CN1703844A - 电力线载波通信装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电力线载波通信装置，包括：发送单元，它具有信号点映射器件，用于映射从发送数据产生的多个比特流，子波逆变换器件，用于通过彼此正交的子波波形来调制相应的副载波，以便产生时间波形系列数据，D/A转换器，用于将所述时间波形系列数据转换为模拟时间波形系列信号；接收单元，它具有A/D转换器，用于从电力线通信信号获得采样系列波形数据，子波变换器件，用于将所述采样系列波形数据子波变换为相应的副载波的信号点数据，码元判断器件，用于通过逆映射多个信号点数据来判断由所述信号点映射器件映射的比特流，并且用于彼此合成所判断的比特流来作为接收数据系列。

Description

电力线载波通信装置

技术领域

本发明涉及一种电力线载波通信装置，用于使用电源线来执行数据传输。

背景技术

电力线载波通信装置拥有一个主要特征使得可以通过利用已经安装在各个家庭内的电源线来作为网络传输路径来立即建立家用通信网络。但是，因为这些电力线载波通信装置通过使用这样的具有变差的平衡度的电源线作为通信媒体来发送/接收信号，因此从这些电源线泄露出高电功率。而且，在高速电力线载波通信所需要的频带中，业余无线电通信和短波广播节目已经在利用这些频带。结果，存在这些电力线载波通信装置对于这些现有的通信系统引起的干扰的问题。对于由在各个国家中制订的无线电法律和无线电通信法律规定的限制方面，对于诸如可使用的频带(范围)和可允许的电场强度的项目给出了各种类型的合法限制。因此，根据这些法律，对于用于电力线载波通信的频带必然要求某些限制。而且，因为各种电器连接到构成电力线载波通信装置的通信媒体的通用电力线，因此依赖于各个家用电力线的布线条件而存在在电力线的阻抗上的许多差别、在电力线上出现的噪声和在信号传输期间的信号衰减量，它们可能对于通信性能有很大的影响。而且，这些阻抗、噪声和信号衰减量根据连接到这些电力线的电器而被改变，而且，其特性依据频率而大大地不同。

如上所述，在使用电力线作为通信媒体的这样的电力线载波通信中可以设想有下面的风险。即，可以由于阻抗改变、噪声和电力线的信号衰减而引起对于其他现有的通信系统的通信故障和干扰。结果，能够避免使用具有通信故障的频带的系统应当与灵活地适配于各个国家的法律规定的系统清楚地相区别。换句话说，在通信中可以使用的频带必须与不在通信中的频带相区别。而且，这些系统改变应当容易地和必然地可获得。关于这个问题，传统上已经提出了使用多载波传送系统的大量技术思路。

作为其中使用电力线来作为通信介质的传统的电力线载波通信装置，例如存在在日本公开专利申请第2000-165304号中公开的这样的电力线载波通信装置。

图25是有指示在日本公开专利申请第2000-165304号中所述的电力线载波通信装置的方框图。

在图25中，附图标记600示出了电力线载波通信装置，附图标记601指示数据划分器，附图标记602表示QAM(正交调幅)编码器，附图标记603表示逆傅里叶变换器件，附图标记604是并行到串行转换器，附图标记605示出了D/A转换器。而且，附图标记606表示低通滤波器，附图标记607表示电力线耦合电路，附图标记608表示电力线，附图标记609是另一个低通滤波器，附图标记610指示A/D转换器。而且，附图标记611示出了串行到并行转换器，附图标记612表示傅立叶变换器件，附图标记613示出了QAM解码器，附图标记614指示数据合成器。

从图25的装置布置可以清楚地看出，在日本公开专利申请第2000-165304号中所述的电力线载波通信装置中，使用傅立叶变换的正交频分复用传输系统(以下将被称为“OFDM”系统)被应用到电力线载波通信。

接着，将描述图25的电力线载波通信装置的操作。

关于对电力线608的传输操作，传输数据首先进入数据划分器601以便产生用于分配到多个副载波的比特流。接着，这个比特流被QAM编码器602转换为复合信号，然后，通过经由逆傅里叶变换器件603和并行到串行转换器604处理所述复合信号来产生已经被频分复用的时间采样系列。这个时间采样系列经由D/A转换器605、低通滤波器606和电力线耦合电路607被发送到电力线608。相反，在从电力线608的接收操作中，A/D转换器610将模拟信号(电力线通信信号)转换为数字信号，同时这个模拟信号经由电力线耦合电路607和低通滤波器609从电力线608被接收。接着，这个数字信号经由串行到并行转换器611和傅立叶变换器件612被转换为相对于每个频率的QAM代码。然后，各个QAM代码被QAM解码器613解调，这些解调的数据通过存储器14彼此合成。

如上所述，按照这种电力线载波通信装置，传输信号被OFDM传输系统构造成包括具有多个频谱的副载波，并且被叠加在这些相应的副载波上的信息量按照电力线的噪声和衰减量的频率特征而适配地改变。结果，存在这样的优点：当以较高的效率利用所述频率时，可以通过改善传输速度来执行数据通信。而且，因为在发送端提供的电路被以不使用任意副载波的方式来被控制，因此可以避免在其中传输路径的环境是最恶劣的频带的这样的数据通信，并且因为在其中传输路径的条件较好的频带内积极地执行多值调制，因此可以在稳定的条件下执行数据通信。而且，在这个控制操作下，这种电力线载波通信装置可以输出被正确地适配到对于各个国家有效的法规的信号。

但是，在上述的传统电力线载波通信装置中，下述的问题发生，现在参照图26和图27来说明所述问题。图26是用于图形化地示出保护间隔的系统，图27是用于图形化地指示OFDM传输系统的滤波频带特性的另一个图。

在这种传统的电力线载波通信装置中，在使用电力线的数据通信中执行使用傅立叶变换的OFDM传输操作。在使用傅立叶变换的这种OFDM传输操作中，必须在信号部分中提供图26所示的这样的保护间隔部分，以便减轻多径方面的不利影响。考虑到信息传输操作，这个保护间隔部分变得冗余，因此降低了频率利用效率。保护间隔越短，则传输效率被提高得越多。但是，多径方面的不利影响容易被提供到接收侧，因此误差率特性恶化。在电力线通信环境下，因为由多径方面引起的延迟波的延迟时间尤其增加，因此必须提高保护间隔部分。结果，牺牲传输速度的比率变得极大。为了避免对于现有系统的干扰，作为传统系统，这样的系统已经被构造。即，因为对于副载波数据不被分配(被屏蔽)，因此在现有系统中使用的频带中的信号的幅度理论上被降低到零。图19示出了屏蔽(后述)在OFDM传输系统中不使用的频带的一个示例。实际上，被屏蔽的副载波的幅度不出现。但是，因为相邻的副载波的旁瓣(side lobe)被泄露，因此可以获得仅仅大约13dB的衰减。在OFDM传输系统的情况下，因为通过使用矩形波作为窗口函数来执行傅立叶变换，如图27所示，因此对于旁瓣相对于主瓣的衰减可以获得仅仅大约13dB的。结果，对于现有通信系统的干扰不能被充分地降低。更具体而言，在用于高速电力线载波通信的频带中，提供了大量的具有较高接收敏感度的无线电系统，诸如业余无线电系统和短波广播系统。为了避免对这些现有系统的不利作用，存在这样的必要性：对于由现有系统使用的频带不发送任何信号。为此，必须在传统方法中新安装频带阻塞滤波器。这种频带阻塞滤波器可能导致电路尺寸的增加。而且，因为所述频带阻塞滤波器必须高速工作，因此这种高速操作要求可能引起提高功耗的主要因素之一。

发明内容

在这种传统的电力线载波通信装置中，需要下面的方面。即，即使当消除了构成使得传输速度变差的因素的保护间隔的时候，可以执行数据通信。当在通信中使用的频带与相应的国家的无线电法律/规定相对应地被限制时，可以在不安装引起提高电路尺寸的因素的频带阻塞滤波器的情况下在现有通信系统中使用的频带中获得足够大的衰减量。

为了满足这样的要求，本发明的目的是提供一种电力线载波通信装置，它可以如下地工作：即，即使当消除了构成使得传输速度恶化的因素的保护间隔的时候，也可以执行数据通信。当在数据通信中使用的频带与相应的国家的无线电法律/规定相对应地被限制时，可以在不安装引起电路尺寸增加的因素的频带阻塞滤波器的情况下在现有通信系统中使用的频带中获得足够大的衰减量。

为了解决上述问题，按照本发明的一个方面的一种电力线载波通信装置的特征在于这样的电力线载波通信装置，它包括：发送单元；接收单元；电力线耦合单元，用于相对于电力线叠加从传输单元得到的信号来作为电力线通信信号，并且也用于从电力线仅仅提取电力线通信信号；控制单元，用于控制所述发送单元和接收单元的各自的结构元件，由此通过使用多个副载波来执行通信操作，其中发送单元包括：信号点映射器件，用于从输入的传输数据产生多个比特流以便将所述比特流映射到相应的副载波的信号点；子波逆变换器件，用于根据由信号点映射器件映射的各个副载波的信号点数据而通过彼此正交的子波波形来调制相应的副载波，以便产生时间波形系列数据；D/A转换器，用于将由子波逆变换器件产生的时间波形系列数据转换为模拟时间波形系列信号；其中接收单元包括：A/D转换器，用于数字地转换通过电力线耦合电路从电力线提取的电力线通信信号以获得采样系列波形数据；子波变换器件，用于将通过A/D转换器获得的采样系列波形数据子波变换为相应的副载波的信号点数据；码元判断器件，用于通过逆映射从所述子波变换器件输出的多个信号点数据来判断由所述信号点映射器件映射的比特流，并且用于彼此合成所判断的比特流来作为接收数据系列。

结果，可以获得这样的电力线载波通信装置。即，即使当消除了构成使得传输速度恶化的保护间隔的时候也可以执行数据通信。虽然在数据通信中使用的频带与相应的国家的无线电法规相对应地被限制，但是也可以在不安装引起电路尺寸的增加因素的频带阻塞滤波器的情况下在现有通信系统中使用的频带中获得足够大的衰减量。

附图说明

图1A示出了用于说明子波的时间波形的概念的图，图1B指示用于说明关于子波的频谱的概念的图；

图2A是用于说明在正交变换操作中的数据流的说明图，图2B是用于说明在重叠的正交变换操作中的数据流的说明图；

图3是用于表示按照本发明的实施例模式1的电力线载波通信装置的方框图；

图4是用于说明图3所示的电力线载波通信装置的发送单元的操作的说明图；

图5是用于说明图3所示的电力线载波通信装置的接收单元的操作的说明图；

图6是用于指示按照本发明的实施例模式2的电力线载波通信装置的方框图；

图7是用于表示按照本发明的实施例模式3的电力线载波通信装置的方框图；

图8是用于说明图7所示的电力线载波通信装置的发送单元的操作的说明图；

图9是用于说明图7所示的电力线载波通信装置的接收单元的操作的说明图；

图10A是用于图形化地示出在用于实现GLT的4分完整重建的滤波器组电路中使用的各个滤波器的脉冲响应的示例的图，图10B是用于图形化地示出在用于实现GLT的4分完整重建的滤波器组电路中使用的相应滤波器的频率响应的示例的图；

图11A是用于图形化地示出在用于实现4分ELT的滤波器组电路中使用的相应滤波器的脉冲响应的示例的图，图11B是用于图形化地示出在用于实现4分ELT的滤波器组电路中使用的相应滤波器的频率响应的示例的图；

图12A是用于指示由通用FIR滤波器构成的频带合成滤波器组电路的方框图，图12B是用于示出由通用FIR滤波器构成的频带划分滤波器组电路的方框图；

图13A是用于指示由多相滤波器构成的频带合成滤波器组电路的方框图，图13B是用于示出由多相滤波器构成的频带划分滤波器组电路的方框图；

图14是用于表示图13A和13B的多相滤波器的方框图；

图15A是用于表示作为图3、图6、图7中所示的电力线载波通信装置的子波逆变换的频带合成滤波器组电路的方框图；图15B是用于表示作为图3、图6、图7中所示的电力线载波通信装置的子波变换的频带划分滤波器组电路的方框图；

图16是用于指示平面旋转计算电路的功能方框图；

图17是用于说明按照本发明的实施例模式10的电力线载波通信装置的控制方法的说明图；

图18是用于图形化地示出允许用于电力线载波通信时频谱的例子的图；

图19是用于图形化地示出在使用OFDM传输的情况下的传输频谱的图；

图20是用于图形化地指示电力线载波通信装置的传输频谱的图；

图21是用于说明在图3、图6、图7中所示的电力线载波通信装置的控制方法的说明图；

图22是用于说明按照本发明的一个实施例模式13的电力线载波通信装置在的控制单元的操作的流程图；

图23A是用于说明电力线载波通信装置的信号点映射器件的信号点数量的改变的说明图，图23B是用于说明电力线载波通信装置的信号点映射器件的信号点数量的改变的说明图；

图24是用于说明按照本发明的实施例模式14的电力线载波通信装置的操作的流程图；

图25是用于指示在日本公开专利申请第2000-165304号中描述的电力线载波通信装置的方框图；

图26是用于图形化地指示保护间隔的系统的图；

图27是用于图形化地示出OFDM传输系统的滤波器组特性的图；

图28是用于指示按照本发明的实施例模式1的电力线通信装置的方框图；

图29是用于图形化地指示其中布置了多个副载波的WOFDM系统的频谱的图；

图30是用于表示按照本发明的实施例模式2的电力线通信系统的方框图；

图31A是用于示出作为在所述出版物中公开的电力线通信装置的扩频电力线通信装置的方框图，图31B是用于指示构成图31A的扩频电力线通信装置的ALC电路的方框图。

具体实施方式

现在参见图1A-图24，将说明本发明的实施例模式。

(实施例模式1)

首先，现在将参照图1A、1B、2A和2B来说明由傅立叶变换和子波变换执行的调制/解调操作的不同点。图1A示出了用于说明子波的时间波形的概念的图，图1B指示用于说明关于子波的频谱的概念的图。图2A是用于说明在正交变换操作中的数据流的说明图，图2B是用于说明在重叠的正交变换操作中的数据流的说明图。

在使用傅立叶变换的调制/解调操作中，多个彼此正交的三角函数乘以矩形波的窗口函数以构成每个副载波。此时，频率特性变为Sinc函数(Sinx/x函数)。另一方面，在使用子波变换的调制/解调操作中，每个副载波由多个彼此正交的子波构成。在这种情况下，表达式“子波”对应于这样的波形，它位于甚至时域中以及在频域中，如图1A和1B所示。

而且，如图2A所示，在傅立叶变换中，输入信号的采样值被处理以形成采样块而在变换步骤中没有任何重叠的操作。图2A的变换示例例证性地表示了在划分数量等于2情况下的块形成输入信号的流程操作。另一方面，在子波变换中，如图2B所示，输入信号的采样值被处理以使用下列方式来形成采样块：这些采样值通过在每个变换步骤中移位特定数量的采样值而彼此重叠。图2B的变换步骤例证性地示出了在划分数量等于2并且重叠度被选择为2的情况下块形成输入信号的流程操作。从在傅立叶变换和子波变换之间的比较结果可以清楚地看出，即使当使用同一划分数量时，在一个变换步骤中的滤波器长度彼此不同。换句话说，副载波波形的形状和时间长度相对于在傅立叶变换中的划分数量被唯一地确定，同时副载波的形状和时间长度可以根据在子波变换中的输入信号的重叠程度(子波变换拥有自由度)被改变。

图3是用于指示按照本发明的实施例1的电力线载波通信装置100的方框图。

在图3中，附图标记101示出了发送单元，附图标记111指示接收单元。发送单元101被提供信号点映射器件102、子波逆变换器件103、D/A转换器104、发送放大器105和带通滤波器106。而且，接收单元111被配备带通滤波器112、放大控制器113、A/D转换器114、子波变换器件115、码元判断器件116。电力线载波通信装置100被布置了发送单元101、接收单元111、电力线耦合电路121和控制单元122。

现在参照图4和图5来说明使用上述布置的电力线载波通信装置100的操作。图4是用于说明电力线载波通信装置100的发送单元101的操作的说明图。图5是用于说明电力线载波通信装置100的接收单元111的操作的说明图。应当注意，在子波变换步骤中存在关于副载波的数量“N”和滤波器长度“M”的自由度。副载波的数量“N”等于幂2，滤波器长度“M”等于通过将副载波的数量“N”乘以任意整数而获得的值。但是，在这个实施例模式1中，为了简化说明，使用用于将使用频带划分为4的子波变换。换句话说，下面的说明是基于用于通信的副载波的数量“N”被选择为4的条件的。而且，构成子波变换的每个滤波器拥有比副载波的数量“N”大两倍的滤波器长度，并且通过使用两组信号点数据来执行子波变换操作。

首先，现在使用图4来说明发送单元101的数据流。

信号点映射器件102首先通过细分要发送的数据(发送比特系列)而产生具有适当长度的多个比特流。例如，信号点映射器件102将这样的数据(发送比特系列)“0001111010110100”细分为2比特的数据流“00”、“01”、“11”、“10”、“10”、“11”、“01”和“00”，以便产生被分配到相应的副载波的比特流。接着，信号点映射器件102将这些产生的“00”、“01”、“11”、“10”的相应的比特流映射到对应于诸如“+1”、“+3”、“-3”、“-1”的PAM(脉冲调幅)信号点的信号点。然后，信号点映射器件102向子波逆变换器件103的输入单元分配这些PAM信号点数据来作为“T1”。子波逆变换器件103通过使用两组被分配为“T1”的PAM信号点数据来执行子波逆变换操作，以便在一个码元期间输出在时间轴上的发送波形的采样值。D/A转换器104在恒定的采样时间输出这个时间采样值(时间波形系列数据)。发送放大器105将这个发送波形放大到发送信号电平，然后，带通滤波器106从所放大的发送信号中去除不必要的频率分量。电力线耦合电路121向电力线110输出已经被带通滤波器106波形整形的信号来作为用于电力线通信的信号。上述的操作对应于在发送操作期间的数据流操作的说明。

接着，现在参照图5来说明接收单元111的数据流操作。

首先，电力线耦合电路121从电力线110提取电力线通信信号。带通滤波器112从被提取的电力线通信信号去除位于使用频带之外的噪声信号，然后向放大控制器113输出被滤波的通信信号。放大控制器113控制这个被滤波的通信信号的信号电平，以便被A/D转换器114的动态范围覆盖。然后，A/D转换器114在与发送端的采样定时相同的定时采样这个模拟信号波形以获得数字波形数据。子波变换器件115子波变换这个波形数据，以便在每个副载波获取信号点数据。码元判断器件116逆映射这个信号点数据以将这个信号点数据恢复为最可能的比特流，以便可以获得接收数据。上述的操作是在接收期间的数据流操作的说明。

应当明白，在这个实施例模式1中，因为发送数据被依序分配到多个副载波，因此可以实现高速数据通信。因为相同的数据被同时分配到多个不同的要发送的副载波，因此可以实现具有较高可靠性的这样的数据通信。

由于使用了电力线载波通信装置100的上述布置，因此不再需要在OFDM发送系统中所需的诸如保护间隔的冗余信号部分，于是可以改善发送效率。而且，因为可以通过执行实数部分的计算来由这样的子波变换操作来实现需要复数计算的傅立叶变换操作，因此可以降低总的计算量，而且，可以降低电路尺寸。

(实施例模式2)

图6是用于指示按照本发明的实施例模式2的电力线载波通信装置的方框图。在这个实施例模式2中，说明这样的情况：在实施例模式1中的基带信号被扩展为其中任意的载波被设置到其中心的频带信号。

在图6中，附图标记101示出了发送单元，附图标记111指示接收单元。发送单元101被提供信号点映射器件102、子波逆变换器件103、作为发送频率转换器的SSB(单边带)调制器107、D/A转换器104、发送放大器105和带通滤波器106。而且，接收单元111被配备带通滤波器112、放大控制器113、作为接收频率转换器的SSB解调器117、子波变换器件115、码元判断器件116。电力线载波通信装置100被布置了发送单元101、接收单元111、电力线耦合电路121和控制单元122。

现在参照图4和图5来说明使用上述布置的电力线载波通信装置100的操作。为了简化说明，在这个实施例模式2中，假定当使用用于将使用频带细分为4个频带的子波变换的时候，构成子波变换器件的每个滤波器拥有通过将副载波的数量“N”乘以2而获得的滤波器长度。而且，应当明白，除了频移操作之外，在这个实施例模式2中执行的操作类似于实施例模式1的操作。

首先，现在使用图4来说明发送单元101的数据流。信号点映射器件102首先通过细分要发送的数据(发送比特系列)而产生具有适当长度的多个比特流。例如，信号点映射器件102将这样的数据(发送比特系列)“0001111010110100”细分为2比特的数据流“00”、“01”、“11”、“10”、“10”、“11”、“01”和“00”，以便产生被分配到相应的副载波的比特流。接着，信号点映射器件102将这些产生的“00”、“01”、“11”、“10”的相应的比特流映射到对应于诸如“+1”、“+3”、“-3”、“-1”的PAM(脉冲调幅)信号点的信号点。然后，信号点映射器件102向子波逆变换器件103的输入单元分配这些PAM信号点数据来作为“T1”。子波逆变换器件103通过使用两组被分配为“T1”的PAM信号点数据来执行子波逆变换操作，以便在一个码元期间输出在时间轴上的发送波形的采样值。单边带调制器107频移这个发送采样系列。D/A转换器104在恒定的采样时间输出这个时间采样值(时间波形系列数据)。发送放大器105将这个发送波形放大到发送信号电平，然后，带通滤波器106从所放大的发送信号中去除不必要的频率分量。电力线耦合电路121向电力线110输出已经被带通滤波器106波形整形的信号来作为用于电力线通信的信号。上述的操作对应于在发送操作期间的数据流操作的说明。

接着，现在参照图5来说明接收单元的数据流操作。

首先，电力线耦合电路121从电力线110提取电力线通信信号。带通滤波器112从被提取的电力线通信信号去除位于使用频带之外的噪声信号，然后向放大控制器113输出被滤波的通信信号。放大控制器113控制这个被滤波的通信信号的信号电平，以便被A/D转换器114的动态范围覆盖。然后，A/D转换器114在与发送端的采样定时相同的定时采样这个模拟信号波形以获得数字波形数据。SSB解调器117将这个数字信号下变频为基带范围中的数字数据。子波变换器件115子波变换这个波形数据，以便每个副载波获取信号点数据。码元判断器件116逆映射这个信号点数据以将这个信号点数据恢复为最可能的比特流，以便可以获得接收数据。上述的操作是在接收期间的数据流操作的说明。

因为使用了电力线载波通信装置100的上述布置，因此，类似于实施例模式1，不再需要在OFDM发送系统中所需的诸如保护间隔的冗余信号部分，于是可以改善发送效率。而且，因为可以通过执行实数部分的计算来由这样的子波变换操作来实现需要复数计算的傅立叶变换操作，因此可以降低总的计算量，而且，可以减小电路尺寸。而且，因为可以执行向任意频率的移动操作，因此这个实施例模式2的电力线载波通信装置可以容易地被应用到这样的情况：例如，在各个国家中室内使用和室外使用不同的频带被使得彼此不同。结果，与仅仅在基带发送系统中可以获得的电力线载波通信的情况下相比较，可以进一步降低电路尺寸。

(实施例模式3)

图7是用于指示按照本发明的实施例模式3的电力线载波通信装置100的方框图。

在图7中，附图标记101示出了发送单元，附图标记111指示接收单元。发送单元101被提供信号点映射器件102、子波逆变换器件103、D/A转换器104、正交调制器108、发送放大器105和带通滤波器106。而且，接收单元111被配备带通滤波器112、放大控制器113、A/D转换器114、正交解调器118、子波变换器件115、码元判断器件116。电力线载波通信装置100被布置了发送单元101、接收单元111、电力线耦合电路121和控制单元122。

现在参照图8和图9来说明使用上述布置的电力线载波通信装置100的操作。图8是用于说明电力线载波通信装置100的发送单元101的操作的说明图。图9是用于说明电力线载波通信装置100的接收单元111的操作的说明图。为了简化说明，在这个实施例模式3中，假定当使用用于将使用频带细分为4个频带的子波变换的时候，构成子波变换器件的每个滤波器拥有通过将副载波的数量“N”乘以2而获得的滤波器长度。

首先，现在使用图8来说明发送单元101的数据流。

信号点映射器件102首先通过细分要发送的数据(发送比特系列)而产生具有适当长度的多个比特流。例如，信号点映射器件102将这样的数据(发送比特系列)“0001111010110100”细分为2比特的数据流“00”、“01”、“11”、“10”、“10”、“11”、“01”和“00”，以便产生被分配到相应的副载波的比特流。接着，信号点映射器件102将这些产生的“00”、“01”、“11”、“10”的相应的比特流映射到对应于正交调幅(QAM)系统的复合域的信号点。此时，所述复合信号点数据被分配到实数部分和虚数部分。子波逆变换器件103通过使用两组被分配为“T2”的信号点数据来分别对实数部分和虚数部分执行子波逆变换操作，以便在一个码元期间输出在时间轴上的发送波形的采样值。此时，发送波形的采样值保持为复数的形式。正交调制器108正交调制这个复合信号以便将这个复合信号频移到任意的载波频带。D/A转换器104在恒定的采样时间输出已经被频移的这个时间采样值。发送放大器105将这个发送波形放大到适当的信号电平，然后，带通滤波器106从所放大的发送信号中去除不必要的频率分量。电力线耦合电路121向电力线110输出已经被带通滤波器106波形整形的信号来作为用于电力线通信的信号。上述的操作对应于在发送操作期间的数据流操作的说明。

接着，现在参照图9来说明接收单元111的操作。

首先，电力线耦合电路121从电力线110提取电力线通信信号。带通滤波器112从被提取的电力线通信信号去除位于使用频带之外的噪声信号，然后向放大控制器113输出被滤波的通信信号。放大控制器113控制这个被滤波的通信信号的信号电平，以便被A/D转换器114的动态范围覆盖。然后，A/D转换器114在与发送端的采样定时相同的定时采样这个模拟信号波形以获得数字波形数据。正交解调器118将这个波形数据下变频到基带范围中，以便被转换为复合基带信号。子波变换器件115子波变换这个复合波形数据，以便每个副载波获取复合信号点数据。码元判断器件116逆映射这个信号点数据以将这个信号点数据恢复为最可能的比特流，以便可以获得接收数据。上述的操作是在接收期间的数据流操作的说明。

因为使用了电力线载波通信装置100的上述布置，因此，不再需要在OFDM发送系统中所需的诸如保护间隔的冗余信号部分，于是可以改善频率利用效率。而且，因为可以通过执行正交调制/解调操作来使用复合域的信号点数据，因此可以进一步改善频率利用效率。

(实施例模式4)

按照本发明的实施例模式4的电力线载波通信的布置对应于图3、图6或图7中所示的布置。在这个实施例模式4中，说明这样的情况：通过通用重叠正交变换(GLT)来布置子波逆变换器件103和子波变换器件115。GLT对应于这样的事实：对于滤波器的抽头数量来一般化叠加的正交变换(LOT)的结构。

图10A是用于图形化地示出在用于实现具有4分完整重建的GLT的滤波器组电路中使用的每个滤波器的脉冲响应的示例的图，图10B是用于图形化地示出在用于实现具有4分完整重建的GLT的滤波器组电路中使用的每个滤波器的频率响应的示例的图。

应当明白，在这个实施例模式4中，实现GLT的滤波器组电路由FIR滤波器组构成。或者，这个滤波器组电路可以由多相滤波器或网格结构构成。而且，这个实施例模式4已经表示了实现具有完整重建的GLT的滤波器组电路的示例。或者，可以应用具有准完整重建的滤波器组电路。因为所述滤波器组电路由准完整重建构成，因此，与滤波器组电路由完整的重建构成的情况相比较，可以进一步地降低在相应的副载波中的旁瓣。

因为构造了具有如图10A和10B所指示的滤波系数的滤波器组电路，因此，可以向在实现子波变换的滤波器组电路中使用的所有滤波器提供线性相位特性。因为所有的滤波器拥有线性相位特性，因此可以将在滤波器组电路中需要的复用器的总数降低一半，因此可以降低电路尺寸。而且，因为在主瓣位于中心的同时每个这样的副载波的频率特性可以被设计使得陡峭，因此可以在接收操作期间降低由其他副载波提供的干扰和在使用频带之外产生的噪声引起的不利作用。

(实施例模式5)

按照本发明的实施例模式5的电力线载波通信的布置对应于图3、图6或图7中所示的布置。在这个实施例模式5中，说明这样的情况：通过扩展的调制重叠变换(ELT)来布置子波逆变换器件103和子波变换器件115。ELT对应于这样的事实：对于滤波器的抽头数量来一般化调制的叠加的变换(MLT)的结构。

图11A是用于图形化地示出在用于实现4分ELT结构的滤波器组电路中使用的每个滤波器的脉冲响应的示例的图，图11B是用于图形化地示出在用于实现4分ELT结构的滤波器组电路中使用的每个滤波器的频率响应的示例的图。

应当明白，在这个实施例模式5中，实现ELT结构的滤波器组电路由FIR滤波器组构成。或者，这个滤波器组电路可以由多相滤波器或网格结构构成。

因为布置了具有如图11A和11B所示的滤波系数的滤波器组电路，因此，与在实施例模式4中所述的LOT结构或GLT结构相比较，可以进一步减少副载波的旁瓣。而且，因为在主瓣位于中心的同时每个这样的副载波的频率特征可以被设计使得陡峭，因此可以在接收操作期间降低由其他副载波提供的干扰和在使用频带之外产生的噪声引起的不利作用，而不需要频带阻塞滤波器。在传统的系统中需要这种频带阻塞滤波器，以便不向在电力线载波通信装置100中的现有系统提供不利作用。

(实施例模式6)

在本发明的实施例模式6中，现在参照图12A、12B、图13A和图13B来说明这样的情况：由多相滤波器来构成用于构成图3、图6、图7的电力线载波通信装置100的子波逆变换器件103和子波变换器件115。图12A是用于表示由通用FIR滤波器构成的频带合成滤波器组电路的方框图，图12B是用于示出由通用FIR滤波器构成的频带划分滤波器组电路的方框图。图13A是用于指示由多相滤波器构成的频带合成滤波器组电路的方框图，图13B是用于示出由多相滤波器构成的频带划分滤波器组电路的方框图。

首先，现在参照图12A和12B来说明通过使用通用FIR滤波器来布置的滤波器组电路的布置。在图12A和12B中，附图标记201指示用于将信号的采样率乘以“N”倍的上采样器，附图标记202示出了FIR滤波器，附图标记203表示通过组合多个彼此正交的FIR滤波器202而形成的FIR滤波器组，附图标记204指示双输入加法器。使用上述的电路布置，可以布置作为子波逆变换器件103的频带合成滤波器组电路200。

而且，附图标记211表示FIR滤波器，附图标记212示出了通过组合多个彼此正交的FIR滤波器211而形成的FIR滤波器组，附图标记113表示下采样器，用于将采样率降低1/N。使用上述的电路布置，可以布置作为子波变换器件115的频带划分滤波器组电路210。

也应当注意，以下述的方式来布置构成子波逆变换器件103的FIR滤波器组203和频带划分滤波器组电路210的FIR滤波器组212的相应FIR滤波器202和211：使得除了信号延迟之外，子波变换器件115的输入信号与这个子波变换器件115的输出信号一致。例如，作为能够满足这个条件的滤波系数，可以设想下面的表1和表2：

[表1]

表1：子波逆变换器件(频带合成滤波器组电路)的滤波系数的示例

表2：子波变换器件(频带划分滤波器组电路)的滤波系数的示例

在表1和表2中指示的滤波系数对应于将一个范围划分为4的滤波器组电路的一个示例。在这个示例中，码元“h”示出了一个通用FIR滤波器。这个FIR滤波器包括7个延迟元件、8个乘法器和7个加法器。这7个延迟元件彼此级联，并且延迟输入数据。所述8个乘法器将这个延迟元件的输出数据和上述的输入数据乘以系数。所述7个加法器依序从其输入端彼此相加乘法器的输出数据以获得累加值。码元“tap”示出了上述的乘法器，符号“α”指示上述8个乘法器的系数。同样，在符号“αMN”中包括的符号“M”示出滤波器编号，符号“N”表示抽头编号。

接着，参照图13A和13B来说明通过多相滤波器布置的滤波器组电路。在图13A和13B中，附图标记301示出了多相滤波器，附图标记302指示用于将信号的采样率乘以N的上采样器，附图标记303表示双输入加法器，附图标记304指示用于将输入数据延迟一个采样时间的延迟元件(寄存器)。使用上述的电路元件，可以布置作为子波逆变换器件103的频带合成滤波器组电路300。

而且，附图标记311示出了用于将输入数据延迟1个采样时间的延迟元件，附图标记312表示用于将采样率减少1/N的下采样器，附图标记313指示多相滤波器。使用上述的电路元件，可以布置作为子波变换器件115的频带划分滤波器组电路310。

图14是用于标识号图13A和13B的多相滤波器301和313的方框图。在图14中，附图标记321指示滤波器，附图标记322示出双输入加法器。构成多相滤波器301和多相滤波器313的相应滤波器被以下述方式布置：使得除了信号延迟之外，频带合成滤波器组电路300的输入信号与频带划分滤波器组电路310的输出信号一致。为了使得由表1和表2获得的计算结果彼此相同，可以如在表3到表10中所示布置相应的多相滤波器。

[表3]

表3：频带合成滤波器组电路的多相Filter_1的滤波系数

[表4]

表4：频带合成滤波器组电路的多相Filter_2的滤波系数

[表5]

表5：频带合成滤波器组电路的多相Filter_3的滤波系数

[表6]

表6：频带合成滤波器组电路的多相Filter_4的滤波系数

[表7]

表7：频带划分滤波器组电路的多相Filter_1的滤波系数

[表8]

表8：频带划分滤波器组电路的多相Filter_2的滤波系数

[表9]

表9：频带划分滤波器组电路的多相Filter_3的滤波系数

[表10]

表10：频带划分滤波器组电路的多相Filter_4的滤波系数

在图12A和12B的滤波器组电路和图13A和13B的滤波器组电路之间的差别点是技术点：用于改变采样率的电路位置彼此不同。在频带合成滤波器组电路200和300中，在信号被输入到图12A和12B的FIR滤波器之前，所述信号被上采样，而在通过图13A和13B中的多相滤波器的滤波计算后，所述信号被上采样。另一方面，在频带划分滤波器组电路210和310中，在通过图12A和12B中的FIR滤波器的滤波计算后，所述信号被下采样，而在通过多相滤波器的滤波计算之前，所述信号被下采样。换句话说，可以以比图12A和12B中的滤波计算更慢的速度来执行图13A和13B中的滤波计算。

在这个实施例模式6中，通过使用上采样器302、双输入加法器303和延迟元件304来构成用于频带合成滤波器组电路的滤波器输出的定时控制单元。或者，可以通过复用器来布置这个定时控制单元。

结果，使用这种电路布置，当执行调制和解调时可以以低速率来执行在重叠的正交变换期间的计算。换句话说，因为可以降低工作时钟频率，因此可以降低电路的功耗。而且，当从可以降低每个单位时间的计算量的角度考虑这个事实时，可以使用计算器来置换，以便降低电路尺寸。

(实施例模式7)

图15A是用于表示作为图3、图6、图7中所示的电力线载波通信装置100的子波逆变换器件103的频带合成滤波器组电路400的方框图。图15B是用于指示作为图3、图6、图7中所示的电力线载波通信装置100的子波变换单元115的频带划分滤波器组电路410的方框图。作为滤波器组电路，指示了具有网格结构的ELT滤波器组电路。换句话说，在这个实施例模式7中，说明了下述情况：通过这样的具有网格结构的滤波器组电路来布置子波逆变换器件103和子波变换器件115。

在图15A和15B中，附图标记401示出了类型IV的离散余弦变换(DCT)器件，附图标记402指示用于将输入数据延迟1个采样时间的延迟元件，附图标记403表示基文斯(GIVENS)旋转计算器，附图标记404表示另一个用于将输入数据延迟2个采样时间的延迟元件，附图标记405表示用于将信号的采样率乘以N的上采样器。而且，附图标记406示出了双输入加法器，附图标记407表示用于将输入数据延迟一个采样时间的延迟元件。使用上述的电路元件来布置频带合成滤波器组电路400。另一方面，附图标记411示出了用于将输入数据延迟1个采样时间的延迟元件，附图标记412示出用于将采样率降低1/N的下采样器，附图标记413指示用于将输入数据延迟2个采样时间的延迟元件，附图标记414表示基文斯(GIVENS)旋转计算器，附图标记404表示另一个用于将输入数据延迟1个采样时间的延迟元件，附图标记416指示类型IV的离散余弦变换器件。使用上述的电路元件来布置频带划分滤波器组电路410。也应当注意，通过将多组这样的图16所示的平面旋转计算电路彼此组合来构成两个基文斯(GIVENS)旋转计算器403和414。图16是用于表示平面旋转计算电路的功能方框图。

类似于在实施例模式6中所述的通过使用多相滤波器来布置滤波器组电路的上述情况，使用这种电路布置，当执行调制和解调时可以降低在重叠正交变换期间的计算速率。而且，因为高速DCT等与这种电路布置组合，因此也可以降低计算量，以便可以降低电路的功耗和电路尺寸。

(实施例模式8)

在本发明的实施例模式8中，现在说明下面的方法。即，在图3、图6、图7的电力线载波通信装置100的子波逆变换器件103和图3、图6、图7的电力线载波通信装置100的子波变换器件115中，在准备与重叠的系数对应的滤波系数的多个模式的同时，现在说明用于改变这些滤波系数的方法。

首先，对于发送单元101的子波逆变换器件103和接收单元111的子波变换器件115，对应于重叠的系数来准备具有不同滤波器长度的滤波系数多个模式。然后，通过发送单元101和接收单元111各自的控制单元122来指定滤波器的模式编号，以便按照所述模式编号来改变在滤波器组电路中的滤波系数。此时，必须通过使用控制信号等来使得在发送端的滤波器的模式编号与在接收端的滤波器的模式编号一致。而且，作为用于改变滤波系数的参考，可以考虑从发送单元101发送的电力线通信信号、传输路径的变化和接收电平。例如，在使用S/N比率(即信号功率对噪声功率的比率)的情况下，当在接收操作期间S/N比率大时，因为在使用频带之外出现的噪声低，因此从相应副载波来看，通过使用具有短滤波器长度的滤波器来执行解调操作，而当S/N比率小时，使用具有长滤波器长度的滤波系数，以便不容易被从其他频带出现的噪声影响。

因为执行了这种控制操作，可以降低在传输路径的噪声条件较好的情况下的计算量，因此，在接收操作期间的功耗可以被降低。而且，即使在噪声条件较差的情况下，也可以执行稳定的接收操作。

(实施例模式9)

在本发明的实施例模式9中，说明下面的方法。即，在通过使用网格结构来布置图3、图6、图7的子波逆变换器件103和子波变换器件115的情况下，在对应于重叠的系数来准备平面旋转角参数的多个模式的同时，现在说明用于改变这些平面旋转角参数的方法。

首先，通过在实施例模式7中说明的网格结构来构成发送单元101的子波逆变换器件103和接收单元111的子波变换器件115。然后，对于发送单元101的子波逆变换器件103和接收单元111的子波变换器件115，对应于重叠的系数来准备平面旋转角参数的多个模式。然后，通过发送单元101和接收单元111各自的控制单元122来指定平面旋转角参数的模式号，以便按照模式号来改变滤波器组电路内的平面旋转角参数。此时，必须通过使用控制信号等来使得在发送端的平面旋转角参数的模式号与在加速度的平面旋转角参数的模式号一致。而且，作为用于改变平面旋转角参数的参考，可以考虑从发送单元101发送的电力线通信信号、传输路径的变化和接收电平。例如，在使用S/N比率的情况下，当在接收操作期间S/N比率大时，因为在使用频带之外出现的噪声低，因此从相应副载波来看，通过使用具有小重叠系数的平面旋转角参数来执行解调操作，而当S/N比率小时，使用具有大重叠系数的平面旋转角参数，以便不容易被从其他频带出现的噪声影响。

因为执行了这种控制操作，可以降低在传输路径的噪声环境较好的情况下的计算量，因此，在接收操作期间的功耗可以被降低。而且，即使在噪声条件较差的情况下，也可以执行稳定的接收操作。而且，与其中准备滤波系数的多个模式的实施例模式8相比较，可以降低存储容量。

(实施例模式10)

图17是用于说明按照本发明的实施例模式10的电力线载波通信装置的控制方法、即通过图3、图6或图7的控制单元122的控制操作的说明图。在这个实施例模式10中，说明这样的情况：仅仅输出特定的载波。为了简化说明，副载波的总数被选择为四。

在图17中，附图标记102示出了信号映射器件，附图标记103指示子波逆变换器件，附图标记122表示控制单元。

首先，在信号点映射器件102中，假定输出这样的数据，其中已经以“+1”、“+3”、“-3”、“-1”、“+1”、“+3”、“-3”、“-1”的顺序来映射信号点。此时，因为控制单元122指定了不用于信号点映射器件102的副载波编号，因此数据不被输入到所指定的编号的副载波部分。换句话说，插入零。例如，在不输出第一副载波和第四副载波的情况下，向输出第一副载波和第四副载波的滤波器的输入部分中插入零，并且向第二副载波和第三副载波的输入部分中输入映射的信号点数据。然后，子波逆变换器件103根据相应的输入数据来执行子波逆变换操作。

因为以这种方式来执行控制操作，因此可以容易地选择要输出的副载波，并且可以仅仅在特定的频率输出信号。换句话说，即使在由于各个国家的法律限制而导致每个国家的可使用频带彼此不同的情况下，也可以容易地将电力线载波通信装置的这种控制方法进行适配。

而且，现在参照图18、图19和图20来清楚地说明按照这个实施例模式10的电力线载波通信的有效性特性。即，图18是用于表示对电力线载波通信允许的频谱的示例的图。图19是用于指示在使用OFDM传输系统的情况下的传输频谱的图。图20是用于指示电力线载波通信装置的传输频谱的图。

例如，假定如图18所示，给出通过某个国家的法律限制控制的频率分配。如图19坐视，定义了通过使用OFDM传输系统的传统电力线载波通信装置产生的传输信号。结果，另外需要一个频带阻塞滤波器，以便满足在图18中所指示的法律限制(频率分配)。换句话说，必须按每个国家彼此不同地准备频带阻塞滤波器的滤波系数。另一方面，按照这个实施例模式10的电力线载波通信装置，可以仅仅根据上述的控制操作来获得如图20所示的传输信号频谱。结果，不再需要这样的频带阻塞滤波器。因此，按照这个实施例模式10的电力线载波通信装置可以灵活地被适配到在各个国家有效的彼此不同的各种法律限制。

(实施例模式11)

图21是用于说明按照本发明的实施例模式11的电力线载波通信装置的控制方法、即通过图3、图6、图7的控制单元122的控制操作的说明图。在这个实施例模式11中，说明用于检测在电力线上的噪声电平的方法。

在图21中，附图标记116示出了码元判断器件，附图标记115指示子波变换器件，附图标记122表示控制单元。

接着，现在说明在电力线上的噪声电平检测操作。

首先，子波变换器件115解调输入的数据以获得每个副载波的信号点数据，以便检测在电力线110上出现的噪声的频率分布。接着，码元判断器件116根据每个副载波的信号点数据来测量是否接近那个信号点存在的噪声分量大。此时，在噪声不完全地出现的情况下，在每个副载波中的所有的信号点数据变为0。结果，码元判断器件116通过查看这个数据值移动的程度来预测噪声量。然后，码元判断器件116判断其噪声电平大于预定值的副载波，并且向控制单元122通知其副载波编号，以便控制单元122不能使用这个被通知的副载波。

应当注意，在这个实施例模式11中，已经说明了在信号不叠加在电力线110上的条件下执行的噪声电平检测方法。或者，即使当在发送端和加速度之间使用了已知的信号，也可以根据类似的噪声电平检测方法来检测噪声电平。换句话说，可以即使在通信条件下也执行噪声检测。

因为执行这样的控制操作，因此可以掌握在电力线110上的噪声条件，并且可以选择可用的副载波。在控制单元122中，以可以预先避免其中提供大的噪声分量的频率位置的方式来选择副载波，以便可以实现具有较高可靠性的通信。

(实施例模式12)

作为在按照本发明的实施例模式12的电力线载波通信装置中执行的控制方法，现在参照图3和图4来说明用于将传送速度改变为指定速度的控制方法。

首先，控制单元122计算用于实现外部指定的传送速度所需要的信号点的总数和副载波的总数，然后根据这些计算结果和按照实施例模式11的可用副载波的判断结果来选择副载波。接着，控制单元122指定要使用的副载波标号和对于信号点映射器件102的信号点总数。信号点映射器件102与对于副载波的数据布置处理操作相对应地映射按照这个设置值的信号点。

例如，假定外部指定必要的传送速度，并且通过副载波的数量是2和信号点的数量是4来限定被计算来以便适配到由控制单元122指定的传送速度的结果。而且，假定在按照实施例模式11执行的判断中，除了第二副载波之外，可用的副载波等于3。此时，控制单元122可以选择例如第一副载波和第三副载波。而且，可以在另一个通信中使用未使用的另一个副载波(即在这个示例中的第四副载波)。

因为执行了这样的控制操作，因此可以容易地将传送速度改变为指定的速度。而且，因为可以在另一个通信中使用除了用于实现指定的传送速度的副载波之外的这样的副载波，因此可以改善频带的使用效率。

(实施例模式13)

图22是用于说明按照本发明的一个实施例模式13的在电力线载波通信装置中使用的控制单元122的操作的流程图。在这个实施例模式13中，现在说明下面的控制方法。即，在通常的接收操作期间在接收数据中发生误差的情况下，在要发送的频率的位置被移位以便避免噪声的不利作用的同时，使得在电力线载波通信装置1(例如自有的装置)和另一个电力线载波通信装置2(例如通信对方的装置)之间的通信序列彼此一致。应当注意，电力线载波通信装置1和电力线载波通信装置2拥有图3的布置。

在图22中，在初始条件下(步骤S11和S21)，使用载波模式1来执行在电力线载波通信装置1和电力线载波通信装置2之间的通信。然后，在误差的总数大于或等于在电力线载波通信装置1中的特定门限值(步骤S12)的情况下，检测其误差数量超过这个特定门限值的副载波(步骤S13)，并且暂时设置要改变的副载波的编号或位置(步骤S14)。应当注意，此时改变的载波的模式被设置为载波模式2。其后，所设置的载波模式2的内容通过当前在通信中使用的载波模式1被发送到电力线载波通信装置2(步骤S15)。其后，电力线载波通信装置1将本身的载波模式改变为载波模式2。也应当注意，这样的载波模式由单个副载波或多组副载波构成。

在已经通过载波模式1接收到载波模式2的电力线载波通信装置2中，进行判断是否改变了载波模式(步骤S22)。如果未改变载波模式，则处理操作返回通常的处理操作(步骤S21)。相反，当改变载波模式时，由接收单元111通过重叠的正交变换处理的频率位置被改变为载波模式2(步骤S23)。而且，通过载波模式2来调制已经改变载波模式的事实，所述事实被作为改变完成通知返回电力线载波通信装置1(步骤S24)。

在电力线载波通信装置1中，进行判断是否正确地发送了这个改变完成通知的内容(步骤S16)。然后，在正确地接收了改变完成通知的情况下，处理操作前进到通常的处理操作(步骤S11)。相反，在未正确地接收到改变完成通知的情况下，S/N比率的门限值被改变(步骤S17)，然后，处理操作再次前进到载波模式的选择处理操作(步骤S13)。然后，电力线载波通信1再次执行改变载波模式的序列操作，并且重复执行这个序列操作直到降低误差的数量。

在这种情况下，可以不仅当执行通常的通信时而当在初始安装操作期间执行设置操作时也利用上述的序列操作。

也应当注意，在这个实施例模式13中，因为要使用的副载波被改变，因此减少了接收误差的总数。或者，因为改变了信号点映射器件102的信号点布置，因此可以减少误差的总数。例如，如图23A和23B所示，4个值的信号点布置可以被改变为两种布置方法，可以通过与这个实施例模式13的序列操作类似的手段来实现在通信期间的匹配特性。在这种情况下，图23A和图23B是用于说明电力线载波通信装置的信号点映射器件102的信号点数量的改变的说明图。

如上所述，按照这个实施例模式13，因为以最高的优先级来在通信中使用其误差率小的副载波，与其误差率大的副载波相比较，可以减少接收误差的总数。

(实施例模式14)

图24是用于说明按照本发明的实施例模式14的电力线载波通信装置的操作的流程图。在这个实施例模式14中，执行下述操作：根据另一个电力线载波通信装置2(例如通信对方的装置)来改变电力线载波通信装置1(发送输出电平)。应当明白，电力线载波通信装置1和电力线载波通信装置2拥有图3的布置。

在图24中，在初始条件下(步骤S31)，电力线载波通信1发送在特定的输出电平的信号。在电力线载波通信装置2中，接收电力线载波通信装置1的信号(步骤S41)，并且每个副载波测量S/N比率。接着，电力线载波通信装置2根据平均的S/N值来向电力线载波通信装置1发送输出电平改变请求(步骤S43)。

已经接收到这个S/N比率和输出电平改变请求的电力线载波通信装置1判断是否所述改变请求存在(步骤32)，反向计算这个S/N值以便确定输出电平(步骤S34)，再次将所述信号在这个所确定的输出电平发送到电力线载波通信装置2。

因为执行了这个操作，因此在电力线110的噪声电平低和未发生通信误差的情况下，可以通过降低输出电平来降低在发送中需要的电功率。

如上按照实施例模式14所述，因为可以在电力线上的噪声电平低并且不产生通信误差的情况下降低输出电平，因此可以降低在发送中需要的电功率。

(实施例模式15)

图28是用于表示按照本发明的实施例模式15的电力线通信装置的方框图。

在图28中，附图标记10示出了电力线，附图标记11表示用于连接到电力线10的插座，附图标记12指示用于耦合到插座11中的插头，附图标记13表示经由插头12和插座11耦接到电力线10以便执行通信操作的耦合器单元。而且，附图标记14指示AGC(自动增益控制)电路，用于在恒定电平放大WOFDM(基于子波的正交频分复用)调制信号。这个WOFDM表示通过使用子波功能的正交频分复用系统。附图标记15示出了WOFDM调制电路，用于调制已经被AGC电路14放大的WOFDM调制信号，附图标记16示出了ALC(自动电平控制)电路，它将从WOFDM调制电路17(后述)得到的WOFDM调制信号放大到必要的电平。附图标记17表示WOFDM调制电路，用于WOFDM调制数据以输出WOFDM调制信号，并且附图标记18示出了控制单元，用于控制包括ALC电路16的整体电路，并且也包括接收信号电平检测电路19，用于检测接收信号电平。

现在说明使用上述布置的电力线通信装置的操作。

各种家用电器连接到电力线10。结果，电力线10的噪声特性和阻抗特性是不稳定的。在这样的环境下，从插头12经由耦合器单元13向AGC电路14提供电力线通信信号(WOFDM调制信号)，以便被放大到足够的电平，在这个电平，这个OFDM调制信号可以被解调。然后，被放大的WOFDM调制信号被WOFDM解调单元15子波变换以被解调。接收信号电平检测电路19从解调的结果检测接收信号电平，并且从控制单元18向ALC电路16提供必要的发送功率控制信号“a”。

在这种情况下，参照图29来表示通过WOFDM系统的发送功率控制的有效性特征。图29是用于图形化地指示其中布置了多个副载波的WOFDM系统的频谱的图。

在图29中，横坐标示出了频率，纵坐标指示幅度。当电力线10的发送条件是不稳定的时候，在高频范围中的衰减量通常变大。结果，因为在高频范围中提高了发送功率，因为可以获得有效的功率控制操作。显然，可以在电力线的条件下控制任何的副载波，不仅仅在是高频范围内。

如上所述，按照这个实施例模式14，因为电力线通信装置包括：AGC电路14，用于将输入的WOFDM调制信号放到的恒定的电平；WOFDM解调电路15，用于解调所放大的WOFDM信号；WOFDM调制电路17，用于WOFDM调制数据以输出WOFDM调制信号；ALC电路16，用于将从WOFDM调制电路17得到的WOFDM调制信号放大到必要的电平；控制单元18，用于控制整个电路，其中包括ALC电路16和具有接收信号电平检测电路19，所述接收信号电平检测电路19用于检测接收信号电平，可以响应于接收信号电平来控制在ALC电路16中的WOFDM调制信号的输出电平。结果，即使当改变发送特性时，这个电力线通信装置即使在整个被改变的发送特性下也可以充分地被操作，并且可以稳定地高速发送数据。

同样，如果控制单元18以下述的方式来控制ALC电路16：在由接收信号电平检测电路19检测的接收信号电平是不足的接收信号电平的情况下提高从WOFDM调制电路17得到的WOFDM调制信号的发送输出电平，并且如果控制单元18以下述的方式来控制ALC电路16：在由接收信号电平检测电路19检测的接收信号电平极高的情况下降低从WOFDM调制电路17得到的WOFDM调制信号的发送输出电平，则可以响应于接收信号电平来控制WOFDM调制信号的发送输出电平。结果，这个电力线通信装置可以即使在这个改变的发送特性之前也被充分地操作，并且可以稳定地高速发送数据。

而且，如果控制单元18以下述的方式来控制ALC电路16：从WOFDM调制电路17得到的WOFDM调制信号的发送输出电平在开始被设置到最小的发送输出电平，并且如果控制单元18以下述的方式来控制ALC电路16：当从通信对方的装置未发送任何响应时，以步进的方式依序提高从WOFDM调制电路17得到的WOFDM调制信号的发送输出电平，则可以通过相对于在发送特性中的变化的必要的最小发送功率来执行数据通信。结果，可以降低功耗和寄生辐射。

而且，如果控制单元18以下述的方式来控制ALC电路16：从WOFDM调制电路17得到的WOFDM调制信号的发送输出电平在开始被设置到最大的发送输出电平，并且如果控制单元18以下述的方式来控制ALC电路16：响应于所检测的接收信号电平而降低发送输出电平，则可以从开始阶段建立稳定的通信。结果，可以稳定地建立快速的通信。

而且，如果控制单元18以下述的方式来控制ALC电路16：从WOFDM调制电路17得到的WOFDM调制信号的发送输出电平在开始被设置到中间的发送输出电平，并且如果控制单元18以下述的方式来控制ALC电路16：响应于所检测的接收信号电平而提高/降低发送输出电平，则可以响应于在这样的中间电平的发送特性的变化而正确地操作电力线通信装置，其中在所述中间电平，建立通信的可能性大。

另外，如果控制单元18以下述的方式来控制ALC电路16：根据诸如分组误差率的发送质量来判断接收信号的条件，因此从WOFDM调制电路17得到的WOFDM调制信号的发送输出电平响应于判断结果而变为适当的电平，则通过考虑不仅由传输路径引起的不利作用而且由从其他电器产生的噪声引起的不利作用来改变发送电平，以便可以提高数据通信的精度。

而且，如果控制单元18每个分组执行在ALC电路16中的发送输出电平的控制操作，则可以响应于电力线的条件改变来迅速地操作所述电力线通信装置。

而且，如果控制单元18在任意的定时执行在ALC电路16中的发送输出电平的控制操作，则可以改善在具有脉冲特性的噪声环境下的通信速率。

而且，如果控制单元18仅仅对于必要的副载波执行在ALC电路16中的发送输出电平的控制操作，则可以抑制发送操作的平均电功率。

(实施例模式16)

图30是用于表示按照本发明的实施例模式16的电力线通信系统的方框图。

在图30中，因为电力线10、插座11、插头12、耦合器单元13、AGC电路14、WOFDM解调电路15、ALC电路16、WOFDM调制电路17、控制单元18和接收信号电平检测电路19类似于图28中的那些，因此图28中所示的相同的附图标记被用作用于表示这些电路的那些附图标记，并且因此其说明被省略。在这个附图中，参考标号1指示一个母单元，而参考标号2表示一个经由电力线10和该母单元通信的子单元。

现在说明使用这样的布置的电力线通信系统的操作。

如图30所示，在这个实施例模式16中，为了简化电路，在接收信号电品关键词电路19不被安装在对方电器(在这种情况下是相对于母单元1的子单元2)中的AGC电路14和控制单元18中的情况下，从母单元1发送发送功率控制信号“a”。然后电力线控制系统的子单元2通过接收基于从控制单元18输出的另一个发送功率控制信号“b”的这个发送功率控制信号“a”来执行对于本身的子单元2的发送功率控制操作。结果，可以通过使用相对于发送特性的变化的简单电路来正确地操作电力线通信系统。

如上所述，当AGC电路14和接收信号电平检测电路19不被安装到子单元2上的时候，发送从母单元1指示的必要发送功率。在从子单元2发出电话呼叫的情况下，可以在理想的条件下仅仅建立一次通信链路。在从母单元1发出电话呼叫的情况下，需要多次这样的电话呼叫，以便正确地设置在子单元2中的发送功率电平。如上所述，虽然需要从母单元1多次发出电话呼叫，但是也可以使得电路更简化。

如上所述，按照这个实施例模式16，在具有母单元1和用于经由母单元1来经由电力线10通信的子单元2的电力线通信系统中，这个母单元1包括：AGC电路14，用于将输入的WOFM调制信号放大到恒定的电平；WOFDM解调电路15，用于解调所放大的WOFDM信号；WOFDM调制电路17，用于WOFDM调制数据以输出WOFDM调制信号；ALC电路16，用于将从WOFDM调制电路17得到的WOFDM调制信号放大为必要的电平；控制单元18，用于控制整个电路，所述整个电路包括ALC电路16和用于检测接收信号电平的接收信号电平检测电路19。子单元2类似地包括：WOFDM解调电路15，用于解调输入的WOFDM调制信号；WOFDM调制电路17，用于WOFDM调制数据以输出WOFDM调制信号；ALC电路16，用于将从OFDM调制电路17得到的WOFDM调制信号放大为必要的电平；控制单元18，用于控制包括ALC电路16的整个电路。因为母单元1可以响应于接收信号电平而向子单元2发送发送功率控制信号“a”，因此即使当子单元2由简化的电路布置构成时，也可以实现能够接受发送特性的变化的这样的电力线通信系统。

而且，即使在母单元1的控制单元18以使得从WOFDM调制电路17得到的WOFDM调制信号的发送输出电平变为最大的方式来控制ALC电路16的情况下，当从子单元2不发出响应的时候，如果母单元1的控制单元18指示ALC电路16以便停止发送，则可以保护在异常条件下的子单元2。

本发明基于日本专利申请第2002-015058号和第2002-061454号，它们在此通过引用被并入。虽然仅仅在此具体描述了本发明的特定实施例，但是显然在不脱离本发明的精神和范围的情况下可以对其进行多种修改。

Claims (25)

1.一种电力线载波通信装置，包括：

发送单元；

接收单元；

电力线耦合单元，用于相对于电力线叠加从所述发送单元得到的信号来作为电力线通信信号，并且也用于从电力线仅仅提取电力线通信信号；

控制单元，用于控制所述发送单元和所述接收单元各自的结构元件，由此通过使用多个副载波来执行通信操作；

其中所述发送单元包括：信号点映射器件，用于从输入的传输数据产生多个比特流以便将所述比特流映射到相应的副载波的信号点；子波逆变换器件，用于根据由所述信号点映射器件映射的各个副载波的信号点数据而通过彼此正交的子波波形来调制相应的副载波，以便产生时间波形系列数据；D/A转换器，用于将由所述子波逆变换器件产生的时间波形系列数据转换为模拟时间波形系列信号；

其中所述接收单元包括：A/D转换器，用于数字地转换通过电力线耦合电路从电力线提取的电力线通信信号以获得采样系列波形数据；子波变换器件，用于将通过A/D转换器获得的采样系列波形数据子波变换为相应的副载波的信号点数据；码元判断器件，用于通过逆映射从所述子波变换器件输出的多个信号点数据来判断由所述信号点映射器件映射的比特流，并且用于彼此合成所判断的比特流来作为接收数据系列。

2.一种电力线载波通信装置，包括：

发送单元；

接收单元；

电力线耦合单元，用于相对于电力线叠加从发送单元得到的信号来作为电力线通信信号，并且也用于从电力线仅仅提取电力线通信信号；

控制单元，用于控制所述发送单元和所述接收单元各自的结构元件，由此通过使用多个副载波来执行通信操作；

其中所述发送单元包括：信号点映射器件，用于从输入的传输数据产生多个比特流以便将所述比特流映射到相应的副载波的信号点；子波逆变换器件，用于根据由信号点映射器件映射的各个副载波的信号点数据而通过彼此正交的子波波形来调制相应的副载波，以便产生时间波形系列数据；发送频率转换器，用于将从所述子波逆变换器件输出的时间波形系列数据频移到任意的载波频带中；D/A转换器，用于将从所述发送频率转换器输出的所述时间波形系列数据转换为模拟时间波形系列信号；

其中所述接收单元包括：A/D转换器，用于数字地转换通过电力线耦合电路从电力线提取的电力线通信信号以获得采样系列波形数据；接收频率转换器，用于将由所述A/D转换器获得的采样系列波形数据频移到基带范围，以便获得基带信号系列；子波变换器件，用于将从所述接收频率转换器输出的所述基带信号系列子波变换为相应的副载波的信号点数据；码元判断器件，用于通过逆映射从所述子波变换器件输出的多个信号点数据来判断由所述信号点映射器件映射的所述比特流，并且用于彼此合成所判断的比特流来作为接收数据系列。

3.一种电力线载波通信装置，包括：

发送单元；

接收单元；

电力线耦合单元，用于相对于电力线叠加从传输单元得到的信号来作为电力线通信信号，并且也用于从电力线仅仅提取电力线通信信号；

控制单元，用于控制所述发送单元和所述接收单元各自的结构元件，由此通过使用多个副载波来执行通信操作；

其中所述发送单元包括：信号点映射器件，用于从输入的传输数据产生多个比特流以便将所述比特流映射到相应的副载波的复合信号点；子波逆变换器件，用于根据由所述信号点映射器件映射的各个副载波的复合信号点数据而通过彼此正交的子波波形来调制相应的副载波，以便产生复合时间波形系列数据；正交调制器件，用于正交调制从所述子波逆变换器件输出的所述复合时间波形系列数据，以便将所述复合时间波形系列数据频移到任意的载波频带；D/A转换器，用于将从子波逆变换器件输出的复合时间波形系列数据转换为模拟复合时间波形系列信号；

其中所述接收单元包括：A/D转换器，用于数字地转换通过电力线耦合电路从电力线提取的电力线通信信号以获得采样系列波形数据；正交解调器件，用于将从所述A/D转换器输出的所述采样系列波形数据频移到基带范围，以便获得基带信号系列；子波变换器件，用于将从所述正交解调器件输出的基带信号系列子波变换为相应的副载波的信号点数据；码元判断器件，用于通过逆映射从所述子波变换器件输出的多个所述信号点数据来判断由所述信号点映射器件映射的所述比特流，并且用于彼此合成所判断的比特流来作为接收数据系列。

4.按照权利要求1-3中的任何一个的电力线载波通信装置，

其中所述子波逆变换器件和所述子波变换器件拥有全重建的重叠正交变换功能或准完全重建的重叠正交变换功能，或者拥有通用的重叠正交变换功能。

5.按照权利要求1-3中的任何一个的电力线载波通信装置，

其中，所述子波逆变换器件和所述子波变换器件拥有调制的重叠变换功能或扩展的调制重叠变换功能。

6.按照权利要求1-3中的任何一个的电力线载波通信装置，

其中通过多相滤波器组电路来布置所述子波逆变换器件和所述子波变换器件。

7.按照权利要求1-3的任何一个的电力线载波通信装置，

其中通过具有网格结构的滤波器组电路来布置所述子波逆变换器件和所述子波变换器件。

8.按照权利要求1-3的任何一个的电力线载波通信装置，

其中所述子波逆变换器件和所述子波变换器件拥有对应于重叠系数的、具有不同滤波器长度的多个滤波器系数模式，并且响应于从所述发送单元发送的电力线通信信号和诸如传输路径和接收电平的变化的接收条件而从所述多个滤波器系数模式中选择一个适当的滤波器系数模式。

9.按照权利要求7的电力线载波通信装置，

其中所述子波逆变换器件和所述子波变换器件拥有对应于重叠系数的多个平面旋转角参数，并且响应于从所述发送单元发送的电力线通信信号和诸如传输路径和接收电平的变化的接收条件而从所述多个平面旋转角参数选择一个适当的平面旋转角参数。

10.按照权利要求1-3中的任何一个的电力线载波通信装置，

其中所述控制单元向所述信号点映射器件输出选择信号，以选择用于映射/调制数据的副载波；所述信号点映射器件根据所述选择信号来相对于所选择的副载波来映射数据，并且对于未选择的相对于所述副载波的数据映射零。

11.按照权利要求10的电力线载波通信装置，

其中所述控制单元通过使用由所述码元判断器件作出的判断结果来以信号功率对噪声功率的比率预测在电力线上的噪声条件，以便检测在平稳状态下存在较大噪声的频带，并且所述控制单元以下述方式来控制：对于在平稳状态下存在较大噪声的频带中出现的副载波，所述选择信号不被输出到所述信号点映射器件。

12.按照权利要求10的电力线载波通信装置，

其中，对于所述信号点映射器件的信号点映射和所述选择信号对于副载波的控制，在通信速度具有高优先级的情况下，所述控制单元增加由所述信号点映射器件映射的信号点的总数以获得多值，而在数据发送的可靠性具有高优先级的情况下，所述控制单元降低由信号点映射器件映射的信号点的总数以获得二进制值。

13.按照权利要求10的电力线载波通信装置，

其中，对于所述信号点映射器件的信号点映射和所述选择信号对于副载波的控制，所述控制单元调查相应的副载波的误差率，并且执行控制操作以使得在来自其误差率小的、具有高优先级的分布在的数据通信中使用相应的副载波。

14.按照权利要求1-3的任何一个的电力线载波通信装置，

其中所述控制单元根据信号功率对由所述接收单元接收的接收信号的噪声功率的比率来设置发送放大器的增益。

15.一种电力线通信装置，包括：

AGC电路，用于将输入的WOFDM调制信号放大为恒定的电平；

WOFDM解调电路，用于解调所述放大的WOFDM调制信号；

WOFDM调制电路，用于WOFDM调制数据和输出WOFDM调制信号；

ALC电路，用于将从所述WOFDM调制电路输出的WOFDM调制信号放大到必要的电平；

控制单元，包括接收信号电平检测电路，用于控制包括所述ALC电路的整个电路，并且也用于检测接收信号电平。

16.按照权利要求15的电力线通信装置，

其中在由所述接收信号电平接收电路检测的接收信号电平不足的情况下，所述控制单元控制所述ALC电路以便提高从所述WOFDM调制电路得到的WOFDM调制信号的发送输出电平；并且所述控制单元控制所述ALC电路以便在所述检测的接收信号电平变得过高的情况下，降低从所述WOFDM调制电路得到的WOFDM调制信号的发送输出电平。

17.按照权利要求15的电力线通信装置，

其中所述控制单元控制所述ALC电路，以便在第一次最小化从所述WOFDM调制电路得到的WOFDM调制信号的发送输出电平；并且所述控制单元控制所述ALC电路，以便在从通信对方的装置未发出任何响应的情况下，以步进的方式来顺序提高从所述WOFDM调制电路得到的WOFDM调制信号的发送输出电平。

18.按照权利要求15的电力线通信装置，

其中所述控制单元控制所述ALC电路，以便在第一次最大化从所述WOFDM调制电路得到的WOFDM调制信号的发送输出电平；并且所述控制单元控制所述ALC电路，以便响应于所述检测的接收信号电平而降低从所述WOFDM调制电路得到的WOFDM调制信号的发送输出电平。

19.按照权利要求15的电力线通信装置，

其中所述控制单元控制所述ALC电路，以便在第一次将从所述WOFDM调制电路得到的WOFDM调制信号的发送输出电平设置为中间电平，

其中所述输出单元控制所述ALC电路，以便响应于所述检测的接收信号电平而提高和降低从所述WOFDM调制电路得到的WOFDM调制信号的发送输出电平。

20.按照权利要求15的电力线通信装置，

其中所述控制单元根据诸如分组误差率的发送质量来判断接收信号的条件，并且按照判断结果来控制所述ALC电路，以便从所述WOFDM调制电路得到的WOFDM调制信号的发送输出电平变为适当的电平。

21.按照权利要求15的电力线通信装置，

其中所述控制单元控制每个分组的在所述ALC电路中的发送输出电平。

22.按照权利要求15的电力线通信装置，

所述控制单元控制在任意定时的在所述ALC电路中的发送输出电平。

23.按照权利要求15的电力线通信装置，

所述控制单元仅仅对于必要的副载波控制在所述ALC电路中的发送输出电平。

24.一种电力线通信系统，包括：

母单元；和

子单元，用于经由电力线与所述母单元进行通信；

其中所述母单元包括AGC电路，用于将输入的WOFDM调制信号放大到恒定的电平；WOFDM解调电路，用于解调所述放大的WOFDM调制信号；WOFDM调制电路，用于WOFDM调制数据以输出WOFDM调制信号；ALC电路，用于将从所述WOFDM调制电路输出的WOFDM调制信号放大到必要的电平；控制单元，其包含接收信号电平检测电路，用于控制包括所述ALC电路的整个电路，并且也用于检测接收信号电平，并且

其中所述子单元包括WOFDM解调电路，用于解调输入的WOFDM调制信号；WOFDM调制电路，用于WOFDM调制数据以输出WOFDM调制信号；ALC电路，用于将从所述WOFDM调制电路输出的WOFDM调制信号放大到必要的电平；控制单元，用于控制包括所述ALC电路的整个电路。

25.按照权利要求24的电力线通信系统，

其中即使当所述母单元的控制单元控制所述ALC电路以便最大化从所述WOFDM调制电路得到的WOFDM调制信号的发送输出电平的时候，在没有从所述子单元发出的响应的情况下，所述控制单元指示所述ALC电路停止发送操作。

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