CN1452323A - 有限脉冲响应滤波器、通信发射设备和通信接收设备 - Google Patents

Abstract

在延迟部分102所具有的N个延迟元件D0至DN－1，与相乘部分104所具有的N个乘法器c(0)至c(N－1)之间的线路可改变其连接方式。进一步，在相乘部分104与相加部分106所具有的N个加法器K0至K(N－1)之间的线路也可改变其连接方式。当输入信号的附加采样数量动态变化时，线路控制器109改变路线连接方式，以获得与附加采样数量相应的并联数量的滤波器结构。因此，有限脉冲响应滤波器可以响应附加采样的动态变化，并缩小其电路体积。

Description

有限脉冲响应滤波器、通信发射设备 和通信接收设备

技术领域

本发明涉及一种用于离散信号滤波的有限脉冲响应滤波器，并适合用于单载波无线发射设备中的频带限制滤波器，该发射设备执行线性调制，如BPSK、QPSK和QAM。

背景技术

通常，有限脉冲响应(FIR)滤波器按照延迟元件、乘法器和加法器的连接方式分为几种类型。其中，广泛使用的是直接型FIR滤波器和移位型FIR滤波器。现将参照附图对滤波器的结构作简单描述。图1是表示直接型FIR滤波器结构的方框图。延迟元件11a至11e串联在一起，对输入信号进行延时直到有下一信号输入。所延时的信号输出到随后的延迟元件和乘法器。乘法器12a至12e预先分别设置抽头系数，对从延迟元件分别输出的信号与分别的抽头系数相乘，并将相乘结果输出到加法器13。加法器13将所有从乘法器12a至12e输出的相乘结果相加，并输出相加结果。

图2表示移位型FIR滤波器结构的方框图。乘法器21a至21e预先分别设置抽头系数，将同一信号与各自的抽头系数相乘，并分别地输出相乘结果到加法器22a至22e。加法器22a至22e分别地连接到乘法器21a至21e。每一加法器将来自乘法器的相乘结果与来自延迟元件的所延时信号相加，并输出相乘结果到随后的延迟元件。延迟元件23a至23e中每一延迟元件对分别来自加法器22a至22e中一个加法器的相乘结果进行延时，直到有下一相乘结果输入。所延时信号被输出到随后的加法器。

通常，为减小这些电路的体积，日本专利公开文献2929807中披露了使用不受频带限制的数据信号作为输入信号的技术。

而且，日本已公开专利文献2001-77669中描述了一种技术，即已知的通过切换相乘系数缩小电路体积的技术。

同时，在日本已公开专利文献S60-77542号中有关于用于减小附加采样所要求的计算操作速度的措施的描述。下面将参考图3简述此技术的主题内容。图3表示常规FIR滤波器结构的方框图。块31a至31d各具有与图1所示的直接型FIR滤波器相同的结构，相互并联在一起。设置了乘法器各自的系数以相应于不同的相位计算抽头系数。多路复用部分32对块31a至31d的计算结果进行多路复用，以输出经多路复用的信号。因此，每块均可并行处理输入信号，并能够以附加采样的四倍数量的精确度进行滤波。换句话说，当用图1中的结构实现图3中结构的滤波精度时，附加采样所要求的计算操作速度对于图3的实例具有四倍所要求的计算操作速度。于是，用如图3所示的并联方式的直接型FIR滤波器结构，可以减小附加采样所要求的计算操作速度。

然而，为实现使FIR滤波器相应于附加采样的数量可动态地改变，应用图3所示的方法，需要为每一附加采样数量准备多个滤波器。例如，为了准备两个并联、四个并联和八个并联的滤波器，需要十四个滤波器，并切换使用，这将导致电路规模的增加。

发明内容

本发明的目的是提供一种有限脉冲响应滤波器、通信发射设备和通信接收设备，可符合动态变化的附加采样数量，并缩小电路体积。

本发明的主题内容是预定数量的延迟元件和乘法器间的线路，以及预定数量的乘法器和加法器间的线路的连接方式是可变的，当输入信号的附加采样(over sampling)数量动态地变化时，线路的连接也随之变化，以便获得与附加采样数量相应的多个并联滤波器的滤波器结构。

附图说明

对本发明的以上及其它目的和特性将从下文参照附图进行的描述中得到全面的理解，其中的一个实例是通过具体实例的实施方式进行描述的，在附图中：

图1是表示直接有限脉冲响应滤波器结构的方框图；

图2是表示移位(transpose)有限脉冲响应滤波器结构的方框图；

图3是表示常规有限脉冲响应滤波器结构的方框图；

图4是表示根据本发明第一实施例的有限脉冲响应滤波器结构的方框图；

图5A是表示两个并联滤波器结构的接线示意图；

图5B是表示另一两个并联滤波器结构的接线示意图；

图6A是表示四个并联滤波器结构的接线示意图；

图6B是表示另一四个并联滤波器结构的接线示意图；

图7A是表示附加采样数量与混叠(aliasing)之间相互关系的示图；

图7B是表示附加采样数量与混叠之间相互关系的另一示图；

图7C是表示附加采样数量与混叠之间相互关系的另一示图；

图7D是表示附加采样数量与混叠之间相互关系的另一示图；

图8是表示根据本发明第一实施例的通信接收设备配置的方框图；

图9是表示根据本发明第一实施例的相位确定部分的内部配置方框图；

图10是表示根据本发明第二实施例的有限脉冲响应滤波器结构的方框图；

图11是表示第一线路可变端口与第二线路可变端口之间线路连接，以及连接部分的连接状态的示图；

图12是表示第一线路可变端口与第二线路可变端口之间线路连接，以及连接部分的连接状态的另一示图；

图13是表示根据本发明第三实施例的有限脉冲响应滤波器结构的方框图；

图14是表示根据本发明第三实施例的另一有限脉冲响应滤波器结构的方框图；

图15是表示根据本发明第四实施例的通信接收设备配置的方框图；

图16是表示根据本发明第五实施例的正交信号接收设备配置的方框图；

图17是表示基站以与移动台的运动或静止相应的字符速率向移动台发射信号的概念示图；

图18是表示根据本发明第七实施例的通信接收设备配置的方框图；和

图19是表示根据本发明第七实施例的切换部分所输出信号的简略示图。

具体实施方式

本发明实施例描述的实例是在通信设备中使用有限脉冲响应滤波器。传统上，仅使用预定的频率带宽，为了增加传输速率同时又能保证期望的通信质量，应用了自适应调制。然而，由于仅使用预定频率带宽，而使改进传输速率受到限制。因而，本发明描述的实例中使用的频率带宽是可变的，以增加传输速率。

在使信号频率带宽变化中，当滤波器的带宽仅随保持固定数值的输入信号的字符速率变化时，信号带宽可变化的范围狭窄。因此，还需要使字符速率可以变化。为了响应字符速率保证良好的通信，有必要与字符速率变化相应地改变滤波器的带宽。另外，增加字符速率导致较宽带宽信号，而减小字符速率导致较窄带宽信号。

通常，是通过改变滤波器的抽头系数或改变采样频率来改变滤波器的带宽。同时，应用大数量的滤波器抽头得到急剧衰减特性。因此，当采样频率不变时，仅通过改变抽头系数很难实现宽带FIR滤波器。还有，固定的采样频率还意谓着改变附加采样数量，当信号具有低字符速率时(窄带信号)增加附加采样数量会变为超越规范，仅会造成过分的能量消耗。

同时，考虑与字符速率相应地改变采样频率。换句话说，当字符速率加倍时，采样频率也按比例加倍。这样，即使当字符速率改变时也可保持附加采样数量为不变数值，而无需准备与低字符速率信号相关的过分的技术条件，并降低了能量的过度消耗。

然而，当采样频率增加时，由于受到采样设备的可操作频率的限制，而无法满足对高字符速率信号滤波的要求，例如，上述采样设备可如A/D转换器和随设备配置的滤波电路。

例如，注意如下描述的路由滚降(roll-off)滤波器。假定情况是附加采样数量是16，采样设备或随设备设置的滤波电路的操作频率是160MHz，滚降率α代表滤波器的频率特性其值为1.0。在此情况下，路由滚降滤波器能处理的字符速率限制在10MHz。假设连接的理想模拟滤波器从采样设备向上游操作带宽限制在采样频率的一半，理论上滤波处理可以具有字符速率高达符合奈奎斯特理论的80MHz的信号。

换句话说，当采样频率为160MHz时，执行2倍速附加采样和采样设备的后继滤波器如图3所示的方法为八个并联结构，采样设备以2倍速附加采样工作能够获得滤波处理精度相等于16倍附加采样。

另外，当上述并联结构的滤波器使用在无线通信的接收设备时，输入信号为2倍附加采样，从而满足奈奎斯特理论的可能性很低，而倾向于受采样混叠影响。结果是，由于受相邻信道的干扰，而发生接收性能恶化。尤其在窄频带传输中，因为频谱效率需要改善而使相邻信道的干扰较强，要求有非常强的抗干扰性能。

同时，在宽频带传输中，即使没有相邻信道的干扰，由于设备的限制也通常存在处理速度受到限制的问题，要提高处理速度有必要解决这一问题。

接下来，考虑执行如下所述的处理。即，就以运动状态所发射的低字符速率的信号而言，因为相邻信道的干扰成为问题，充分地提高采样频率，例如，执行16倍附加采样以防止由于相邻信道干扰发生性能恶化。同时，就以静止状态所发射的高字符速率的信号而言，执行2倍附加采样以接收信号，该信号的可执行的字符速已高达设备的可操作频率的上限，而由相邻信道干扰引发的性能下降为某一所允许的程度。在实施这样调整的实例中，根据缩小频率带宽与设备操作频率之间的相互关系，需要阶梯式地减少附加采样数量，从16倍减到8倍，再到4倍及2倍。

相应地，在常规技术中，由于附加采样数量保持不变，而改变采样频率很难使滤波器性能最佳化，而使相邻信道干扰最小化。与其相反，本发明提供的有限脉冲响应滤波器，可响应动态变化的附加采样数量，同时保持采样频率不变，从而实现滤波器的最佳性能，受相邻信道干扰影响最小。

以下将参照附图对本发明实施例进行描述。

(第一实施例)

图4是表示根据本发明第一实施例的有限脉冲响应滤波器结构的方框图。有限脉冲响应(FIR)滤波器100执行N-抽头有限脉冲响应序列的卷积的计算。

第一线路可变端口101具有N个端子A0至AN-1，可改变线路连接。延迟部分102具有延迟元件D0至DN-1，分别具有采样周期的延迟时间。第二线路可变端口103具有N个端子B0至BN-1，可改变线路连接。

相乘部分104具有N个乘法器c(0)至c(N-1)，每个乘法器预先设置有限脉冲响应序列的抽头系数。每个乘法器将从第一线路可变端口输入的信号与抽头系数相乘。第三线路可变端口105具有N个端子E0至EN-1，可改变线路连接。另外，延迟元件、乘法器和端子的组合被假定为电路块，在图中并用虚线框起来。具体地，端子B0、延迟元件D0、端子A0、乘法器c(0)和端子E0组成信号电路块，B1、D1、A1、c(1)和E1组成信号电路块。相似地，BN-1、DN-1、AN-1、c(N-1)和EN-1的组合假定为电路块。换言之，滤波器具有N个电路块。

相加部分106具有N个加法器K0至KN-1，每一加法器将最大值N个输入信号相加。连接部分107具有与加法器K0至KN-1相应的连接头S0至SN-1，从来自加法器K0至KN-1输入信号中选择信号输出。

带宽检测部分108检测输入信号的带宽。输入信号的带宽与字符速率相一致，而与附加采样数量相对应。例如，当输入信号是宽频带时，字符速率很高，而在固定采样频率下对高字符速率的信号进行的附加采样所得到的采样数量很少。与之相反，当输入信号是窄频带时，字符速率很低，而采样的数量却很大。带宽检测部分108输出检测结果到线路控制部分109。

根据带宽检测部分108所检测的输入信号的带宽与FIR滤波器100的可操作频率之间的相互关系，线路控制部分109进行控制以使FIR滤波器100具有适合的滤波器结构。换句话说，线路控制部分109控制第一线路可变端口101与第二线路可变端口103之间的线路连接，以及控制第三线路可变端口105与加法器106之间的线路连接，和控制连接部分107的操作。

用此方式，FIR滤波器100能够级联或并联滤波器的结构，并进一步能够使并联的数量相对应于输入信号的带宽进行变化。因此，可以在缩小电路体积的同时，任意地重构滤波器，无需增加乘法器、延迟元件和加法器的数量。

下面将对具有上述配置的FIR滤波器100的工作进行描述。在图4中，虚线表示一个实例，该实例的线路可自身改变(可变线路)连接，虚线还表示级联滤波器结构。具有这一滤波器结构的工作在以下描述。

输入信号输入到第一线路可变端口101的A0端子和带宽检测部分108。带宽检测部分108检测输入信号的带宽，并输出所检测结果到线路控制部分109。

根据带宽检测部分108所检测的输入信号的带宽与FIR滤波器100的可操作频率之间的相互关系，线路控制部分109控制第一线路可变端口101与第二线路可变端口103之间的线路连接，以及控制第三线路可变端口105与加法器106之间的线路连接，和控制连接部分107的操作。在此例中，所执行的控制实现了级联滤波器结构。

输入到第一线路可变端口101的信号经过端子A0输出到延迟元件D0和乘法器c(0)。延迟元件D0用采样间隔时间对输入信号进行延时，并输出所延时的信号到第二线路可变端口103。

线路控制部分109对第一线路可变端口101与第二线路可变端口103之间的线路连接关系进行控制，如图4中虚线所示，第一线路可变端口101连接到第二线路可变端口103。以此方式，端子B0的输出信号被输入到端子A1，端子B1的输出信号被输入到端子A2，以此类推，端子BN-2的输出信号被输入到端子AN-1。

输入到第一线路可变端口101的端子A0的信号经过端子A1到AN-1被输出到相乘部分104，同时分别在延迟元件D0至DN-2中被延时。

相乘部分104将从第一线路可变端口101输出的信号与为乘法器c(0)至c(N-1)所分别设定的抽头系数相乘。具体地，乘法器c(0)将从第一线路可变端口101的端子A0输出的信号与其抽头系数相乘，以此类推，乘法器c(N-1)将从第一线路可变端口101的端子AN-1输出的信号与其抽头系数相乘。这样，所筹划的N个抽头系数实现了滤波器的频率特性，抽头系数中的每个系数与从端子A0至AN-1输出的信号相乘。

另外，当字符速率改变后希望保持滤波器的频率特性时，乘法器c(0)至c(N-1)的每一系数保持在固定数值。

进一步，当使滤波器频率特性变化时，可使相乘部分104的抽头系数发生变化。

相乘部分104的相乘结果被输出到第三线路可变端口105。具体地讲，乘法器c(0)的相乘结果输出到端子E0，乘法器c(1)的相乘结果输出到端子E1，以此类推，乘法器c(N-1)的相乘结果输出到端子EN-1。

线路控制部分109对第三线路可变端口105与相加部分106之间的线路连接关系进行控制，如图4中虚线所示。换言之，所有从端子E0至EN-1输出的信号被输入到相加部分106的加法器K0，加法器K0将输入信号相加。在此，所述实例中多路复用的数量是1，即不执行多路复用。

由于FIR滤波器100具有级联连接，连接部分107由线路控制部分109进行控制，并从FIR滤波器100输出加法器K0的相加结果，仅有开关S0被连接，而没有连接开关S1到SN-1。

以下描述在线路控制部分109的线路控制，即基于输入信号带宽与滤波器可操作频率之间相互关系的滤波器结构。在此假设滤波器随后部分要求的附加采样数量是16倍。

当与滤波器的可操作频率相比输入信号的带宽足够窄时，线路控制部分109控制可变线路以获得如上所述的级联滤波器结构。

当输入信号的带宽增加并且滤波器仅能支持到8倍附加采样时，控制部分109控制以得到两个并联滤波器结构。当输入信号的带宽进一步增加并且滤波器仅能支持到4倍附加采样时，控制部分109控制以得到四个并联滤波器结构。当输入信号的带宽大于滤波器的可操作频率并且滤波器仅能支持到2倍附加采样时，控制部分109控制以得到八个并联滤波器结构。

以此方式，即使当输入信号增加并包括高频部分，通过实现并联滤波器结构，对输入信号进行并行处理，从而，即使当输入信号带宽增加时也可响应滤波器的可操作频率。

以下给出的是具有两个并联滤波器结构的FIR滤波器100的线路接连。图5A和5B是表示两个并联滤波器结构。在此的实例的抽头系数N是八个。

图5A表示第一线路可变端口101和第二线路可变端口103之间的线路连接。图5B表示第三线路可变端口105和相加部分106之间的线路连接，以及连接部分107的连接。

如图5A所示，输入信号输入到第一线路可变端口101的端子A0和A1。在第二线路可变端口103中，端子B0的输出信号输入到第一线路可变端口101的端子A2，端子B1的输出信号输入到端子A3，以此类推，端子B5的输出信号输入到端子A7。

如图5B所示，第三线路可变端口105的端子E0、E2、E4和E6的输出信号输入到相加部分106的端子K0。端子E1、E3、E5和E7的输出信号输入到相加部分106的端子K1。

连接部分107使S0和S1输出加法器K0和K1的相加结果。同时，S2和S7不输出相加结果，因此，保持不工作。

以下给出的是具有四个并联滤波器结构的FIR滤波器100的线路接连。图6A和6B是表示两个并联滤波器结构。在此的实例的抽头系数N是八个。

图6A示出第一线路可变端口101和第二线路可变端口103之间的线路连接。图6B表示第三线路可变端口105和相加部分106之间的线路连接，以及连接部分107的连接。

如图6A所示，输入信号输入到第一线路可变端口101的端子A0至A3。在第二线路可变端口103中，端子B0的输出信号输入到第一线路可变端口101的端子A4，端子B1的输出信号输入到端子A5，以此类推，端子B3的输出信号输入到端子A7。第二线路可变端口103的端子B4到B7没有与第一线路可变端口101连接。

如图6B所示，第三线路可变端口105的端子E0和E4的输出信号输入到相加部分106的端子K0，而端子E1和E5的输出信号输入到相加部分106的端子K1。端子E2和E6的输出信号输入到相加部分106的端子K2，而端子E3和E7的输出信号输入到相加部分106的端子K3。

连接部分107使S0至S3输出加法器K0至K3的相加结果。同时，S4到S6不输出相加结果，因此，保持不工作。

这样，由于FIR滤波器100输出数个顺序的或单一信号顺序的八列并行信号，因而FIR滤波器100所需的操作速度为预定的采样频率，并能够对高字符速率的信号进行滤波处理。

另外，第一线路可变端口101、第二线路可变端口103和第三线路可变端口105各具有N个端子，但决不受这一配置的限制，只要能够实现相应于线路控制部分109的控制，在延迟元件与加法器(延迟元件之间的连接)以及乘法器与加法器之间动态地改变连接方式。进一步，根据单元电路块，仅需要相应于线路控制部分109的控制，动态地改变到/从电路块的输入和输出。

以下将描述附加采样数量和混叠。图7A至7D是表示附加采样数量与混叠之间相互关系的示图。在图7A至7D中，阴影区域指示经滤波处理的信号频率部分，其中水平轴表示频率，而垂直轴表示信号强度。在各图中，期望频率部分是图中所示围绕作为中心的频率f0的阴影区域。在此假设，滤波器的通带区域是围绕中心频率f0的两倍字符速率内的频率带宽。因为考虑到，例如在使用路由滚降滤波器和滚降滤波器作为频带限制滤波器的情况，当滚降系数α等于最大值1.0时，输入信号被限制在两倍字符速率的频率带宽。

图7A表示1倍附加采样的情况，即以字符速率的频率采样。在此情况，由于不满足奈奎斯特理论，发生了期望频率部分与混叠部分相互复盖的重叠区域。进一步，通带区域包括混叠部分。因而，由于混叠部分所需信号显著恶化，当FIR滤波器100应用在通信接收设备中时，使接收性能下降。因此，在本发明中，不用1倍附加采样。

图7B表示经2倍附加采样的离散信号，图7C表示经4倍附加采样的离散信号，及图7D表示经8倍附加采样的离散信号。在图7B到7D中，输入信号经2倍或更高倍数的附加采样，导致离散信号，满足奈奎斯特理论。因而，所需信号部分与混叠部分没有相互重叠，并使通带区域包括混叠部分的可能性下降。换言之，可避免因混叠所致的所需信号恶化，当FIR滤波器100应用于通信接收设备时，可避免因混叠造成的接收性能下降。

此外，FIR滤波器100可执行具有最大抽头数量N的一半并联数量的并行处理。因此，如图7B到7D所示，甚至当输入信号之间附加采样数量不同时，通过执行相应的附加采样数量的并行处理，可获得与用相同附加采样数量采样的相等的处理精度。

当假定P为FIR滤波器输入信号的离散数量，R为输出信号的离散数量，N为抽头数量，和M为并行处理线路的数量时，可得到以下公式：

1≤R/P＝M≤N/2

根据上式，线路控制部分109控制第一线路可变端口101、第二线路可变端口103、第三线路可变端口105、相加部分106和连接部分107。另外，P、R、M和N是自然数。进一步，根据带宽检测部分108所检测的输入信号的带宽，线路控制部分109计算输入信号的离散数量P即附加采样数量。

当离散输入信号的带宽增至L倍(L为自然数)时，线路控制部分109可使滤波器结构增加到L倍数量的并联结构，而当离散输入信号的带宽减少到1/L时，线路控制部分109可使滤波器结构减少到1/L数量的并联结构。从而可以实现与频率带宽相应的滤波器结构，即字符速率，并因此可使用滤波器的可操作频率执行滤波处理。

以下将对根据第一实施例的FIR滤波器100应用于通信系统中的接收设备的实例进行描述。没有字符间相互干扰时，接收设备能够最准确地从附加采样相位中判断出信号的相位，因而，允许具有图8所示的配置。图8是表示根据本发明第一实施例的通信接收设备配置的方框图。

在图8中，FIR滤波器100接收经过用预定采样频率附加采样的作为其输入的离散信号。如上所述，线路连接方式相应于带宽而改变，输入信号经过滤波处理。经滤波处理的信号输出到相位确定部分501和切换部分502。

根据从FIR滤波器100输出的信号，相位确定部分501最准确地确定被判断信号的相位。所确定的结果输出到切换部分502。

切换部分502执行切换，以便将包括有在相位确定部分501从FIR滤波器100输出的信号中所确定的最准确相位的信号输出到信号点判断部分503。

信号点判断部分503对从切换部分502输出的具有最准确相位的信号作出信号点判断，并产生比特数据。产生的比特数据从信号点判断部分503输出。

另外，相位确定部分501从由FIR滤波器100并行输出的信号中确定具有最准确相位的信号来选择，这等同于间隔地选择信号以获得在使用常规FIR滤波器情况时的最高相位。

现将描述相位确定部分501。图9是表示根据本发明第一实施例的相位确定部分501的内部配置方框图。在图9中，平方部分601对从FIR滤波器100输出的信号平方，以使所有部分成为正值。计算结果输出到低通滤波器(LPF)602。

LPF602消除从平方部分601输出的信号的高频部分，并仅输出预定频率部分的信号到最大值选择部分603。

最大值选择部分603从LPF602输出的信号中选择包括最大值的信号。所选择信号代表具有最准确相位的信号，使用此相位信号，信号点判断部分503可作出正确的信号点判断。最大值选择部分603输出选择结果到切换部分502。

通过FIR滤波器100在通信接收设备中这样的应用，甚至当输入信号的带宽变化时，滤波器所要求的操作速度也等于预定采样频率，并可以保持在滤波器处理速度的限制之内。

根据此实施例，以此方式，通过相应于输入信号带宽预先准备的预定数量的延迟元件、乘法器和加法器间动态地改变线路连接，使FIR滤波器能够具有滤波器的结构可以是如级联结构、两个并联结构、四个并联结构、八个并联结构等。因此可缩小电路体积，同时响应附加采样数量动态地变化。

另外，在此实施例对级联结构、两个并联结构、四个并联结构和八个并联结构作为可用滤波器结构进行描述的同时，本发明并非受到上述结构的限制，可以是2ⁿ个的并联结构。从而能够相应于响应经过2ⁿ次附加采样的频率带宽，实现滤波器的结构。

进一步，此实施例描述关于带宽检测部分108检测输入信号的带宽，但也可是分别地使用表示输入信号带宽的信号。例如，在通信系统中，发射方发射代表所使用带宽的信息，而接收方从解调部分获得从本发明FIR滤波器100提供的向下游的带宽信息。

更进一步，在发射方不发射带宽信息的情况，可根据从本发明FIR滤波器100的向下游所检测的信号进行变化计算，来判断滤波器的结构是否恰当，当滤波器结构合适时，不作结构调整，当结构不合适时而作出改变。此外，还可从采样前的信号检测带宽。

(第二实施例)

第一实施例描述直接型FIR滤波器，而本发明的第二实施例将描述移位型FIR滤波器。

图10是表示根据本发明第二实施例的FIR滤波器700结构的方框图。另外，图10中与图4的相同部件采用了与图4相同的参考标号，并省略了具体的描述。

图10中，相乘部分701具有N个预先设定各自的抽头系数的乘法器c(0)至c(N-1)，并将输入信号与抽头系数相乘。相乘结果输出到相加部分703。

第一线路可变端口702具有N个端子A0至AN-1，可改变线路连接。相加部分703具有N个加法器K0至KN-1，相加部分703的加法器分别地与乘法器c(0)至c(N-1)连接，并接收从各自乘法器输出的信号作为其输入信号。加法器进一步与第一线路可变端口702的端子A0至AN-1连接，并分别接收从端子输出的信号作为其输入信号。每一加法器将从乘法器输入的信号与从端子输入的信号相加，并输出相加结果到延迟部分704。

延迟部分704具有延迟元件D0至DN-1，分别具有采样周期的延迟时间。延迟元件D0至DN-1是分别相应于加法器K0至KN-1提供的。每一延迟元件延时从加法器输出的信号，并输出延时信号到第二线路可变端口705。第二线路可变端口705具有N个端子B0至BN-1，可改变线路连接。

用此方式，FIR滤波器700能够改变滤波器结构成级联或并联滤波器的结构，并进一步能够使并联的数量相对应于输入信号的带宽进行变化。因此，可以在缩小电路体积的同时，任意地重新构造滤波器，无需增加乘法器、延迟元件和加法器的数量。

另外，乘法器、加法器和延迟元件的组合被假定为电路块，在图中并用虚线框起来。具体地，乘法器c(0)、端子A0、加法器K0、延迟元件D0、端子A0、和端子E0组成单独的电路块，c(1)、A1、K1、D1和B1组成单独电路块。相似地，c(N-1)、AN-1、KN-1、DN-1和BN-1的组合假定为单独电路块。换言之，滤波器700具有N个电路块。

下面将对具有上述配置的FIR滤波器700的工作进行描述。在图10中，虚线表示一个实例，该实例的线路可改变连接，虚线还表示级联滤波器结构。具有这一滤波器结构的工作在以下描述。

输入信号输入到相乘部分701和带宽检测部分108。带宽检测部分108检测输入信号的带宽，并输出所检测结果到线路控制部分109。

根据带宽检测部分108所检测的输入信号的带宽与FIR滤波器700的可操作频率之间的相互关系，线路控制部分109控制第一线路可变端口702与第二线路可变端口705之间的线路连接。线路控制部分109进一步控制连接部分107的连接。在此例中，所执行的控制实现了级联滤波器结构。

第一线路可变端口702的端子A0不需要输入信号，因此接收0作为其输入。

相乘部分701将输入信号分别与乘法器c(0)至c(N-1)所设的抽头系数相乘。输出乘法器的每一相乘结果到相加部分703。

相加部分703接收从相乘部分701和第一线路可变端口702输出的信号作为其输入信号。具体地，从乘法器c(0)和第一线路可变端口702的端子A0输出的信号被输入到加法器K0，从乘法器c(1)和第一线路可变端口702的端子A1输出的信号被输入到加法器K1，以此类推，从乘法器c(N-1)和第一线路可变端口702的端子AN-1输出的信号被输入到加法器KN-1。加法器K0至KN-1将输入信号相加，并输出相加结果到延迟部分704。

在延迟部分704中，从加法器K0至KN-1输出的信号被分别输入到延迟元件D0至DN-1。具体地，加法器K0输出的信号被输入到延迟元件D0，加法器K1输出的信号被输入到延迟元件D1，以此类推，加法器KN-1输出的信号被输入到延迟元件DN-1。输入延迟元件D0至DN-1的每一信号被用采样周期所延时。所延时的信号输出到第二线路可变端口705。

第二线路可变端口705接收从延迟部分704的输出作为输入信号。具体地，从延迟元件D0的输出信号被输入到端子B0，从延迟元件D1的输出信号被输入到端子B1，以此类推，从延迟元件DN-1的输出信号被输入到端子BN-1。

线路控制部分109控制第二线路可变端口705与第一线路可变端口702之间的相互连接关系，输入到第二线路可变端口705的信号被输出到第一线路可变端口702和连接部分107。具体地，从端子B0输出的信号被输入端子A1和连接头S0，从端子B1输出的信号被输入端子A2和连接头S1，以此类推，从端子BN-2输出的信号被输入端子AN-1和连接头SN-2。进一步，端子BN-1将从延迟元件DN-1输出的信号输出到连接头SN-1。

由于FIR滤波器700具有级联连接，线路控制部分109控制连接部分107，仅与连接头SN-1连接，而没有与S0至SN-2连接。

以下描述在线路控制部分109，即基于输入信号带宽与设备的可操作频率之间相互关系。在此假设滤波器所随部分要求的附加采样数量是16倍。

当与滤波器的可操作频率相比输入信号的带宽足够窄时，线路控制部分109控制可变线路以获得如上所述的级联滤波器结构。

当输入信号的带宽增加并且滤波器仅能支持到8倍附加采样时，控制部分109控制以得到两个并联滤波器结构。当输入信号的带宽进一步增加并且滤波器仅能支持到4倍附加采样时，控制部分109控制以得到四个并联滤波器结构。当输入信号的带宽大于滤波器的可操作频率并且滤波器仅能支持到2倍附加采样时，控制部分109控制以得到八个并联滤波器结构。

以此方式，即使当输入信号增加并包括高频部分，通过实现并联滤波器结构，对输入信号进行并行处理，从而，即使当输入信号带宽增加时也可响应滤波器的可操作频率。

以下给出的是具有两个并联滤波器结构的FIR滤波器700的线路接连。图11是表示第一线路可变端口702和第二线路可变端口705之间的线路，以及连接部分107的连接。在此所述的实例的抽头系数N是八个。

如图11所示，0输入到第一线路可变端口702的端子A0和A1。从端子B0输出的信号被输入到端子A2和连接头S0，从端子B1输出的信号被输入到端子A3和连接头S1，以此类推，从端子B5输出的信号被输入到端子A7和连接头S5。

连接头S0至S5没有使用，连接头S6和S7用于输出两个并联信号。

以下给出的是具有四个并联滤波器结构的FIR滤波器700的线路接连。图12是表示第一线路可变端口702和第二线路可变端口705之间的线路，以及连接部分107的连接。在此所述的实例的抽头系数N是八个。

如图12所示，0输入到第一线路可变端口702的端子A0至A3。从端子B0输出的信号被输入到A4和连接头S0，从端子B1输出的信号被输入到A5和连接头S1，以此类推，从端子B3输出的信号被输入到端子A7和连接头S3。

进一步，连接头S0至S3没有使用，连接头S4到S7用于输出四个并联信号。

根据此实施例，这样，通过相应于输入信号带宽预先准备的预定数量的延迟元件、乘法器和加法器间动态地改变线路连接，使FIR滤波器能够具有滤波器的结构可以是如级联结构、两个并联结构、四个并联结构、八个并联结构等。因此可缩小电路体积，同时响应附加采样数量动态地变化。

另外，第一线路可变端口702和第二线路可变端口705各具有N个端子，但并非受这一结构的限制，只要能够相应于线路控制器109的控制可动态地改变延迟元件与加法器的连接。换句话说，根据单元电路块，仅需要相应于线路控制部分109的控制，动态地改变延迟元件与另一电路块的加法器的连接。

进一步，此实施例描述关于带宽检测部分108检测输入信号的带宽，但也可是分别地使用代表输入信号带宽的信号。例如，在通信系统中，发射方发射代表所使用带宽的信息，而接收方从解调部分获得从本发明FIR滤波器700提供的向下游的带宽信息。

更进一步，在发射方不发射带宽信息的情况，可根据从本发明FIR滤波器700的向下游所检测的信号进行变化计算，来判断滤波器的结构是否恰当，带宽根据判断结果进行确定，当滤波器结构合适时，不作结构调整，当结构不合适时而作出改变。此外，还可从采样前的信号检测带宽。

(第三实施例)

图13是表示根据本发明第三实施例的FIR滤波器800结构的方框图。另外，图13中与图4的相同部件采用了与图4相同的参考标号，并省略了具体的描述。图13与图4不同方面是增加了可变多路复用部分801，线路控制部分109经修改成为线路控制部分802。

可变多路复用部分801从连接部分107并行多路复用数条信号线的输出到单一信号线以输出多路信号。另外，单一信号线从连接部分107输出多路复用的数量是1，即没有进行多路复用。

线路控制部分802相应于在带宽检测部分所检测的输入信号的带宽对可变多路复用部分801进行控制。例如，当连接部分107相应于输入信号的带宽(见图5B)两条信号线输出，线路控制部分802控制可变多路复用部分801以使多路复用两条信号线到单一信号线。进一步，当连接部分107相应于输入信号的带宽(见图6B)四条信号线输出，线路控制部分802控制可变多路复用部分801以使多路复用四条信号线到单一信号线。换言之，可变多路复用部分801相应于输入信号的带宽改变多路复用的数量。

以此方式，当从FIR滤波器输出的信号是多条线路时，信号线路是多路复用到单一信号线，从而可使不能处理多条信号线的设备对多个信号进行处理。例如，一般使用的常规通信接收设备，无法向该设备提供响应多条输入信号线路的设备，如图8所示的在第一实施例中的相位检测部分502和切换部分503。这样，不能将没有可变多路复用部分801的FIR滤波器100和700应用到常规通信接收设备中。因此，通过提供如上所述的可变多路复用部分801，可以方便地使本实施例的FIR滤波器应用到常规通信接收设备中。

另外，图14表示提供有如上所述的可变多路复用部分801的移位型FIR滤波器。换句话说，图14所示的结构与图10的结构除了可变多路复用部分801和线路控制部分109外具有相同的结构。如图14所示的可变多路复用部分801，当如图11所示的连接部分107输出两条信号线路时，也可执行2倍多路复用。进一步，当如图12所示的连接部分107输出四条信号线路时，可变多路复用部分801可执行4倍多路复用。

这样，根据本实施例，FIR滤波器所具有的可变多路复用部分可使用与输入信号带宽相应的多路复用的数量执行多路复用，从而FIR滤波器输出单条多路复用信号线路，这样可方便地使FIR滤波器应用到常规通信接收设备中。

(第四实施例)

图15是表示根据本发明第四实施例的通信接收设备配置的方框图。另外，图15中与图8的相同部件采用了与图8相同的参考标号，并省略了具体的描述。本机信号产生部分1101产生在调制信号的频率转换中使用的本机信号，并输出所产生的本机信号到频率转换部分1102。

频率转换部分1102接收调制信号，并将调制信号与从本机信号产生部分1101输出的本机信号相乘。这样对调制信号进行的频率转换操作以产生基带信号。基带信号被输出到LPF 1103。

LPF 1103在从频率转换部分1102输出的基带信号中消除频带多于采样频率一半的部分，并仅输出预定频率部分到采样部分1104。从而能够消除频带多于采样频率一半的部分。例如，频率转换产生的热噪声和图像频率部分。

采样部分1104对从LPF 1103输出的信号用预定采样周期的间隔执行采样以产生离散的信号。离散信号被输出到FIR滤波器100。

这样，根据本实施例，可以将第一实施例描述的FIR滤波器100应用到通信接收设备中，由于缩小了FIR滤波器100的电路体积，而可使接收设备的体积减少。

另外，此实施例的频率转换仅在采样部分1104以前操作，而也可在采样部分1104之后操作，并使经过频率转换的信号输入到FIR滤波器100。

这些FIR滤波器可应用到无线LAN网络的接收设备中。

(第五实施例)

图16是表示根据本发明第五实施例的正交信号接收设备配置的方框图。另外，图16中与图15的相同部件采用了与图15相同的参考标号，并省略了具体的描述。在图16中，I-信号(同相位信号)处理部分1201和Q-信号(正交相位信号)处理部分1202均提供有如图15所示的从频率转换部分1102到切换部分502的处理部分。

本机信号产生部分1101产生在调制信号的频率转换中使用的本机信号，并输出所产生的本机信号到在I-信号处理部分1201和移动部分1203中的频率转换部分1102。

相位移动部分1203将从本机信号产生部分1101输出的本机信号的相位移动90°，相位移动90°的本机信号被输出到Q-信号处理部分1202中的频率转换部分1102。

I-信号处理部分1201中的频率转换部分1102将调制信号与本机信号相乘，这样就对调制信号进行了频率转换。相似地，Q-信号处理部分1202中的频率转换部分1102将调制信号与相位移动90°的本机信号相乘，这样就对调制信号进行了频率转换。如此，调制信号经过正交解调，并分为基带信号的I(同相位)部分和Q(正交相位)部分。

I-信号处理部分1201和Q-信号处理部分1202相应于字符速率分别地对基带信号的I部分和基带信号的Q部分进行处理。所处理的信号被输出到信号点判断部分1204。

根据从I-信号处理部分1201输出的I-信号和从Q-信号处理部分1202输出的Q-信号，信号点判断部分1204作出信号判断以产生比特数据。从信号点判断部分1204输出所产生的比特数据。

这样，根据本实施例，可以将第一实施例描述的FIR滤波器100应用到正交信号接收设备中，由于缩小了FIR滤波器100的电路体积，而可使正交信号接收设备的体积减少。

另外，虽然本实施例的正交解调是在采样部分1104以前执行，但也可在采样部分1104之后执行，并使经过正交解调的信号输入到FIR滤波器100。

(第六实施例)

第六实施例描述当发射信号的字符速率相应于通信传播通路的情况变化时，FIR滤波器100的工作情况。

从基站接收通信信号的移动台可能使用在行驶的汽车内或停在餐厅等。图17是表示基站以与移动台的运动或静止相应的字符速率向移动台发射信号的概念示图。如图17所示，当移动台1702运动时，由于传播通路状况不良，基站1701降低字符速率A以加强抗差错性能。当移动台1703处于静止时，由于通信传播通路状况良好，基站1701降低抗差错性能并提高字符速率B。这样，基站1701有预期地动态改变字符速率发射信号。

假设移动台1702和1703均具有如图8所示的通信接收设备，移动台1702和1703的工作将再次参照图4和图8进行描述。当基站用动态变化的字符速率发射信号时，移动台1702和1703在其FIR滤波器100的带宽检测部分108检测输入信号的字符速率。另外，增加字符速率拓宽频率带宽，而减少字符速率收缩频率带宽。换句话说，需要相应于字符速率的变化而改变滤波器的结构。输出检测结果到线路控制部分109。根据在带宽检测部分108所检测的输入信号的字符速率，线路控制部分109控制可变线路和连接部分107。例如，当字符速率高时，设置八个并联滤波器结构，当字符速率较高时，设置四个并联滤波器结构，而且，当字符速率较低时，设置两个并联滤波器结构，和当字符速率低时，设置级联滤波器结构。

这样，根据此实施例，当输入信号是相应于通信传播通路状况而动态改变字符速率进行发射的信号时，移动台的通信接收设备相应于字符速率构造滤波器，从而能够准确地接收信号。

此外，当输入信号包括指示字符速率的信号时，可以由带宽检测部分108检测此信号，并相应于字符速率的变化，线路控制部分109控制可变线路。

进一步，当图17假设为无线传播通路，在具有可变字符速率的滤波器可相似于有线通信中进行构造。例如，通信接收设备监测通信质量，当质量恶化时构造相应低字符速率的滤波器，而在质量改善时构造相应高字符速率的滤波器。

(第七实施例)

本发明的第七实施例描述的实例中，如图13所示的第三实施例的FIR滤波器800应用到通信接收设备中。

图18是表示根据本发明第七实施例的通信接收设备配置的方框图。在图18中，根据从FIR滤波器800输出的信号，相位确定部分1301最准确地确定将在信号点判断中使用的相位。输出所判断的结果到切换部分1302。

切换部分1302在从FIR滤波器800输出的信号中仅将在相位确定部分1301所确定的具有最准确相位的信号输出到信号点判断部分1302，将参照图19具体描述。

图19是表示根据本发明第七实施例的切换部分所输出信号的示意图。在图19中，黑圆点代表在相位确定部分1301所确定的具有最准确相位的信号。白圆点代表其它离散信号。由于信号点判断部分1303仅需要由黑圆点表示的信号，切换部分1302仅输出由黑圆点表示的信号到信号点判断部分1303。

这样，根据此实施例，切换部分在从FIR滤波器输出的多条信号线路中仅选择所期望相位的信号，从而能够在改善精度的同时，减少切换部分之后的处理。

另外，在此实施例中，仅将每个字符的某相位的信号输出到信号点判断部分，而本发明不受以上所述的限制。例如，当切换部分的下游提供自适应均衡器时，切换部分可输出每个字符的两个不同相位的信号，以便在自适应操作中能够出色地收敛。

进一步，此实施例描述使用FIR滤波器800的实例，而FIR滤波器900也可使用。

(第八实施例)

本发明第八实施例描述了这样一种情况，在第一实施例中描述的FIR滤波器100的抽头系数符合路由奈奎斯特滤波器的脉冲响应。

根据此实施例的FIR滤波器具有相应于路由奈奎斯特滤波器的脉冲响应的抽头系数。从而能设置关于频繁在无线通信使用的线性调制方案和部分响应信号的最佳滤波器特性等。进一步，能够获得具有延时失真小或其它类似优点的出色的滤波器输出。

特别是，当需要在发射方执行频带限制时如在无线通信中，因为频带限制滤波器的总特性是奈奎斯特滤波器特性，故最好在发射方和接收方使用路由奈奎斯特滤波器。

另外，当无需频带限制时如有线通信中，仅在接收方使用奈奎斯特滤波器，从而可以减少由热噪声或其它类似导致的影响。

(第九实施例)

本发明第九实施例描述了这样一种情况，即FIR滤波器100是通过使用现场可编程门阵列(FPGA)所实现的，FPGA是集成电路通过重新写入程序来重组结构。

FPGA是可方便地动态改变线路连接的设备。通过FPGA实现的FIR滤波器100柔性系统和设备，同时能够处理高字符速率的信号。

另外，在构成本发明的FIR滤波器100的设备中，可使用不能重新构造的设备，例如可用作延迟部分102、相乘部分104和相加部分106的专用集成电路(ASIC)，而仅在可变线路部分使用FPGA。这样，可实现具有高速度、低成本的FIR滤波器100。

进一步，可变线路部分可具有数个线路连接关系，线路控制部分相应于字符速率的改变而控制使用其中某一线路连接关系。

这样，根据此实施例，通过实现具有FPGA的FIR滤波器100的可变线路部分，滤波器具有多个小电路规模的线路部分，替代了多个大电路规模的电路块，从而防止增加电路体积。

(第十实施例)

本发明第十实施例描述的实例中，通过使用数字信号处理器(DSP)实现FIR滤波器100，DSP是可通过重新写入程序重组结构的集成电路。

DSP是能够通过程序方便地改变结构的设备。通过DSP实现的FIR滤波器100是更加柔性的系统和设备，并能减少电路体积。

构成FIR滤波器100的延迟部分102、相乘部分104和相加部分106均假设为模块。用于操作DSP的程序编写得可相应于字符速率的变化，自适应地仅改变输入和输出模块之间的相互关系，从而可减少程序的容量。

(第十一实施例)

第十一实施例所描述的实例，FIR滤波器100是通过使用切换电容器滤波器实现的，该滤波器切换多个具有不电容的电容器改变抽头系数和FPGA或DSP。

根据此实施例的FIR滤波器通过切换电容器滤波器实现延迟元件、乘法器和加法器，并接收作为输入信号的离散模拟信号。换言之，不对输入信号进行采样，如在A/D转换器处，而信号仅经过离散处理被输入到通过FPGA或DSP接入的切换电容器滤波器。

以此方式，可对A/D转换器无法工作的高字符速率的信号进行滤波处理。进一步，仅可变线路部分通过FPGA或DSP完成，就可实现柔性通信设备。

(第十二实施例)

本发明第十二实施例对使用了本发明FIR滤波器100的通信发射设备、通信接收设备和软件无线设备进行描述。

当本发明的FIR滤波器100应用到通信发射设备时，由于能灵活地构造所要求的具有高精度滤波器特性和具有调制准确误差小的发射滤波器，所以能改善频谱效率。

当本发明的FIR滤波器100应用到通信接收设备时，由于能灵活地构造所要求的具有高精度滤波器特性和具有平坦的群延时特性的发接收滤波器，可使通信质量保持在高水平。

当本发明的FIR滤波器100应用到软件无线设备时，由于能灵活地构造支持多路通信系统和响应高字符速率的信号的频带限制滤波器，能够提供灵活的通信环境。

另外，以上所述实施例4到6和实施例8到12描述的应用FIR滤波器100的实例，但本发明并非限制在这样的实例。移位型FIR滤波器700同样能够使用。

本发明第一个方面的有限脉冲响应滤波器是一种可相应于输入信号经过2ⁿ(n是正数)次附加采样而改变频率带宽的有限脉冲响应滤波器，并具有N个电路块，各电路块具有顺序延时输入信号的延迟部分、将所延时信号与预先设定的抽头系数相乘的乘法器、将从电路块乘法器输出的信号相加的相加部分、从输入信号中检测频率带宽的带宽检测部分、以及相应于所检测带宽动态地控制N个电路块的输入及输出线路连接的线路控制部分。

根据这个方面，当在固定采样频率下输入信号的频率带宽增加时，虽然附加采样数量减少及滤波器的处理精度下降，由于能够相应于输入信号的带宽改变N个电路块的输入和输出的连接，所以与通过增加并联数量所构成滤波器的实际附加采样数量相比，可实现具有较高精度的直接型FIR滤波器。进一步，由于仅在预定数量的延迟元件、乘法器和加法器之间改变相互连接关系，可缩小电路体积。

本发明第二个方面的有限脉冲响应滤波器是一种可相应于输入信号经过2ⁿ(n是正数)次附加采样而改变频率带宽的有限脉冲响应滤波器，并具有N个电路块，各电路块具有将输入信号与预先设定的抽头系数相乘的乘法器、接收乘法器的相乘结果作为其输入的加法器、延时加法器的相加结果的延迟元件、从输入信号中检测频率带宽的带宽检测部分、以及相应于所检测带宽动态地控制延迟元件与另一电路块的加法器之间的线路连接的线路控制部分。

根据这个方面，当在固定采样频率下输入信号的频率带宽增加时，虽然附加采样数量减少及滤波器的处理精度下降，由于能够相应于输入信号的带宽改变延迟元件与另一电路块的加法器之间的线路连接，所以与通过增加并联数量所构成滤波器的实际附加采样数量相比，可实现具有较高精度的直接型FIR滤波器。进一步，由于仅在预定数量的延迟元件、乘法器和加法器之间改变相互连接关系，可缩小电路体积。

如上所述，根据本发明，在预定数量的延迟元件、乘法器和加法器之间线路连接可任意变化，当输入信号的附加采样数量动态地变化时，线路也随之改变以获得具有与附加采样数量相应的并联数量的线路可变端口结构，从而可以响应附加采样数量的动态变化，并缩小电路体积。进一步，可获得与执行附加采样数量等于抽头系数的数量的实例相等同的滤波处理精度。

本发明不受以上所描述的各实施例的限制，对发明可能作出的各种变化以及改动均认为没有脱离本发明的范围。

此申请书基于在2002年4月19日提交的日本专利申请2002-117269，其全部内容一并在此作为参考。

Claims (18)

1.一种有限脉冲响应滤波器，可相应于经过2ⁿ(n是正数)次附加采样的输入信号改变频率带宽，该滤波器包括：

N个电路块，其中每个具有顺序地延时输入信号的延迟元件和将所延时的输入信号与预先设置的抽头系数相乘的乘法器；

相加部分，将来自各电路块的乘法器的输出相加；

带宽检测部分，检测输入信号的频率带宽；和

线路控制部分，相应于所检测的带宽，动态地控制N个电路块的输入和输出的连接。

2.如权利要求1所述的有限脉冲响应滤波器，其中N个电路块中的每个还具有可动态地连接输入和输出线路的线路可变端口。

3.如权利要求2所述的有限脉冲响应滤波器，其中线路可变端口具有设置在每一乘法器与各自的延迟元件之间的第一端子、设置在延迟元件输出侧的第二端子和设置在每一乘法器与相加部分之间的第三端子，使用第一端子、第二端子和第三端子连接线路。

4.如权利要求2所述的有限脉冲响应滤波器，进一步包括：

连接部分，相应于线路控制部分的控制将从相加部分输入的信号输出，

其中N个电路块中的每个包括：

第一线路可变端口，将输入信号输出到延迟元件和乘法器；

第二线路可变端口，相应于线路控制部分的控制将线路与第一线路可变端口动态地连接，并将从延迟元件输入的信号输出到第一线路可变端口；和

第三线路可变端口，相应于线路控制部分的控制动态地连接乘法器与相加部分之间的线路，并将从乘法器输入的信号输出到相加部分。

5.如权利要求4所述的有限脉冲响应滤波器，其中第一线路可变端口具有与N个电路块中的各个乘法器和各个延迟元件相应的N个第一端子，并通过各第一端子将输入信号输出到乘法器和延迟元件，

第二线路可变端口具有与N个电路块中的各个延迟元件相应的N个第二端子，相应于线路控制部分的控制连接第二端子与第一端子之间的线路，并通过各第二端子将从延迟元件输入的信号输出第一线路可变端口，

第三线路可变端口具有与N个电路块中的各个乘法器相应的N个第三端子，相应于线路控制部分的控制连接第三端子与相加部分之间的线路，并将从乘法器输入的信号输出到相加部分。

6.如权利要求1所述的有限脉冲响应滤波器，其中线路控制部分根据带宽检测部分所检测的输入信号的频率带宽计算输入信号的离散数量，根据所计算的输入信号的离散数量和滤波处理后的抽头数量，确定滤波器结构的并联的数量，并控制N个电路块的输入和输出的线路以获得所确定的滤波器结构。

7.如权利要求1所述的有限脉冲响应滤波器，其中线路控制部分在当离散的输入信号的频率带宽增加L(L是自然数)倍时，使滤波器结构中并联的数量增加L倍，而在频率带宽减少1/L倍时，使滤波器结构中并联的数量减少1/L倍。

8.如权利要求1所述的有限脉冲响应滤波器，进一步包括：

多路复用部分，当并联滤波器结构实现时，将多个并行处理的信号线路多路复用为一个信号线路。

9.如权利要求1所述的有限脉冲响应滤波器，其中相应于路由奈奎斯特滤波器或奈奎斯特滤波器的脉冲响应设置乘法器的抽头系数。

10.如权利要求1所述的有限脉冲响应滤波器，其中使用通过程序重新构造的集成电路。

11.如权利要求1所述的有限脉冲响应滤波器，其中使用通过程序重新构造其电路结构的数字信号处理器。

12.如权利要求1所述的有限脉冲响应滤波器，其中使用切换电容器滤波器和可重新构造的集成电路或数字信号处理器，所述切换电容器滤波器切换多个具有不同电容的电容器，以改变抽头系数。

13.一种通信接收设备包括：

如权利要求1所述的有限脉冲响应滤波器；

判断部分，对经过滤波处理的信号作出判断以产生比特数据；和

相位确定部分，根据经过滤波处理的信号，确定判断部分进行判断所依据的相位。

14.如权利要求13所述的通信接收设备，进一步包括：

频率转换部分，对从通信方发射的调制信号进行频率转换以获得基带信号，其中有限脉冲响应滤波器接收经过频率转换的基带信号作为输入信号。

15.如权利要求13所述的通信接收设备，进一步包括：

正交解调部分，对从通信方发射的调制信号进行正交解调以获得基带信号的同相位分量和正交相位分量，

其中有限脉冲响应滤波器接收基带信号的同相位分量和正交相位分量作为输入信号。

16.一种有限脉冲响应滤波器，可相应于经过2ⁿ(n是正数)次附加采样的输入信号而改变频率带宽，该滤波器包括：

N个电路块，其中每个具有将输入信号与预先设置的抽头系数相乘的乘法器、接收乘法器的相乘结果作为其输入的加法器、和对加法器的相加结果进行延时的延迟元件；

带宽检测部分，检测输入信号的频率带宽；和

线路控制部分，相应于所检测的带宽，动态地控制连接延迟元件和另一电路块的加法器的线路的连接。

17.如权利要求16所述的有限脉冲响应滤波器，进一步包括：

连接部分，输出相应于线路控制部分的控制所输入的信号；

第一线路可变端口，将输入信号输出到加法器，并相应于线路控制部分的控制接收0作为其输入；

第二线路可变端口，将从延迟元件输入的信号输出到连接部分，同时相应于线路控制部分的控制，通过动态地连接与第一线路可变端口的线路，进一步向第一线路可变端口输出信号。

18.如权利要求17所述的有限脉冲响应滤波器，其中第一线路可变端口具有与N个电路块中的各自的加法器相应的N个第一端子，并通过各第一端子将输入信号输出到加法器，和

第二线路可变端口具有与N个电路块中的各自的延迟元件相应的N个第二端子，相应于线路控制部分的控制连接第二端子与第一端子之间的线路，并通过各第二端子将从延迟元件输入的信号输出到第一线路可变端口。

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