CN100345401C - 抑制多载波发送信号峰值的方法和多载波发送信号发生电路 - Google Patents

Abstract

一种支持高速数据分组传输的下一代移动通信的无线发送系统中的多载波发送设备，其能够获得高频放大器的功率效率和发送信号的品质。在该设备中，自适应峰值限制器(400)对用户的经过复用部件(200a-200d)的频道基带信号进行自适应硬限制处理，具有峰值抑制功能的多载波信号发生电路(500)对合成的多载波信号进行峰值限制处理，混合失真补偿电路(700)校正由高频放大器(32)引起的非线性失真，并且从天线(ANT)发送多载波信号。

Description

抑制多载波发送信号峰值的方法和多载波发送信号发生电路

技术领域

本发明涉及一种多载波发送的方法和设备，特别涉及一种抑制多载波发送信号峰值的方法、具有峰值抑制功能的多载波发送信号发生电路、自适应峰值限制器、基带信号处理LSI和多载波发送设备。

背景技术

在移动通信领域中，例如关于W-CDMA(Wideband-Code DivisionMultiple Access，宽带码分多址)系统中的技术规范，3GPP已经标准化。在技术规范中，除了利用CDMA的基本接收技术(例如分离多径组合(Rakecombining))之外，具有10Mbps的更快速率的高速下行分组接入(本文缩写为HSDPA)也已经被标准化。

HSDPA是这样一种技术：执行下行链路分组传输的多个用户共享下行信道，检查每个用户的无线信道品质，并且最佳基站给各用户发送信号，从而提高传输效率。采用这种技术，使用5MHz的频率带宽就可获得10Mbps的传输率。

自适应调制是HSDPA中使用的特殊技术之一，这种自适应调制是一种如下所述的方案：根据传播环境改变调制方案和编码方案，并且采用例如16QAM和64QAM等适合于大容量传输的M元调制、可合成中继信号以改善接收品质的HARQ(混合ARQ)、以及可从多个基站获得有效分组传输的FCS(快速小区选择)。

在自适应调制中，当移动站的接收品质良好时，基站采用例如16QAM和64QAM等M元调制和例如编码率为3/4的高速率编码来发送信号，而当移动站的接收品质差时，采用QPSK和例如编码率为1/4的低速率编码来发送信号。

在HSDPA中，由于采用QAM作为调制方案，关于频带中的信号品质(峰值码域误差(Peak Code Domain Error，PCDE)和误差向量值(Error VectorMagnitude，EVM))，必须符合比普通第三代基站设备的性能标准(TS25.141Rel.99)更严格的性能标准(TS25.141 Rel.5)。

同时，CDMA系统的重要特征是通过复用用户信号来实现并行通信。例如，假设给允许设置基站的公司分配的频带包含四个信道(载波频率分别为f1-f4)。

在这种情况下，在一个信道上复用多个用户的数据，而且同时从共享天线发送这些信道的信号。换言之，并行发送四个载波f1-f4(多载波发送)。

当执行多载波发送时，设在发射机最后一级的高频放大器承受重负载，并且要求其保证宽带中的线性。

为了减少高频放大器的负载，利用峰值限制器，对多载波发送的基带信号执行抑制瞬时峰值的处理。

例如，在公开待审的日本专利申请No.2002-164799和2002-44054中描述了峰值限制器。

但是，与峰值限制器有关的现有技术没有考虑高速下行分组接入(HighSpeed Downlink Packet Access，HSDPA)。

HSDPA是一种先进技术，但任何理论中，实际实施都存在相当多的困难。

此外，如上所述，由于采用QAM作为调制方案，关于频带中的信号品质(PCDE和EVM)，HSDPA需要满足比普通第三代基站设备的性能标准(TS25.141Rel.99)更严格的性能标准(TS25.141 Rel.5)。

在移动通信设备例如蜂窝电话中，一直存在对降低成本、小型化和低功耗的严格要求。

施加在移动通信设备上的各种限制，使现有技术难以实现HSDPA。

例如，在HSDPA中，根据信道品质改变调制方案。在这种情况下，当采用最严格的条件作为基准，使峰值限制器的特性适应于64QAM且峰值抑制被降低时，由于对瞬时峰值的抑制不充分，结果，使后一级中的高频放大器的负载增加，并且使高频放大器的功率效率变差。同时，当增强峰值抑制时，信号损失使信号品质下降。

为了解决这个问题，需要使用能够保证极宽范围内的线性的高性能放大器。但是，这种高频放大器非常昂贵，这成为成本方面的一个严重障碍。

上述问题用W-CDMA通信作为示例，但这种问题也可能出现在执行高速分组传输的其他通信系统(例如其他CDMA系统)中。

发明内容

本发明的目的是提供一种多载波发送的方法和设备，该方法和设备能够在去除施加在移动通信设备上的严格限制的同时，在发送信号的峰值限制和失真补偿方面采取切实的技术措施，从而能够获得发送信号的期望特性。

根据本发明的一个方面，提供一种发送系统中抑制多载波发送信号峰值的方法，在该发送系统中，利用滤波器对分别对应于多个频道的每个基带信号执行滤波处理，经过滤波处理的每个信号都被乘以预定载波以成为单载波信号，并且将单载波信号组合起来得到多载波发送信号，所述方法具有以下步骤：从常规信号处理通路中分支每个基带信号，对分支出来的每个基带信号进行滤波处理，在与乘以预定载波相同的定时、将分支出来的每个基带信号都乘以与预定载波相同的载波，组合所得到的信号，从而获得用于计算峰值抑制校正值的多载波信号，检测用于计算校正值的多载波信号的瞬时峰值，并且根据检测结果，获得峰值抑制校正值，以及用校正值乘常规信号处理通路上的每个基带信号，来执行峰值抑制的校正。

换言之，在本发明的抑制多载波发送信号峰值的方法中，在与常规信号通路中的处理相同的条件下，通过执行相同的处理来合成单载波信号，得到与常规多载波信号相同的多载波信号，根据得到的信号计算校正值，并且利用校正值来校正每个频道的基带信号的幅值。

这种方法等价于准确地预测将在合成单载波信号时出现的瞬时峰值，预先校正基带信号的幅值，从而将瞬时峰值保持在期望水平。以这种方式，能够实现具有前所未及的极高可靠性的抑制峰值方法。

此外，在本发明的抑制多载波发送信号峰值的方法的一个方面中，即使在基带信号的峰值连续下降时，也能够使用峰值开始下降预定次数之前所获得的高峰值来计算校正值，实现更严格的峰值限制。

这样，对峰值抑制执行自适应控制比对信号品质执行自适应控制更重要，而不仅仅是自适应控制。换言之，在任何情况下，都能够将多载波信号(组合的单载波发送信号)的幅值抑制到期望水平以下。因此，总能减少其后设置的高频放大器的负载。

根据本发明的另一个方面，具有峰值抑制功能的多载波发送信号发生电路具有：常规信号处理通路，用于将对应于多载波发送的每个频道的每个基带信号分支成两个信号序列，在延迟器中延迟一个信号序列中的每个基带信号，在乘法器中用峰值抑制校正值乘每个信号，对乘以校正值的每个信号执行n次(n是2或大于2的整数)内插处理，用滤波器对信号进行滤波处理，用载波乘每个信号从而得到单载波信号，并且组合单载波信号以输出多载波发送信号；和校正值发生通路，用于在常规信号处理通路中执行n次内插处理、滤波处理和乘以载波的处理以获得单载波信号基本相同的定时，对另一个信号序列中的每个基带信号执行基本相同的处理，从而获得用于计算校正值的多载波信号，检测用于计算校正值的多载波信号的瞬时峰值，以及根据检测值获得峰值抑制校正值，将其提供给常规信号处理通路中的乘法器。

换言之，在本发明的具有峰值抑制功能的多载波发送信号发生电路中，基于通过下述通路合成的多载波信号，来检测瞬时峰值，计算峰值抑制校正值，其中该通路具有与常规多载波合成通路完全相同的条件，从而能够执行极准确的峰值抑制校正。

根据本发明的另一个方面，自适应峰值限制器具有：多个硬限制器，分别提供给可能包含通信数据的多个频道，所述通信数据已应用预定的数据分组发送方案，并且利用从外部提供的自适应极限值来限制每个频道的基带信号的幅值；和极限值表，使用表示是否应用预定数据分组发送方案的开/关比特信息和表示是否使用每个频道的另一个开/关比特信息作为地址变量来访问该表，这两个信息都由每个频道的上层报告，并且该表输出自适应极限值作为访问结果，将其提供给多个硬限制器中的至少一个。

换言之，本发明的自适应峰值限制器是一种新的峰值限制器，有助于实现例如3.5代移动通信所支持的高速下行分组接入(HSDPA)。

本发明的自适应峰值限制器具有多个硬限制器，其被分别提供给多个频道，并且自适应地更新其极限值。“硬限制器”是能够将信号峰值精确地箝位在预定值的限制器。

在本发明的自适应峰值限制器的一个方面中，在多载波发送中与每个频道相对应的基带信号的小片(chip)基础上，使用从上层(例如基站控制部件中的基带处理板)通知的表示是否使用每个频道的开/关信息和表示是否对每个频道的小片数据(chip data)应用HSDPA的另一个开/关信息作为地址信息，来访问极限值表以自适应地输出极限值，从而能够在小片的基础上精确地调整硬限制器的箝位值。

即，多个频道的并行发送信号不包含总是使用所有频道的情况，即使在一个频道的发送信号小片是使用HSDPA(采用QAM作为调制方案)的小片数据的情况下，并行发送的其他频道的小片数据也不总是使用HSDPA(换言之，可以采用QPSK作为调制方案)。

注意本发明的这个方面，自适应控制是如下执行的：当基于应用严格解调条件的调制方案例如16QAM的小片且频道为“开”时，执行对幅值的减轻抑制而重视信号品质的自适应控制，而当频道为“关”时或基于未应用HSDPA的小片时，执行对极限值的增强抑制和重视峰值抑制的自适应控制。

这样，响应每个频道的状态，通过将重视幅值抑制的小片数据和重视信号品质的小片数据彼此区分开来，就能够实现精确的自适应调节，从而为重视信号品质的小片数据提供更多能量。因此，在多载波发送的数据包含使用HSDPA的发送数据的情况下，能够保证3GPP规范中规定的期望信号品质。

根据本发明的另一个方面，基带信号处理LSI具有如下结构：从上述自适应峰值限制器输出的各个频道信号被输入到上述具有峰值抑制功能的多载波发送信号发生电路中，从而产生经过峰值抑制处理的多载波发送信号，使得PAR(Peak to Average Ratio，峰值平均值比)值和CCDF(ComplementaryCumulative Distribution Function，互补累积分布函数)保持在各自期望的允许范围内。

即，本发明的基带信号处理LSI结合使用本发明的自适应峰值限制器和本发明的具有峰值抑制功能的多载波发送信号发生电路。

换言之，在具有峰值抑制功能的多载波发送信号发生电路中执行峰值限制处理，使得多载波信号的PAR(峰值平均值比)值和CCDF(互补累积分布函数)总是保持在各自期望的允许范围内(这可以保证发送信号的总能量总是保持在预定范围内)，而在使用峰值限制器时，自适应地控制用于每个频道的极限值，并且响应每个频道的状态执行对发送能量分布的精确调节。

以这种方式，在考虑多载波信号的整个状态和每个频道的状态的情况下，实现极有效的(合理的)自适应峰值限制处理。因此，对于可能包含应用符合IMT2000的高速数据分组传输方案(如HSDPA)的通信数据的多个频道，能够执行可靠且有效的峰值抑制，使得多载波发送信号的PAR值和CCDF保持在各自期望的允许范围内，从而减少其后设置的高频放大器的负载，而对于每个频道，尽可能执行自适应峰值控制以防止信号品质变差。

根据本发明，能够实现最新的移动通信。例如，能够实现W-CDMA多载波发送设备，其符合支持HSDPA方案的3.5代移动通信。

附图说明

通过对以下结合附图进行的详细描述的考虑，本发明的以上及其他目的和特征将会变得更加清楚，附图中以举例方式说明一个示例。其中：

图1A是根据本发明一个实施例的多载波发送设备整个结构的一部分的方框图；

图1B是根据本发明的多载波发送设备整个结构的其余部分的方框图；

图2是示出本发明的具有峰值抑制功能的多载波信号发生电路的一个结构示例的方框图；

图3是示出图2电路中产生的多载波发送信号的CCDF(互补累积分布函数)的曲线图；

图4是示出图2电路中多载波合成之前的每个单载波信号特性的曲线图；

图5A是说明对单载波信号进行峰值抑制处理的问题的示意图；

图5B是说明对单载波信号进行峰值抑制处理的优点的示意图；

图6A是示出对单载波信号进行限制处理的现有峰值限制电路的结构的方框图；

图6B是示出图6A电路中的(经过低通滤波器滤波之前)单载波信号的CCDF特性的曲线图；

图7A是示出对单载波信号进行限制处理的现有峰值限制电路的结构的方框图；

图7B是示出图7A电路中(经过峰值抑制和低通滤波器滤波之后)的单载波信号的CCDF特性的曲线图；

图8A是示出具有并行设置的每个如图6A所示的现有峰值限制电路的现有多载波信号发生电路的结构的方框图；

图8B是示出图8A电路中的多载波信号的CCDF特性的曲线图；

图9是说明图1B中峰值校正值计算部件的峰值检测操作的曲线图；

图10是示出图1B中峰值校正值计算部件的基本操作程序的流程图；

图11是说明计算校正值的特定程序的示意图；

图12是说明由于峰值抑制控制参数的设定值变化所产生效果的示意图；

图13是示出本发明的自适应峰值限制器的一个结构示例的方框图；

图14A是示出硬限制器的输出特性的曲线图；

图14B是示出硬限制器极限值和发送信号信号品质之间相对关系的表；

图15是示出与基带信号有关的频道开/关信息和HSDPA应用开/关信息的时序图；

图16是说明ROM地址和ROM数据之间关联的示意图；

图17A是示出误差向量值的测量结果示例的曲线图；

图17B是示出峰值码域误差的测量结果示例的曲线图；

图18A是示出用3GPP的测试模型1测量多载波发送信号的CCDF特性的结果示例的曲线图；

图18B是示出用3GPP的测试模型3测量多载波发送信号的CCDF特性的结果示例的曲线图；

图19是示出本发明所使用的混合失真补偿电路(包含高频放大器)的结构示例的方框图；

图20是示出混合失真补偿电路的基本操作程序的流程图；

图21A是示出输入到混合失真补偿电路中的多载波发送信号的频谱示例的示意图；

图21B是示出经过预失真处理的信号的频谱示例的示意图；

图21C是示出输入到前馈失真补偿电路中的标准信号的频谱示例的示意图；

图21D是示出从混合失真补偿电路输出的多载波发送信号的频谱示例的示意图；和

图22是说明高频放大器的功率效率的曲线图。

具体实施方式

下面将参考附图具体描述本发明的实施例。

图1A和1B是示出根据本发明一个实施例的多载波发送设备的整个结构的方框图。多载波发送设备是W-CDMA无线发送设备(无线基站设备)，其使用根据本发明的自适应峰值限制器和多载波信号发生电路以及结合高精度地执行失真补偿的混合失真补偿电路。

图中，基带信号处理部件(基带信号处理LSI)600用长短交替的短划线表示。

具有峰值抑制功能的自适应峰值限制器400和多载波信号发生电路500都用黑体虚线表示。

如图所示，混合失真补偿电路700具有自适应预失真部件14和前馈失真补偿部件30的组合结构。与其他结构元件一样，电路700具有D/A转换器20、A/D转换器28、开关电路SW和高频放大器32。

下面进行描述，假设天线能同时发送四个频道的信号。

如图1A左上方所示，在频道CH1上复用发送数据d1-d3，类似地，在频道CH2-CH4上分别复用发送数据d4-d6、d7-d9和d10-d12。

分别为频道CH1-CH4设置用户信号的复用部件200a-200d，每个复用部件具有多个扩展部件2和复用经过扩展的用户信号的复用电路4。

自适应峰值限制器400具有为每个频道设置的硬限制器300和极限值输出电路350。极限值输出电路350具有地址变换电路352和极限值表(ROM)354。

地址变换电路352将表示是否使用各个频道的开/关信息(F1-F4)和表示是否对各个频道上的小片数据应用HSDPA的另一个开/关信息(DP1-DP4)变换成用于查阅ROM的地址，并且访问极限值表(ROM)354以输出自适应极限值LIM，其中上述信息是上层(例如基站控制部件的基带处理板，未示出)基于小片通知的。

后面将参考图13-17具体描述自适应峰值限制器400。

具有峰值抑制功能的多载波信号发生电路500对四个频道CH1-CH4执行n次内插(n是2或大于2的整数)和正交调制(通过乘以各个正交载波e1-e4来获得单载波信号)，并且将单载波信号组合起来以产生多载波发送信号，同时在不同于常规信号处理通路的通路中产生与上述多载波信号相同的多载波信号，根据多载波信号来计算校正值以校正瞬时峰值，将校正值返回给常规信号处理通路，对每个频道的基带信号进行基带信号的峰值抑制处理。

此外，每个频道CH1-CH4的基带信号由两个信号组成：I(同相)信号和Q(正交)信号，但为了方便画图，用一个信号线来表示。

由于执行n次内插和正交调制的电路结构在每个频道中都相同，因此仅基于频道CH1进行描述。

除了常规信号处理通路之外，执行n次内插和正交调制的电路具有合成多载波信号为峰值校正值计算基础的通路，基于该信号计算校正值以将其提供给常规信号处理通路(图中用实线表示)。

常规信号处理通路(图中用实线表示)具有第一延迟电路508，用于乘以校正值的乘法器512，n次内插电路514，限制信号频带的低通滤波器(LPF)516，用于正交调制的乘法器518，和将经过乘法器518的单载波信号组合起来的组合器590。第一延迟电路508将信号延迟计算校正值所需的时间和与LPF 504的群延迟相对应的时间。N次内插电路514为了增大时钟频率而执行内插，以便对预定宽频带执行信号处理。

通过用载波e1(至e4)乘每个信道的每个I和Q信号来实现正交调制。

例如，在正交调制中，当使用的频道是CH1(载波频率f1)和CH2(载波频率f2)且用于频移的频率为fc时，将使用载波频率f1发送的信号乘以载波f1-fc，而将使用载波频率f2发送的信号乘以载波f2-fc，以实现正交调制。

以与计算校正值的信号处理通路相同的方式，执行与载波e1(至e4)的相乘。因此，在图1A和图1B的电路中，信号在计算校正值的信号处理通路中被乘以载波e1(至e4)，在常规信号处理通路中被延迟计算校正值所需的时间和与低通滤波器(LPF)516的群延迟相对应的时间，并且被正交调制。

同时，在图1A和图1B的电路中，将合成多载波信号为校正值计算基础的信号通路与常规信号处理通路分开设置。信号处理通路具有n次内插电路502、低通滤波器(LPF)504、乘法器506和组合器550。这种信号通路的结构和条件例如通路中的信号处理定时，与常规信号处理通路完全相同。

校正值计算部件570根据合成的多载波信号来计算峰值校正值，具有峰值检测部件572、相对比较/确定部件574和校正值计算部件576。

从外部给相对比较/确定部件574设置峰值抑制控制参数，从而能根据信号品质和峰值抑制之间重要性的相对等级来精确地调节峰值抑制能力。

从外部给校正值计算部件576设置峰值极限值。

从校正值计算部件576输出的校正值，在常规信号处理通路的乘法器512中被乘以基带信号，以校正幅值。

在混合失真补偿电路700中，对这样产生的多载波信号进行失真补偿，之后通过基站设备的天线(ANT)发送给多个移动终端(未示出)。

3GPP TS 25.104中规定的频谱发射掩码(spectrum emission mask)的频带是非常宽的频带，其以发送信号的频带为中心、覆盖上下两端之间约1GHz。由于普通预失真电路完全不能消除在这种宽频带中出现的高阶失真分量，因此采用混合失真补偿电路700能够响应这种严格的规范。

从而能实现支持HSDPA的3.5代W-CDMA移动通信。

下面顺序地具体说明具有峰值抑制功能的多载波信号发生电路、自适应峰值限制器和混合失真补偿电路。

图2是示出具有峰值抑制功能的多载波信号发生电路的结构的方框图。多载波信号发生电路的结构与图1B所示的电路500相同。

图2中，标号530a-530d是如下电路：对经过幅值校正的基带信号执行正交调制，使其成为单载波信号。

校正值计算电路570基于经过与常规信号处理通路中完全相同的处理而合成的多载波信号，来计算校正值。

因此，实际上将单载波信号组合起来，检测实际多载波信号的瞬时峰值(在峰值检测部件572中)，计算将峰值抑制到期望水平以下的校正值，从而能够保证将多载波信号的峰值抑制到期望水平之内。

图3是CCDF(互补累积分布函数)曲线图，其表示图2的具有峰值抑制功能的多载波信号发生电路所产生的多载波发送信号的峰值功率与平均功率之比(横轴)与概率(纵轴)之间的关系。

图中，可以理解，显著突变的峰值限制可能与实线表示的特性线A一样。特性线A是峰值抑制控制参数(hole-num)为2的情形。

图中，特性线B是峰值抑制控制参数(hole-num)为零的情形，特性线C是峰值抑制控制参数(hole-num)为3的情形。

从图3可见，用从外部提供给相对比较/确定部件574的峰值抑制控制参数(hole-num)能够调节峰值抑制特性。

图4是示出图2具有峰值抑制功能的多载波信号发生电路中多载波合成之前的每个单载波信号的特性的曲线图。

本文中，图7B是示出用于抑制图7A所示单载波信号峰值的现有电路中经过峰值抑制的信号特性的曲线图。通过比较图4和图7B，可以理解，图2中的电路不对单载波信号执行极严格的载波抑制。

换言之，如图3所示，在图2的电路中，多载波信号接受很高程度的峰值限制，在任何情况下，都能够保证将多载波的瞬时峰值保持在预定范围内，同时，在单载波信号方面，不执行过度的峰值限制，因此，对发送信号的品质影响很小。

如图5A所示，当对相平面上不同相位不同幅值的单载波信号X、Y和Z执行峰值限制时，从极限值圆延伸出的部分都被箝位。相反，当对多载波信号执行峰值限制时，如图5B所示，由于用组合单载波信号X、Y和Z而得到的向量R作为基准，来执行峰值限制处理，因此对于每个单载波信号，并不执行过度的峰值限制。此外，如图所示，由于消除了单载波信号的向量分量，组合单载波信号X、Y和Z而得到的向量R的幅值很小。

那么，在图2的电路中，实际合成多载波信号，检测信号的瞬时峰值，并且计算校正值来抑制瞬时峰值，从而能可靠地抑制瞬时峰值。由于能够以极高的可靠性对多载波信号执行这种峰值限制，因此，即使施加应用HSDPA方案那样的严格条件时，也能够满足预定规范。

此外，在本发明中，能够通过设置载波抑制控制参数(hole-num)，来精确地调节峰值抑制特性。

图6A示出对单载波信号S1执行限制处理的现有峰值限制电路，图6B示出单载波信号S1的特性。

图7A示出与图6A相同的现有峰值限制电路，图7B示出经过峰值限制并通过低通滤波器(LPF)203的信号特性。

如图7B所示，即使在单载波信号经过峰值抑制的情况下，通过低通滤波器会再次产生峰值，与图3所示的本发明电路的峰值抑制特性相比，峰值抑制度相当差。

图8A示出利用并联设置的图6A所示的现有峰值限制电路合成多载波信号的现有电路，图8B是示出从图8A电路输出的多载波信号S3的特性的曲线图。

参考图9至12，将描述图2下侧所示出的校正值计算部件570中的峰值检测部件572、相对比较/确定部件574和校正值计算部件576。

如图9所示，峰值检测部件572检测每16小片基带信号的幅值峰值(M(n)至M(n+2))(为了方便，本文假设A(n)-A(n+2)为16小片基带信号)。

相对比较/确定部件574和校正值计算部件576基于图10所示的流程图来操作。

换言之，对于峰值检测部件572中检测的当前测量基带信号的幅值峰值Max(n)(步骤800)，相对比较/确定部件574确定峰值Max(n)是否小于临时峰值以及峰值抑制控制参数(hold-iter＝0)是否不等于设定值(hold-num：本文假设为2)(步骤802)。

当步骤802中的确定结果为“是”时，换言之，在当前检测的峰值小于临时峰值且峰值连续减少的次数为1时，则递增并更新峰值抑制控制参数(hold-iter)(步骤806)，而当结果为“否”时，即，当前检测的峰值大于临时峰值时或者连续减少2次时，将当前检测的峰值设定为当前值，峰值抑制控制参数(hold-iter)被初始化并返回到零。

接着，校正值计算部件576将极限值(limit-value)和临时峰值相比较(步骤808)，当临时峰值更大时，用临时峰值计算峰值抑制的校正值(步骤810)，而当临时峰值更小时，使校正值为“1”，原因是不需要进行峰值抑制(步骤812)。

用基带信号乘校正值(步骤814)，处理流程进入下一步(步骤816)。

图11示出计算校正值的特殊示例。

如图所示，峰值在时刻t(n-1)到t(n+1)期间增大，然后连续减小，在时刻t(n+5)减小到极限值(limit-value)以下。

在这种情况下，在每个时刻执行如图所示的处理。注意，在时刻t(n+2)和t(n+3)，即使峰值减小，仍然使用基于峰值开始减小之前的大峰值的校正值即校正值(n+1)，由此着重对峰值抑制来执行自适应控制。

接着，在时刻t(n+4)，峰值连续减小(3次)，超过峰值抑制控制参数的设定值(hold-num＝2)。所以，为了防止信号品质下降，利用临时峰值和减少的校正值即校正值(n+4)，来执行峰值限制。

接着，在时刻t(n+5)，由于不需要峰值限制，校正值为“1”。

增大峰值抑制控制参数的设定值(hold-num)导致着重于图3所示的峰值抑制的自适应控制，并且能够进行精细的调节。

图12示出当峰值抑制控制参数的设定值(hold-num)为“0”或“2”时基带信号的幅度抑制程度的变化。图中，从实线包围的部件A和B可见，峰值抑制控制参数为“2”时的设定值(hold-num)具有较大的峰值抑制效果。

通过合适地设定峰值抑制控制参数的设定值(hold-num)，在任何情况下，都能将多载波信号的峰值抑制在预定水平内，从而能够保证满足严格的规范。

下面参考图13-17描述自适应峰值限制器。

图13是示出自适应峰值限制器的结构的方框图。

如上所述，基于表示是否使用各个频道的开/关信息(F1-F4)以及表示是否对各个频道上的小片数据由于HSDPA的另一个开/关信息(DP1-DP4)，极限值输出部件350参考极限值表(查找表)354以输出极限值LIM，其中上述信息是基站(BTS)控制部件900中的基带控制板910基于小片通知的。

硬限制器300具有：幅值计算部件310，计算每个输入I和Q信号的幅值Xn；比较部件320，比较计算出的幅值和极限值LIM；校正值计算部件330，根据输入的I和Q信号、幅值Xn和极限值LIM来计算校正值；以及开关电路SWT1和SWT2。

根据比较部件320中的比较结果，转换每个开关SWT1和SWT2，当输入信号的幅值超过极限值LIM时，开关被转换到各自的“a”端子，而当输入信号的幅值小于极限值LIM时，被转换到各自的“b”端子。当开关SWT1和SWT2被转换到各自的“b”端子时，输入信号不经校正而被输出。

图14A是示出当极限值为P0、P1、P2时硬限制器的输出信号特性的曲线图，图14B是示出极限值和发送信号的品质之间相对关系的视图。

下面参考图15和16，具体说明极限值输出电路350中的地址变换电路352的操作和极限值表(ROM)354的结构。

图15是示出四个频道CH1-CH4的基带信号状态(每个信道有两个信号序列I和Q，于是有8个输入)与开/关信息状态的关联的时序图，上述开/关信息包括表示是否使用各个频道的开/关信息(F1-F4)以及表示是否对各个频道上的小片数据应用HSDPA的另一个开/关信息(DP1-DP4)，其中上述开/关信息是基站(BTS)控制部件900中的基带控制板910基于小片通知的。

为了方便，图15没有示出频道CH2和CH3的数据。图中，有阴影线的小片是应用HSDPA的小片。

如图所示，在应用HSDPA的小片上，HSDPA应用开/关信息(DP1-DP4)为高电平，类似地，当使用频道时，频率开/关信息(F1-F4)为高电平。

如图16所示，HSDPA应用开/关信息(DP1-DP4)和频率开/关信息(F1-F4)集体变换为8比特的地址信息。在这种情况下，每段信息的“开”对应于“1”，而“关”对应于“0”。

这样，总共存在256种模式。对于每个索引来说，ROM地址和ROM数据(极限值数据)相关，因此在ROM中写入ROM数据(极限值的数据)以产生查找表。

如图16所示，例如假设状态(1)-(7)。

考虑每种状态，如下设定极限值：较高极限值被应用于使用HSDPA的频道而不是不使用HSDPA的频道，从而防止信号品质变差，以及在出现未使用频道的情况下，由于未使用的频道数增加，因此增大用于已使用频道的极限值，从而防止信号品质变差。

如图16所示，对于极限值L1和L2，L2大于L1。L3是这样计算的：得到分母为频率开/关比特为开的频道数、分子为4的分数，取该分数的1/2次方，再用L1乘上述结果。类似地，如下计算L4：得到分母为频率开/关比特为开的频道数、分子为4的分数，取该分数的1/2次方，再用L2乘上述结果。

图17A和17B是示出应用自适应峰值限制器时的效果示例的视图。

图17A是示出误差向量值的测量(仿真)结果的视图，误差向量值是评价未应用HSDPA的采样值(用白色圆圈标记)和应用DSDPA的采样值(用有一半黑色阴影的菱形标记)的信号品质的指标。

图中，标准A是3GPP R99中的要求(用于评价白色圆圈所标记的采样值的准则)，标准B是3GPP R5中的要求(用于评价有一半黑色阴影的菱形所标记的采样值)。

类似地，图17B示出对峰值码域误差进行测量的采样值，其中，标准C是3GPP R99中的要求，标准D是3GPP R5中的要求。

应当理解，在图17A和17B中都满足信号品质的要求。

图18A和18B是示出用3GPP的测试模型1或测试模型3测量从图1所示的基带信号处理LSI输出的多载波发送信号的峰值抑制程度的结果示例的曲线图。

从两个曲线图可见，测试模型的改变不改变峰值抑制特性的特性线形状，因此总能够实现所期望的峰值抑制。

因此，根据本发明，在任何情况下，都能够在根据每个频道的状况精细地调节发送信号的幅度的同时，将整个多载波发送信号的瞬时峰值抑制在所期望的范围内，从而实现峰值抑制和保证信号品质。

具体描述图19(和图1B)所示的混合失真补偿电路(包含高频放大器)。

如上所述，CDMA多载波通信比其他移动通信，要求更高的高频功率放大器的线性。因此，功率效率会显著变差，除非采用失真补偿技术例如自适应预失真，来补偿功率放大器的线性。

功率放大器的输入信号具有例如15MHz-20MHz的带宽。因此，失真频带的范围约为100MHz-200MHz。

为了仅通过自适应预失真来补偿失真分量，需要以与失真分量的频带相同的约100MHz-200MHz的采样频率，对经过预失真处理的数字信号进行D/A转换。

此外，当执行自适应预失真处理时，由于需要将功率放大器的输出信号返回到数字信号处理系统中，因此，同样需要以与失真分量的频带相同的约100MHz-200MHz的采样频率执行A/D转换。

而且，根据CDMA通信系统的规范，D/A转换器和A/D转换器需要12比特到16比特的分辨率。

在当前的半导体制造工艺中，制造保证高分辨率(12比特到16比特)的可在100MHz-200MHz范围内操作的D/A转换器和A/D转换器是相当困难的。

而且，即使能够制造这种D/A转换器和A/D转换器，操作时的功率消耗也非常巨大。这种产品不利于采用失真补偿来改善功率效率。

所以，在图19的混合失真补偿电路中，将应用自适应预失真处理的信号(输入基带信号)的频带，限制到能够使D/A转换器和A/D转换器达到12比特到16比特分辨率的频率。

接着，具有经过精确调节的特性的前馈失真补偿电路，能够通过数字信号处理有效地消除更高频带中出现的失真(高阶失真)。

以此，能够采用现有LSI技术、以前所未及的极高精度实现失真补偿。

下面具体说明。

如图19所示，混合失真补偿电路具有以下基本结构元件：自适应预失真部件(数字信号处理部件)14，高频功率放大器32，带2个输入端子TA1和TA2的前馈失真补偿电路(高频功率模拟电路)30，选择性地连接两个输入端子之一的高频开关电路(下文简称开关电路)SW，前馈失真补偿电路30的输出信号和前馈回路信号，控制/监视部件(属于数字信号处理系统)，调节提供给前馈失真补偿电路30的输入端子TA2的标准信号(即失真补偿电路的输入信号(IN))的幅度(增益)、相位和延迟的幅度/相位/延迟调节器51，和序列器80，序列器80控制开关电路SW的转换，并且给这些部件提供使这些部件顺序操作所需的信息(P1和P2)。

在数字信号处理系统和模拟信号处理系统之间提供并接收信号的信号路径，设置有D/A转换器20和56、A/D转换器28和频率转换电路。频率转换电路具有以下结构元件：RF载波振荡器24和混频器22、26和58。

如图所示，前馈失真补偿电路30具有输入端子TA1，向主路径输入包含失真分量(未被预失真失真补偿处理消除而留下的线性失真分量)的信号；和输入端子TA2，向前馈回路输入不包含失真的标准信号。此外，主路径是连接输入端子TA1和组合器38的线路。

前馈回路具有衰减器42，调节信号幅度；组合器46，从主路径的信号分离出失真分量；误差放大器48，放大失真分量的信号幅度；移相器50，反转误差放大器46的输出信号的相位；和组合器38，将移相器50的输出信号返回到主路径。

混合失真补偿电路具有一种混合结构：组合对基带数字信号进行自适应预失真处理的自适应预失真部件14和前馈失真补偿电路30。

但是，不能简单地组合两个补偿方案。因为正如名称所示，前馈失真补偿以输入和输出信号的顺序执行失真补偿，而自适应预失真补偿是反馈型失真补偿，因此信号通路是不同的，所以，为了组合两个方案，需要将两个方案分成各自的单位元件以方便两个方案的组合，并且构造混合结构。

因此，在图19的电路中，前馈失真补偿电路30设有两个输入端子TA1和TA2，由此具有这样的新结构：彼此独立地接收高频功率放大器32的输出信号(包含不能通过预失真失真补偿消除的剩余失真分量)和不包含失真的标准信号作为其输入，从而组合不同类型的失真补偿电路。

混合失真补偿方法中的失真补偿处理原理上被分成两种处理。

换言之，全数字控制中的自适应预失真失真补偿，能够以高度稳定性消除高频功率放大器的低阶失真分量，所述分量是D/A转换器20、56和A/D转换器28的采样频带内的具有高电平的失真分量。

接着，通过前馈失真补偿处理消除具有低电平的剩余高阶IM失真分量(采样频带外部的分量)。因此，能够以前所未及的高准确性实现宽带失真补偿。

问题是除非利用模拟电路的前馈失真补偿具有很高的精度，否则就不能充分消除不能通过自适应预失真失真补偿消除的具有低电平的高阶IM失真分量，因此不能在体现本发明目的的消除失真方面获得显著的精度改善。

前馈失真补偿电路30中高精度的失真消除是基于如下假设获得的：分别输入到两个输入端子TA1和TA2的两个信号在输入电平(幅度)、相位和延迟上完全一致。

因此，图19的失真补偿电路(混合失真补偿电路)设有执行调节的调节机构，以便使输入到前馈失真补偿电路30中的两个信号的幅度和其他因素彼此完全一致，在这方面，本发明的失真补偿电路具有极重要的特征。

换言之，在图19的失真补偿电路中，着重于在自适应预失真处理中不可避免的反馈路径(将经过前馈失真补偿处理的信号返回给自适应预失真部件14的信号路径)，利用反馈路径，将前馈失真补偿电路30的两个输入信号(图19中的信号A1和A2)和前馈回路的信号(图19中的信号A3)返回给数字信号处理系统。

接着，利用高精度的数字信号处理，控制/监视部件60精确地测量前馈失真补偿电路30的两个输入信号之间的幅度(增益)、初始相位和传输延迟之差(至少其中一个特性之差)。

接着，用于幅度及其他特性的调节器50最好至少调节标准信号(失真补偿电路的输入信号(IN))的幅度、相位和延迟其中之一，以便消除测量差。此外，实际上，最好是调节所有特性。

以这种方式，使前馈失真补偿电路30的两个输入信号的特性例如幅度(增益)、初始相位和传输延迟彼此完全一致，并满足执行前馈失真补偿的条件。

在输入到前馈失真补偿电路30中的高频功率放大器33的输出信号中，通过预失真失真补偿消除具有高电平的失真。

因此，具有高电平的失真分量没有被输入到位于前馈回路中的误差放大器48，从而能将误差放大器设定在低功率放大率，从而有助于减少功率消耗。

在完成前馈失真补偿电路30的两个信号的预失真处理和特性调节之后，开关电路SW将前馈失真补偿电路30的输出信号(图19中的信号A4)输出以返回到数字信号处理系统。

控制/监视部件60监视反馈信号的特性，当失真补偿不能保证所期望的精度时，再次继续执行前馈失真补偿电路30的两个信号的预失真处理和特性调节。信号处理的顺序由序列器80控制。

上述基本操作(和电路的基本状态)归纳如图20所示。

即，首先，将开关电路(SW)切换到“d”端子侧，执行自适应预失真处理(状态1，步骤100)。

接着，将开关电路(SW)转换到“a”端子侧。

测量前馈失真补偿电路30的两个输入信号(进入主路径的信号和标准信号)之间的增益(幅度)、延迟和相位上的不平衡，消除不平衡，调节标准信号的特性(状态2，步骤102)。

接着，将开关电路(SW)转换到“b”端子侧，从而转移到状态3，检测状态2中的调节结果。

在状态3中，除前馈回路中的失真信号以外，测量标准信号分量的功率电平(标准信号的漏电平)(步骤104)。确定漏电平是否超过阈值，即漏量是否是允许(OK)的，在NG时，处理流程返回到步骤102，同时在OK时进入状态4(步骤106)。

在状态4中，将开关电路(SW)转换到“c”端子侧。接着，测量失真补偿电路的最终输出信号的频谱，将其与预定的标准掩模图(spectrum emissionmask pattern，谱发射掩模图)相比较，确定频率轴上失真的抑制状态(步骤108)。

确定结果是，当频谱被抑制到允许范围以内时(步骤110)，处理流程返回到步骤108继续监视，而当频谱未得到抑制时(步骤110)，则返回到步骤100，继续执行上述处理。

图21A-21D分别示出图19电路中的输入信号(载波数为“3”)、预失真信号、前馈失真补偿中的标准信号和输出信号的频谱。

从图中可见，根据本发明，能以高精度实现宽范围的失真补偿。

这样，图19中的混合失真补偿电路具有：自适应预失真部件14，提供特性与功率放大器的非线性特性相反的带有失真的输入数字信号；和前馈失真补偿电路30，通过前馈回路补偿不能在自适应预失真部件14中得到补偿的失真分量，其中，前馈失真补偿电路30具有能独立输入两个信号的信号输入端子TA1和TA2，将经过预失真部件14中的自适应预失真处理的信号输入到其中一个信号输入端子TA1，而将标准信号输入到另一个信号输入端子TA2，以及标准信号对应于预失真部件14中的预失真处理之前的输入数字信号，从而能够以得到每个电路的最大特性的方式来连接两个电路。

换言之，图19中的失真补偿电路是全数字控制中的一种新型失真补偿电路，其具有如下电路结构：通过包含D/A转换器和A/D转换器的信号路径，连接数字信号处理电路和高频功率模拟电路。

失真补偿电路最好执行以下(1)-(5)项的处理，从而获得下述效果。

(1)在数字信号处理中执行自适应预失真处理。

由于通过数字信号处理实现预失真，因此能够以高于模拟预失真的精度来执行处理。

(2)从前馈失真补偿电路30获取高频模拟信号，将所取得的模拟信号转换为数字信号，采用高级数字信号处理例如频谱分析，以极高精度来测量数字信号的期望特性，并且将测量结果作为控制和监视整个电路的基础。

换言之，由于控制和监视是采用模拟信号处理所无法比拟的高精度数据作为基础来执行的，所以能够显著增强自适应预失真处理功能和前馈失真补偿功能，并且显著提高失真补偿能力。

(3)将失真补偿处理划分成顺序控制的多个阶段。

尽管通信环境时刻在改变，但信号的有关特性不会在短期内改变。侧重这个方面，通过根据预定程序顺序执行多个阶段，能够合理地执行数字控制中的失真补偿处理。

(4)多个阶段包含例如：第一阶段，执行自适应预失真处理；第二阶段，调节和匹配独立输入到前馈失真补偿电路30中的两个输入信号的特性，例如幅度、相位和延迟量，两个输入信号为包含非线性失真的进入主路径的输入信号和不包含非线性失真的标准信号(被输入到前馈回路的信号)；第三阶段，检查第二阶段的调节结果；和第四阶段，监视经过前馈失真补偿的信号特性。

由于总是能够精确地执行调节以匹配前馈失真补偿电路30的两个独立输入信号的特性，所以能够在前馈失真补偿的前半部分中消除自适应预失真部件14的出现所带来的负面影响。因此，在自适应预失真和前馈失真补偿中都能够保证精度，两个处理的最佳协同作用能够显著改善失真补偿性能。

也就是说，数字控制中的自适应预失真失真补偿电路不能消除A/D转换器和D/A转换器的采样频带以外的具有低电平的高阶IM失真分量(互调失真分量)。

但是，能够高度可靠地消除功率放大器的低阶失真分量，其是采样频带内的高电平失真分量。接着，在高精度的前馈失真补偿处理中有效地消除具有低电平的剩余高阶IM失真分量，从而能够可靠且高度准确地执行对宽带信号的失真补偿。

而且，由于能够准确地抑制失真，因此能够降低设置在前馈失真补偿电路300的前馈回路中的误差放大器的增益，从而降低功率消耗。

(5)通过上述第一至第三阶段，当在整个失真补偿电路上完成了一系列调节时，处理流程进入监视阶段(第四阶段)。只要将失真抑制到预定范围内，就不执行例如预失真特性的自适应调节和前馈失真补偿电路300的输入信号特性调节等调节，并且在这段时期内每个电路的特性是固定的。因此，同样关于这个方面，能够减少功率消耗，这与总是执行自适应控制的模拟电路截然不同。

(6)而且，由于能够利用现代移动通信设备通常具有的数字信号处理功能(例如相关检测和功率测量)，因此实现本发明的失真补偿方法相对容易，而且具有很高的实用价值。

如图1A和1B所示，提高结合本发明的技术，能够得到前所未及的出色优点。

也就是说，利用抑制多载波发送信号峰值的技术，在任何情况下，都能够将整个多载波发送信号的瞬时峰值抑制在规范之内，从而能够防止其后设置的高频功率放大器的功率效率变差。

换言之，当多载波信号的峰值抑制不充分时，由于需要大裕量，因此要求提供图22的区域A2周围的动态范围，图22示出高频放大器的输入/输出特性。但是，当多载波信号的峰值抑制充分时，能够在A1周围操作高频放大器，从而防止高频功率放大器的功率效率变差。

而且，当通过利用自适应峰值限制器技术，在W-CDMA中应用HSDPA时，即当由于自适应地转换调制方案而需要更严格的控制时，能够获得峰值限制和信号品质。

而且，由于在混合失真补偿电路中执行高精度的失真补偿，因此能够保证具有期望电平的发送信号品质。

因此，能够实现符合3GPP规范的下一代移动通信。

虽然前面将W-CDMA通信系统作为示例来描述，但是也能够将本发明应用于其他通信系统。例如，本发明的峰值限制器可应用于支持高速分组传输的其他CDMA通信系统。

因此，在本发明中，关于CDMA系统(包含W-CDMA系统)中的发送电路所不可避免的限制峰值和补偿失真技术，通过考虑到实现高速数据分组传输等而采取切实措施，能够在取消施加在移动通信设备上的严格限制的同时，获得例如W-CDMA系统中的高速下行分组接入(HSDPA)。

本发明不限于上述实施例，并且可以在不脱离本发明范围的情况下，作出各种变形和修改。

本申请基于2002年7月31日提交的日本专利申请No.2002-224221，其全部内容以引用方式包含在本文的内容中。

Claims (3)

1.一种抑制多载波发送信号的峰值的方法，用于在发送系统中抑制各个基带信号的峰值，在所述发送系统中，在常规信号处理通路中，利用滤波器(516)对分别对应多个频道的每个基带信号执行第一滤波处理，通过第一乘法器(518)将所述第一滤波处理后的每个所述信号都乘以预定载波(e1、e2、e3、e4)以成为单载波信号，并且通过合成器(590)将所得到的每个所述单载波信号合成起来而得到多载波发送信号，所述方法包括以下步骤：

从常规信号处理通路中分支出每个所述基带信号，利用滤波器(504)对分支出来的每个所述基带信号进行第二滤波处理，通过第二乘法器(506)将所述第二滤波处理后的每个信号乘以与所述预定载波相同的载波(e1、e2、e3、e4)，并通过合成器(550)合成所得到的每个信号，从而获得用于计算峰值抑制校正值的多载波信号；

检测用于计算所述校正值的所述多载波信号的瞬时峰值，并且根据该检测结果，获得用于所述峰值抑制的校正值；以及

通过第三乘法器(512)将所述常规信号处理通路上的每个所述基带信号乘以所述校正值，以执行峰值抑制校正处理，其中，

对所述常规信号处理通路上的所述第三乘法器(512)中乘以所述校正值的定时进行控制，以使该定时成为从每个所述基带信号的分支定时开始延迟如下时间的定时，即与所述第二滤波处理相关联的信号群延迟和计算所述校正值所需的时间相对应的时间；并且

对所述常规信号处理通路上的所述第一乘法器(518)中乘以所述预定载波(e1、e2、e3、e4)的定时进行控制，以使该定时成为从计算所述校正值时的所述第二乘法器(506)中的所述载波的乘法处理的定时开始延迟如下时间的定时，即与计算所述校正值所需的时间和所述第一滤波处理相关联的信号群延迟相对应的时间。

2.根据权利要求1所述的抑制多载波发送信号的峰值的方法，其中，所述获得用于峰值抑制的校正值的步骤包括以下步骤：

对每个预定数目的数据检测峰值；以及

当检测到的当前峰值超过预定阈值且大于最后峰值时，计算所述校正值并输出，使得所述校正值适合于超过所述预定阈值的所述当前峰值，而当所述峰值连续下降不超过预定次数的次数时，将与所述峰值即将开始下降之前的峰值相对应的校正值不进行更新地输出。

3.一种具有峰值抑制功能的多载波发送信号发生电路，包括：

常规信号处理通路，用于将对应于多载波发送的每个频道的每个基带信号分支成两个部分，在第一延迟器(508)中延迟一个部分中的每个基带信号之后，在第三乘法器(512)中乘以用于峰值抑制的校正值，利用滤波器(516)对乘以所述校正值后的每个信号进行第一滤波处理之后，通过第一乘法器(518)乘以预定载波(e1、e2、e3、e4)以成为单载波信号，并且通过合成器(590)将所得到的每个单载波信号合成以得到多载波发送信号；和

校正值发生通路，用于对所述分支成两个部分中的另外一个部分中的每个基带信号，利用滤波器(504)进行第二滤波处理，通过第二乘法器(506)将所述第二滤波处理后的每个信号乘以与所述预定载波相同的载波(e1、e2、e3、e4)，并通过合成器(550)合成所得到的每个信号，从而获得用于计算所述峰值抑制的校正值的多载波信号之后，检测所述用于计算校正值的所述多载波信号的瞬时峰值，并且根据该检测结果获得用于所述峰值抑制的校正值，并且提供给所述常规信号处理通路中的所述第三乘法器(512)，其中，

所述常规信号处理通路上的所述第三乘法器(512)中乘以所述校正值的定时被控制为，从每个所述基带信号的分支定时开始延迟如下时间的定时，即与所述第二滤波处理相关联的信号群延迟和计算所述校正值所需的时间相对应的时间；并且

所述常规信号处理通路上的所述第一乘法器(518)中乘以所述载波(e1、e2、e3、e4)的定时被控制为，从所述校正值发生通路上的所述第二乘法器(506)中的所述载波的乘法处理的定时开始延迟如下时间的定时，即与计算所述校正值所需的时间和所述第一滤波处理相关联的信号群延迟相对应的时间。

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