CN1870614A

CN1870614A - 对基带数字信号进行预失真处理的通用装置

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Publication number: CN1870614A
Application number: CNA2005100730024A
Authority: CN
Inventors: 邓杰锋; 朱尔霓; 杜勇
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2005-05-27
Filing date: 2005-05-27
Publication date: 2006-11-29
Anticipated expiration: 2025-05-27
Also published as: ES2331779A1; US20080095264A1; CA2609843C; JP2008546261A; GB2440890B; DE112006001355B4; DE112006001355T5; RU2370889C2; CA2609843A1; WO2006125398A1; GB2440890A; CN100563225C; US8023587B2; RU2007146303A; ES2331779B1; GB0723510D0

Abstract

本发明涉及一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，本发明所述装置包括：预失真器：用于保存和更新非线性滤波器参数，对输入信号进行功率统计，并根据功率统计的结果选择并利用相应的非线性滤波器参数对基带数字信号进行预失真处理，并将经过预失真处理后的基带数字信号输出；自适应参数计算单元：用于根据接收到的射频通道的反馈信号和基带数字信号的采样信号，进行非线性滤波器参数的计算，并将计算结果传送给预失真器。利用本发明所述方法，不但能够解决功率放大器的非线性问题，并且可以根据不同的输入信号和功率放大器特性来选择不同的非线性逆模型，极大地提高了基站发信机的整体效率。

Description

对基带数字信号进行预失真处理的通用装置

技术领域

本发明涉及现代通信领域中的信号处理系统，尤其涉及一种对基带信号进行预失真处理的通用装置。

背景技术

GSM(全球移动通信系统)作为第二代数字移动蜂窝通信系统，在全世界范围内已经得到了广泛的应用，由于频率资源的紧张和对更多新业务的需求，3G(第三代移动通信系统)和B3G(超第三代移动通信系统)的发展是必然趋势。在目前的3G系统和B3G系统中，为了获得足够的信号带宽，普遍采用非恒包络数字调制系统，采用这种调制技术在得到高速信号的同时，也对包括功放在内的基站发信机的线性度提出了更高的要求。

现有技术当中，解决3G等系统中的功放的非线性问题的一种方法是采用前馈方案。该方法的缺点为：由于采用了模拟技术，使得该方法实现的复杂度非常高，生产过程的一致性差，并且需要专业的技术人员对前馈网络的各种参数进行精确的调整。另外，由于该方法采用了大量的额外模拟射频器件，使得该方法并不能有效地提高功放的效率。

现有技术当中，解决3G等系统中的功放的非线性问题的另一种方法是基带数字预失真方法。该方法的核心思想是：通过一定的方法将功放输出信号反馈到数字域，然后采用自适应的算法计算包括功放在内的射频通道的非线性特性，最后在将信号从数字域变换到模拟域之前，先使基带数字信号通过预失真器进行预处理，经过预处理后的信号在经过功放后，可以近似地表现为与基带信号无失真，从而实现了线性的功放输出。

所述基带数字预失真方法的缺点为：该方法必须具体环境具体设计，不能做到通用，预失真器的非线形函数不能根据具体情况进行选择。

发明内容

鉴于上述现有技术所存在的问题，本发明的目的是提供一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，该方法不但能够解决功放的非线性问题，并且可以根据不同的输入信号和功放特性来选择不同的非线性逆模型，提高了基站发信机的整体效率。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，包括：

预失真器：用于保存和更新非线性滤波器参数，对输入信号进行功率统计，并根据功率统计的结果选择并利用相应的非线性滤波器参数对基带数字信号进行预失真处理，并将经过预失真处理后的基带数字信号输出；

自适应参数计算单元：用于根据接收到的射频通道的反馈信号和基带数字信号的采样信号，进行非线性滤波器参数的计算，并将计算结果传送给预失真器。

所述预失真器的非线性特性和所述射频通道的非线性特性互逆。

所述预失真器包括：

非线性滤波器单元：由一个多级可变系数的首选电路组FIR滤波器来实现，用于对输入信号的数据流进行延迟处理，并将经过了延迟处理的多级输入信号和接收到的相应的非线性滤波器参数分别进行复数乘运算处理，形成输出信号并输出。

所述非线性滤波器单元包括：

延迟模块：用于对输入信号的I、Q分量的数据流进行延迟，并将经过了延迟的多级输入信号分别传送给乘法器模块；

乘法器模块：用于根据接收到的经过延迟的输入信号的I、Q分量和相应的四路非线性滤波器参数，对输入信号分别进行复数乘运算处理，并将处理后的信号输出给累加器模块，输出信号和输入信号的关系为：

O_i＝I_i×T_ii+Q_i×T_iq

O_q＝I_i×T_qi+Q_i×T_qq

其中：I_i和Q_i分别为输入信号的I、Q分量，T_ii、T_iq、T_qi和T_qq分别为接收到的相应的四路滤波器参数，O_i和O_q分别为输出信号的I、Q分量；

累加器模块：用于将接收到的乘法器模块的输出信号进行累加，并将累加后的信号输出。

所述非线性滤波器单元包括：

乘法器模块：用于根据接收到的经过延迟的输入信号的I、Q分量和相应的二路非线性滤波器参数，对输入信号分别进行复数乘运算处理，并将处理后的信号输出给累加器模块，输出信号和输入信号的关系为：

O_i＝I_i×T_i-Q_i×T_q

O_q＝I_i×T_q+Q_i×T_i

其中：I_i和Q_i分别为输入信号的I、Q分量，T_i和T_q分别为接收到的相应的二路滤波器参数，O_i和O_q分别为输出信号的I、Q分量；

所述预失真器还包括：

信号瞬时功率求取模块：用于计算输入信号的瞬时功率，并将计算结果传送给查找表模块；

信号短时平均功率求取模块：用于计算输入信号的短时平均功率，并将计算结果传送给查找表模块；

查找表模块：用于保存和更新自适应参数计算单元所计算的非线性滤波器参数，并根据接收到的信号瞬时功率求取模块和信号短时平均功率求取模块的计算结果和非线性滤波器单元的抽头的阶数选择相应的非线性滤波器参数，并传递给非线性滤波器单元。

所述查找表模块包括：

设计一个空闲的非线性滤波器参数存储器作为非线性滤波器参数的切换缓存存储器，并利用该切换缓存存储器来实现对非线性滤波器参数的动态更新。

所述预失真器还包括：

前级功率调整和延迟单元：用于调整基带数字输入信号的功率，将调整后的输入信号的数据流进行延迟，并将进行了延迟的数据流传送给非线性滤波器单元；

信号采样和缓存模块：用于对基带数字输入信号和射频通道输出信号的反馈信号进行采样，将采样的信号缓存并传送给自适应参数计算单元；

后级功率调整单元：用于调整预失真器输出信号的功率，并将调整后的输出信号传送给信号调整模块；

信号调整模块：用于对后级功率调整单元输出信号进行相位调整，并将调整后的输出信号传送给功率过大保护单元。

所述信号调整模块为：直流偏置校正单元或正交调制补偿QMC网络或数字调制器，其中：

直流偏置校正单元：用于调整数字信号的直流偏置，并将调整后的信号传送给功率过大保护单元；

QMC网络；用于校正数字信号的IQ增益、相位不平衡和直流偏置，并将校正后的信号传送给功率过大保护单元；

数字调制器：用于将数字IQ信号调制到数字中频，并将调制后的信号传送给功率过大保护单元。

所述预失真器还包括：

功率过大保护单元：用于检测输出信号的平均功率，并对平均功率大于一定门限的输出信号进行限幅处理；

功率过激保护单元：用于检测输出信号的瞬时功率，如果输出信号的瞬间功率超过一设定门限的比例大于一设定比例，则关断预失真器的输出信号，当输出信号的瞬间功率恢复正常后，恢复预失真的输出信号。

所述预失真器还包括：

同步信号模块：用于在基带信号发生异常的情况下，向预失真器提供基带信号的同步信号，并利用该同步信号控制查找表模块对非线性滤波器参数的选择，控制在基带信号异常的情况下预失真器暂停进行基带和反馈数据的采样。

所述同步信号模块包括：

同步信号模块所提供的同步信号在基带信号功率发生异常前进入低电平状态，在基带信号功率发生异常恢复后进入高电平状态。

所述自适应参数计算单元包括：

解调模块：用于将反馈的数字中频信号进行解调得到反馈IQ信号，并将得到的反馈IQ信号传递给延时匹配模块；

延时匹配模块：用于将接收到的基带IQ信号和反馈IQ信号进行延时匹配，并将进行了延时匹配后的信号传送给频偏/相偏校正模块；

频偏/相偏校正模块：用于将进行了延时匹配的基带IQ信号和反馈IQ信号之间的频偏和相偏进行校正，并将校正后的信号传送给最优信号选取模块；

最优信号选取模块：用于将校正后的基带IQ信号和反馈IQ信号进行最优数据的选取，并将所选取的最优数据传递给非线性参数求解模块；

非线性参数求解模块：用于根据所接收到的最优数据，通过特定的算法进行非线性滤波器参数的运算。

所述通用装置还包括：

信号转换和调制模块：用于将经过预失真处理后的数字信号转换成模拟信号，然后将转换后所获得的模拟信号进行调制并变频到射频；

射频通道：包括功率放大器，用于将经过变频的基带模拟信号进行功率放大，并将放大后的信号输出；

信号反馈和采样模块：用于对射频通道的输出信号进行反馈和采样，并将采样信号传送给预失真器。

一种非线性滤波器参数的计算方法，包括：

A、将反馈的数字信号进行解调；

B、将所述进行了解调的反馈信号和基带信号进行延时匹配；

C、将所述进行了延时匹配的反馈信号和基带信号进行频偏和相偏的校正；

D、从所述进行了频偏和相偏校正后的基带信号和反馈信号中选取最优数据；

E、根据所述选取的最优数据，通过特定的算法进行非线性滤波器参数的运算。

所述的步骤C进一步包括：

利用最小二乘法得到基带信号和反馈信号之间的频偏和相偏。

所述的步骤D进一步包括：

利用峰值样点选择法和/或随机样点选择法进行基带信号和反馈信号的最优信号的选取，其中：

峰值样点选择法：选择足够的具有最大信号瞬时幅度或最大信号绝对值或最大信号幅度变化的样点；

随机样点选择法：选择足够的和待选择的信号的幅度的分布特性相同的信号。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，本发明和现有技术相比，提供了一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，本发明的主要优点为：

1、本发明可以根据不同的输入信号和功放特性来选择不同的非线性逆模型，并且采用统一的查找表方式来实现，能够适用于所有采用扩频通信技术或OFDM(正交频分复用)技术的3G或B3G系统。

2、本发明能提高发射信号质量，提高功放效率，降低基站成本和体积。

3、本发明的预失真器可以通过采样ASIC(专用集成电路)或者FPGA(现场可编程门阵列)来实现，同时本发明不需要使用大量的乘法器，在预失真器中无需计算信号与其高阶频谱分量之间的累加和，避免了对大动态范围数据的处理，进一步降低了系统成本。

4、本发明采用了基带信号同步机制，避免了在基带信号功率异常情况下，输出信号出现性能恶化。

附图说明

图1为本发明所述装置的结构图；

图2为本发明所述装置中的预失真器的结构图；

图3为本发明所述装置中的预失真器中的非线性滤波器单元的结构图；

图4为本发明所述装置中的预失真器中的查找表切换策略示意图；

图5为基站发信机功率异常信号和同步信号之间的时序关系；

图6为自适应参数计算单元中的非线性滤波器参数计算流程；

图7为本发明所述的峰值样点选择法的一个选取过程；

图8为本发明所述的一种简化的预失真器的结构图；

图9为QMC网络结构图；

图10为本发明所述的一种简化的非线性滤波器单元的结构图；

图11为本发明所述的一种改进的预失真器的结构图；

图12为本发明所述的一种改进的预失真器中的数字调制器的结构图。

具体实施方式

本发明提供了一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，本发明的核心为：预失真器中的滤波器系数能够及时跟踪功放特性的变化，并且可以采用查找表的方式来实现，能够获得良好的输出信号射频特性。

下面结合附图来详细描述本发明所述装置，本发明所述的对基带数字信号进行预失真处理的通用装置如图1所示，该装置对基带信号处理的基本过程为：

从基带Modem(调制解调器)发送的多载波I、Q信号经过预失真器处理后，变换成失真的多载波I、Q信号，然后分别被传送给DAC(数模转换器)，由DAC分别将I、Q信号变换成模拟的零中频I、Q信号，模拟的零中频I、Q信号再经过IQ调制器进行模拟正交调制(AQM)后，直接变频到射频，再经过射频通道的小信号放大、衰减、阻抗匹配后送到功放进行功率放大。

功放输出信号一部分经过双工器由天线发射出去，另一部分由耦合器反馈给检测通道，由检测通道的下变频器变频到模拟中频，再经过高速ADC(模数转换器)的采样得到数字中频反馈信号，再将信号送给预失真器。然后该信号和输入预失真系统的多载波I、Q信号由预失真器进行采样和缓存后，被缓存的信号再通过预失真器和自适应参数计算单元之间的接口被送到自适应参数计算单元中。自适应参数计算单元根据接收到的信号，通过运行自适应校正算法进行滤波器参数计算，然后将通过计算所获得的滤波器参数传送给预失真器，并保存在预失真器中的查找表模块中，预失真器在对基带多载波I、Q信号进行预失真处理时，根据实际情况选择适当的滤波器参数对输入信号进行预失真处理。

本发明中由于需要对基带I、Q信号进行实时的校正，预失真器一般采用FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC(专用集成电路)来实现。因为功放特性的变化是一个缓慢的过程，滤波器参数的更新可以离线非实时地进行，所以自适应参数计算单元一般采用DSP(数字信号处理器)来实现。

本发明所述装置的核心部分为预失真器，预失真器的主要特点为其非线性特性与包括功放在内的射频通道的非线性特性互逆。

假设预失真器的输入复数信号的实部、虚部和瞬时幅度分别表示为I_in(·)、Q_in(·)和Mg_in(·)，则预失真器输出复数信号的实部I_out(·)和虚部Q_out(·)可以表示为：

\{\begin{matrix} I_{OUT} (k) = i_{0} + Σ_{m = 0}^{M - 1} [a (m) f ({Mg}_{in} (k - m)) I_{in} (k - m) + b (m) f ({Mg}_{in} (k - m)) Q_{in} (k - m)] \\ Q_{OUT} (k) = q_{0} + Σ_{m = 0}^{M - 1} [c (m) f ({Mg}_{in} (k - m)) I_{in} (k - m) + d (m) f ({Mg}_{in} (k - m)) Q_{in} (k - m)] \end{matrix}

其中，f(·)为某种对射频通道非线性进行校正的非线性函数，即射频通道非线性特性的逆函数，该函数可以根据功放的特性、系统要求的射频输出信号特性和系统能够承受的计算能力进行选择。式中M表示预失真器能够校正的功率放大器记忆效应的时间常数，M越大，则预失真器的计算越精确，但计算也越复杂，相应的参数需要权衡系统需求和成本进行合理选择。射频通道的逆非线性函数f(·)可以采用多种基函数进行展开，如采用幂函数或勒让得函数展开等。

如采用幂函数展开，则该非线性函数可以表示为：

f (x) = Σ_{n = 0}^{N - 1} a_{n} x^{nα} .

其中，a_n为展开式系数，a为最低幂函数阶次，a可以选择为整数，也可以选择为分数，a越小，基函数阶次N就越大，预失真模型就越精确，算法性能就越高，但计算也越复杂。所以，相应的参数需要权衡系统需求和成本进行合理选择。

如采用勒让得函数展开，则该非线性函数可以表示为：

f (x) = Σ_{n = 0}^{N - 1} a_{n} P_{n} (x) .

其中P_n(x)为n阶勒让得函数，a_n为展开式系数，N为展开式项数。同样，N越大，预失真模型越精确，算法性能越高，但计算越复杂。

从以上实现原理上看，本发明预失真器的输出I、Q信号均可以看作两个FIR(首选电路组)滤波器的输出之和，这两个FIR滤波器分别对输入I和Q信号进行滤波。但与通常的FIR滤波器不同，此滤波器的系数与输入信号的幅度之间存在一定的依赖关系，该依赖关系可以采用函数f(·)来表达，函数f(·)可以根据输入信号幅度Mg_in(n)，在查找表中查找得到相应的f(Mg_in(n))。

本发明所述预失真器的结果如图2所示，包括如下模块：

1、前级功率调整单元：主要用于调整基带Modem输入信号的功率，并将调整后的信号传送给延迟模块。该单元的主要目的是防止输入信号通过预失真器后出现饱和。该单元可以用简单的标量乘法器来实现。

2、延时模块：用于对信号的数据流进行延时，以保证FIR计算过程中使用的FIR查找表系数和信号瞬时功率求取模块、信号短时平均功率求取模块中计算查找表标号使用的样点匹配，并将经过延迟后的信号传送给非线性滤波器单元。

3、非线性滤波器单元：是预失真器中的核心部分，其具体结构如图3所示，该单元由一个M抽头可变系数的FIR滤波器来实现，包括延时模块和乘法器模块。

乘法器模块：用于根据接收到的经过延迟的输入信号的I、Q分量和相应的四路非线性滤波器参数，对输入信号分别进行复数乘运算处理，并将处理后的信号输出给累加器模块。

乘法器模块中每个乘法器均有I和Q两路信号输入、四路滤波器参数输入、I和Q两路信号输出，可以有效地校正I、Q模拟信号在传输过程中的不同信号延迟。假如一个乘法器的输入I、Q信号分别为I_i和Q_i，输入的四路滤波器参数分别为T_ii、T_iq、T_qi、T_qq，则该乘法器的输出I信号O_i和输出Q信号O_q分别为：

O_i＝I_i×T_ii+Q_i×T_iq

O_q＝I_i×T_qi+Q_i×T_qq。

所述四路滤波器参数T_ii、T_iq、T_qi、T_qq分别对应预失真器输出复数信号和输入复数信号关系表达式中的a、b、c和d四个参数。T参数的选择由信号的瞬时功率、短时平均功率和同步信号共同决定，并且是从预失真器中的查找表模块中查找得到的。

累加器模块：用于将接收到的乘法器模块的输出信号进行累加，并将累加后的信号输出给后级功率调整单元。

4、查找表模块：用于保存和更新自适应参数计算单元所计算的非线性滤波器参数，并根据接收到的输入信号的瞬时功率统计和短时平均功率统计的结果和非线性滤波器单元的抽头的阶数选择相应的非线性滤波器参数，并将所选择的非线性滤波器参数传递给非线性滤波器单元。

所述查找表模块中保存着非线性滤波器参数和各种非线性逆函数f(·)。该查找表是三维的，分别由信号的瞬时功率、短时平均功率和抽头的阶数决定。非线性逆函数f(·)决定了信号的瞬时功率与输出信号之间的非线性关系；短时平均功率决定了功放的工作点和功放节温，不同的短时平均功率对应不同的功放特性，因此，在不同的短时功率下，需要选择不同的非线性逆函数；抽头决定了射频通道的记忆效应校正特性，对应不同的抽头需要选择不同的非线性函数。

查找表中保存的非线性滤波器参数需要根据自适应参数计算单元的计算结果及时进行更新，在对查找表中保存的非线性滤波器参数进行更新时，每次只能更新其中一组参数，在参数更新期间该组非线性参数很有可能正在被使用，而在一定时间范围内发信机输出的信号功率应该基本保持稳定。因此，为了保证在查找表更新的同时保证发信机输出信号质量良好，本发明对查找表中的参数更新采用了冗余动态切换方法，其基本原理如下：

假设为了保证系统输出信号质量的稳定需要使用N组非线性滤波器参数，可以在预失真器中设计N+1组非线性滤波器参数存储器，分别标记为0、1、2、......、N。其中的0、1、2、......N-1组用来实际使用，另外的1组即第N组作为切换缓存，动态分配使用。假设此时需要切换标号为M的非线性参数。切换前和切换后的查找表存储状况如图4所示。

在切换前，预失真器使用标号为0、1、2、......、N-1的非线性参数组，此时标号为N的参数组用来进行切换。假设此时需要切换的非线性参数组为M，则首先由自适应参数计算单元通过预失真器提供的接口将一组新的滤波器参数写入目前标号为N的参数组中，此时原来的标号为M的参数组正在被使用，于是由自适应参数计算单元通过相应接口告知预失真器，此时需要切换的非线性参数组号为M，则此时预失真器将原来标号为M的参数组的标号更新为N，同时将原来标号为N的参数组的标号更新为M。以后的数据统一使用新的标号为M的参数组进行数据的实时处理。

所述冗余动态切换方法可以有效地防止参数在使用中，动态改变非线性滤波器参数的问题，保证了输出信号质量的稳定。

另外，在实际使用中，对信号短时平均功率的统计需要一定的时间，在这段时间内只会有一组非线性参数组处于实际使用中，此时可以停止对其它参数组的寻址，降低对这些处于非使用态信号的供电电流，从而达到低功耗设计的目的。

5、信号瞬时功率求取模块：用于求取信号的瞬时功率，计算方法为：首先计算信号I分量和Q分量的平方和，然后对该平方和进行开二次方运算。并将其计算结果传送给查找表模块，用于选择相应的滤波器参数。

6、信号短时平均功率求取模块：用于求取信号的短时平均功率，计算方法为：直接采用相邻N点信号的瞬时功率相加求取平均值。并将其计算结果传送给查找表模块，用于选择相应的滤波器参数。

7、后级功率调整单元：用于调整预失真器输出信号的功率，并将调整后的信号传送给直流偏置校正单元，该单元的目的是保证功放输出信号的功率符合设计要求。该单元可以采用简单的乘法器来实现。该单元和系统中的数控射频衰减器相配合，可以实现发信机的功率稳定功能。

8、直流偏置校正单元：用于调整输出数字信号的直流偏置，并将调整后的信号传送给功率过大保护单元。

9、功率过大保护单元：用于检测输出数字信号的平均功率，若平均功率大于一定门限，则对输出信号进行限幅，以达到防止算法计算错误，保护功放的目的，该单元的输出信号被传送给功率过激保护单元。

10、功率过激保护单元：用于检测输出数字信号的瞬时功率，若瞬时功率超过一定门限的比例超过一设定比例，则认为发生了功率过激，此时系统直接关断预失真器输出信号，防止烧坏功放。当功率过激消失后，迅速恢复预失真器的输出，保证全链路通信的正常，预失真器通过该单元将信号输出。

11、数据采集单元：用来搜集一定长度的连续基带I和Q信号以及反馈ADC的信号，并将搜集的信号传送给数据缓存单元。

12、数据缓存单元：用于保存数据采集单元采集的基带I、Q信号和反馈ADC信号。该单元保存的信号通过预失真器和自适应参数计算单元之间的接口送给自适应参数计算单元，以便自适应参数计算单元能够完成查找表中滤波器参数的计算和更新。

13、同步信号：用于在基带信号发生异常的情况下，控制对查找表中的滤波器参数的选择和控制数据采集单元对采样信号的选择。同步信号可以由基带数据流通过硬件连接送给预失真器，在信号异常情况比较容易检测的情况下，也可以通过预失真器内部的简单检测机制从基带IQ数据流中直接获取。

在3G等系统中，为了解决用户定位问题，基站发信机有时会短暂关闭或降低信号输出，留出一定的时隙供用户进行定位运算；或者在数据通信中，无用户接入的情况下，基站发信机可能会周期性发出大的导频信号，如仍然无用户接入，则基站发信机重新降低功率发射或关断信号。所有这些信号功率发生突变的过程均可以理解为功率的异常情况，需要利用信号功率信号的同步信号做特殊处理。

功率异常信号和同步信号之间的时序关系如图5所示。

由于在大信号情况下基站发信机才表现出明显的非线性，因此，在功率的异常情况下，基站发信机均将高功率部分作为正常信号功率，而把低功率部分作为异常信号功率。为获得有效的信号同步处理，需要同步信号的有效部分(低电平部分)能够包括信号功率异常降低的全部时刻。即图5中t1和t2均大于0，同步信号在功率异常发生前进入低电平(有效)状态，在功率异常恢复后进入高电平(无效)状态。但该时序在系统实现过程中可能存在困难，无法对信号功率的异常情况进行提前预测，为保证时序的可实现性，在设计过程中允许同步信号的下降沿略微滞后于信号功率的下降沿，但务必保证在预失真器中短时平均功率的检测机制计算发生短时功率判决切换之前出现同步信号低电平。同时，为了不影响预失真器对正常信号的处理，t1和t2的持续时间不能过长，它们的具体持续时间需要根据系统要求进行合理选择。建议值为：-3us＜t1＜10us，0＜t2＜10us。

同步信号对预失真器中的短时平均功率求取和判决功能和信号采样功能存在影响。因此，在同步信号低电平有效的情况下，应该停止进行短时平均功率求取，并保持原来求取的值不变。待同步信号高电平出现后恢复短时平均功率计算。同时，在同步信号低电平有效的情况下，预失真器的数据采集模块应该停止对基带和反馈数据的采集，待同步信号高电平出现后恢复采样。

本发明所述装置中的自适应参数计算单元中的主要作用为进行非线性滤波器参数的计算，其结构图如图6所示，包括如下模块：

解调模块：用于将反馈的数字中频信号进行解调。

解调的目的是从反馈的数字中频信号中恢复得到反馈的IQ信号。具体解调算法为：由于在系统设计过程中反馈中频频点已知，首先可以在自适应参数计算单元中恢复中频信号的载波的两正交分量：正弦分量和余弦分量，然后将采样中频信号与载波的余弦分量相乘，将相乘所得信号进行低通滤波，就可以得到反馈I信号。将采样中频信号与载波的正弦分量相乘，然后将相乘所得信号进行低通滤波，就可以得到反馈Q信号。

延时匹配模块：用于将基带IQ信号和反馈IQ信号进行延时匹配。

延时匹配的目的是将基带IQ信号和反馈IQ信号在时间上对齐。主要采用相关算法，即：计算基带IQ信号和反馈IQ信号之间的互相关函数，求取峰值发生的位置，该位置的标号即对应于反馈信号相对于基带信号的延迟值。然后依据计算所得延迟值将基带和反馈信号的冗余部分剔除，即得到延迟匹配的基带IQ信号和反馈IQ信号。

频偏/相偏校正模块：用于将基带和反馈信号之间的频偏和相偏进行校正。

在基带和反馈信号之间可能存在频率和相位的偏移，为能够正确进行预失真函数的计算，需要将基带和反馈信号之间的频率和相位偏移进行校正。可以采样如下的方法来进行：首先求取基带和反馈信号之间的相位差，由于频率偏移与相位偏移分别对应于相位差-时间线性函数的斜率和截距，因此，采样最小二乘法计算可以得到准确的频偏和相偏的数值，在得到频偏和相偏的准确值之后，将可以直接从反馈信号中将相应的值去除，即得到无频偏和相偏的反馈IQ信号。

最优信号选取模块：用于对基带和反馈信号进行最优数据选取。

由于自适应参数计算单元中的非线性滤波器参数的求解过程非常复杂，如果将全部基带和反馈信号的IQ信号均用来进行参数计算，则计算量将相当巨大，超出业界目前所能够提供的数字信号处理芯片的处理能力。因此，为了获得可实现的计算量，需要对采集所得到的基带和反馈IQ信号进行选取，寻找具有代表性的数据进行非线性滤波器参数的运算。

通过对发信机的数字信号特性和发射通道的非线性特性进行分析，本发明中对基带和反馈信号进行最优数据选取的方法主要有两种，一种是峰值样点选择法，另一种是随机样点选择法。

所述峰值样点选择法认为在发射通道的非线性系统中，功放对信号瞬时功率的敏感程度最高。在最优信号的选取过程中应重点选取具有如下特征的信号样点：

1、峰值幅度：即具有最大信号瞬时幅度的若干样点。

2、峰值IQ值：即具有I或Q路信号最大绝对值的样点。

3、峰值变化：即相邻两信号样点之间幅度或I、Q值变化最大的样点。

所述峰值样点选择法的具体操作过程是：假设系统计算能够承受的最佳计算样点数是S点，选择上述各种峰值中的N个样点，然后以选择的峰值样点作为中心点，在该中心点的左右各选取S/2N点，则总的选取的样点数为：

(\frac{S}{2 N} + \frac{S}{2 N}) \times N = S .

可以得到需要的样点数，如果I或Q路信号的峰值的左右若干点之间有重复，则应该将重复部分只计算一次，同时将发生重复的两个样点周边的点分别增加，保证总数一定。另外，在峰值样点选择法中间可以适当加入一定的随机样点，保证数据具有足够的代表性。

本发明中的一个峰值样点选择法的选取过程如图7所示。假设最佳计算样点数是S点，该方法分为六段来选择。在信号数据流中间选择I、Q信号的最大值和最小值，共有四段，每段长度为S/6，另外首尾各选择S/6的样点，作为随机填充信号。从图7可以看到，I最大值对应的数据段和Q最小值对应的数据段之间存在重复，此时需要将根据I最大值选取的样点向左扩展，将根据Q最大值选择的样点向右扩展，并保证总的选取样点数S不变。

所述随机样点选择法的原理为：为了对非线性系统有效地建模，需要选择不同信号幅度的样点，并且所选择的样点最好能够和未选择前信号幅度原始的分布特性相同。

因此，所述随机样点选择法的具体操作过程为：选择一定的随机种子，在信号中依此随机数为倍数，选择信号样点，记录信号对应的幅度范围，若该范围内的数据尚不足达到要求，则记录该数据；否则抛弃。如此重复，直到选择到足够的样点。

非线性参数求解模块：用于通过所选取的最优数据进行非线性滤波器参数的运算。

目前，有很多比较成熟的算法如RLS(递归最小二乘法)算法、LMS(最小均方根)算法以及QR-RLS(分解的递归最小二乘法)算法等自适应算法，可以用于本发明中通过所选取的最优数据进行非线性滤波器参数的运算。

基于以上自适应参数计算单元的结构，本发明还提出了一种非线性滤波器参数的计算方法，包括如下步骤：

1、将反馈的数字信号进行解调；

2、将进行了解调的反馈信号和基带信号进行延时匹配；

3、利用最小二乘法得到基带信号和反馈信号之间的频偏和相偏，然后将进行了延时匹配的反馈信号和基带信号进行频偏和相偏的校正；

4、利用峰值样点选择法和随机样点选择法，从进行了频偏和相偏校正后的基带信号和反馈信号中选取最优数据；

5、根据所选取的最优数据，通过特定的算法进行非线性滤波器参数的运算。

本发明还提出了一种简化的预失真器实现方案，其具体结构图如图8所示，和图2相比，用QMC网络代替了直流偏置校正单元，非线性滤波器单元的内部结构也进行了简化。

所述QMC网络完成对IQ增益、相位不平衡和直流偏置的校正，QMC网络的结构如图9所示，QMC网络包含四个乘法器和四个加法器，分别完成如图9所示的运算。QMC网络中的bc1和bc2两个直流偏置校正参数的值等同于图2中的直流校正单元的两个直流校正参数，其中的增益不平衡校正参数ac1和ac2以及相位不平衡校正参数φc可以从预失真器实现原理中的a、b、c和d四个参数计算获得。

通过如此处理，可以将FIR滤波器的输入参数数量从四个降低为两个，节省一半的系统存储资源。

在简化的预失真器中的非线性滤波器单元中，滤波器的每抽头均有I和Q两路信号输入、两路滤波器系数输入、I和Q两路信号输出，具有M抽头的非线性滤波器单元的具体结构图如图10所示。其中每抽头中的IQ输入信号和系数采用如下方式相乘，即

O_i＝I_i×T_i-Q_i×T_q

O_q＝I_i×T_q+Q_i×T_i

其中O表示输出信号，O_I和O_q分别表示输出信号的I和Q分量，I_I和Q_i分别表示输入信号的I和Q分量，T表示滤波器系数，T参数的选择由信号的瞬时功率、短时平均功率和同步信号共同决定，与未经简化的预失真FIR滤波器中的参数选择方法相同。

本发明所述装置中，在发信机对信号的本振泄漏和IQ增益相位不平衡有严格要求的情况下，采用图1所示装置中的IQ调制器将信号直接变频到射频存在较大风险，为了克服上述问题，本发明还提出了一种改进的预失真器实现方案，其具体结构如图11所示。

在所述改进的预失真器中，采用了传统的二次变频技术，其基本原理为：先在预失真器中将IQ信号调制到数字中频，然后预失真器的输出信号进行数模转换得到数字中频信号。最后采用变频的方式将数字中频信号变换到射频。在具体结构上用数字调制器代替了图8中的QMC网络和图2中的直流偏置校正单元。

所述数字调制器的结构如图12所示，共包括五个组成部分：NCO(数控振荡器)、两个乘法器、90度移相器和加法器。其具体工作流程包括如下步骤：

步骤12-1：NCO产生需要的数字中频本振正弦信号；

步骤12-2：90度移相器将通过步骤12-1所获得的本振正弦信号移相90度，得到本振余弦信号；

步骤12-3：在两个乘法器当中，所述本振正弦信号和输入的I信号相乘；所述本振余弦信号和输入的Q信号相乘；

步骤12-4：在加法器中将通过步骤12-3所获得的两个乘积信号求和，即得到数字调制器的输出信号。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims

1、一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，包括：

2、根据权利要求1所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述预失真器的非线性特性和所述射频通道的非线性特性互逆。

3、根据权利要求1所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述预失真器包括：

4、根据权利要求3所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述非线性滤波器单元包括：

O_i＝I_i×T_ii+Q_i×T_iq

O_q＝I_i×T_qi+Q_i×T_qq

5、根据权利要求3所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述非线性滤波器单元包括：

O_i＝I_i×T_i-Q_i×T_q

O_q＝I_i×T_q+Q_i×T_i

6、根据权利要求4或5所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述预失真器还包括：

7、根据权利要求6所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述查找表模块包括：

8、根据权利要求6所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述预失真器还包括：

9、根据权利要求8所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述信号调整模块为：直流偏置校正单元或正交调制补偿QMC网络或数字调制器，其中：

10、根据权利要求9所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述预失真器还包括：

11、根据权利要求10所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述预失真器还包括：

12、根据权利要求11所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述同步信号模块包括：

13、根据权利要求1、2、3、4或5所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，所述自适应参数计算单元包括：

14、根据权利要求13所述一种对基带信号进行预失真处理的通用装置，其特征在于，还包括：

15、一种非线性滤波器参数的计算方法，其特征在于，包括：

A、将反馈的数字信号进行解调；

B、将所述进行了解调的反馈信号和基带信号进行延时匹配；

16、根据权利要求15所述一种非线性滤波器参数的计算方法，其特征在于，所述的步骤C进一步包括：

17、根据权利要求15或16所述一种非线性滤波器参数的计算方法，其特征在于，所述的步骤D进一步包括：