circuitos de control de ganancia automática de recepción proporcionaran una señal de control de ganancia mayor a los amplificadores AGC. Si existen componentes de intermodulación significativos presentes, de acuerdo a lo determinado en el diamante de decisión 171Q, entonces la LNA no es reactivada, sino que el proceso regresa al bloque 1706, en donde la LNA permanece desactivada durante el periodo de tiempo predeterminado. Sin embargo, si no existen productos de intermodulación significativos presentes, entonces la ganancia del extremo frontal puede incrementarse para mejorar el funcionamiento del receptor reactivando la LNA y regresando al bloque 1702. En resumen, el método de la presente invención activa una radio móvil que se desplaza cerca de antenas de diferentes sistemas, incrementando a la vez, la resistencia de la radio la interferencia de la frecuencia de radio de los otros sistemas. Haciendo disminuir la ganancia del extremo frontal, el punto de intercepción del circuito de recepción de radio se incrementa de modo que las derivaciones de otras señales del sistema no producirán degradación del funcionamiento del receptor y el desmodulador. La descripción anterior de las modalidades mejoradas se proporcionó para permitir a cualquier experto en la técnica hacer uso de la presente invención. Las diferentes modificaciones a esas modalidades serán fácilmente evidentes a aquellos expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos aqui, pueden ser aplicados a otras modalidades sin el uso de una facultad i inventiva. De este modo, se pretende que la presente invención no esté limitada a las modalidades mostradas aqui, sino de acuerdo al más amplio alcance consistente con los principios y carácteristicas novedosas descritas aquí, Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims (8)

RE IVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en lo siguiente:

1. Un método para ajustar la ganancia de un circuito, el circuito tiene un amplificador y recibe una señal que tiene una potencia, él método se caracteriza porque comprende los pasos de: medir la potencia de la señal; comparar la potencia medida entre la señal con un primer umbral; hacer disminuir una ganancia del amplificador durante un periodo de tiempo predeterminado si la potencia de la señal medida es mayor que el primer umbral; medir nuevamente la potencia de la señal; comparar la potencia medida de la señal con un segundo umbral; hacer variar la ganancia del amplificador; detectar un cambio en la potencia de la señal; incrementar la ganancia del amplificador si la potencia medida de la señal es menpr que el segundo umbral y el cambio detectado es menor que una cantidad predeterminada.

2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el amplificador tiene un ajuste de alta ganancia y un ajuste de baja ganancia, y en donde el paso de hacer disminuir la ganancia incluye conmutar el amplificador a tal ajuste de baja ganancia, y en donde el paso de incrementar la ganancia incluye conmutar el amplificador al ajuste de alta ganancia .

3. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque comprende además los pasos de conmutar el amplificador a un ajuste de baja ganancia durante el periodo de tiempo predeterminado, si la potencia medida de la señal no es menor que el segundo umbral o el cambio detectado no es menor que la cantidad predeterminada.

4. El método de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque el primer umbral es mayor que el segundo umbral.

5. El método de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque el amplificador es un amplificador de ganancia fija y el ajuste de baja ganancia es sustancialmente igual a una ganancia de cero.

6. Un método para hacer variar la ganancia del circuito receptor que tiene un amplificador de ganancia fija, el método se caracteriza porque comprende los pasos de: recibir una señal; amplificar la señal recibida con el amplificador de ganancia fija; medir la potencia de una señal amplificada de la señal amplificada; comparar la potencia de la señal amplificada medida con un primer umbral; prevenir que el amplificador de ganancia fija amplifique la señal recibida para un primer periodo predeterminado, si la potencia de la señal medida es mayor que el primer umbral; medir una potencia de señal no amplificada de la señal recibida después de que ha transcurrido el primer periodo predeterminado; comparar la potencia de la señal no amplificada medida con un segundo umbral; amplificar nuevamente la señal recibida con el amplificador durante un segundo periodo predeterminado; medir la potencia de una señal amplificada nuevamente, de la señal amplificada nuevamente; detectar una diferencia entre la potencia de la señal no amplificada medida y la potencia de la señal amplificada nuevamente; y repetir el paso de amplificación si la potencia de la señal no amplificada medida es menor que un segundo umbral y la diferencia detectada es menor que una cantidad predeterminada.

7. El método de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque comprende además el paso de prevenir que el amplificador de ganancia fija amplifique la señal recibida durante el primer periodo predeterminado, si la potencia de la señal no amplificada medida no es menor que el segundo umbral o la diferencia detectada no es menor que la cantidad predeterminada.

8. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque el primer umbral es mayor que el segundo umbral.