CN1290281C - 正交频分复用移动通信系统中的空时频率块码编码/解码设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种移动通信系统，用于将特定长度的输入数据调制成OFDM(正交频分复用)码元，并通过至少两个不同的天线发送OFDM码元。复制发生器通过周期循环输入数据，来产生复制数据。编码器通过对输入数据和复制数据进行编码，来产生第一天线信号和第二天线信号。第一IFFT(快速傅立叶反变换)模块通过对第一天线信号执行IFFT，来产生第一OFDM码元；以及第二IFFT模块通过对第二天线信号执行IFFT，来产生第二OFDM码元。第一天线发送第一OFDM码元，以及第二天线发送第二OFDM码元。

Description

正交频分复用移动通信系统中的空时频率块码编码/解码设备和方法

技术领域

本发明一般涉及一种OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)移动通信系统中的编码/解码设备和方法，并且特别涉及一种使用STTD(Space-Time block coding based Transmit Diversity，基于传输分集的空时块编码)技术的编码/解码设备和方法。

背景技术

一种MCM(Multi-Carrier Modulation，多载波调制)技术是一种使用多载波传送数据的技术，也是一种当前用于通过有线/无线信道进行高速数据传输的OFDM技术，即。这种MCM技术将串行输入的码元流变换成并行码元，并使用多个正交子载波(或子信道)调制每一个已变换的并行码元。

支持MCM技术的系统称为“MCM系统”，这种系统在19世纪50年代后期首先应用于军用高频无线通信，并且从19世纪70年代就已开始对重叠使用多个正交子载波的OFDM技术进行测试。但是，由于在多载波之间实现正交调制存在困难，OFDM技术难以应用于实际系统。然而，在Weinstein等人于1971年提出“使用DFT(Discrete Fourier Transform，离散傅立叶变换)可以有效执行OFDM调制/解调”后，开始对OFDM技术进行积极的研究。此外，由于使用保护间隔(guard interval)和插入循环前缀保护间隔(cyclic prefix guard interval)的技术已逐渐为人所知，降低由于多路径和延迟扩展干扰给系统带来的负面影响就成为可能。因此，OFDM技术已经广泛应用于诸如DAB(Digital AudioBroadcasting，数字音频广播)、数字电视、WLAN(Wireless Local Area Network，无线局域网)、WATM(Wireless Asynchronous Transfer Mode，无线异步传输模式)、以及固定BWA(Broadband Wireless Access，宽带无线接入)等的数字传输技术。也就是说，由于其硬件的复杂性，OFDM技术没有得到广泛的应用。但是，由于最近包含FFT(Fast Fourier Transform，快速傅立叶变换)和IFFT(InverseFast Fourier Transform，快速傅立叶反变换)的各种数字信号处理技术的发展，实现OFDM技术成为可能。虽然OFDM技术类似于传统的FDM(FrequencyDivision Multiplexing，频分复用)技术，但是OFDM技术的特征在于它能够通过在多个子载波之间保持正交性，来获得高速数据传输期间的最佳传输效率。此外，由于OFDM技术具有较高的频率利用率和较强的抗多径衰落能力，所以其优点在于具有高速数据传输期间的最佳传输效率。而且，由于OFDM技术重叠频谱，所以具有较高的频率利用率和较强的抗频率选择性衰落及多径衰落的能力，并且能够通过使用保护间隔来降低码元间干扰(Inter-SymbolInterference，ISI)。此外，可以设计具有简单的结构和较强的抗脉冲噪声能力的均衡器。由于上述优点，将OFDM技术广泛应用于通信系统的趋势在不断增加。

现在，简要说明支持OFDM技术的移动通信系统(以下称为“OFDM移动通信系统”)的发送机和接收机。

在OFDM发送机中，使用子载波，通过扰频器、编码器和交织器来调制输入数据。这里，发送机提供了各种可变速率，具有可随数据率改变的编码率、交织长度和调制技术。通常，编码器使用1/2或3/4的编码率，并且根据每OFDM码元的编码比特数(number of coded bits per OFDM symbol，NCBPS)来确定可防止突发错误的交织长度。根据数据率，调制技术包含QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，正交相移键控)、8PSK(8-ary Phase ShiftKeying，8相相移键控)、16QAM(16-ary Quadrature Amplitude Modulation，16相正交调幅)和64QAM(64-ary Quadrature Amplitude Modulation，64相正交调幅)。预定数目的导频被添加到使用预定数目的子载波调制的信号中。添加了导频的信号要进行IFFT，以便产生一个OFDM码元。其后，将用于防止多径信道环境中的码元间干扰的保护间隔插入到OFDM码元中，并且最终通过码元波发生器将插入保护间隔的OFDM码元应用到RF(Radio Frequency，射频)处理器，然后，通过信道发送。

在对应于发送机的OFDM接收机中，执行由发送机所执行的操作的反向操作，并增加了同步处理。首先，接收机执行如下处理：通过使用训练码元，来估计接收到的OFDM码元的频率偏移和码元偏移。其后，通过FFT模块，将消除保护间隔的数据码元恢复成预定数目的添加导频的子载波。此外，为了克服实际的无线信道上的传输延迟现象，均衡器估计接收到的信道信号的信道状态，并根据接收到的信道信号来消除实际的无线信道上的信号失真。通过均衡器将信道估计数据变换成比特流，然后，通过去交织器、用于纠错的解码器和解扰器，将其作为最终的数据输出。

虽然OFDM技术具有较强的抗频率选择性衰落能力，但其性能有限。已提出一种用于克服性能限制的典型的改进技术，这就是使用多天线的OFDM移动通信系统。但是，在通常的情况下，由于支持无线数据业务的接收机的大小和功率受到限制，所以对接收机来说，包含多个天线是不可取的。因此，改进的传输分集技术给发送机装备多个发送天线，而并不给接收机装备多个接收天线，因而降低了接收机的复杂程度，并防止了由于衰落而造成的性能恶化。

在迄今为止所开发的多种传输技术中，STTD技术具有较少的计算和较低的实现复杂程度。此外，OFDM技术是最适合于应用STTD技术的通信技术，并且能够在牺牲最少频带和克服多径干扰的同时，快速发送大量数据。

图1说明传统的OFDM移动通信系统中的发送机。如图1所示的发送机用于支持STTD技术的OFDM移动通信系统。

参照图1，发送机以给定编码率将输入数据编码成编码比特，并交织该编码比特，从而产生数据110。将所产生的数据110提供给调制器(或QPSK/QAM映射器)120。虽然已经提出了各种编码技术，但是发送机通常采用一种使用turbo码或纠错码的编码技术。另外，发送机使用1/2或3/4的编码率。调制器120使用预定的调制技术来调制输入数据110，并输出调制码元。这里，调制技术包含QPSK、8PSK、16QAM和64QAM，并且每种调制技术使用其特有的码元映射技术来进行调制。假定图1中：使用QPSK和QAM作为调制技术。将从调制器120输出的调制码元提供给空时块码编码器130。

空时块码编码器130通过将调制码元映射成空时块码，来使用空时块码对调制码元进行编码。将空时块码编码器130的输出信号提供给两个传输分集路径。即，将空时块码编码器130的输出信号提供给第一IFFT模块140和第二IFFT模块150。第一和第二IFFT模块140和150各自通过对使用空时块码编码的子载波执行IFFT，来产生OFDM码元。将从第一和第二IFFT模块140和150输出的OFDM码元分别提供给第一和第二保护间隔插入器160和170。第一保护间隔插入器160和第二保护间隔插入器170将保护间隔分别插入到第一IFFT模块140和第二IFFT模块150输出的OFDM码元中。通常以块为单位来执行OFDM码元的发送。但是，在通过多径信道发送OFDM码元的同时，OFDM码元受前一个码元的影响。为了防止OFDM码元间的干扰，在连续块之间插入保护间隔。来自第一和第二保护间隔插入器160和170的已插入保护间隔的OFDM码元，通过第一和第二RF处理器180和190，以及第一和第二天线ANT1和ANT2所组成的多径信道来发送。

图2说明传统的OFDM移动通信系统中的接收机。图2所示的接收机用于支持STTD技术的OFDM移动通信系统，并且具有与图1所示的发送机的结构相对应的结构。

参照图2，分别通过第一天线ANT1和第二天线ANT2，在第一RF处理器210和第二RF处理器220中，接收发送机通过多径信道发送的信号。第一和第二RF处理器210和220将通过第一和第二天线ANT1和ANT2接收到的RF信号下变换成IF(Intermediate Frequency，中频)信号，并且将IF信号分别提供给第一和第二保护间隔消除器230和240。第一保护间隔消除器230和第二保护间隔消除器240，分别消除插入到第一RF处理器210和第二RF处理器220输出的OFDM信号中的保护间隔。将来自第一和第二保护间隔消除器230和240的、已消除保护间隔的OFDM信号，分别提供给第一和第二FFT模块250和260。第一和第二FFT模块250和260通过FFT处理，产生使用空时块码编码的码元。将使用空时块码编码的码元提供给空时块码解码器270，在空时块码解码器270中使用空时块码对所提供的码元进行解码。将使用空时块码解码的调制码元提供给解调器(或者QPSK/QAM去映射器(demapper))280。解调器280使用与发送机所使用的调制技术相对应的解调技术对已解码的调制码元进行解调，并输出编码比特。编码比特通过去交织和解码，作为原始数据290被输出。由于发送机中的调制器120使用QPSK和QAM调制技术，解调器280也使用QPSK和QAM解调技术。

为了举例，在图1和2中，发送机和接收机各自使用两个天线ANT1和ANT2，以便支持传输分集。但是，本领域技术人员来说，发送机和接收机可以使用多于两个的天线，这是显而易见的。

如果OFDM移动通信系统使用N个子载波，就可以用下述等式来表示图2所示的接收机中第一和第二FFT模块250和260所输出的信号：

等式(1)

r(k)＝H(k)X(k)+n(k)，0≤k≤N-1

等式(1)可被改写成如下行列式：

等式(2)

r＝H·X+n

在等式(2)中，r表示N×1接收码元向量，x表示N×1发送码元向量，n表示N×1噪声向量，H表示代表信道频率响应的N×N对角矩阵。

在下文中，将分别说明在接收机具有一个天线的情况下、以及在接收机具有多个天线(例如N_R个天线)的另一种情况下的FFT模块250和260。

(1)使用一个接收天线

当接收机通过一个天线、接收到由发送机中用于两个发送天线的空时块码所发送的信号时，可利用等式(3)来计算通过两个发送天线发送的信号向量：

等式(3)

$\stackrel{\‾}{r}=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ {r_2}^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_1& H_2\\ {H_2}^{*}& -{H_1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X}_1\\ X_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]=\stackrel{\‾}{H}\·\stackrel{\‾}{X}+\stackrel{\‾}{n}$

在等式(3)中，上标“*”表示对各矩阵元素取复共轭的运算符。此外，H₁和H₂表示各信道的频率响应，X₁和X₂表示各发送码元向量。因此，由于空时块码的正交性，可以通过将码元向量与信道矩阵H的厄密矩阵相乘，来计算解码信号，如下所示：

等式(4)

$\tilde{X}={\stackrel{\‾}{H}}^H\stackrel{\‾}{r}={\stackrel{\‾}{H}}^H\stackrel{\‾}{H}\stackrel{\‾}{X}+{\stackrel{\‾}{H}}^H\stackrel{\‾}{n}=$

因此，接收信号经过使用空时块码解码之后，与以其乘各信道功率和的信号相等，从而获得第二级分集增益(second-order diversity gain)。

(2)使用N_R个接收天线

当接收机具有多个天线，使用时空块码对通过多个天线接收到的信号进行解码，然后，将解码信号相加。这一过程可表示为：

等式(5)

$\tilde{X}=\underset{M=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{cc}{H}_{1m}& H_{2m}\\ H_{2m}^{*}& -H_{1m}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{r}_{1m}\\ r_{2m}^{*}\end{array}\right]=\underset{M=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{H}}_m^H{\stackrel{\‾}{H}}_m\stackrel{\‾}{X}+{\stackrel{\‾}{H}}_m^H{\stackrel{\‾}{n}}_M$

在等式(5)中，H_1m表示第一接收天线和第m接收天线之间的信道的频率响应，H_2m表示第二接收天线和第m接收天线之间的信道的频率响应。因此，当接收机具有N_R个接收天线时，接收信号经过使用空时块码解码之后，可获得分集增益2N_R。

如上所述，OFDM移动通信系统用于克服由无线信道造成的码元间干扰。但是，OFDM移动通信系统对由于无线信道的多径现象所造成的信号衰减没有较强的抵抗力。为了防止由于衰落信道而造成的性能恶化，提出了支持STTD技术的OFDM移动通信系统。

在所提出的OFDM移动通信系统中，发送机使用多个天线，以便在系统实现过程中有助于显著降低接收机的复杂程度。但是，支持STTD技术的OFDM移动通信系统根据发送天线的数目，而受到性能方面的限制。也就是说，由于支持STTD技术的OFDM移动通信系统的性能是根据发送天线的数目而确定的，所以需要增加发送天线的数目，以便提高系统性能。例如，如果将发送天线的数目增加到3，与发送天线的数目为2时相比，系统性能被显著提高。但是，在支持STTD技术的OFDM移动通信系统中，发送天线的数目的增加可引起计算的增加和数据率的降低。因此，在支持STTD技术的OFDM移动通信系统中，如果为了提高系统性能而将发送天线的数目增加到3或更高，就会不可预料地增加系统的复杂程度，并且降低数据率。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种使用OFDM(正交频分复用)，来克服由于空时块码的多径衰落现象而造成的失真的设备和方法。

本发明的另一个目的是提供一种能够有效使用频率分集的STFBC(Space-Time Frequency Block Code，空时频率块码)编码/解码设备和方法。

本发明的另一个目的是提供一种通过使用两个发送天线和1个接收天线，来获得第4级分集增益的设备和方法。

本发明的另一个目的是提供一种在支持STTD技术的OFDM移动通信系统中，通过线性运算来执行各处理的设备和方法。

根据本发明的第一个方面，提供一种移动通信系统中的发送设备，所述移动通信系统将特定长度的输入数据调制成正交频分复用OFDM码元，并通过至少两个天线发送所述OFDM码元，所述设备包括：复制发生器，用于通过根据预定的周期循环距离或者从接收机接收的周期循环距离来周期循环(cyclically-circulate)所述输入数据，来产生复制数据；编码器，用于通过对所述输入数据和所述复制数据进行空时块编码，来产生第一天线信号和第二天线信号；第一快速傅立叶反变换IFFT模块，用于通过对所述第一天线信号执行IFFT，来产生第一OFDM码元；第二IFFT模块，用于通过对所述第二天线信号执行IFFT，来产生第二OFDM码元；第一天线，用于发送所述第一OFDM码元；和第二天线，用于发送所述第二OFDM码元。

根据本发明的第二个方面，提供一种移动通信系统中的发送方法，所述移动通信系统将特定长度的输入数据调制成正交频分复用OFDM码元，并通过至少两个天线发送所述OFDM码元，所述方法包括如下步骤：(a)通过根据预定的周期循环距离或者从接收机接收的周期循环距离来周期循环所述输入数据，来产生复制数据；(b)通过对所述输入数据和所述复制数据进行空时块编码，来产生第一天线信号和第二天线信号；(c)通过对所述第一天线信号执行快速傅立叶反变换IFFT，来产生第一OFDM码元，并通过第一天线发送所述第一OFDM码元；和(d)通过对所述第二天线信号执行IFFT，来产生第二OFDM码元，并通过第二天线发送所述第二OFDM码元。

根据本发明的第三个方面，提供一种移动通信系统中、用于接收通过发送天线发送的信号的接收设备，所述移动通信系统将特定长度的输入数据调制成正交频分复用OFDM码元，并通过至少两个发送天线发送所述OFDM码元，所述设备包括：接收天线，用于接收通过第一发送天线和第二发送天线发送的所述信号；快速傅立叶变换FFT模块，用于通过对通过所述接收天线接收到的所述信号执行FFT，来产生OFDM码元；解码器，用于通过对所述OFDM码元进行空时块解码，来产生第一发送天线信号和第二发送天线信号；和频率分集合并器，用于通过反向周期循环与预定的周期循环距离同样数量的所述第二发送天线信号，并将反向周期循环的信号与所述第一发送天线信号相加，来解调所述输入数据。

根据本发明的第四个方面，提供一种移动通信系统中、用于接收通过发送天线发送的信号的接收方法，所述移动通信系统将特定长度的输入数据调制成正交频分复用OFDM码元，并通过至少两个发送天线发送所述OFDM码元，所述方法包括如下步骤：(a)接收通过第一发送天线和第二发送天线发送的所述信号；(b)通过对接收到的信号执行快速傅立叶变换FFT，来产生OFDM码元；(c)通过对所述OFDM码元进行空时块解码，来产生第一发送天线信号和第二发送天线信号；和(d)通过反向周期循环与预定的周期循环距离同样数量的所述第二发送天线信号，并将反向周期循环的信号与所述第一发送天线信号相加，来解调所述输入数据。

附图说明

通过下面结合附图进行的详细说明，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将会变得更加清晰，其中：

图1说明传统的OFDM移动通信系统中的发送机；

图2说明传统的OFDM移动通信系统中的接收机；

图3说明根据本发明的实施例的OFDM移动通信系统中的发送机；

图4说明根据本发明的实施例的OFDM移动通信系统中的接收机；

图5说明图3所示的复制发生器的详细结构；

图6说明图4所示的频率分集合并器的详细结构；

图7说明根据本发明实施例的发送机的操作；

图8说明根据本发明实施例的接收机的操作；

图9说明根据本发明实施例的第0个子载波和其他子载波之间的相关性；

图10说明根据本发明实施例的用于获得最大频率分集的复制位置；

图11说明根据本发明实施例的用于对N_R个接收天线执行解码的接收机；

图12示意性地说明在根据本发明实施例的OFDM移动通信系统中，用于根据从接收机到发送机的传输信道的测量最小相关性，来反馈周期循环距离的装置；

图13说明在根据本发明实施例的OFDM移动通信系统中，基于反馈的周期循环距离d的发送机的操作；和

图14说明根据本发明实施例的第0个、第52个和第204个子载波之间的相关性。

具体实施方式

以下将参照附图来说明本发明的优选实施例。在以下的说明中，由于众所周知的功能或结构可能会在不必要的细节上模糊本发明，所以不对其进行详细的说明。

在下面的说明中，本发明提供了一种设备，该设备在使用两个发送天线的OFDM(正交频分复用)移动通信系统中，使用STTD(基于传输分集的空时块编码)技术来编码和解码数据。STTD技术用于获得空间分集增益和频率分集增益两者。因此，仅使用两个发送天线，STTD就能够保证获得使用4个发送天线所获得的性能。使用STTD技术的编码器被分成两部分。

首先，为了获得频率分集，编码器包含复制发生器，用于接收包括N个子载波(或子信道)的OFDM码元，然后产生两个各自包括N个子载波的OFDM码元。这里，两个OFDM码元之一与复制发生器接收到的原始OFDM码元相同，另一个OFDM码元是通过以预定距离来周期循环接收到的OFDM码元来产生的。在本发明的实施例中，复制发生器以其来周期循环接收到的OFDM码元的距离称为“周期循环距离d”，在统计学中，周期循环距离d(周期循环量)是通过 $d=\left[\frac{N}{L}\right]\·\left[\frac{L}{2}\right]$ 计算的。在本发明的另一个实施例中，接收机计算传输信道之间的相关性，然后将相关性具有最小值的子载波位置、定义为与接收机相对应的发送机的周期循环距离d。以后将说明接收机基于传输信道之间的相关性来确定周期循环距离d的过程。下面，为了获得空间分集，将由复制发生器产生的两个OFDM码元映射成空时块码。

由接收机通过发送机所执行的操作的反向操作，来对以这种方式发送的信号进行解码。STFBC(空时频率块码)解码器也分为两部分。

首先，接收到的RF信号接受空时块码解码器进行的初步解码(primarydecoding)。在初步解码之后，接收到的RF信号被变换成两个OFDM码元。这两个OFDM码元对应于发送机中的复制发生器所输出的OFDM码元。因此，在接收机中，以发送机所使用的周期循环距离d，来反向周期循环两个OFDM码元中的所接收到的如下所述的OFDM码元，该OFDM码元与经过周期循环之后由发送机所发送的OFDM码元相对应。然后，反向周期循环的OFDM码元被添加到(或合并到)另一个OFDM码元中。基于信道信息，将合并的OFDM码元定义为最近信号(nearest signal)，从而完成解码过程。

在经过接收和发送处理后，STFBC可获得第二级空间分集增益和第二级频率分集增益。此外，由于线性执行编码和解码处理两者，所以仅需要简单的运算。此外，即使在接收机计算传输信道之间的相关性、将相关性具有最小值的子载波位置定义为周期循环距离d、以及将周期循环距离d反馈给与接收机相对应的发送机时，STFBC也能获得第二级空间分集增益和第二级频率分集增益。下面将说明基于相关性来确定周期循环距离d的方法。此外，由于线性执行编码和解码处理两者，所以仅需要简单的运算。

1.OFDM系统中信道的协方差矩阵

使用具有L个抽头的FIR(Finite Impulse Response，有限脉冲响应)滤波器，来对具有L个多条路径的频率选择性衰落信道的脉冲响应进行建模。这一过程可表示为：

等式(6)

$g\left(t\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(i\right)\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_i)$

在等式(6)中，h(i)表示第i个路径上的信道脉冲响应的衰减系数，τ_i表示第i个路径上的延迟时间。由于使用FIR滤波器来模拟信道，所以τ_i等于采样间隔。在使用多天线的系统中，使用均值为0的独立高斯随机复变量来模拟各信道系数h(i)。因此，各信道抽头的振幅构成瑞利(Rayleigh)分布或Rician分布，各信道抽头的相位构成均匀分布。此外，可以假设：信道的功率延迟分布(power delay profile)是均匀的或者具有指数分布。

如果在OFDM移动通信系统中信道的功率延迟分布是均匀的，则可以将信道的频率响应表示为如下等式，该信道与在接收机中经过FFT的OFDM码元的第k个子载波相对应：

等式(7)

$H\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(i\right)e^{-j2\mathrm{\πki}/N},0\≤k\≤N-1$

在等式(7)中，N表示用于一个OFDM码元的子载波的总数。为了计算信道的协方差矩阵，可以如下计算与第k个子载波相对应的信道的频率响应和与第(k+Δk)个子载波相对应的信道的频率响应之间的相关性：

等式(8)

$=E[\left(\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(i\right)e^{-j2\mathrm{\πki}/N}\right)\·{\left(\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(i\right)e^{-j2\mathrm{\π}(k+\mathrm{\Δk})i/n}\right)}^{*}$

$=E\left[\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(i\right)h^{*}\left(i\right)e^{j2\mathrm{\π\Δki}/N}\right]$

$=\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\σ}}_i^2{e}^{j2\mathrm{\π\Δki}/N}$

在等式(8)中，使用信道抽头的系数通过公式来扩展不相关特性。在等式(8)中，σ_i ²表示第i个信道抽头系数的方差，且等于信道上第i个路径的功率。由于信道的功率延迟分布是均匀的，所以 ${\mathrm{\σ}}_i^2=1/L,$ 且各个路径的σ_i ²值彼此独立。因此，可从等式(8)得到下列等式：

等式(9)

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{\Δk}}=\frac{1}{L}\underset{i=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π\Δki}/N}$

$=\frac{1}{L}\frac{1-e^{j2\mathrm{\π\ΔkL}/N}}{1-e^{j2\mathrm{\π\Δ}/N}}$

$=\frac{1}{L}\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{\π\ΔkL}}{N}\right)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\π\Δk}}{N}\right)}{e}^{\mathrm{j\π\Δk}(L-1)/N}$

等式(9)中的信道向量H被定义为：

等式(10)

H＝[H(0)H(1)…H(N-1)]^T

因此，如下计算整个协方差矩阵C_H：

等式(11)

$C_H=E\left[H{H}^H\right]$

在等式(11)的矩阵中，根据等式(4)，ρ_Δk具有下列与等式(4)相适应的特性：

第一特性： ${\mathrm{\ρ}}_{-\mathrm{\ΔK}}={\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{\ΔK}}^{*}$

第二特性：|ρ_-Δk|＝|ρ_Δk|

第三特性：ρ_-Δk＝ρ_N-Δk

通过第一到第三特性，将整个协方差矩阵C_H表示成循环厄密(Hermitian)矩阵。

在前面的说明中，假定每个信道的功率延迟分布是均匀的。然而，当各信道的功率延迟分布不均匀时，虽然不能通过模拟验证(simulation verification)来循环信道的协方差，但是根据具有最小相关性的子载波位置来构造矩阵，满足子载波的上述循环特性。

2.用于获得最大频率分集的最佳子载波的选择

分集的基本概念是使接收机能够通过独立的衰落信道，接收具有相同信息的信号的复制信号。因此，在OFDM移动通信系统中，使用不同的子载波发送相同的信号，以便获得频率分集。然而，为了获得最大分集增益，必须通过独立的衰落信道来接收每个信号的复制信号。因此，为了获得最大的频率分集增益，OFDM移动通信系统检测彼此不相关的子载波，并通过检测出的子载波发送复制信号。

此外，虽然高斯随机复变量经过FFT，但仍具有常量特性。这是因为FFT是线性函数。因此，可使用均值为0且具有单一分布的高斯随机复变量对信道的频率响应H(k)进行建模。于是，如果两个高斯随机变量由于高斯分布特性而不相关，那么这两个随机变量彼此独立。例如，如果搜索到用于第k₂个子载波的信道H(k₂)与用于第k₁个子载波的信道H(k₁)不相关，那么这两个信道彼此独立。

用于第k₁个子载波的信道H(k₁)与用于第k₂个子载波的信道H(k₂)之间的相关性可被定义为：

等式(12)

${\mathrm{\ρ}}_{k_1{k}_2=E\left[H\left(k_1\right)H^{*}\left(k_2\right)\right]}$

$=\frac{1}{L}\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(k_2-k_1)L}{N}\right)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\π}(k_2-k_1)}{N}\right)}{e}^{\mathrm{j\π}(k_2-k_2)(L-1)/N}$

在等式(12)中，为了得到两个信道之间的不相关性，就必须满足条件 ${\mathrm{\ρ}}_{k_1{k}_2=0.}$ 因此，为了满足该条件，等式(12)必须满足下面的等式(13)：

等式(13)

$\sin \left(\frac{\mathrm{\π\Δ}{k}_{12}L}{N}\right)=0$

在等式(13)中，Δk₁₂＝k₂-k₁且Δk₁₂≠0。如等式(13)所示，两个独立信道作为两个子载波之间的距离的函数给出。因此，等式(13)的通解为：

等式(14)

$\mathrm{\Δ}{k}_{12}=\frac{\mathrm{mN}}{L},$

在等式(14)中，m是除0之外的整数。然而，由于Δk₁₂受到如等式(13)所示的限制，所以m也是受限的。但是，可以将k₁设为0(k₁＝0)，同时保持通用性。然后，由于1≤Δk₁₂≤N-1，所以给出下列关系式：

等式(15)

$\frac{L}{N}\mathrm{\π}\≤\frac{\mathrm{\π\Δ}{k}_{12}L}{N}\≤\mathrm{L\π}-\frac{L}{N}\mathrm{\π}$

如果将等式(15)应用于等式(14)，等式(15)可被改写成：

等式(16)

$\frac{L}{N}\≤m\≤L-\frac{L}{N}$

在等式(16)中，m是整数，而L和N是自然数，所以m具有范围l≤m≤L-1。

因此，与第0个子载波不相关的子载波数是L-1。因此，包含第0个子载波的独立子载波信道数为L。基于信道的协方差矩阵的第三特性，在具有L个路径的信道中，独立于第k个子载波的子载波数为L。

3.用于获得最大频率分集的STFBC，使用两个发送天线

当提供根据本发明实施例的STFBC(空时频率块码)时，应考虑下列内容：

(1)最大频率和空间分集增益

(2)所有子载波之间的最大距离的维持

(3)信道的强相关特性

为了获得最大频率空间分集(这一点应该被首先考虑)，OFDM移动通信系统检测彼此不相关的子载波，并通过检测出的子载波发送复制码元。现在，将参照图9说明特定子载波和其他子载波之间的相关性。

图9说明根据本发明实施例的第0个子载波和其他子载波之间的相关性。具体地说，图9是说明第0个子载波和其他子载波之间的相关性的振幅的曲线图，其中当L＝4且N＝64时，信道具有相同的功率延迟分布。

参照图9，注意：随着子载波索引值越接近中心，相关性的振幅越来越小。根据信道的协方差矩阵的第二特性，相关性的振幅在形状上是对称的。因此，为了提供信道的强相关特性(这一点应该被其次考虑)，需要通过具有彼此之间的较小相关性的中心子载波来发送码元的复制码元。此外，由于根据信道的协方差矩阵的第三特性，信道的协方差矩阵是周期循环的，所以矩阵中的每一行具有第一行(表示与第0个子载波的相关性)的周期循环形式。因此，用于各子载波的独立信道是逐一周期循环的。从而，满足再次应该考虑的条件的理想提议，是子载波的位置应间隔N/2。这样，所有子载波都应均匀地间隔N/2，从而保持最大距离。结果，满足首先应该考虑的条件，同时满足其次和再次应该考虑的条件的子载波，是相关性为0的3个子载波中最靠近中心的子载波。因此，根据等式(14)，通过将所有的子载波除以L，来确定不相关的子载波，由于Δk是整数，对于应该被考虑的3个条件的最佳Δk被定义为：

等式(17)

$\mathrm{\Δk}=d=\left[\frac{N}{L}\right]\·\left[\frac{L}{2}\right]$

由于根据信道的协方差矩阵的第三特性，相关性是周期循环的，所以可以如下计算第k个子载波的最佳子载波k’：

等式(18)

k′＝(k+d)modN

在等式(18)中，“mod”表示模运算。

现在，参照图10，来说明用于获得最大频率分集的复制位置，例如，L＝4且N＝8。

图10说明根据本发明的实施例的用于获得最大频率分集的复制位置。参照图10，如上所述，所有子载波通过间隔N/2位置上的子载波发送复制码元。在图10中，由于子载波数是8(即N＝8)，由间隔8/2(＝4)个子载波的子载波携带复制码元。即，在第5个子载波的复制上发送第1个子载波的复制，且在第6个子载波的复制上发送第二个子载波的复制。以此方式，在第4个子载波的子载波上发送第8个子载波的子载波。

上面，已经参照图9说明在信道具有均匀的功率延迟分布时，第0个子载波和其他子载波之间的相关性。下面将参照图14，来说明在信道的功率延迟分布不均匀时，子载波之间的相关性。

图14说明根据本发明的实施例的第0个、第52个和第204个子载波之间的相关性。参照图14，由于信道的功率延迟分布是不均匀的，所以应当注意：具有最小相关性的子载波位置与中心子载波不一致。第0个子载波的位置和与第0个子载波具有最小相关性的子载波的位置之间的差值，就成为周期循环距离d。因此，接收机将具有与相应子载波的最小相关性的子载波的位置设为周期循环距离d，并将所设置的周期循环距离d反馈给发送机，发送机以通过具有最小相关性的子载波的位置所设置的周期循环距离d，来周期循环复制码元，从而执行STTD频率分集。

现在，将参照附图，来详细说明本发明的实施例。

(1)STFBC编码器

图3说明根据本发明的实施例的OFDM移动通信系统中的发送机的结构。参照图3，对于STFBC，使用空时块码，以便同时获得最大频率分集增益和最大空间分集增益。现在，将说明对使用两个发送天线的STFBC进行编码的过程。

将输入数据310提供给调制器(或者QPSK/QAM映射器)312，并且调制器312将输入数据312缓存与子载波数N同样多的次数，并输出一个OFDM码元s。调制器312输出的OFDM码元s可表示为：

等式(19)

s＝[s(0)…s(N-1)]^T

为了获得最大频率分集，在使用空时块码之前，发送机借助于复制发生器314来产生两个OFDM码元。即，调制器312输出的OFDM码元s被提供给复制发生器314，并且复制发生器314产生两个不同的OFDM码元。在复制发生器314输出的两个OFDM码元中，一个OFDM码元与原始OFDM码元s相同，另一个OFDM码元是通过使用等式(17)来计算周期循环距离d、以及将计算出的周期循环距离d代入等式(18)、以便周期循环OFDM码元s而产生的。也就是说，复制发生器314输出的两个OFDM码元就变成X₁和X₂。OFDM码元X₁和X₂可表示为：

X₁＝s＝[s(0)…s(N-1)]^T

X₂＝[s(N-d)…s(N-1)s(0)…s(N-d-1)]^T

现在将参照图7来说明计算周期循环距离d的过程。

图7说明根据本发明的实施例的发送机的操作。参照图7，在步骤710中，发送机计算OFDM码元s的周期循环距离d，然后前进到步骤712。在步骤712中，发送机通过以计算出的周期循环距离d，来周期循环OFDM码元s的码元向量，从而产生复制码元，然后前进到步骤714。这里，用于以上步骤的详细操作和结构，即在步骤710中计算OFDM码元s的周期循环距离d、以及在步骤712中基于计算出的周期循环距离d来产生OFDM码元s的复制码元的步骤，将在图5中说明。但是，如果信道的功率延迟分布不是均匀的，发送机以与步骤710中所使用的方法不同的方法来计算周期循环距离d，即根据具有最小相关性的子载波的位置来计算周期循环距离d，并将计算出的周期循环距离d存储在周期循环距离确定器516中，以便将计算出的周期循环距离d反馈给发送机。结果，发送机中的复制发生器314通过以周期循环距离d来周期循环OFDM码元s，从而产生复制码元。

图5说明图3的复制发生器314的详细结构。参照图5，在缓冲器512中存储调制器312输出的OFDM码元s。将存储在缓冲器512中的OFDM码元s，作为复制发生器314的输出X₁提供给空时块码编码器316。而且，将存储在缓冲器512中的OFDM码元s提供给周期循环器514。周期循环器514以周期循环距离确定器516所确定的周期循环距离d，来周期循环OFDM码元s，从而产生复制发生器314的第二输出X₂，并将输出X₂提供给空时块码编码器316。在图5中，将周期循环距离确定器516所确定的周期循环距离d提供给计数器518，计数器518对所确定的周期循环距离d进行计数。计数器518是可选的。也就是说，最好将周期循环距离确定器516所确定的周期循环距离d提供给周期循环器514，以便周期循环存储在缓冲器512中的OFDM码元s。

将复制发生器314产生的两个OFDM码元X₁和X₂提供给空时块码编码器316，并且空时块码编码器316使用空时块码对OFDM码元X₁和X₂进行编码。在图7的步骤714中执行使用空时块码编码OFDM码元的过程。如果将空时块码编码应用于复制发生器314输出的两个OFDM码元X₁和X₂，那么如下映射这两个OFDM码元：

等式(20)

$\left[\begin{array}{cc}{X}_1& X_2\\ -X_2^{*}& X_1^{*}\end{array}\right]$

通过OFDM发送机中常见的元件，将由等式(20)映射的两个OFDM码元提供给相应的天线。也就是说，将空时块码编码器316输出的两个OFDM码元分别提供给第一IFFT(快速傅立叶反变换)模块318和第二IFFT模块320。第一IFFT模块318和第二IFFT模块320对空时块码编码器316输出的OFDM码元执行IFFT，并将其输出分别提供给第一保护间隔插入器322和第二保护间隔插入器324。第一保护间隔插入器322将保护间隔插入到第一IFFT模块318的输出信号中，并将其输出提供给第一RF处理器326。第二保护间隔插入器324将保护间隔插入到第二IFFT模块320的输出信号中，并将其输出提供给第二RF处理器328。第一RF处理器326和第二RF处理器328分别对第一保护间隔插入器322和第二保护间隔插入器324的输出信号执行RF处理，并将其输出分别通过天线ANT1和天线ANT2经无线信道发送。

已经参照图5对复制发生器的结构作了说明，该复制发生器用于在信道具有均匀的功率延迟分布时，通过确定周期循环距离d来产生复制码元。但是，在信道具有不均匀的功率延迟分布时，不能用结合图5所说明的方法来确定周期循环距离d。下面，将参照图12，来说明在信道具有不均匀的功率延迟分布时，用于反馈周期循环距离d的装置。

图12示意性地说明在根据本发明的实施例的OFDM移动通信系统中，用于根据从接收机到发送机的传输信道的测量最小相关性，来反馈周期循环距离的装置。参照图12，如果发送机1110通过两个发送天线，发送输入OFDM码元s的两个OFDM码元，包含原始码元和复制码元，那么接收机1150通过两个接收天线接收由发送机1110发送的两个OFDM码元。将接收到的两个OFDM码元加到传输信道相关性检测器1151上，传输信道相关性检测器1151使用接收到的两个OFDM码元，检测传输信道的子载波之间的相关性。将所检测出的子载波之间的相关性加到周期循环距离确定器1153上，周期循环器1153将如下的子载波位置确定为周期循环距离d，即在传输信道之间与第0个子载波的相关性具有最小值的子载波位置。周期循环距离确定器1153将所确定的周期循环距离d反馈给发送机1110。

参照图13来说明图12所示的发送机1110的操作。

图13说明在根据本发明的实施例的OFDM移动通信系统中，基于所反馈的周期循环距离d的发送机的操作。参照图13，在步骤1210中，发送机基于接收机所反馈的周期循环距离d，即在传输信道之间与第0个子载波的相关性具有最小值的子载波位置，来确定周期循环距离d，然后，前进到步骤1220。在步骤1220中，发送机通过以所确定的周期循环距离d，来周期循环输入OFDM码元的码元向量，从而产生复制码元，然后，前进到步骤1230。在步骤1230中，发送机使用空时块码，对原始OFDM码元和所产生的复制码元进行编码，然后，前进到步骤1240。在步骤1240中，发送机将两个编码OFDM码元提供给与相应天线相连接的IFFT模块，然后结束该过程。这里，除了接收机反馈周期循环距离d之外，发送机中的单元与结合图7说明的单元在操作上是相同的。

(2)STFBC解码器

图4说明根据本发明的实施例的OFDM移动通信系统中的接收机。在图4中，接收机包含：第一天线ANT1和第二天线ANT2两个天线；第一RF处理器410，用于对通过第一天线ANT1接收到的信号进行RF处理；和第二RF处理器412，用于对通过第二天线ANT2接收到的信号进行RF处理。此外，接收机包含：第一保护间隔消除器414，用于从第一RF处理器410的输出信号中消除保护间隔；第二保护间隔消除器416，用于从第二RF处理器412的输出信号中消除保护间隔；第一FFT模块418，用于对第一保护间隔消除器414的输出信号执行FFT；和第二FFT模块420，用于对第二保护间隔消除器416的输出信号执行FFT。但是，根据本发明的实施例，接收机在执行接收操作中，可以包含一个天线或者多个天线。例如，当使用一个天线时，接收机包含第一天线ANT1、第一RF处理器414和第一FFT模块418。当使用两个天线时，除了第一天线ANT1、第一RF处理器414和第一FFT模块418之外，接收机还包含第二天线ANT2、第二RF处理器416和第二FFT模块420。

参照图4，在用于具有N个子载波的OFDM移动通信系统的接收机中，FFT模块418和420的输出信号可表示为：

等式(21)

r＝H·X+n

在等式(21)中，r表示N×1接收码元向量，X表示N×1发送码元向量，n表示N×1噪声向量，H表示N×N代表信道频率响应的对角矩阵。

1)使用1个接收天线

虽然FFT模块418和420的输出信号经过OFDM移动通信系统中的多径衰落信道，仍然可以根据等式(21)，表示为信道频率响应与发送信号的简单乘积。因此，使用STFBC编码的信号可表示为：

等式(22)

$\stackrel{\‾}{r}=\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2^{*}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_1& H_2\\ H_2^8& -H_1^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X}_1\\ X_2\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right]=\stackrel{\‾}{H}\·\stackrel{\‾}{X}+\stackrel{\‾}{n}$

在等式(22)中，上标“*”表示对矩阵各元素取复共轭的运算符。而且，H₁和H₂表示发送天线和接收天线之间的相应的信道频率响应的对角矩阵，X₁和X₂表示发送码元向量。

将FFT模块418和420的输出信号提供给图6的控制器601，控制器601根据多径信道的路径来分离所提供的信号，并将分离出的信号加到缓冲器603和605上。缓冲器603和605存储在时间轴上被分离的信号，当已存储预定数量的分离信号时，缓冲器603和605将其中存储的信号提供给空时块码解码器422。分别用r₁和r₂来表示缓冲器603和605的输出信号。在代表缓冲器603和605的输出信号的r₁和r₂中，下标1和2表示定时标志(timing index)。r₁和r₂是X₁和X₂的混合信号，它们是由于空时块码的使用、而被发送机所分离的。

因此，由于空时块码的正交性，通过将码元向量与信道矩阵H的厄密矩阵相乘，就可获得在图8的步骤816中、由空时块码解码器422所解码的信号：

等式(23)

$\tilde{X}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{X}}_1\\ {\tilde{X}}_2\end{array}\right]={\stackrel{\‾}{H}}^H\·\stackrel{\‾}{r}$

$=\left[\begin{array}{cc}{H}_1^{*}{H}_1+H_2^{*}{H}_2& 0\\ 0& H_1^{*}{H}_1+H_2^{*}{H}_2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X}_1\\ X_2\end{array}\right]{\stackrel{\‾}{H}}^H\·\stackrel{\‾}{n}$

在等式(23)的解码码元向量

和 中，

是通过周期循环

而产生的，这样，在图8的步骤818中，图6的反向周期循环器612在发送机执行的周期循环的反向操作中，以周期循环距离d来反向周期循环 。对于反向周期循环操作，必须确定反向周期循环距离d。在图8的步骤810中由周期循环距离确定器616来计算反向周期循环距离d。通过反向周期循环产生的码元的各子载波可表示如下：

等式(24)

${\tilde{X}}_1^{\′}\left(k\right)={\tilde{X}}_2((k+d)\mathrm{mod}N,0\≤k\≤N-1$

${\tilde{X}}_2^{\′}=[{\tilde{X}}_2\left(d\right)\·\·\·{\tilde{X}}_2(N-1){\tilde{X}}_2\left(0\right)\·\·\·{\tilde{X}}_2(d-1){]}^T$

因此，根据下面的等式(25)，通过反向周期循环，可以将通过等式(23)消除噪声分量的

表示成实际发送的OFDM码元s。

等式(25)

由于

和 具有相同的发送码元向量s，可以将码元向量 或者两个向量之和的第k个子载波，表示为：

等式(26)

${\hat{X}}_1\left(k\right)=({\left|H_1\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_2\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_1\left((k+d)\mathrm{mod}N\right)\right|}^2+{\left|H_2\left((k+d)\mathrm{mod}N\right)\right|}^2)s\left(k\right)$

$={\mathrm{\λ}}_k\·s\left(k\right)$

其中0≤k≤N-1

在图8的步骤820中，图6的加法器614将

和

相加。

通常，在使用多天线的移动通信系统中，发送天线之间的信道彼此独立。因此，H₁和H₂彼此独立。从而，在等式(26)中，H₁(k)独立于H₂(k)，并且H₁((k+d)modN)独立于H₂((k+d)modN)。此外，在等式(17)中，确定周期循环距离d，以使子载波之间的信道彼此独立，所以H₁(k)也独立于H₁((k+d)modN)，H₂(k)也独立于H₂((k+d)modN)。因此，注意：在等式(26)中，发送信号s(k)获得了第二级空间分集增益和第二级频率分集增益，即，获得了总共第四级分集增益。

因此，在使用空时块码的OFDM移动通信系统中，发送机仅使用两个发送天线，就可保证使用四个发送天线所获得的性能。在空时块码解码器422对空时块码进行解码的过程之后，在图8的步骤822中，将频率分集合并器424的输出信号提供给解调器(或者QPSK/QAM去映射器)426，以便进行解调。根据下面的等式(27)，由解调器426执行解调。

等式(27)

$\hat{s}\left(k\right)=\mathrm{ar}{g}_{\hat{s}\left(k\right)}^{\min }{\left|\right|{\hat{X}}_1-{\mathrm{\λ}}_k\·\hat{s}\left(k\right)\left|\right|}^2,0\≤k\≤N-1$

2)使用N_R个接收天线

接收机利用空时块码解码方法，来解码通过各接收天线接收到的信号，然后，将各天线的解码信号求和。这可以表示为：

等式(28)

$\tilde{X}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{X}}_1\\ {\tilde{X}}_2\end{array}\right]=\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{cc}{H}_{1m}& H_{2m}\\ H_{2m}^{*}& -H_{1m}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{r}_{1m}\\ r_{2m}^{*}\end{array}\right]$

$=\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{H}}_m^H{\stackrel{\‾}{H}}_m\stackrel{\‾}{X}+{\stackrel{\‾}{H}}_m^H{\stackrel{\‾}{n}}_m$

在等式(28)中，H_1m和H_2m分别表示第一天线和第m天线之间的信道的频率响应，以及第二天线和第m天线之间的信道的频率响应。因此，在等式(28)中，使用空时块码解码的信号等于通过对等式(23)求和N_R次所确定的值。由于接收天线之间的信道是彼此独立的，所以空间分集增益为2N_R。

下面，以与接收天线数是1时相同的过程来确定频率分集。因此，在接收天线数为N_R时，使用两个发送天线的STFBC就可获得2×2N_R的分集增益。

图11说明根据本发明的实施例的用于对N_R个接收天线进行解码的接收机。参照图11，控制器1101根据多径信道的路径和接收时间轴，来分离使用空时块码解码的、从图4的FFT模块418和420提供的码元，并将分离码元分发给相应的缓冲器1102。将由控制器1101分发的码元提供给相应的缓冲器1102，当已存储预定数量的码元时，缓冲器1102将其中存储的码元提供给相应的空时块码解码器1103。分别用r₁₁，r₂₁，…，r_1m，r_2m来表示缓冲器的输出码元。在各输出码元的下标中，前一个数字表示定时标志，后一个数字表示指定多径信道的索引。接收机包含与接收天线数N_R同样多的空时块码解码器1103。将空时块码解码器1103输出的调制码元提供给复数加法器1104，在复数加法器1104中，这些调制码元被合成一个调制码元。以与只有一个接收天线时相同的方法，来执行处理复数加法器1104输出的调制码元的后续操作。

如上所述，仅使用一个或两个发送天线，根据本发明的STTD编码/解码设备和方法能够具有与使用两个或四个发送天线的传统设备和方法相同的性能。本发明提供了一种传输分集技术，用于最大限度地使用频率分集以及空间分集，从而能够仅使用一个或两个发送天线，获得第二级和第四级分集增益。因此，可以在不增加由于发送天线数的增加而带来的复杂性的情况下，使用诸如简单周期循环等的线性运算，来提高系统性能。此外，由于本发明与使用空时块码的现有OFDM移动通信系统完全兼容，所以可以在充分利用现有移动通信系统的同时提高系统性能。而且，在天线之间的相关性较高的信道环境中，与现有移动通信系统相比，本发明显示出了更大的性能改善。此外，即使在信道具有不均匀的功率延迟分布时，接收机通过传输信道估计，基于相关性来估计周期循环距离，并将估计出的周期循环距离反馈给发送机。因此，即使在不理想的环境，即通常的无线信道环境中，也可以使空间分集和频率分集效果达到最大。因此，可以使用本发明来改善未来的移动通信系统的性能。

虽然已参照本发明的特定的优选实施例示出和说明本发明，本领域的技术人员应该理解，在不脱离由所附权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行形式和细节的各种修改。

Claims (23)

1.一种移动通信系统中的发送设备，所述移动通信系统将特定长度的输入数据调制成正交频分复用OFDM码元，并通过至少两个天线发送所述OFDM码元，所述设备包括：

复制发生器，用于通过根据预定的周期循环距离或者从接收机接收的周期循环距离来周期循环所述输入数据，来产生复制数据；

编码器，用于通过对所述输入数据和所述复制数据进行空时块编码，来产生第一天线信号和第二天线信号；

第一快速傅立叶反变换IFFT模块，用于通过对所述第一天线信号执行IFFT，来产生第一OFDM码元；

第二IFFT模块，用于通过对所述第二天线信号执行IFFT，来产生第二OFDM码元；

第一天线，用于发送所述第一OFDM码元；和

第二天线，用于发送所述第二OFDM码元。

2.如权利要求1所述的发送设备，其中，所述复制发生器包含周期循环器，用于以周期循环距离，来周期循环所述输入数据。

3.如权利要求2所述的发送设备，其中，所述复制发生器包括：

缓冲器，用于缓存所述输入数据；

周期循环距离确定器，用于确定所述周期循环距离；和

计数器，用于对所确定的周期循环距离进行计数。

4.如权利要求3所述的发送设备，其中，所述周期循环距离确定器根据

$d=\left[\frac{N}{L}\right]\·\left[\frac{L}{2}\right]$

来确定所述周期循环距离，其中，d表示所述周期循环距离，N表示所述OFDM码元的总数，L表示多条路径的数目。

5.如权利要求1所述的发送设备，其中，所述复制发生器包含：

周期循环器，用于以接收机所反馈的周期循环距离，来周期循环所述输入数据。

6.如权利要求5所述的发送设备，其中，所述复制发生器包括：

缓冲器，用于缓存所述输入数据；

周期循环距离确定器，用于确定所述周期循环距离；和

计数器，用于对所确定的周期循环距离进行计数。

7.如权利要求6所述的发送设备，其中，所述周期循环距离确定器将所反馈的周期循环距离确定为周期循环距离，并且所反馈的周期循环距离是由接收机、根据所述OFDM码元的子载波中、与第零个子载波具有最小相关性的子载波的位置值来确定的。

8.一种移动通信系统中的发送方法，所述移动通信系统将特定长度的输入数据调制成正交频分复用OFDM码元，并通过至少两个天线发送所述OFDM码元，所述方法包括如下步骤：

(a)通过根据预定的周期循环距离或者从接收机接收的周期循环距离来周期循环所述输入数据，来产生复制数据；

(b)通过对所述输入数据和所述复制数据进行空时块编码，来产生第一天线信号和第二天线信号；

(c)通过对所述第一天线信号执行快速傅立叶反变换IFFT，来产生第一OFDM码元，并通过第一天线发送所述第一OFDM码元；和

(d)通过对所述第二天线信号执行IFFT，来产生第二OFDM码元，并通过第二天线发送所述第二OFDM码元。

9.如权利要求8所述的发送方法，其中，所述步骤(a)包括如下步骤：

以预定的周期循环距离，来周期循环所述输入数据。

10.如权利要求9所述的发送方法，其中，根据

$d=\left[\frac{N}{L}\right]\·\left[\frac{L}{2}\right]$

来确定所述周期循环距离，其中，d表示所述周期循环距离，N表示所述OFDM码元的总数，L表示多条路径的数目。

11.如权利要求8所述的发送方法，其中，所述步骤(a)包括如下步骤：

以接收机所反馈的周期循环距离，来周期循环所述输入数据。

12.如权利要求11所述的发送方法，其中，所反馈的周期循环距离是由接收机、根据所述OFDM码元的子载波中、与第零个子载波具有最小相关性的子载波的位置值来确定的。

13.一种移动通信系统中、用于接收通过发送天线发送的信号的接收设备，所述移动通信系统将特定长度的输入数据调制成正交频分复用OFDM码元，并通过至少两个发送天线发送所述OFDM码元，所述设备包括：

接收天线，用于接收通过第一发送天线和第二发送天线发送的所述信号；

快速傅立叶变换FFT模块，用于通过对通过所述接收天线接收到的所述信号执行FFT，来产生OFDM码元；

解码器，用于通过对所述OFDM码元进行空时块解码，来产生第一发送天线信号和第二发送天线信号；和

频率分集合并器，用于通过反向周期循环与预定的周期循环距离同样数量的所述第二发送天线信号，并将反向周期循环的信号与所述第一发送天线信号相加，来解调所述输入数据。

14.如权利要求13所述的接收设备，其中，所述频率分集合并器包含：

反向周期循环器，用于以周期循环距离，来反向周期循环所述第一发送天线信号。

15.如权利要求14所述的接收设备，其中，频率分集合并器包括：

周期循环距离确定器，用于确定所述周期循环距离；和

计数器，用于对所确定的周期循环距离进行计数。

16.如权利要求14所述的接收设备，其中，所述周期循环距离确定器根据

$d=\left[\frac{N}{L}\right]\·\left[\frac{L}{2}\right]$

来确定所述周期循环距离，其中，d表示所述周期循环距离，N表示所述OFDM码元的总数，L表示多条路径的数目。

17.如权利要求14所述的接收设备，其中，所述周期循环距离确定器根据所述第一OFDM码元和所述第二OFDM码元的子载波中、与第零个子载波具有最小相关性的子载波的位置值，来确定所述周期循环距离。

18.如权利要求17所述的接收设备，其中，所述周期循环距离确定器将所确定的周期循环距离反馈给发送机。

19.一种移动通信系统中、用于接收通过发送天线发送的信号的接收方法，所述移动通信系统将特定长度的输入数据调制成正交频分复用OFDM码元，并通过至少两个发送天线发送所述OFDM码元，所述方法包括如下步骤：

(a)接收通过第一发送天线和第二发送天线发送的所述信号；

(b)通过对接收到的信号执行快速傅立叶变换FFT，来产生OFDM码元；

(c)通过对所述OFDM码元进行空时块解码，来产生第一发送天线信号和第二发送天线信号；和

(d)通过反向周期循环与预定的周期循环距离同样数量的所述第二发送天线信号，并将反向周期循环的信号与所述第一发送天线信号相加，来解调所述输入数据。

20.如权利要求19所述的接收方法，其中，所述步骤(d)包括如下步骤：

以周期循环距离，来反向周期循环所述第一发送天线信号。

21.如权利要求20所述的接收方法，其中，根据

$d=\left[\frac{N}{L}\right]\·\left[\frac{L}{2}\right]$

来确定所述周期循环距离，其中，d表示所述周期循环距离，N表示所述OFDM码元的总数，L表示多条路径的数目。

22.如权利要求19所述的接收方法，其中，所述步骤(d)包括如下步骤：

以所确定的周期循环距离，来反向周期循环所述第一发送信号，所述周期循环距离是根据所述第一OFDM码元和所述第二OFDM码元的子载波中、与第零个子载波具有最小相关性的子载波的位置值来确定的。

23.如权利要求22所述的接收方法，还包括如下步骤：

将所确定的周期循环距离反馈给发送机。

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