CN1601892A - 带预畸变方式畸变补偿功能的放大器 - Google Patents

带预畸变方式畸变补偿功能的放大器 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种带预畸变方式畸变补偿功能的放大器，通过预畸变方式补偿放大输入信号的放大器所产生的畸变，降低放大器的记忆效应的影响。记忆效应畸变成分补偿单元用将输入信号偶次幂乘后的结果的时间差补偿由放大器的记忆效应引发的畸变成分。作为一例，包括将输入信号偶次幂乘的偶次幂乘单元，使偶次幂乘结果的信号延迟的偶次幂乘结果延迟单元，检测偶次幂乘结果的信号与延迟信号的差的偶次幂乘结果时间差检测单元，使检测结果的信号与输入信号相乘的输入信号乘法单元，使该乘法结果的信号与畸变补偿系数相乘的畸变补偿系数乘法单元，使输入信号与该乘法结果的信号相加的畸变补偿系数乘法结果加法单元。

Description

带预畸变方式畸变补偿功能的放大器
技术领域
本发明涉及具有通过预畸变(predistortion)方式进行畸变补偿的功能的放大器，特别涉及降低由记忆效应产生的影响的技术。
背景技术
例如，在移动通信系统的基站装置中，在发射机的放大单元中，由放大器对成为发送对象的信号进行放大。另外，由于在放大器中根据输入信号的电平等而发生非线性畸变，因此通过预畸变方式等对该畸变进行补偿。
然而，在以往的预畸变方式中，存在如下问题：虽然能够补偿在不考虑记忆效应的放大器中发生的畸变，但却不能补偿由记忆效应产生的影响。另外，虽然为了解决该问题进行了各种研究(例如，参照非专利文献1)，但是还不充分，希望进一步的开发。
【非专利文献1】川口、赤岩，“对于受偶数次畸变影响的放大器的自适应预畸变型畸变补偿”，日本信学技报，MW2002-208(2003-03)，p.63-66
发明内容
如上述以往例所示，在现有的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器中，希望对补偿考虑了记忆效应的放大器中发生的畸变的结构做进一步开发。
本发明是鉴于这种以往情况而完成的，目的在于提供一种能够降低由记忆效应产生的影响的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器。
为了达到上述目的，在本发明的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器中，当通过预畸变方式来补偿对输入信号进行放大的放大器中所发生的畸变时，进行以下这样的处理。
即，记忆效应畸变成分补偿单元用将输入信号偶次幂乘后的结果的时间差，补偿由放大器的记忆效应引起的畸变成分。
作为一个结构例，在本发明的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器中，采用以下这样的结构。
即，在记忆效应畸变成分补偿单元中，偶次幂乘单元将输入信号偶次幂乘，偶次幂乘结果延迟单元使偶次幂乘单元的偶次幂乘结果的信号延迟，偶次幂乘结果时间差检测单元检测偶次幂乘单元的偶次幂乘结果的信号与偶次幂乘结果延迟单元的延迟信号的差，输入信号乘法单元把偶次幂乘结果时间差检测单元的检测结果的信号与输入信号相乘，畸变补偿系数乘法单元把输入信号乘法单元的乘法结果的信号与畸变补偿系数相乘，畸变补偿系数乘法结果加法单元把输入信号和畸变补偿系数乘法单元的乘法结果的信号相加。
因此，例如能够以简易的结构降低由放大器的记忆效应产生的畸变成分的影响。
这里，作为输入信号，还可以使用各种信号。
另外，作为偶次方的次数(即，作为偶数的n次方的“n”)，可以使用各种值。另外，作为偶次方，还可以像例如“2次方、4次方、6次方”等那样使用多个的次数。
另外，作为将输入信号偶次幂乘后的结果的时间差，也可以使用各种值。
另外，作为偶次幂乘结果的信号的延迟时间，根据例如偶次幂乘结果中所要求的时间差，可以使用各种时间。
另外，作为畸变补偿系数，也可以使用各种值。
另外，作为补偿畸变成分的程度(精度)，只要在实用上是有效的，可以使用各种程度。
在本发明的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器中，作为一个结构例，如下所示，非线性畸变成分补偿单元对由放大器的AM(调幅)-AM特性以及AM-PM(调相)特性的非线性引起的畸变成分进行补偿。
即，在非线性畸变成分补偿单元中，偶次幂乘单元将输入信号偶次幂乘，偶次幂乘结果乘法单元对偶次幂乘单元的偶次幂乘结果的信号和输入信号进行偶次方，畸变补偿系数乘法单元将偶次幂乘结果乘法单元的乘法结果的信号与畸变补偿系数相乘，畸变补偿系数乘法结果加法单元使输入信号与畸变补偿系数乘法单元的乘法结果的信号相加。
因此，例如能够用简单的结构降低放大器的AM-AM特性和AM-PM特性产生的畸变成分的影响，还能够降低放大器的记忆效应所引起的畸变成分的影响，作为整体，能够实现高精度的畸变补偿。
这里，作为偶次方的次数(即，作为偶数的n次方的“n”)，可以使用各种值。另外，作为偶次方，也可以使用多个次数。
另外，作为畸变补偿系数，可以使用各种值。
以下，进一步表示本发明的结构例。
作为一个结构例，记忆效应畸变成分补偿单元由以下部分构成：对输入信号进行偶次方的偶次幂乘单元；使偶次幂乘单元的偶次幂乘结果的信号延迟的偶次幂乘结果延迟单元；检测偶次幂乘单元的偶次幂乘结果的信号与偶次幂乘结果延迟单元的延迟信号的差的偶次幂乘结果时间差检测单元；存储由偶次幂乘结果时间差检测单元检测出的值与控制值的对应关系的偶次幂乘结果时间差控制值对应存储单元；基于偶次幂乘结果时间差控制值对应存储单元的存储内容，根据与偶次幂乘结果时间差检测单元的检测值对应的控制值，使输入信号发生变化的输入信号变化单元。
这里，输入信号变化单元，例如是把控制值和输入信号相乘的乘法单元，或者，是根据控制值使输入信号的振幅和相位的一方或者双方变化的输入信号振幅相位变化单元。
作为一个结构例，具备控制单元，关于非线性畸变成分补偿单元的畸变补偿处理和记忆效应畸变成分补偿单元的畸变补偿处理，进行反馈处理或者基于输入信号的电平的处理等。
作为一个结构例，在更新非线性畸变成分补偿单元的畸变补偿处理的参数并使其收敛之后，更新记忆效应畸变成分补偿单元的畸变补偿处理的参数并使其收敛，然后，交替地反复执行更新非线性畸变成分偶次幂乘单元的畸变补偿处理的参数并使其收敛的处理，和更新记忆效应畸变成分补偿单元的畸变补偿处理的参数并使其收敛的处理。
这里，作为参数，例如可以使用畸变补偿系数、存储在表中的用于控制的对应内容等各种参数。
作为一个结构例，输入信号是复数信号。作为一个结构例，畸变补偿系数是复数信号。作为一个结构例，使复数信号相乘的乘法单元使用复乘法器构成。
作为一个结构例，为便携电话系统或简易型便携电话系统(PHS：个人手持电话系统)等的移动通信系统的基站装置所具有，输入信号是成为向移动台装置等无线发送的对象的信号。
如以上所说明的那样，依据本发明的带预畸变畸变补偿方式的放大器，在通过预畸变方式补偿在放大输入信号的放大器中发生的畸变时，使用将输入信号偶次幂乘后的结果的时间差，补偿由放大器的记忆效应产生的畸变成分，因此例如能够用简易的结构，降低放大器的记忆效应产生的畸变成分的影响，能够实现高精度的畸变补偿。
附图说明
图1表示本实施例的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器的结构例。
图2表示本发明第1实施例的记忆效应预畸变器的结构例。
图3表示本发明第2实施例的记忆效应预畸变器的结构例。
图4表示本发明第3实施例的记忆效应预畸变器的结构例。
图5表示本发明第4实施例的预畸变器的结构例。
图6表示本发明第5实施例的畸变补偿系数的更新处理顺序的一例。
图7表示本发明第6实施例的畸变补偿的仿真结果的一例。
图8表示带预畸变方式畸变补偿功能的放大器的结构例。
图9表示考虑了记忆效应的畸变补偿表的图形的一例。
图10表示考虑了记忆效应的放大单元的模型的一例。
具体实施方式
参照附图说明本发明的实施例。
在本实施例中，表示在移动通信系统的基站装置所具备的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器中适用了本发明的情况。在本实施例的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器中，由放大器把成为放大对象的多路载波信号放大，并补偿在该放大器中发生的畸变，这时，对于由放大器的记忆效应产生的影响也进行补偿。
首先，表示本实施例的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器的结构例。
如图1所示，本实施例的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器具备：为了提供补偿AM-AM特性和AM-PM特性的非线性畸变的逆特性(预畸变)，对给放大器的输入信号的振幅和相位进行调制的预畸变器1；为了提供补偿由记忆效应产生的畸变的逆特性(预畸变)，对来自预畸变器1的输出信号的振幅和相位进行调制的记忆效应预畸变器2；把作为畸变补偿的对象的发送信号放大的放大单元3；对预畸变器1和记忆效应预畸变器2进行自适应控制的控制单元4。
预畸变器1例如与以往一样，是根据瞬时电功率进行畸变补偿的，在使用电功率检测单元和对照表(LUT：Look Up Table)等的情况下包含它。预畸变器1用于补偿放大单元3的放大器的AM-AM特性和AM-PM特性，在本例中，对于记忆效应不进行补偿。
记忆效应预畸变器2补偿由放大单元3的放大器的记忆效应产生的畸变。在本实施例中，记忆效应预畸变器2将输入信号偶次幂乘，使用该偶次方后的信号和使该偶次方后的信号延迟了的信号的差信号。
这里，由AM-AM特性或AM-PM特性产生的畸变和由记忆效应产生的畸变，由放大单元3的输入信号决定，并不是由本实施例的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器的输入信号决定的。因此，在放大单元3中产生的畸变，由包括用预畸变器1和记忆效应预畸变器2提供畸变的逆特性而导致的振幅、相位的变化的信号决定。
另外，根据本发明者们的研究，在预畸变器1中发生变化的振幅和相位，比在记忆效应预畸变器2中发生变化的振幅和相位大，因此如本实施例这样，在预畸变器1的后一级配置记忆效应预畸变器2，可以得到良好的特性。
另一方面，在记忆效应预畸变器2的后一级配置了预畸变器1的结构中，例如，记忆效应预畸变器1对将带预畸变方式畸变补偿功能的放大器的输入信号输入到放大单元3中时的记忆效应进行补偿，但由于预畸变器1中的振幅、相位的变化较大，所以认为当初记忆效应预畸变器2预测的记忆效应的影响和实际上发生的记忆效应的影响的差异变大。
放大单元3由单个或多个放大器构成，具有成为畸变补偿对象的非线性的特性和记忆效应的特性。一般在要用预畸变器把畸变补偿到-50～-60dBc以下时，受到记忆效应的影响。
控制单元4设定各个预畸变器1、2的畸变补偿表和畸变补偿系数，以及进行用于与环境的变化等相适应的处理等。
其次，说明本实施例的记忆效应预畸变器2中所使用的原理。
在本实施例中，记忆效应的发生理由是由寄生电感所产生的电功率引起偏置变动，因而如以下那样补偿记忆效应的影响。
即，电感发生的电动势、即电源电压变动V(t)用式1表示。这里，t表示时刻，L表示电感[H：亨利]，i(t)表示电流。
另外，上述式1以Δt作为微小时间，如式2那样表示。
V(t)＝L·{di(t)/dt}
                 ··(式1)
V(t)＝L·{i(t)-i(t-Δt)}/Δt
                         ··(式2)
在本实施例中，用上述式2对由在放大器中的记忆效应产生的畸变进行近似，通过在对于放大器的输入中预先加入消除其畸变的信号-V(t)，来补偿记忆效应。在本实施例的硬件中，最好把Δt作为T(＝最小时间单位的一个时钟)来处理，但例如如果是能够用差分来近似微分的范围，则也不脱离本实施例。另外，在本实施例中，仅对差进行处理，用简单的结构来实现，即，把上述式2看作式3那样来使用。
V(t)＝L·{i(t)-i(t-T)}
                   ··(式3)
实施例1
说明本发明第1实施例的记忆效应预畸变器2。
如图2所示，本实施例的记忆效应预畸变器2具备2次方检测器11，延迟电路12、减法器13、两个(复数)乘法器14、15，同样地，具备4次方检测器16、延迟电路17、减法器18、2个(复数)乘法器19、20，另外，还具备加法器21。
表示本实施例的记忆效应预畸变器2的动作的一例。
输入信号是复数矢量的I、Q数字基带信号。在本例中，输入信号是来自预畸变器1的输出信号。
2次方检测器11检测预畸变器输入信号的2次方值，通常，计算(I2+Q2)的值。延迟电路12使来自2次方检测器11的输出(检测值)延迟T[sec]。减法器13从2次方检测器11的输出中减去作为延迟电路12的输出的T[sec]前的2次方检测器11的输出。如果把I、Q输入信号表示为I(t)、Q(t)，则来自减法器13的输出信号P2由式4的2次方差来表示。
P2＝|I(t)2+Q(t)2|
      -|I(t-T)2+Q(t-T)2|
                     ··(式4)
另外，T虽然最好是1时钟时间，但例如如果是能够用差分来近似微分的范围，则不脱离本实施例。该2次方差相当于微分系数。
乘法器14把来自减法器13的2次方差值与输入信号相乘。该输出相当于把载波信号再次调制了的信号，成为3次成分，具有载频附近的频率成分。乘法器15将来自乘法器14的输出与畸变补偿系数E2相乘。
畸变补偿系数E2表现为复数矢量(E2real+j·E2imag)，设定成控制单元4能够补偿畸变。这里，j表示虚数部分。另外，E2real表示实数成分，E2imag表示E2的虚数成分。
复数矢量E2如式5那样表示。这里，sqrt表示平方根。另外，|Amp|是振幅成分，与上述式3的L的大小成比例，例如，相当于提供二次畸变的振幅的固定增益。另外，Phase是相位成分，例如是输入信号中固定的相移，作为一例，设定成作为图10的固定相位变化器91产生的相位变化φ的反相而抵销。
E2＝|Amp|·exp(j·Phase)
|Amp|＝sqrt{(E2real)2+(E2imag)2}
Phase＝tan-1{(E2imag)/(E2real)}
                            ··(式5)
在上述中，对2次方检测器11的信号路径进行了说明，而在4次方检测器16的信号路径中也进行同样的处理。
即，在4次方检测器16中检测出输入信号的4次方值，在延迟电路17中使该4次方值延迟，在减法器18中检测没有被延迟的4次方值和被延迟了的4次方值的差，在乘法器19中把该差与输入信号相乘，在乘法器20中把该乘法结果与畸变补偿系数E4相乘。
作为乘法器15的乘法结果的3次成分和作为乘法器20的乘法结果的5次成分输入到加法器21中。
加法器21把输入信号与来自3次或5次预畸变器(乘法器15、20)的输出相加，输出该加法结果。在本例中，该输出信号向放大单元3输出。
来自本实施例的记忆效应预畸变器2的输出信号SPD2(t)如式6那样表示。
SPD2(t)＝S2(t)+Diff2(t)·E2·S2(t)
            +Diff4(t)·E4·S2(t)
Diffn(t)＝|S2(t)|n-|S2(t-T)|n
(n＝2、4)
                            ··(式6)
这里，S2(t)表示记忆效应预畸变器2的输入信号。把上述式6所示的输出信号SPD2(t)输入到放大单元3的放大器中后，与在该放大器中产生的记忆效应的影响抵消，因此来自放大单元3的输出信号成为没有记忆效应影响的信号，即，由记忆效应产生的畸变被补偿。
另外，在本例中，仅例示了2次方检测器11的信号路径的3次项和4次方检测器16的信号路径的5次项，但例如作为所使用的次数种类的数量并没有特别限定，另外，一般地，对于其它的奇数次(7次、9次、……)，通过把2次方检测器11和4次方检测器16作为其它的偶次方(6次方、8次方、……)的检测器，也能够进行扩展。
如上所述，在本例的带预畸变畸变补偿功能的放大器中，具备：对复数输入信号进行偶次方的功能；对该偶次方的功能的输出信号提供延迟的延迟功能；求上述偶次方的功能的输出信号与上述延迟功能的输出信号的差的加法(减法)功能；使输入信号与上述加法功能的输出信号相乘的乘法功能；使该乘法功能的输出信号与复数畸变补偿系数相乘的复数乘法功能；使输入信号与上述复数乘法功能的输出信号相加的加法功能。
因此，如果使用本例的记忆效应预畸变器2，则在用放大器放大输入信号时，能够补偿由在放大器中发生的记忆效应所产生的畸变成分的影响，由此，能够实现相邻信道的漏功耗和寄生的降低，能够增加电功率效率。另外，例如能够使电路规模较小。
实施例2
说明本发明的第2实施例的记忆效应预畸变器2。
如图3所示，本例的记忆效应预畸变器2具备2次方检测器31、延迟电路32、减法器33、对照表(LUT)34、(复数)乘法器35。这里，2次方检测器31、延迟电路32和减法器33的动作与例如上述图2所示的11、12和13相同。
在LUT34中保存着控制单元4使之自动收敛的记忆效应补偿用的表。LUT34把来自减法器33的输出作为表参考变量。
然后，由乘法器35把保存在表34中的畸变补偿用的复数矢量与输入信号相乘，把该乘法结果作为向放大单元3的输出信号。
把来自本例的记忆效应预畸变器2的输出信号输入到放大单元3的放大器中后，该放大器的输出成为没有记忆效应影响的信号。另外，由于本例的记忆效应预畸变器2的输入信号是来自预畸变器1的输出信号，因此来自放大单元3的放大器的输出成为没有畸变的信号。
另外，在本例中仅例示了3次的情况，而与在上述第1实施例中叙述过的一样，对于其它的奇数次也能够进行扩展。
如上所述，在本例的记忆效应预畸变器2中具备：对复数输入信号进行偶次方的功能；对进行该偶次方的功能的输出信号提供延迟的延迟功能；求上述进行偶次方的功能的输出信号与上述延迟功能的输出信号的差的加法(减法)功能；保存畸变补偿用的控制值的对照表的存储器功能；使输入信号与上述存储器的输出信号相乘的复数乘法功能。在本实施例中，也能够得到与上述第1实施例的情况相同的效果。
实施例3
说明本发明第3实施例的作为RF预畸变器的记忆效应预畸变器2。
如图4(a)所示，本实施例的记忆效应预畸变器2具备：由2次方电路构成的2次方检测器41、由延迟元件构成的延迟电路42、由运算放大器等硬件构成的减法器43、进行A/D转换的A/D(模/数)转换器49a、对照表(LUT)44、2个D/A(数/模)转换器45、46、电压可变衰减器47、电压可变移相器48。这里，2次方检测器41、延迟电路42、减法器43和LUT44的动作与例如上述图3所示的31、32、33和34相同。作为其它的结构例，在图4(b)的结构中，不具备上述图4(a)所示的A/D转换器49a，而在2次方检测器41的后面具备A/D转换器49b，另外，延迟电路42和减法器43与例如上述图3所示的延迟电路32和减法器33相同，由数字电路或数字信号处理构成。
各D/A转换器45、46把保存在表44中的控制值通过D/A转换，变换为电压控制信号。从表44向一方的D/A转换器45输入用于控制电压可变衰减器47的控制值，从表44向另一方的D/A转换器46输入用于控制电压可变移相器48的控制值。
电压可变衰减器47和电压可变移相器48由来自各D/A转换器45、46的输出信号进行控制，用这两个器件起到复数乘法器(例如，上述图3所示的复数乘法器35)的作用。这一点在带畸变补偿功能的放大器的与外部的接口是RF信号的情况下特别有效。
另外，在本例中，仅例示了3次的情况，与在上述第1实施例中叙述过的一样，对于其它的奇数次也能够进行扩展。
如上所述，在本例的记忆效应预畸变器2中，具备：对复数输入信号进行偶次方的功能；对进行该偶次方的功能的输出信号提供延迟的延迟功能；求上述进行偶次方的功能的输出信号与上述延迟功能的输出信号的差的加法(减法)功能；保存畸变补偿用的控制值的对照表的存储器功能；把该存储器功能的输出变换为模拟信号的D/A转换功能；根据上述D/A转换功能的输出信号，使输入信号的衰减量可变的衰减器；根据上述D/A转换器的输出信号，使输入信号的移相量可变的移相器。在本实施例中，也能够得到与上述第1实施例的情况相同的效果。
实施例4
说明本发明第4实施例的预畸变器1。
在图5(a)中表示预畸变器1的一个结构例。
本例的预畸变器1具备包络(envelope)检测电路51、对照表(LUT)52、(复数)乘法器53。
包络检测电路51检测输入信号的包络电压或电功率，该输出(检测值)相当于输入信号的瞬时电功率。以该输出作为参考变量，使用保存在畸变补偿表52中的畸变补偿系数，由复数乘法器53对畸变补偿系数与输入信号进行复数相乘，由此，对输入信号提供AM-AM特性或者AM-PM特性的逆特性。被提供了该逆特性的信号输出到记忆效应预畸变器2。
图5(b)中表示预畸变器1的另一个结构例，是进行模拟预畸变时的例子。
本例的预畸变器1具备包络检测电路61、进行A/D变换的A/D转换器65、对照表(LUT)62、进行D/A变换的2个D/A转换器66、67、电压可变衰减器63、电压可变移相器64。输入信号是RF信号。
包络检测电路61检测输入信号的包络电压或电功率。由A/D转换器65对该输出(检测值)进行A/D变换，作为参考变量，用D/A转换器66、67输出保存在畸变补偿表62中的振幅控制值和相位控制值，根据各控制值来控制电压可变衰减器63、电压可变移相器64，由此对输入信号提供AM-AM特性或AM-PM特性的逆特性。被提供了该逆特性的信号输出到记忆效应预畸变器2。
图5(c)表示预畸变器1的另一个结构例。
本例的预畸变器1具备2次方检测器71和2个(复数)乘法器72、73，同样地，具备4次方检测器74和2个(复数)乘法器75、76，另外，还具备加法器77。输入信号是复数的I、Q基带数字信号。
2次方检测器71计算输入信号的2次方值。乘法器72使该2次方值与输入信号相乘，在该输出(该乘法结果)中，输入的振幅成为3次方，相位保持不变。乘法器73使来自乘法器72的输出信号与畸变补偿系数O3复数相乘。
同样地，4次方检测器74计算输入信号的4次方值。乘法器75使该4次方值与输入信号相乘，在该输出(该乘法结果)中，输入的振幅成为5次方，相位保持不变。乘法器76使来自乘法器75的输出信号与畸变补偿系数O5复数相乘。
另外，畸变补偿系数O3表示为复数矢量(O3real+j·O3imag)，设定成控制单元4能够补偿畸变。这里，O3real表示O3的实数成分，O3imag表示O3的虚数成分。
复数矢量O3如式7那样表示。这里，|Amp|是振幅成分，Phase是相位成分。
另外，关于畸变补偿系数O5也是一样。
O3＝|Amp|·exp(j·Phase)
|Amp|＝sqrt{(O3real)2+(O3imag)2}
Phase＝tan-1{(O3imag)/(O3real)}
                              ··(式7)
加法器77把输入信号、从乘法器73输入的3次的复数乘法结果和从乘法器76输入的5次的复数乘法结果相加，把该相加结果输入到记忆效应预畸变器2。这样，加法器77在输入信号上加入奇数次(例如，3次、5次、7次、……)的信号，提供AM-AM特性、AM-PM特性的逆特性。
来自本例的预畸变器1的输出信号SPD1(t)如式8那样表示。
SPD1(t)＝S1(t)+O3·S1’3(t)+O5·S1’5(t)
S1’n(t)＝|S1(t)|n-1·S1(t)
(n＝3、5)
                            ··(式8)
这里，S1(t)是本例的预畸变器1的输入信号。在本例中，由于把基波的系数固定为(1+j·0)，因此在预畸变器1中使输入信号的增益和相位保持恒定。
另外，来自本例的预畸变器1的输出信号的预畸变成分输入到放大单元3的放大器中后，由于与在该放大器中发生的AM-AM特性或者AM-PM特性的影响相互抵消，因此来自放大单元3的输出信号成为没有畸变的信号，即，补偿了畸变。
另外，在本例中，仅例示了3次和5次的情况，但与在上述第1实施例中叙述过的一样，关于其它的奇数次，也能够进行扩展。在本例这样的结构中，还有可以不具备存储器(LUT)的优点。
如上所述，在本例的预畸变器1中，具备：对复数输入信号进行偶次方的功能；使输入信号与上述偶次方功能的输出信号相乘的乘法功能；使上述乘法功能的输出信号与复数畸变补偿系数相乘的复数乘法功能；使输入信号与上述复数乘法功能的输出信号相加的加法功能。
实施例5
说明本发明第5实施例的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器的收敛算法。
在本例中，作为预畸变器1和记忆效应预畸变器2，可以分别使用各种结构的装置。
图6表示本例的收敛算法的处理流程的一例。
即，开始畸变补偿系数的更新处理后(步骤S1)，首先更新预畸变器1的畸变补偿系数O3、O5、…(或者LUT)(步骤S2)，使之收敛到最能够补偿畸变的最佳值(步骤S3)，接着，更新记忆效应预畸变器2的畸变补偿系数E2、E4、…(或者LUT)(步骤S4)，使之收敛到最能够补偿畸变的最佳值(步骤S5)，然后，在第1次收敛以后，不结束畸变补偿系数的更新，进入到随后的过程，交替地更新预畸变器1和记忆效应预畸变器2的畸变补偿系数(步骤S6、步骤S7)，适应于由温度或者经过年份等引起的各种变化。
这里，通常，由AM-AM特性和AM-PM特性产生的畸变与由记忆效应产生的畸变相比较，是极大地支配性的，因此如本例这样，在更新预畸变器1的畸变补偿系数并使之收敛以后，更新记忆效应预畸变器2的畸变补偿系数并使之收敛的处理顺序与其相反的处理顺序相比较，能够缩短收敛时间(即，加快收敛)。
作为收敛的方法，例如，如上述式5或上述式7所示那样，也可以把复数系数分为振幅|Amp|和相位Phase并使之收敛。另外，作为其他方法，也可以分为复数的实数、虚数并使之收敛，另外，还可以使2个变量都收敛。另外，在使用LUT的情况下，例如还可以使用代表点使之收敛，或者使用按样条(spline)法等一起生成的方法。另外，还可以使用MMSE(最小均方差)等，使预畸变器1的畸变补偿系数和记忆效应预畸变器2的畸变补偿系数一起收敛。
另外，在更新预畸变器1和记忆效应预畸变器2的畸变补偿系数(或者LUT)的控制中，例如能够将从放大单元3输出的信号作为反馈信号来使用。
作为一例，作为反馈信号，用混频器(mixer)进行频率变换，用带通滤波器除去载波等不需要的波，只检测出畸变电功率。另外，为了通过DSP(数字信号处理器)等评价IMD3+或者IMD3-这样的不同频率的畸变电功率，而控制振荡器。在算法中使用例如扰动法，更新系数等使得检测出的畸变电功率减小。该算法具有能够简单而且廉价地实现的优点。作为其他例子，也可以使用解调有畸变的信号，抽取出与输入信号的误差的方法，但这样的方法要求高速性，价格容易变高。
在算法中，例如，先仅把预畸变器1的3次的增益更新被赋予的次数，接着对3次的相位进行更新。按照5次、7次、…所需要的顺序进行该处理。然后，如果预畸变器1的全部系数收敛，则同样对记忆效应预畸变器2的系数进行更新。然后，即使全部系数收敛，DSP等也继续进行更新，适应性地跟随因温度或老化而变化的环境。
如上所述，在本例的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器中，作为用于使畸变补偿控制的系数和表等收敛的自适应控制方法，使用了首先使预畸变器1的系数收敛，接着使记忆效应预畸变器2的系数收敛，然后，交替地反复进行更新的自适应控制方法。
实施例6
说明本发明第6实施例的仿真结果的一例。
图7(a)中表示了使用上述图5(c)所示的预畸变器1，而不具备记忆效应预畸变器2，假设没有放大器的记忆效应时的仿真结果的一例。图7(a)、(b)、(c)的曲线图的横轴表示频率[MHz]，纵轴表示电功率谱密度[dB]。在曲线图中，表示了没有预畸变器1的情况(“没有预畸变器”)和预畸变器1仅有3次的电路(“O(3)”)、以及具有3次和5次的电路的情况(“O(3，5)”)等。
图7(b)中，表示了使用上述图5(c)所示的预畸变器1，不具备记忆效应预畸变器2，假设有放大器的记忆效应时的仿真结果的一例。如从曲线图观察到的那样，由于记忆效应的影响，仅能够补偿5dB左右的畸变。
图7(c)中，表示了使用上述图5(c)所示的预畸变器1和上述图2所示的记忆效应预畸变器2，假设有放大器的记忆效应时的仿真结果的一例。例如，“O(3，5，7)E(2)”表示使用了预畸变器1的3次(O3)、5次(O5)和7次(O7)，以及记忆效应预畸变器2的3次(E2)的情况，其他也是一样。如从曲线图观看到的那样，根据记忆效应预畸变器2的效果，能够把畸变补偿20dB以上。作为一例，如果把预畸变器1采用到7次(O(3，5，7))，把记忆效应预畸变器2采用到5次(E(2，4))，则能够达到-60dB，比较理想。
这里，在上述的实施例中，根据预畸变器1的功能构成非线性畸变成分补偿单元。
作为一例，在上述图5所示的结构中，通过2次方检测器71的功能和4次方检测器74的功能构成偶次幂乘单元，通过乘法器72的功能和乘法器75的功能构成偶次幂乘结果乘法单元，通过乘法器73的功能或者乘法器76的功能构成畸变补偿系数乘法单元，通过加法器77的功能构成畸变补偿系数乘法结果加法单元。
另外，在以上的实施例中，通过记忆效应预畸变器2的功能构成记忆效应畸变成分补偿单元。
作为一例，在上述图2所示的结构中，通过2次方检测器11的功能和4次方检测器16的功能构成偶次幂乘单元，通过延迟电路12的功能和延迟电路17的功能构成偶次幂乘结果延迟单元，通过减法器13的功能和减法器18的功能构成偶次幂乘结果时间差检测单元，通过乘法器14的功能和乘法器19的功能构成输入信号乘法单元，通过乘法器15的功能和乘法器20的功能构成畸变补偿系数乘法单元，通过加法器21的功能构成畸变补偿系数乘法结果加法单元。
作为其它的例子，在上述图3和上述图4所示的结构中，通过2次方检测器31、41的功能构成偶次幂乘单元，通过延迟电路32、42的功能构成偶次幂乘结果延迟单元，通过减法器33、43的功能构成偶次幂乘结果时间差检测单元，通过对照表(LUT)34、44的功能构成偶次幂乘结果时间差控制值对应存储单元。另外，在上述图3中，根据乘法器35的功能构成输入信号变化单元(乘法单元)。另外，在上述图4中，通过电压可变衰减器47的功能和电压可变移相器48的功能构成输入信号变化单元(输入信号振幅相位变化单元)。
以下，表示与本发明相关的技术背景。另外，这里记述的事项并不限定为全部都是以往技术。
例如，在采用宽带码分复用(W-CDMA：宽带码分复用)方式作为移动通信方式的移动通信系统的基站装置中，由于需要使无线信号到达物理上远离的移动台装置的地方，所以需要用电功率放大器(PA)等放大器大幅度地放大多载波等的信号。
然而，由于放大器是模拟设备，其输入输出特性成为非线性的函数。特别地，在称为饱和点的放大临界以后，即使输入到放大器中的电功率增大，输出电功率也几乎一定。而且，由于该非线性输出而产生非线性畸变。放大前的发送信号由带阻滤波器把所希望的信号频带外的信号成分抑制为低电平，但是在通过放大器后的信号中发生非线性畸变，信号成分向所希望的信号频带外(相邻信道)漏泄。
例如，在基站装置中，如上述那样发送电功率较高，因此这种向相邻信道的泄漏电功率的大小被严格规定，如何削减这种相邻信道漏泄电功率成为很大的问题。因此，作为畸变补偿方式之一有预畸变方式，近年来由于重视放大效率，因此取代前馈方式而成为主流。预畸变方式是通过把作为放大器的非线性特性的AM-AM变换、AM-PM变换的逆特性预先提供到放大器的输入信号中，来补偿放大器的输出信号的畸变的方式。
图8中表示使用预畸变方式的放大器的功能块的构成例，表示其动作例。
输入信号被输入到电功率检测单元81，检测输入信号的电功率或振幅，该检测结果作为由存储器等构成的畸变补偿表82的参考变量而建立对应关系。在畸变补偿表82中，保存用于以预畸变方式进行畸变补偿的表。
在畸变补偿表82的表中，反映了成为补偿对象的放大器(放大单元84)的非线性特性的逆特性，一般，使用以输入信号的电电功率或振幅为指标的AM-AM变换(振幅)、AM-PM变换(相位)。预畸变器83按照畸变补偿表82的参照结果控制输入信号的振幅和相位。由放大单元84放大以预畸变方式预先提供了畸变的信号，输出信号成为没有畸变的信号。控制单元85为了与温度变化的环境相适应，根据输入信号和放大单元84的输出信号更新畸变补偿表85。
然而，在放大器的畸变产生机理中，不仅是时瞬电功率的AM-AM特性、AM-PM特性，还有当前状态根据以记忆效应为代表的过去状态而发生变化的情况。在以往的方法中，由于用于参照畸变补偿表的指标只是瞬时电功率，因此存在着不能够补偿由记忆效应产生的非线性畸变的问题。
具体地讲，记忆效应在AM-AM特性、AM-PM特性中作为滞后而作用，其影响生成不平衡的互调制畸变(IMD)，限制了以往的基于输入信号的瞬时电功率的预畸变器的性能。为此，在以往的预畸变器中，不能够生成正确的非线性的逆特性。
这里，作为解决记忆效应的影响的方法的一例，考虑具有以当前的瞬时电功率和一个单位时刻(例如一个抽样)前的瞬时电功率为参考变量的畸变补偿表。
图9中表示了考虑了这种记忆效应的畸变补偿表的图形的一例。横轴表示瞬时电功率，纵轴表示畸变补偿控制值，表示每一单位时刻的变化。即，在通常的畸变补偿表中增加了一单位时刻前的瞬时电功率的维。
作为一例，在瞬时电功率的分辨率为10比特的情况下，以往那样的通常的表需要1024张(即，10比特量)。然而，如果采用这样的结构，虽然能够补偿畸变，但是存储量变得巨大，且表的生成和用于适应环境的学习非常困难，在实际中不能够得到。
另外，为了避免这些问题，考虑求出之前一个时刻的微分系数，参照修正表，修正以往的对照表(LUT)的值的方法。但是，在该方法中，即使微分系数相同，由于适宜的修正量根据瞬时电功率而不同，因此在修正表中必然包含着误差。为此，减少存储器量的弊端作为特性的恶化而出现，不能够完全补偿畸变。
其次，详细说明记忆效应。
图10表示考虑了记忆效应产生的影响的放大单元的模型的一例(例如，参照非专利文件1)。在该模型中产生的畸变不能够用作为预畸变原理的AM-AM特性、AM-PM特性的逆特性来进行补偿。
另外，在该模型中，上述图10所示结构的整体相当于放大单元，由于是模型，因此实际上各个处理部分91～96不一定原样存在于放大单元的内部。
放大器95表示仅具有AM-AM特性和AM-PM特性的放大部分，即没有考虑记忆效应的放大部分，表示用预畸变原理能够完全补偿畸变的部分。
这里，最好电功率放大器(PA)的电源电压是恒定的，如以下所述，由于引起电源电压的变动而产生记忆效应。
一般，奇数次畸变作为IMD(IMD3，IMD5)而出现在载波的附近。
另一方面，非线性的偶数次成分的频谱具有基带和输入信号的2倍以上的频率成分。其中，具有在基带中产生的偶数次畸变成分的电流流入漏极偏置电路，电流由存在于晶体管(例如FET)的偏置电路或者输出匹配电路中的寄生电感变换为电压信号。
例如，如W-CDMA方式那样使用宽带信号的情况下，由于偶数次畸变的频带变高，所以偶数次畸变的电压升高，引起漏极偏置变动。因该漏极偏置变动，载波信号被再次调制，在载波的附近产生新的畸变。
在把受到互调制畸变影响的放大器模型化了的情况下，表示通过电感器的记忆效应，对于一个输入出现多个输出电压、相位的所谓滞后特性。
用上述图10所示的模型进行说明。
2次方检测器(2次方电路)92检测在基带中产生的放大器95的输入信号的2次畸变成分，在本模型中假定为电流源。
电感93相当于包含在放大器95的偏置电路和输出匹配电路中的寄生成分。例如，在如W-CDMA方式等那样处理宽带信号的情况下，比基带的2次畸变成分的频带宽，电感93由于成为高阻抗，因此产生电压，使偏置电路的电压变动。
另外，输入信号在固定相位变化器91中受到恒定的(固定值的)相位变动，按上述偏置电路的电压变动进行再调制。由乘法器94进行这种再调制。而且，乘法器94的乘法结果的信号作为记忆效应成分，由加法器96加入到来自以往的放大器模型(放大器95)的输出信号中。
这样，通过用电感93的电压信号对输入信号进行调幅，产生新的3次畸变。而且，由加法器96把来自2个部分的信号合成，生成包含了记忆效应影响的放大器输出信号。
另外，这里，作为记忆效应的产生机理的说明，仅考虑了2次畸变成分，而一般由于在基带中产生4次、6次等这样的偶数次畸变成分，因此同样产生偏置成分。这种情况下，相当于2次方检测器92的部分分别成为4次方、6次方等，与上述的2次的情况相同，来自相当于乘法器94的部分的输出被加入到来自以往的放大器模型(放大器95)的输出信号上。这种记忆效应在以往那样仅把瞬时电功率作为参考变量的预畸变器中不能够进行补偿。
这里，作为本发明的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器、放大装置、发射机、基站装置等的结构，不一定限于以上所示的结构，还可以使用各种结构。另外，本发明例如能够提供实现本发明中的处理的方法或者方式、实现这种方法或者方式的程序、记录该程序的记录介质等，另外，还能够作为各种装置和系统来提供。
另外，作为本发明的适用领域，并不一定限于以上所示的领域，本发明能够适用于各种领域。
另外，本发明能够在各种预畸变方式中适用。
例如，作为预畸变方式，有频带是基带(BB)的，或者是中频带(IF)的，或者是无线频带(RF)的，另外，有以数字进行处理的，也有以模拟进行处理的，虽然根据这些处理而被分类，但可以适用于任一种类。
另外，在上述图1和上述图8中，表示了带预畸变方式的畸变补偿功能的放大器的一例，但是并不限于此，还可以根据所使用的方式的种类，使用所需的D/A(数/模)转换器、正交调制器(或者正交调制单元)、升变频器、滤波器等。另外，在上述图1和上述图8中，为了适应环境变化，关于从放大单元3、84向控制单元4、85传送的反馈信号的存在等，也没有特别限制，既可以使用也可以不使用。另外，为了使用这种反馈信号，可以使用降变频器、振荡器、滤波器、正交解调器(或者正交解调单元)，A/D(模/数)转换器等。另外，为了检测畸变，可以使用输入信号。
另外，作为本发明的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器、放大装置、发射机、基站装置等中进行的各种处理，可以使用例如在具备了处理器和存储器等的硬件资源中通过处理器执行保存在ROM(只读存储器)中的控制程序来进行控制的结构，另外，例如用于执行该处理的各功能单元也可以作为独立的硬件电路来构成。
另外，本发明还能够作为保存了上述控制程序的软盘(Floppy：注册商标)或CD(Compact Disc)-ROM等计算机可读取的记录介质或该程序(自身)来实现，通过从该记录介质把该控制程序输入到计算机中使处理器执行，能够实现本发明的处理。

Claims (10)

1.一种带预畸变方式畸变补偿功能的放大器，通过预畸变方式补偿在放大输入信号的放大器中产生的畸变，其特征在于：
具有记忆效应畸变成分补偿单元，用将输入信号偶次幂乘后的结果的时间差，补偿由放大器的记忆效应引发的畸变成分。
2.根据权利要求1所述的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器，其特征在于：
上述记忆效应畸变成分补偿单元包括将输入信号偶次幂乘的偶次幂乘单元，使偶次幂乘单元的偶次幂乘结果的信号延迟的偶次幂乘结果延迟单元，检测偶次幂乘单元的偶次幂乘结果的信号与偶次幂乘结果延迟单元的延迟信号的差的偶次幂乘结果时间差检测单元，使偶次幂乘结果时间差检测单元的检测结果的信号与输入信号相乘的输入信号乘法单元，使输入信号乘法单元的乘法结果的信号与畸变补偿系数相乘的畸变补偿系数乘法单元，使输入信号与畸变补偿系数乘法单元的乘法结果的信号相加的畸变补偿系数乘法结果加法单元。
3.根据权利要求1所述的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器，其特征在于：
具备非线性畸变成分补偿单元，补偿由放大器的AM-AM特性和AM-PM特性的非线性引发的畸变成分，
上述非线性畸变成分补偿单元包括将输入信号偶次幂乘的偶次幂乘单元，使偶次幂乘单元的偶次幂乘结果的信号与输入信号相乘的偶次幂乘结果乘法单元，使偶次幂乘结果乘法单元的乘法结果的信号与畸变补偿系数相乘的畸变补偿系数乘法单元，使输入信号与畸变补偿系数乘法单元的乘法结果的信号相加的畸变补偿系数乘法结果加法单元。
4.根据权利要求1所述的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器，其特征在于：
具备非线性畸变成分补偿单元，补偿由放大器的AM-AM特性和AM-PM特性的非线性引发的畸变成分，
上述非线性畸变成分补偿单元包括检测输入信号的包络电压或包络电功率的包络检测单元，存储包络电压或包络电功率与畸变补偿系数的对应关系的包络畸变补偿系数对应存储单元，根据包络畸变补偿系数对应存储单元的存储内容使与包络检测单元的检测值对应的畸变补偿系数与输入信号相乘的输入信号畸变补偿系数乘法单元。
5.根据权利要求1所述的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器，其特征在于：
具备非线性畸变成分补偿单元，补偿由放大器的AM-AM特性和AM-PM特性的非线性引发的畸变成分，
上述非线性畸变成分补偿单元包括检测输入信号的包络电压或包络电功率的包络检测单元；存储包络电压或包络电功率与控制值的对应关系的包络控制值对应存储单元；基于包络控制值对应存储单元的存储内容，根据与包络检测单元的检测值对应的控制值，使输入信号变化的输入信号变化单元。
6.根据权利要求1所述的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器，其特征在于：
上述记忆效应畸变成分补偿单元包括将输入信号偶次幂乘的偶次幂乘单元；使偶次幂乘单元的偶次幂乘结果的信号延迟的偶次幂乘结果延迟单元；检测偶次幂乘单元的偶次幂乘结果的信号与偶次幂乘结果延迟单元的延迟信号的差的偶次幂乘结果时间差检测单元；存储由偶次幂乘结果时间差检测单元检测出的值与控制值的对应关系的偶次幂乘结果时间差控制值对应存储单元；基于偶次幂乘结果时间差控制值对应存储单元的存储内容，根据与偶次幂乘结果时间差检测单元的检测值对应的控制值，使输入信号变化的输入信号变化单元。
7.根据权利要求6所述的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器，其特征在于：
上述输入信号变化单元是使控制值与输入信号相乘的乘法单元。
8.根据权利要求6所述的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器，其特征在于：
上述输入信号变化单元是根据控制值使输入信号的振幅和相位的一方或者双方变化的输入信号振幅相位变化单元。
9.根据权利要求3至权利要求5的任一项所述的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器，其特征在于：
具备控制单元，对于由非线性畸变成分补偿单元实施的畸变补偿处理和由记忆效应畸变成分补偿单元实施的畸变补偿处理，进行反馈处理和基于输入信号的电平的处理。
10.根据权利要求3至权利要求5的任一项所述的带预畸变方式畸变补偿功能的放大器，其特征在于：
具备控制单元，在更新非线性畸变成分补偿单元的畸变补偿处理的参数并使之收敛以后，更新记忆效应畸变成分补偿单元的畸变补偿处理的参数并使之收敛，然后，交替地反复执行更新非线性畸变成分补偿单元的畸变补偿处理的参数并使之收敛的处理，和更新记忆效应畸变成分补偿单元的畸变补偿处理的参数并使之收敛的处理。
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