CN101416382B - 用于减少rf功率放大器中的频率记忆效应的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于减少RF功率放大器中的记忆效应的预失真器。本发明还涉及一种用于减少RF功率放大器中的记忆效应的方法和一种包括此类预失真器的基站。根据本发明的预失真器包括，用于生成第一信号分量的部件(1)，该第一信号分量是所述放大器的漏电流的估计，其中生成所述第一信号分量的部件(1)包括线性滤波器；用于生成第二信号分量的第二部件(8)，该第二信号分量是所述第一信号分量和至少一个第一增益函数的函数；用于生成第三信号分量的第三部件(9)，该第三信号分量是所述第一信号分量和至少一个第二增益函数的共轭的函数；以及用于将至少所述第二信号分量和所述第三信号分量组合来形成输出信号的第四部件(7)。还使用来自预失真器的输出信号作为功率放大器的输入，这样在放大信号时减少了放大器的记忆效应。

Description

用于减少RF功率放大器中的频率记忆效应的方法和设备

技术领域

本发明一般涉及功率放大技术，具体来说涉及用于(RF)功率放大器中降低频率记忆效应的方法和设备。

背景技术

功率放大器是通信系统中不可或缺的元件，并且公知地对设计它们来放大的信号添加了或多或少的失真，尤其是在对于失真特别灵敏的多载波电信系统(例如WCDMA)中。对此，原因在于功率放大器具有非线性输入-输出信号特征。这在期望的放大信号周围导致加宽的频谱，以及导致信号的非期望带内分量，而这导致差的系统性能。

为了克服此失真的问题或为了减小非线性效应，可以使用多个线性化方案。一种此类线性化方案称为前馈，其中在取消非理想性的放大器之后注入信号。通常使用的另一种线性化方案是在放大器的输入处预失真(修改)信号，以便在放大器的输出处提供非失真的放大信号。此技术称为预失真。可供选择的预失真技术有多个。

美国专利号5,606.286描述一种预失真技术，其中将射频信号分成三个不同部分，将这三个不同部分分别经受不同量的失真，然后将它们重新组合以形成单个预失真信号。

在美国专利号4,453,133中，由与其线性需要改进的功率放大器相似的放大装置设计预失真分量。

在多载波电信系统(例如WCDMA)中使用的RF放大器的另一个问题是电流消耗或效率。带宽信号具有一般远小于峰值功率的平均功率，并且当降低功率时常规放大器的效率会快速下降。但是，这可以使用例如多尔蒂放大器来克服此情况，据公知的，多尔蒂放大器在回退(backoff)时具有较好的效率。W.H.Doherty所著的“用于调制波的新高效率功率放大器”(“A new high efficiency power amplifierfor modulated waves”，Proc.IRE，vol.24，no.9，pp.1163-1182，Sept.1936)中对多尔蒂放大器进行了描述。

记忆效应是与功率放大器有关而不再可忽略的另一个问题。而且，更高的功率放大器(例如无线基站中使用的那些)呈现了记忆效应。记忆效应通常看上去如同功率放大器的输出处的载波周围的非对称频谱。即，虽然载波(期望的信号)频谱是极好地对称的，但是来自失真的干扰频谱相对于载波的中心是非对称的。记忆效应的起因可能是电子或热电方面的，在Joel Vuolevi等人所著的“用于RF功率放大器中表征记忆效应的测量技术”(″Measurement Technique ForCharacterizing memory Effects in RF Power Amplifiers″，Dept.ofElectrical Engineering and Tnfotech Oulu，IEEE 2000.pp.195-.198)中提出此情况。

用于处理非线性的方法并未将功率放大器的记忆效应纳入考虑。换言之，失真本身不是记忆效应，但是不同调制频率处的任何非恒定失真行为则可以视为记忆效应。正如术语“记忆效应(memory effect)”所陈述的，不仅存在与当前输入或样本的相关性，而且还存在与信号的先前输入或样本的相关性。

在现代功率放大器中，由于对放大器的非恒定(即频率相关)的负载阻抗而发生的基本漏电压变化的原因，记忆效应并不更为突出。因为用于转换放大器的负载阻抗的放大器的负载匹配网络由反应式元件组成，而使得匹配网络变为频率相关的，所以发生漏电压变化。

其结果，负载匹配网络上的漏电压变为频率相关的，从而导致漏电压中的变化。此外，因为晶体管增益对于漏电压中的变化非常灵敏，所以晶体管生成的漏电流也变为频率相关的。

设计考虑到所有记忆效应的预失真器的理论方式是存在的。这称为Volterra级数。Volterra级数是公知的泰勒级数的扩展，可用作用于无记忆的放大器的预失真器。但是，Volterra级数还将可以非常精确地对预失真建模的时间延迟项纳入考虑，因此可以用于抑制失真频谱。但是，Volterra级数随着展开中的可能项的数量而非常快速地增大。

在预失真器中实现记忆的一种常见方式是，将无记忆非线性功能与线性滤波器级联。Wiener和Hammerstein模型是这种类型的具有记忆的预失真器的可能实现的示例。

在国际专利申请WO 2004/086607中提出对具有记忆的预失真器参数化的另一个方法。此现有技术中描述的该方法的优点在于，它大大地减少了参数的数量。在此现有技术中，代替复数变量的多维函数，而仅使用实数变量的多个一维函数。每个函数可以采用多种方式来实现，例如作为多项式或通过对查询表的插值。

实现记忆预失真器的又一个方式是使用多维表，该表由国际专利申请WO 01/05026中描述的输入信号功率的滤波版来寻址。

发明内容

上文提到的现有技术预失真器之中没有一个以可管理方式将漏电压中的变化纳入考虑，并因此无法以令人满意的方式补偿此类变化所导致的记忆效应。

因此，鉴于常规预失真方案的上述缺点，需要一种预失真设备，该预失真设备将比常规预失真设备更精确地补偿因漏电压中的变化所导致的记忆效应。

因此本发明的目的在于，提供一种用于对功率放大器的输入信号进行预失真(predistort)以便补偿RF功率放大器中的基本频率漏电压变化所导致的记忆效应的方法和布置。

上述目的通过如权利要求1所述的预失真器、如权利要求11所述的方法以及如权利要求18所述的基站来实现。

根据本发明的第一方面，上述问题通过用于减少RF功率放大器中的频率记忆效应的预失真器来解决。根据本发明的预失真器具有预失真器输入信号和输出信号。该预失真器具有用于生成第一信号分量的第一部件，其中所述第一信号分量是所述放大器的漏电流的估计，以及其中所述第一部件包括线性滤波器。该预失真器还包括用于生成第二信号分量的第二部件，该第二信号分量是所述第一信号分量和至少第一增益函数的函数，其中至少一个第一增益函数表示功率放大器的灵敏度并且是所述第一信号分量的选定时间延迟版本的振幅的函数。该预失真器还包括用于生成第三信号分量的第三部件，该第三信号分量是所述第一信号分量与至少一个第二增益函数的共轭的函数，其中至少一个第二增益函数表示功率放大器的灵敏度并且是所述第一信号分量的所述选定时间延迟版本的振幅的函数。该预失真器还包括用于将至少所述第二信号分量与所述第三信号分量组合以形成所述输出信号的第四部件。

根据本发明的第二方面，上述问题通过用于使用具有输入信号和输出信号的预失真器来减少RF功率放大器中的频率记忆效应的方法来解决。该方法包括如下步骤：通过使用线性滤波器估计所述功率放大器的漏电流来生成第一信号分量；生成第二信号分量，该第二信号分量是所述第一信号分量和至少一个第一增益函数的函数，其中所述至少一个第一增益函数表示功率放大器的灵敏度并且是所述第一信号分量的选定时间延迟版本的振幅的函数；生成第三信号分量，该第三信号分量是所述第一信号分量与至少一个第二增益函数的共轭的函数，其中至少一个第二增益函数表示功率放大器的灵敏度并且是所述第一信号分量的所述选定时间延迟版本的振幅的函数；以及通过将至少所述第二信号分量与所述第三信号分量组合来生成输出信号。

根据本发明的第三方面，上述问题通过一种基站来解决，该基站包括用于减少所述基站的RF功率放大器中的频率记忆效应的预失真器。

本发明的一个优点是，提供更精确的预失真器，以便有效地补偿放大器的漏电压中的变化所导致的记忆效应。

本发明的另一个优点是，该预失真器可以更好地校正动态非线性，尤其是高效率放大器(例如多尔蒂或希莱克斯放大器)生成的那些非线性，因为高效率放大器对于记忆效应更为灵敏，尤其是对漏电压变化所贡献的那些记忆效应。

本发明的一些实施例的另一个优点是，该预失真器具有足够自由度的较快速跟踪能力，这样使得更有效率的功率放大器能够更精确地适应记忆效应中的改变。

本发明的一些实施例的另一个优点是，相对较少的可调整参数为自适应预失真器提供更快的收敛速度。

又一个优点是，根据本发明的预失真器实现起来非常简单，并且无需执行复杂的计算。

另一个优点是，根据本发明的预失真器可以容易地与其他预失真器组合，下面将进行描述和图示。

现在将通过优选实施例并参考附图更详细地描述本发明。

附图说明

图1是说明功率放大器的非线性输入输出信号特征的示意图。

图2是说明非线性功率放大器放大的信号的频谱的示意图。

图3是说明预失真的原理的示意图。

图4是说明具有记忆的功率放大器放大的信号的频谱的示意图。

图5是说明多尔蒂放大器的原理的示意图。

图6是说明多尔蒂放大器的效率的示意图。

图7是简化的常规功率放大器的图示表示。

图8是用于得到根据本发明的预失真器的功率放大器的模型的示范实施例的示意框图。

图9是根据本发明的预失真器的第一实施例的示意框图。

图10是根据本发明的预失真器的第二实施例的示意框图。

图11是根据本发明的方法的流程图。

图12是包括设有根据本发明的预失真器的功率放大器的基站的示范实施例的示意框图。

图13是将根据本发明的预失真器与现有技术的预失真器组合的示范实施例的示意框图。

具体实施方式

图1说明功率放大器的非线性输入输出信号特征。在低输入信号振幅处，放大器几乎是线性的，但是在较高振幅处，它变得越来越非线性，直到它饱和为止。这种非线性看上去像是在期望的放大信号周围加宽的频谱(以及像是信号的非期望带内分量)，如图2所示。为了克服这种非线性问题，常常将功率放大器连接到线性化装置。所有的线性化技术中，数字预失真器是其中最常用的。预失真器(predistorter)是如图3所示置于PA之前以便在放大器的输出处提供非失真的放大信号的功能块。在图3中，将预失真器10置于功率放大器9之前。让预失真放大器10和放大器9形成系统11，其中预失真器的输出y₂是放大器的输入，对于整个系统来说得到线性。图形12说明系统11的输入信号z₂是对系统11的输入x₂的线性函数。实践中，极少可能实现放大器非线性的理想逆过程。然后使用不同的逼近方法来得到至少增加线性的预失真器，即便无法实现完全的线性系统。

记忆效应是与功率放大器有关而不再可忽略的另一个问题。而且，更高的功率放大器(例如无线基站中使用的那些)呈现了记忆效应。记忆效应通常产生功率放大器输出处的载波周围的非对称频谱，如图4所示。即，虽然载波(期望的信号)频谱是极好地对称的，但是来自失真的干扰频谱相对于载波的中心可能是非对称的。

如早前所提到的，高度有效率的功率放大器对于记忆效应更为灵敏，对于具有大基本漏电压的RF功率放大器(例如多尔蒂放大器)尤其如此。图5以图示方式说明多尔蒂放大器的原理。

多尔蒂放大器由称为主放大器和峰值放大器的两个放大器组成。主放大器和峰值放大器图示为一样大，当然它们不一定是相同尺寸的。如图5所示，两个放大器通过具有特征阻抗Z₀的四分之一波长传输线连接。峰值放大器的输出附加地连接到负载，如图5所示。这里假定两个放大器都作为理想受控的发生器，即输出电流(i₁和i₂)与输入驱动信号成比例。如果我们现在假定放大器之一的最优负载电阻是R_opt，则负载电阻应该等于R_opt/2，因此最大可输送功率是单个放大器的可输送功率的两倍。传输线的作用是在主放大器的输出处将负载电阻转换到2R_opt。如果我们假定主放大器的输出阻抗是无限大，则由于传输线的阻抗倒置特征，峰值放大器见到的阻抗将是零。

在低输出电平处，峰值放大器完全关闭，并呈现为无穷大输出阻抗。这意味着，当我们增加电流(i₁)时，主放大器上的RF电压(v₁)的上升速度是常规放大器的两倍(与R_opt相比，其负载电阻是2R_opt)，从而得到约两倍的效率。在某个点(称为变迁点)处，此电压达到了其最大值，存在效率的对应最大值。当达到饱和时，多尔蒂放大器从峰值放大器启动驱动电流，该驱动电流通过传输线转换成主放大器上的电压。通过将i₂的相位选为滞后于i₁相位90度，对来自峰值放大器的v₁的电压贡献将与来自主放大器的贡献相距180度相位。这意味着当我们逐渐增加i₁和i₂时电压v₁保持不变。因为峰值放大器见到的负载电阻为零，所以电压v₂不受i₂影响，但是将等于R_opti₁。图6中说明多尔蒂放大器的结果效率。

通常，当RF漏电压接近饱和时，放大器变得对漏电压变化更灵敏，对于常规放大器仅在峰值功率处才发生此情况，但是对于多尔蒂放大器，主放大器电压在该变迁点处已经达到饱和。换言之，本发明提出的解决方案特别适于减少多尔蒂放大器和常规放大器的漏电压中变化的影响。本发明还特别适于在回退时以高RF电压工作的任何其他类型的功率放大器(希莱克斯放大器)。希莱克斯放大器在H.Chireix所著的“高功率异相调制”(″High power outphasingmodulation′″.Proc.IRE.vol.23.no.2，pp.1370-1392.Nov.1935.)中进行了描述。

为了使用预失真技术和预失真器来实现期望的结果，非常精确地了解放大器的行为以便输入信号的确定将生成正确且期望的输出信号是至关重要的。因此，知道通过特定输入信号生成什么输出信号是重要的，即，确定功率放大器的模型是重要。只有知道这点，才可能确定应该向功率放大器(PA)提供什么输入信号以生成特定的期望输出信号。换言之，这里目的在于，找到逼近功率放大器的逆过程的好模型，在此意义而言参数提取和系统实现是直接的，并且根据本发明的预失真器是鲁棒的，从而使得例如多尔蒂放大器、希莱克斯放大器的功率放大器或常规放大器远远地更有效率。

现在将基于图7所示的常规放大器来描述本发明实施例，当然也可以使用包括一个晶体管/多个晶体管的任何其他类型的放大器。而且，本发明将仅重点描述基本频率效应生成的记忆效应，而非基带或谐波所生成的记忆效应，当然所得到的预失真器也可以在某种程度上补偿因这些频率所导致的效应。

图7图示包括晶体管的常规放大器的示意图，其中输入电压是v_R；为匹配网络[Z]提供漏电压v_d和漏电流i_d。该放大器还由R₁表示的负载(常常表示通信系统的基站中的天线)组成。

如先前所解释的，因用于转换放大器的负载阻抗的放大器的负载匹配网络[Z]由反应式元件组成，而使得匹配网络变为频率相关的，所以发生漏电压变化。

其结果，负载匹配网络[Z]上的漏电压v_d变为频率相关的，从而导致漏电压v_d中的变化。此外，因为晶体管增益对于漏电压中的变化非常灵敏，所以漏电流i_d也变为频率相关的。

现在将推导图7所示的功率放大器的模型，该模型还用于推导放大器的逆行为的表达式。使用此推导的表达式，确定了能够减少RF功率放大器中的频率记忆效应的根据本发明的预失真器。

如果我们假定唯一记忆效应源是负载匹配网络[Z](或漏滤波器)，则可以通过如下公式给出功率放大器的模型：

i_d[n]＝f(v_g[n].v_d[n])    (1)

$v_d\left[n\right]=\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{\mathrm{dd}}\left[m\right]\·i_d[n-m]---\left(2\right)$

$v_t\left[n\right]=\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{\mathrm{ld}}\left[m\right]\·i_d[n-m]---\left(3\right)$

其中公式(1)中的i_d[n]表示放大器的漏电流。v_g[n]表示漏电压，以及v_d[n]是放大器的漏电压。这里假定对所有信号采样，因为大多数情况中这种实现将可能是数字的。

但是，本领域技术人员认识到该实现也可以是模拟的。

根据公式(1)，漏电流i_d[n]表示为门电压v_g[n]和漏电压v_d[n]的非线性函数。

功率放大器的漏电压v_d[n]和输出电压v₁[n]由匹配网络和漏电流分别根据公式(2)和(3)给出。此匹配网络假定为基本是线性的，即假定它主要包括线性元件(例如传输线、电容器和电感)。匹配网络[Z]这里由图7所示的脉冲响应Z_dd和Z_ld来表征。Z_dd表示从晶体管漏极来看的负载R₁和匹配网络[Z]的频率相关阻抗，Z_ld表示从晶体管漏极到输出节点的跨阻抗(trans-impedance)(也是频率相关的)。术语晶体管漏极这里用于表示至管芯的封装内部漏极连接，而非封装外部连接点。

如果我们假定匹配网络中记忆(或频率相关性)引入的漏电压v_d[n]的变化小，此情况常常是因为放大器构造成具有基本平的频率响应所致，则可以设计漏电流函数i_d[n]的复级数展开。对于足够小的记忆或近似小的变化，可以忽略δ_v[n]中所有具有高阶的项。应该注意可以使用高阶近似，下文将对此进行描述。

因此漏电流i_d[n]可以按如下公式(4)来重写：

$i_d\left[n\right]=v_g\left[n\right]\·g_0\left(\right|v_g\left[n\right]\left|\right)+{\mathrm{\δ}}_v\left[n\right]\·g_1\left(\right|v_g\left[n\right]\left|\right)+{\mathrm{\δ}}_v^{*}\left[n\right]\·v_g^2\left[n\right]\·g_2\left(\right|v_g\left[n\right]\left|\right)----\left(4\right)$

其中函数g₀(|v_g[n]|)，g₁(|v_g[n]|)和g₂(|v_g[n]|)表示功率放大器的跨导或增益函数，以及δ_v[n]表示漏电压在某个偏置点周围的小变化。此偏置点或线性化点可以例如选为从漏极匹配滤波器的第k个延迟抽头产生的漏电压，当然还可以使用任何其他适合的偏置点或线性化点。漏电压变化按如下公式(5)给出：

${\mathrm{\δ}}_v\left[n\right]=v_d\left[n\right]-Z_{\mathrm{dd}}\left[k\right]\·i_d\left[n\right]=\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{\mathrm{dd}}\left[m\right]\·i_d[n-m]---\left(5\right)$

从上面的公式(5)可以注意到，偏置点或线性化点是按上文建议选择的。

使用公式(3)、(4)和(5)，给出PA模型的递归(即每个i_d取决于当前门电压v_g和先前漏电流i_d)定义，这样根据本发明对漏电压变化所导致的记忆效应建模。通过进一步截短此递归，我们可以按如下的公式(6)获得对漏电流函数i_d[n]的另一个近似：

$i_d\left[n\right]=v_g[n-k]\·{\tilde{g}}_0\left(\right|v_g[n-k]\left|\right)+\left(\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{\mathrm{dd}}\right[m]\·v_g[n-m\left]\right)\·{\stackrel{\‾}{g}}_1\left(\right|v_g[n-k]\left|\right)+$

$+{\left(\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{\mathrm{dd}}\right[m]\·v_g[n-m\left]\right)}^{*}\·v_g^2[n-k]\·{\tilde{g}}_2\left(\right|v_g[n-k]\left|\right)---\left(6\right)$

可以通过在如下的公式(7)中将滤波器系数Z_dd和g_i函数(其中i＝0.1.2)的乘积替换为和

表示的非线性FIR滤波器来将推导出的PA模型进一步概括化(generalize)：

$i_d\left[n\right]=v_g[n-k]\·{\stackrel{\‾}{g}}_0\left(\right|v_g[n-k]\left|\right)+\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{v}_g[n-m]\·{\hat{g}}_{1m}\left(\right|v_g[n-k]\left|\right)+$

$+\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{v}_g^{*}[n-m]\·v_g^2[n-k]\·{\hat{g}}_{2m}\left(\right|v_g[n-k]\left|\right)---\left(7\right)$

应该注意到公式(7)给出的漏电流函数i_d[n]的概括化表达式具有如下优点：在g-函数

和

中是线性的，从而较易于调整。

图8图示了基于公式(6)的PA模型90的实施例的示意表示。从图8可以看到，引入了延迟块以补偿Z_dd中的总(bulk)延迟。这类似于选择不同的偏置点，即由对应延迟的抽头Z_dd[k]产生的漏电流，如果Z_dd的初始抽头小，则这会是有利的。

从图8也显见到，对功率放大器的输入是v_g，它是增益电压。使用v_g作为功率放大器的输入，使用公式(6)得到期望的漏电流i_d。

因此，根据本发明的预失真器的目的是，确定当已知根据本发明的预失真器的输入时功率放大器应该具有哪个输入。

让我们首先假定x是根据本发明的预失真器的已知输入，以及如果预失真器收敛，则x提供PA输出电压的良好估计(estimate)。使用PA模型的相同过程，可以使用公式(3)给出的滤波器的逆(inverse)推导出漏电流函数i_d[n]的估计，表示为

${\hat{i}}_d\left[n\right]=\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{Z}}_{\mathrm{ld}}\left[m\right]\·x[n-m]---\left(8\right)$

接下来，使用公式(5)确定漏电压变化δ_v[n]的估计，表示为

以及由如下的公式(9)给出的漏电流函数的估计

${\widehat{\mathrm{\δ}}}_v\left[n\right]=\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{Z}_{\mathrm{dd}}\left[m\right]\·{\hat{i}}_d[n-m]---\left(9\right)$

使用公式(8)和(9)，与早前公式(4)中引入的级数展开相似，门电压函数v_g[n]的级数展开提供如下表达式，它定义根据本发明第一实施例的预失真器：

$v_g\left[n\right]={\hat{i}}_d[n-k]\·f_0\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_v\left[n\right]\·f_1\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_v^{*}\left[n\right]\·{\hat{i}}_d^2[n-k]\·f_2\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)---\left(10\right)$

公式(10)中的函数

表示放大器的无记忆行为，即其输出是预失真器的无记忆大信号增益，而表示漏电流

的估计的选定的时间延迟版本。函数

和

描述不同输出振幅的对漏电压中波动的放大器灵敏度。

注意，当设计根据公式(10)的预失真器时，应该优选地选择或调整函数

和滤波器Z_dd，使得在功率放大器输入是该预失真器的输出时优化功率放大器输出的质量。

与公式(6)中定义的PA模型相似，还可以通过将滤波器Z_dd与函数

和

的乘积替换为非线性FIR滤波器将表达式(10)给出的预失真器概括化，这得到门电压函数的如下表达式：

$v_g\left[n\right]={\hat{i}}_d[n-k]\·f_0\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)+\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{\hat{i}}_d[n-m]\·h_{1m}\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)+$

$+\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{\hat{i}}_d^{*}[n-m]\·{\hat{i}}_d^2[n-k]\·h_{2m}\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)---\left(11\right)$

其中

也描述预失真器的无记忆行为(参见公式(10)中的f₀)，而

和

表示功率放大器的灵敏度并且是的函数，它是漏电流的估计的选定时间延迟的版本。注意上面公式(10)中给出的函数f₁和f₂分别被多个函数h_1m和h_2m替换，各对应于Z_dd的每个抽头。

由公式(11)给出的门电压函数v_g[n]定义根据本发明第二实施例的预失真器的输出。此门电压也是根据公式(6)或公式(7)的功率放大器PA的期望输入。

注意，按公式(11)给出的门电压v_g[n]的概括化表达式具有在

和

中是线性的优点。从而使根据本发明的预失真器更易于调整。又因为

和

是使用非线性滤波器来实现的，根据本发明的预失真器实现起来非常简单，无需执行复杂的计算。

如前文提到的，无需在第一阶之后停止级数展开，还可以包含高阶项。下面的公式(12)表示增益电压表达式或包含二阶项的相似的预失真器的表达式：

$v_g\left[n\right]={\hat{i}}_d\left[n\right]\·f_0\left(\right|{\hat{i}}_d\left[n\right]\left|\right)+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_v\left[n\right]\·f_1\left(\right|{\hat{i}}_d\left[n\right]\left|\right)+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_v^{*}\left[n\right]\·{\hat{i}}_d^2\left[n\right]\·f_2\left(\right|{\hat{i}}_d\left[n\right]\left|\right)+$

$+{\widehat{\mathrm{\δ}}}_v^2\left[n\right]\·{\hat{i}}_d^{*}\left[n\right]\·f_3\left(\right|{\hat{i}}_d\left[n\right]\left|\right)+{\left|{\widehat{\mathrm{\δ}}}_v\right[n\left]\right|}^2\·{\hat{i}}_d\left[n\right]\·f_4\left(\right|{\hat{i}}_d\left[n\right]\left|\right)+{\left({\widehat{\mathrm{\δ}}}_v^{*}\right[n\left]\right)}^2\·{\hat{i}}_d^3\left[n\right]\·f_5\left(\right|{\hat{i}}_d\left[n\right]\left|\right)---\left(12\right)$

还可以为此预失真器推导公式(11)中的相似推广，但是这里不包括它。

图9图示根据本发明第一实施例的预失真器100。此预失真器基于公式(8)、(9)和(10)。所有信号名称对应于这些公式给出的那些信号。图9中的预失真器包括第一功能块1，用于在本例中使用第一线性FIR滤波器Z₀，来生成漏电流i_d的估计

第二功能块2，用于在本例中也使用线性FIR滤波器Z_dd生成漏电压变化δ_v的估计

第三功能块3，生成用于补偿公式(10)中的延迟k所对应的Z_dd中的延迟的信号v₃，其中信号v₃是

的选定时间延迟版本(selectedtime-delayed version)的振幅的函数；第四功能块4，用于生成信号v₄，信号v₄是信号v₃和增益(或灵敏度)函数f₀的函数，增益(或灵敏度)函数f₀的函数表示放大器的无记忆行为；第五功能块，用于生成信号v₅，信号v₅是漏电压变化

和增益函数f₁二者的函数，增益函数f₁表示功率放大器的灵敏度以及本身是信号v₃的函数；第六功能块，用于生成信号v₆，信号v₆是漏电压变化信号v₃的平方和增益函数f₂的共轭的函数，增益函数f₂表示功率放大器的灵敏度并且本身是信号v₃的函数；以及第七功能块7，用于将分别来自功能块4、5和6的输出信号v₄、v₅和v₆组合以便在预失真器的输入信号是x时生成期望的输出增益电压v_g。根据本发明，进一步将输出电压信号作为对放大器的输入来传送，以便减少记忆效应。

使用公式(10)，可以将输出信号v_g分成图9中分别由信号v₄、v₅和v₆表示的三个信号分量，其中

$v_4={\hat{i}}_d[n-k]\·f_0\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)$ 是来自功能块4的输出；

$v_5={\widehat{\mathrm{\δ}}}_v\left[n\right]\·f_1\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)$ 是来自功能块5的输出；以及

$v_6={\widehat{\mathrm{\δ}}}_v^{*}\left[n\right]\·{\hat{i}}_d^2[n-k]\·f_2\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)$ 是来自功能块6或以相似方式得到的输出。

v₂＝v₃f₀(|v₃|)

$v_5={\widehat{\mathrm{\δ}}}_v\left[n\right]\·f_1\left(\right|v_3\left|\right)$

$v_6={\widehat{\mathrm{\δ}}}_v^{*}\left[n\right]\·v_3^2\·f_2\left(\right|v_3\left|\right)$

其中 $v_3={\hat{i}}_d[n-k]\·$

因此，来自功能块7的输出信号v_g由如下公式得出：

v_g≈v₄+v₅+v₆

公式10的v₄、v₅和v₆在此也是分别作为第零阶项、第一阶项和共轭第一阶项定义的。

注意图9中在功能块4、5和6中表示的函数

可以容易地使用查询表LUT来实现(利用或不利用插值)；使用多项式或通过其他任何适合的方式来展开。

在许多情况中，放大器的输出信号的线性失真开始足够小，无需补偿。在此类情况中，可以从实现中省略FIR滤波器Z₀。而且，它有时可能足以包含第一阶项

而忽略共轭项

(相当于设置f₂＝0)。

图10图示根据本发明第二实施例的预失真器200。此预失真器200基于公式(8)和公式(11)，公式(11)是公式(10)给出的预失真器100的推广。所有信号分量对应于公式(8)和公式(11)给出的那些信号。

如图10所示，根据此第二实施例的预失真器200包括第一功能块1，用于生成漏电流i_d的估计

这对应于图9的预失真器100的第一功能块1。预失真器200还包括功能块8，用于生成信号v₈，信号v₈是漏电流的估计

和增益函数h₁₀、h₁₁、h₁₂的函数，其中增益函数h₁₀、h₁₁、h₁₂表示功率放大器的灵敏度并且它们取决于估计的选定时间延迟的版本v₃的振幅。预失真器200的又一个功能块9设置成生成信号v₉，信号v₉是估计

和增益函数h₂₀、h₂₁、h₂₂的共轭的函数，增益函数h₂₀、h₂₁、h₂₂表示功率放大器的灵敏度并且它们取决于估计

的选定时间延迟的版本的振幅。预失真器200还包括功能块7，它对应于预失真器100的功能块7，用于将信号v₈和v₉组合以形成输出信号v_g。

使用公式(11)，这里还可以将输出信号v_g分成图10中分别由信号v₄、v₈和v₉表示的三个信号分量，其中

$v_4={\hat{i}}_d\left[n\right]\·f_0\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)$ 是来自功能块4(与图9和图10的均相似)的输出；

$v_8=\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{\hat{i}}_d[n-m]\·h_{1m}\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)$ 是来自功能块8的输出；以及

$v_9=\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{\hat{i}}_d^{*}[n-m]\·{\hat{i}}_d^2[n-k]\·h_{2m}\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)$ 是来自功能块9或以相似方式得到的输出。

v₄＝v₃f₀(|v₃|)

$v_8=\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{\hat{i}}_d[n-m]\·h_{1m}\left(\right|v_3\left|\right)$

$v_9=\underset{m\≠k}{\mathrm{\Σ}}{\hat{i}}_d^{*}[n-m]\·v_3^2\·h_{2m}\left(\right|v_3\left|\right)$

其中同样地 $v_3={\hat{i}}_d[n-k].$

因此，输出信号v_g是由如下公式给出：

v_g≈v₄+v₈+v₉。

图10的预失真器在如下方面不同于图9的预失真器：

图9中的功能块2和功能块5已组合成图10中功能块8所表示的非线性FIR滤波器。

图9中的功能块2和功能块6已组合成图10中功能块9所表示的非线性FIR滤波器。

如果图9的功能块2(用于生成公式(9)给出的漏电压变化的估计)仅利用几个滤波器系数来实现，并且如果将这些滤波器系数(常数)的每个滤波器系数替换为来自函数的输出，则可以容易地实现这些组合。

如图10所示，功能块8和9仅包含几个抽头，这是本发明的此实施例的另一个优点，因为相对少量的抽头更易于实现和调整。

因此，当实现根据本发明的预失真器时，必须在选择抽头的数量时将效率与复杂性之间的折衷纳入考虑。但是，本领域技术人员认识到可以使用任何数量的抽头。

最后，图9的绝对值abs显式块已被嵌入在功能块f₀和h_xx。

通常，不将图9的功能块2中和图10中的功能块8或9中的任何抽头选为具有与功能块3相同的总延迟。在上面的公式中也示出这一点，其中公式(9)、(10)和(11)延迟m之和选为不同于选定的延迟k(即m≠k)。另一方面，如果额外的冗余是不重要的，则可以忽略此限制。

图11图示一种根据本发明第二方面用于使用预失真器来减少RF功率放大器中的记忆效应的方法，该预失真器具有输入信号x和输出信号v_g。

在步骤S1处，通过使用线性滤波器估计放大器的漏电流来生成第一信号分量

在步骤S2处，生成第二信号分量v₈，第二信号分量v₈是第一信号分量

和至少一个第一增益函数h₁₀、h₁₁、h₁₂、f₁的函数，其中至少一个第一增益函数h₁₀、h₁₁、h₁₂、f₁表示功率放大器的灵敏度并且是所述第一信号分量

的选定时间延迟的版本v₃的振幅的函数。

在步骤S3处，生成第三信号分量v₉，第三信号分量v₉是第一信号分量

和至少一个第二增益函数h₂₀、h₂₁、h₂₂、f₂的共轭(conjugate)的函数，至少一个第二增益函数h₂₀、h₂₁、h₂₂、f₂表示功率放大器的灵敏度并且是所述第一信号分量

的选定时间延迟版本v₃的振幅的函数。

最后，在步骤S5处，并通过在步骤S4组合至少第二信号分量v₈和第三信号分量v₉来生成输出信号v_g将其馈送到放大器。

图12是本发明第三方面的示意框图，其中图示基站10，其包括设有根据本发明的预失真器的功率放大器。在图12中，忽略了对于理解本发明不是必要的元素，例如调制器和D/A转换器和其他基站组件。根据图12，根据本发明将输入信号x转发到预失真器20。预失真器输出信号v_g进一步被转发到功率放大器30，并且将放大的信号馈送到天线。根据本发明，对输入信号x执行预失真处理，有效地减少功率放大器的频率记忆效应。

如上所述，根据本发明任何所述实施例的预失真器具有如下优点：可以容易地将其与其他现有技术的预失真器组合。图13图示了此类组合300，其中将如图10所示的本发明实施例的预失真器与国际专利申请WO 2004/086607中描述的现有技术的预失真器组合。如图13所示，忽略了FIR滤波器Z₀。此外，图10的增益函数h₁₀(|*|)、h₁₁(|*|)、h₁₂(|*|)、h₂₀(|*|)、h₂₁(|*|)、h₂₂(|*|)被替换为以地址为输入的查询表LUT。此地址在单独的块中生成，并对其单独进行延迟。来自LUT表的输出h₁₀、h₂₀、h₁₁、h₂₁这里是直接从本新发明推导出的，而函数a₀和a₂是从国际专利申请WO 2004/086607中描述的现有技术推导出的。而且，图9或图10中的功能延迟块3已被包括到图10的功能块8和9中。

本领域技术人员认识到本发明的预失真器还可以是自适应的，因为放大器的特性可能随时间推移而改变，即放大器的特性可能受多种因素影响，例如放大器周围的特性的老化或改变，使用自适应预失真器将防止放大器的任何劣化。

如早前所述，当RF漏电压接近饱和时(常规放大器对此仅在峰值功率时发生，但是对具有更高效率的多尔蒂放大器来说，饱和发生得远远更早)，放大器变得对漏电压变化更灵敏。这是因为多尔蒂放大器中，只有一个漏电压接近饱和，使多尔蒂放大器对此漏电压处的频率记忆效应更灵敏。因此，根据本发明的预失真器特别适于减少多尔蒂放大器的漏电压中变化的影响。但是，本领域技术人员认识到本发明的预失真器将有效地减少其他类型放大器中的频率记忆效应。

本领域技术人员还显见到，根据本发明的预失真器可以采用多种不同的方式来实现。此预失真器可以在具有数字电路部件的硬件中实现或作为信号处理电路中的软件来实现。

而且，虽然本发明是参考FIR滤波器结构来描述的，但是还可以使用IIR(无限脉冲响应)滤波器结构的相同原理，或FIR和IIR滤波器结构的组合。因此，其中可以实现本发明的最常见的滤波器结构是离散时间滤波器结构。

本领域技术人员将理解，在不背离所附权利要求定义的本发明范围的前提下可以对本发明进行多种修改和更改。

Claims (14)

1.一种用于减少RF功率放大器中的频率记忆效应的预失真器(200)，所述预失真器具有预失真器输入信号(x)和输出信号(v_g)，其中所述预失真器包括：

第一部件(1)，用于生成第一信号分量

所述第一信号分量

是所述放大器的漏电流的估计，用于生成所述第一信号分量的所述部件(1)包括线性滤波器；

第二部件(8)，用于生成第二信号分量(v₈)，所述第二信号分量(v₈)是所述第一信号分量

和至少一个第一增益函数(h₁₀、h₁₁、h₁₂、f₁)的函数，所述至少一个第一增益函数(h₁₀、h₁₁、h₁₂、f₁)表示所述功率放大器的灵敏度并且是所述第一信号分量

的选定时间延迟版本(v₃)的振幅的函数；

第三部件(9)，用于生成第三信号分量(v₉)，所述第三信号分量(v₉)是所述第一信号分量

和至少一个第二增益函数(h₂₀、h₂₁、h₂₂、f₂)的共轭的函数，所述至少一个第二增益函数(h₂₀、h₂₁、h₂₂、f₂)表示所述功率放大器的灵敏度并且是所述第一信号分量

的所述选定时间延迟版本(v₃)的振幅的函数；以及

第四部件(7)，用于将至少所述第二信号分量(v₈)与所述第三信号分量(v₉)组合以形成所述输出信号(v_g)，

其中用于生成所述第二信号分量(v₈)的所述第二部件(8)是由如下滤波函数描述的非线性滤波器

$\underset{m=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{i}}_d[n-m]\·h_{1m}\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)$

其中表示时间延迟了m的所述第一信号分量

表示所述第一增益函数，以及

表示所述第一信号分量

的所述选定时间延迟版本；以及

其中用于生成所述第三信号分量(v₉)的所述第三部件(9)是由如下滤波函数描述的非线性滤波器

$\underset{m=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{i}}_d^{*}[n-m]\·{\hat{i}}_d^2[n-k]\·h_{2m}\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right).$

其中

表示时间延迟了m的所述第一信号分量

的共轭，

表示所述第二增益函数，

表示所述第一信号分量

的所述选定时间延迟版本。

2.如权利要求1所述的预失真器，其中所述第二部件(8)和所述第三部件(9)包括第五部件(2)，用于生成所述放大器的漏电压变化的估计

所述漏电压变化的估计

是取决于所述第一信号分量

的滤波的线性的函数。

3.如权利要求2所述的预失真器，其中用于生成所述漏电压变化的估计

的所述第五部件(2)包括至少FIR滤波器或IIR滤波器。

4.如权利要求1-3中任一项所述的预失真器，其中用于生成第一信号分量

的所述第一部件(1)包括至少FIR滤波器或IIR滤波器。

5.如权利要求1-3中任一项所述的预失真器，其中所述预失真器还包括用于生成第四信号分量(v4)的第六部件(4)，所述第六部件(4)是由如下滤波函数描述的滤波器

${\hat{i}}_d[n-k]\·f_0\left({|\hat{i}}_d\right[n-k\left]\right|)$

其中

表示所述第一信号分量

的所述选定时间延迟版本，以及

表示所述放大器的无记忆行为，以及所述第四部件(7)设置成将至少所述第二、所述第三和所述第四信号分量组合，以形成所述输出信号(v_g)。

6.如权利要求1-3中任一项所述的预失真器，其中所述预失真器具体设置成对常规功率放大器进行预失真。

7.如权利要求1-3中任一项所述的预失真器，其中所述预失真器具体设置成对多尔蒂功率放大器进行预失真。

8.如权利要求1-3中任一项所述的预失真器，其中所述预失真器具体设置成对希莱克斯功率放大器进行预失真。

9.一种使用具有输入信号(x)和输出信号(v_g)的预失真器来减少RF功率放大器中的频率记忆效应的方法，其中所述方法包括如下步骤：

通过使用线性滤波器估计所述功率放大器的漏电流来生成(S1)第一信号分量

生成(S2)第二信号分量(v₈)，所述第二信号分量(v₈)是所述第一信号分量

和至少一个第一增益函数(h₁₀、h₁₁、h₁₂、f₁)的函数，所述至少一个第一增益函数(h₁₀、h₁₁、h₁₂、f₁)表示所述功率放大器的灵敏度并且是所述第一信号分量

的选定时间延迟版本(v₃)的振幅的函数；

生成(S3)第三信号分量(v₉)，所述第三信号分量(v₉)是所述第一信号分量和至少一个第二增益函数(h₂₀、h₂₁、h₂₂、f₂)的共轭的函数，所述至少一个第二增益函数(h₂₀、h₂₁、h₂₂、f₂)表示所述功率放大器的灵敏度并且是所述第一信号分量的所述选定时间延迟版本(v₃)的振幅的函数；以及

通过将至少所述第二信号分量(v₈)和所述第三信号分量(v₉)组合(S4)来生成(S5)所述输出信号(v_g)，

其中生成所述第二信号分量(v₈)的所述步骤(S2)包括，使用由如下滤波函数描述的非线性滤波器

$\underset{m=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{i}}_d[n-m]\·h_{1m}\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)$

其中

表示时间延迟了m的所述第一信号分量

表示所述第一增益函数，以及

表示所述第一信号分量

的所述选定时间延迟版本；

其中生成所述第三信号分量(v₉)的所述步骤(S3)包括，使用由如下滤波函数描述的非线性滤波器

$\underset{m=0}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{i}}_d^{*}[n-m]\·{\hat{i}}_d^2[n-k]\·h_{2m}\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right).$

其中

表示时间延迟了m的所述第一信号分量

的共轭，

表示所述第二增益函数，以及

表示所述第一信号分量

的所述选定时间延迟版本。

10.如权利要求9所述的方法，还包括生成所述功率放大器的漏电压变化的估计

的步骤，所述漏电压变化的估计

是取决于所述第一信号分量的滤波的线性的函数。

11.如权利要求10所述的方法，其中生成漏电压变化的估计

的步骤包括，将所述第一信号分量

传递通过至少线性FIR滤波器或IIR滤波器。

12.如权利要求9-11中任一项所述的方法，其中生成所述第一信号分量

的步骤(S1)包括，将所述输入信号(x)传递通过FIR滤波器或IIR滤波器。

13.如权利要求9-11中任一项所述的方法，还包括使用由如下滤波函数描述的滤波器来生成第四信号分量(v₄)的步骤，

${\hat{i}}_d[n-k]\·f_0\left(\right|{\hat{i}}_d[n-k]\left|\right)$

其中

表示所述第一信号分量

的所述选定时间延迟版本，以及

表示所述放大器的无记忆行为，以及生成所述输出信号(v_g)的所述步骤(S5)包括，将所述第二、所述第三和所述第四信号分量组合。

14.一种包括如权利要求1-8中任一项所述的预失真器的电信系统的基站(10)。

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