CN1236610C - 正交频分复用传输方式及其发送装置和接收装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的OFDM传输方式，把接收的OFDM信号通过傅立叶变换(12)从时间域变换为频率域，而得到频率域的每个载波的矢量串。从该矢量串提取必要的分散和终端导频信号(13)，用解调复数矢量相除(15)，而推定与分散/终端导频信号相关的传输路径特性，对该传输路径特性进行插补(16)，来推定与同步检波用区段的信息传输载波相关的传输路径特性。另一方面，把通过傅立叶变换而得到的矢量串延迟一个码元(17)，在同步检波用区段的情况下，选择插补输出，在差动检波用区段的情况下，选择延迟输出(18)，用该选择输出除以上述矢量串，进行同步检波或者差动检波(19)，进行解调而得到数字信息(20)。由此，能够实现高品质的解调和适合于移动接收的解调。

Description

正交频分复用传输方式及其发送装置和接收装置
技术领域
本发明涉及在一个信道中混合适合于固定接收和移动接收的信号并进行传输的正交频分复用传输方式。并且，涉及根据该正交频分复用方式而形成OFDM信号来进行传输的发送装置和接收根据该正交频分复用方式所形成和传输的OFDM信号并进行解调的接收装置。
背景技术
现在，作为地面波TV广播中的数字广播方式，研究了使用正交频分复用(以下称为OFDM)技术。该OFDM传输方式是多载波调制方式的一种，在具有每个码元相互正交的频率关系的多个载波中进行调制来传输数字信息。该方式按上述那样把数字信息分割到多个载波中来进行传输，因此，用于调制一个载波的被分割的数字信息的码元期间长度变长，具有难于受到多路径等的延迟波的影响的性质。
作为现有的使用OFDM传输技术的TV信号的数字广播方式，可以例举出：欧洲的DVB-T标准，即ETSI 300744(ETSI：EuropeanTelecommunications Standards Institute)。
现有的OFDM传输方式通过例如2k模式(2k代表生成OFDM信号时的高速傅立叶变换的取样数为2048)而在全传输频带中使用1705个载波的载波，其中，把142个载波的载波用于分散导频(ScatteredPilot)信号，把45个载波的载波用于连续导频(Continual Pilot)信号，把17个载波的载波用于控制信息(TPS)，把1512个载波的载波用于信息传输信号。
但是，在45个载波的载波的连续导频信号中，11个载波的载波的连续导频信号与分散导频重复配置。而且，分散导频信号的一个码元内的频率配置被配置成12个载波周期，对于每个码元，该频率配置每隔3个载波进行移动而配置，时间配置成为4个码元周期。
具体地说，使载波编号k从一端按顺序从0到1704，使帧内的码元编号n为从0到67，此时，分散导频信号被配置在(1)式中的载波编号k的载波中。在(1)式中，mod代表求余运算，p是0以上141以下的整数。
k＝3(n mod 4)+12p                            (1)
连续导频信号被配置在载波编号k＝{0，48，54，87，141，156，192，201，255，279，282，333，432，450，483，525，531，618，636，714，759，765，780，804，873，888，918，939，942，969，984，1050，1101，1107，1110，1137，1140，1146，1206，1269，1323，1377，1491，1683，1704}的载波中。
这些分散和连续导频信号是根据与分别配置的载波编号k相对应的PN(伪随机数)系列wk来用(2)式所示的复数矢量ck，n调制载波所得到的。在(2)式中，Re{ck，n}代表与载波编号k、码元编号n的载波相对应的复数矢量ck，n的实数部分，Im{ck，n}代表虚数部分。
Re { c k , n } = 4 3 × 2 ( 1 2 - w k ) Im { c k , n } = 0 - - - ( 2 )
并且，被称为TPS(Transmission Parameter Signaling，发送参数信号)的控制信息信号被配置在载波编号k＝{34，50，209，346，413，569，595，688，790，901，1073，1219，1262，1286，1469，1594，1687}的载波中，每个码元传输1比特的控制信息。
当使以码元编号为n的码元传输控制信息比特为Sn时，控制信息信号是用(3)式所示的复数矢量ck，n调制载波所得到的。即，传输控制信息信号的载波在码元间进行差动2值PSK(Phase Shift Keying，频移键控)调制。
S n = 0 → Re { c k , n } = Re { c k , n - 1 } Im { c k , n } = 0 S n = 1 → Re { c k , n } = - Re { c k , n - 1 } Im { c k , n } = 0 - - - ( 3 )
但是，在帧的首部码元(码元编号n＝0)中，传输控制信息的载波根据上述的PN系列Wk而用(4)式所示的复数矢量ck，n所调制。
Re { c k , 0 } = 2 ( 1 2 - w k ) Im { c k , 0 } = 0 - - - ( 4 )
用于上述载波以外的信息传输信号的1512个载波的载波根据数字信息来进行QPSK、16QAM或者64QAM调制。任一种调制方式都是绝对相位调制。
在图10中表示了接收这样所生成的OFDM信号并解调数字信息的现有的接收装置的一个例子。
在图10中，所接收的OFDM信号由调谐器101进行频率变换，由傅立叶变换电路102进行时间-频率变换，而成为载波区域的每个载波的矢量串。该矢量串被提供给分散导频提取电路103和连续导频提取电路109。
分散导频提取电路103从傅立叶变换电路102输出的矢量串提取分散导频信号。矢量发生电路104发生与由分散导频提取电路103所提取的分散导频信号相对应的调制复数矢量ck，n。除法电路105将由分散导频提取电路103所提取的分散导频信号除以由矢量发生电路104所产生的复数矢量，从该除法运算结果来推定与分散导频信号相关的传输路径特性。
插补电路106插补与由除法电路105所得到的分散导频信号相关的传输路径特性，而推定与全部载波相关的传输路径特性。除法电路107将傅立叶变换电路102输出的矢量串除以由与分别对应的载波相关的插补电路106所推定的传输路径特性，以进行同步检波。解调电路108按照生成信息传输信号时的调制方式(QPSK、16QAM、64QAM等)来对除法电路107输出的同步检波信号进行解调，而得到所传输的数字信息。
连续导频提取电路109从傅立叶变换电路102输出的矢量串提取连续导频信号。矢量发生电路110发生与由连续导频提取电路109所提取的连续导频信号相对应的调制复数矢量ck，n。除法电路111将由连续导频提取电路109所提取的连续导频信号与用矢量发生电路110发生的复数矢量相除，来推定与连续导频信号相关的传输路径特性。傅立叶反变换电路112对与由除法电路111所推定的连续导频信号相关的传输路径特性进行频率-时间变换，而得到传输路径的脉冲响应特性。
但是，现有的OFDM传输方式的前提是使用这样得到的传输路径特性：对传输数字信息的载波的调制进行由QPSK、16QAM、64QAM等所进行的绝对相位调制，对该解调，平滑插补从时间上稀疏的分散导频信号所推定的传输路径特性，因此，存在因衰落等而在传输路径特性的变化迅速的移动通信中不能得到足够的传输品质的情况。
而且，在现有的OFDM传输方式中，在全体频带中各载波的调制方式被规定为一个，因此，为了能够一边移动一边接收一部分的数字信息，而在传输数字信息的载波的调制中导入适合于移动接收的例如差动QPSK调制，即使这样，全体的传输容量变少，则效率变差。
而且，由于连续导频信号被配置在预定的载波间隔A的载波中的任一个中，则在能够从连续导频信号推定的传输路径的脉冲响应特性中发生有效码元期间长度(载波的最小频率间隔的倒数)的A分之一的折返。
发明内容
因此，为了解决上述课题，本发明的目的是提供一种OFDM方式和适合于该方式的发送装置、接收装置，该OFDM方式能够既维持全体的传输容量又在传输数字信息的载波的调制中部分地导入适合于移动接收的调制方式，并且，配置连续导频信号而不会在由连续导频信号所推定的传输路径的脉冲响应中发生折返。
为了解决上述问题，本发明提供了一种对在每个码元周期中具有相互正交的频率关系的K个载波进行调制来传输数字信息的正交频分复用传输方法，其中，K为整数，其特征在于，
整个传送频带中的K个载波的各载波号为k，k是满足0≤k≤K-1的整数，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足k＝K-1的载波为频带终端载波，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足0≤k≤K-1的载波被分为I个区段，I为整数，
所述I个区段由分别频率连续的K`个载波构成，K`是满足K`＝(K-1)/I的整数，
码元号为n，区段号为i，各区段内的K‘个载波的载波号为k’，n是整数，i是满足0≤i≤I-1的整数，k’是满足0≤k’≤K’-1的整数，
所述各个区段用于同步检波用区段或者差动检波用区段，
在所述同步检波用区段中，对于码元号n的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝3(n mod 4)+12p的载波位置上配置分散导频信号，mod表示求余运算，p是整数，
在所述差动检波用区段中，对于所有的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝0的载波位置上配置终端导频信号，
在所述频带终端载波的载波位置上，对于所有的码元，配置频带终端导频信号，
在上述同步检波用区段和上述差动检波用区段中，在所述分散导频信号、所述终端导频信号以及所述频带终端导频信号的配置位置以外的任意一个载波位置上，配置信息传输信号，
所述分散导频信号、所述终端导频信号以及所述频带终端导频信号，以由该载波的整个传输频带的载波号k所唯一确定的特定的振幅及相位来调制被分别配置的载波，
所述同步检波用区段中的所配置的所述信息传输信号，根据所述数字信息来绝对相位调制被分别配置的载波，
所述差动检波用区段中所配置的所述信息传输信号，根据所述数字信息，在码元间调制被分别配置的载波。
优选的是，在上述正交频分复用传输方法中，所述绝对相位调制为QPSK调制、16QAM调制、64QAM调制中的任意一种数字调制方式，所述差动调制为DQPSK调制。
本发明还提供了一种信号发送装置，对在每个码元周期中具有相互正交的频率关系的K个载波进行调制，将传输数字信息作为正交频分复用传输信号传输，其中，K为整数，其特征在于，
所述正交频分复用传输信号，整个传送频带中的K个载波的各载波号为k，k是满足0≤k≤K-1的整数，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足k＝K-1的载波为频带终端载波，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足0≤k≤K-1的载波被分为I个区段，I为整数，
所述I个区段由分别频率连续的K`个载波构成，K`是满足K`＝(K-1)/I的整数，
码元号为n，区段号为i，各区段内的K‘个载波的载波号为k’，n是整数，i是满足0≤i≤I-1的整数，k’是满足0≤k’≤K’-1的整数，
所述各个区段分别用于同步检波用区段或者差动检波用区段，
信号发送装置具有：
信息传输信号生成装置，输出用于生成信息传输信号的复数矢量串，
分散导频信号生成装置，在形成所述同步检波用区段时设置，输出用于生成分散导频信号的复数矢量，
终端导频信号生成装置，在形成所述差动检波用区段时设置，输出用于生成终端导频信号的复数矢量，
频带终端导频信号生成装置，输出用于生成频带终端导频信号的复数矢量，
载波配置装置，将所述信息传输信号生成装置、分散导频信号生成装置、终端导频信号生成装置以及频带终端导频信号生成装置的各自的输出配置在规定的载波位置，
傅立叶反转换装置，通过傅立叶反转换把所述载波配置装置的输出从频域转化至时域，由此生成所述正交频分复用传输信号，
所述载波配置装置，在所述同步检波用区段中，对于码元号n的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝3(n mod 4)+12p的载波位置上配置所述分散导频信号生成装置的输出，mod表示求余运算，p是整数，
在所述差动检波用区段中，对于所有的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝0的载波位置上配置所述终端导频信号生成装置的输出，
在所述频带终端载波的载波位置上，对于所有的码元，配置所述频带终端导频信号生成装置的输出，
在上述同步检波用区段和上述差动检波用区段中，在所述分散导频信号生成装置、所述终端导频信号生成装置以及所述频带终端导频信号生成装置的输出的配置位置以外的任意一个载波位置上，配置所述信息传输信号生成装置的输出，
所述分散导频信号生成装置、所述终端导频信号生成装置以及所述频带终端导频信号生成装置输出的复数矢量，具有由所述载波配置装置分别配置的载波位置的整个传输频带的载波号k所唯一确定的特定的振幅及相位，
所述信息传输信号生成装置输出的复数矢量，在所述同步检波用区段中根据所述数字信息实施绝对相位调制，而在所述差动检波用区段中根据所述数字信息在码元间实施差动调制。
优选的是，在上述基于正交频分复用传输方法的信号发送装置中，所述绝对相位调制为QPSK调制、16QAM调制、64QAM调制中的任意一种数字调制方式，所述差动调制为DQPSK调制。
本发明还提供了一种信号接收装置，接收并调制通过对在每个码元周期中具有相互正交的频率关系的K个载波进行调制，作为正交频分复用传输信号传输的数字信息，其中，K为整数，其特征在于，
所述正交频分复用传输信号，整个传送频带中的K个载波的各载波号为k，k是满足0≤k≤K-1的整数，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足k＝K-1的载波为频带终端载波，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足0≤k≤K-1的载波被分为I个区段，I为整数，
所述I个区段由分别频率连续的K`个载波构成，K`是满足K`＝(K-1)/I的整数，
码元号为n，区段号为i，各区段内的K‘个载波的载波号为k’，n是整数，i是满足0≤i≤I-1的整数，k’是满足0≤k’≤K’-1的整数，
所述各个区段分别被用于同步检波用区段或者差动检波用区段，
在所述同步检波用区段中，对于码元号n的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝3(n mod 4)+12p的载波位置上配置分散导频信号，mod表不求余运算，p是整数，
在所述差动检波用区段中，对于所有的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝0的载波位置上配置终端导频信号，
在所述频带终端载波的载波位置上，对于所有的码元，配置所述频带终端导频信号，
在上述同步检波用区段和上述差动检波用区段中，在所述分散导频信号、所述终端导频信号以及所述频带终端导频信号的配置位置以外的任意一个载波位置上，配置所述信息传输信号，
所述分散导频信号、所述终端导频信号以及所述频带终端导频信号，根据该载波的整个传输频带的载波号k所唯一确定的特定的振幅及相位对分别配置的载波进行调制，
设置在所述同步检波用区段中的所述信息传输信号是分别配置的载波根据所述数字信息实施绝对相位调制，
设置在所述差动检波用区段中的所述信息传输信号是分别配置的载波根据所述数字信息在码元间实施差动调制，
该信号接收装置具有傅立叶转换装置，对所述正交频分复用传输信号进行傅立叶转换。
优选的是，在上述信号发送装置中，所述绝对相位调制为QPSK调制、16QAM调制、64QAM调制中的任意一种数字调制方式，所述差动调制为DQPSK调制。
附图说明
本发明的这些和其他的目的、优点及特征将通过结合附图对本发明的实施例的描述而得到进一步说明。在这些附图中：
图1是在本发明所涉及的OFDM传输方式的第一和第二实施例中，表示同步检波用或者差动检波用区段(合计13个区段)、频带终端导频信号的配置例子的图；
图2在本发明所涉及的OFDM传输方式的第一和第二实施例中，表示附加信息传输信号的配置、同步检波用区段中的分散导频信号的配置、差动检波用区段中的终端导频信号的配置例子的图；
图3在本发明所涉及的OFDM传输方式的第二实施例中，表示连续导频信号和控制信息信号的配置、同步检波用区段中的分散导频信号的配置、差动检波用区段中的终端导频信号的配置例子的图；
图4在本发明所涉及的OFDM传输方式的第二实施例中，表示表2所示的同步检波用区段的连续导频信号的频率配置的傅立叶反变换对的时间-振幅特性图；
图5在本发明所涉及的OFDM传输方式的第二实施例中，表示表2所示的差动检波用区段的连续导频信号的频率配置的傅立叶反变换对的时间-振幅特性图；
图6在本发明所涉及的OFDM传输方式的第二实施例中，表示表3所示的同步检波用区段的控制信息信号的频率配置的傅立叶反变换对的时间-振幅特性图；
图7在本发明所涉及的OFDM传输方式的第二实施例中，表示表3所示的差动检波用区段的控制信息信号的频率配置的傅立叶反变换对的时间-振幅特性图；
图8作为第五实施例而表示在本发明所涉及的OFDM传输方式中所使用的发送装置的构成的方框电路图；
图9作为第六实施例而表示在本发明所涉及的OFDM传输方式中所使用的接收装置的构成的方框电路图；
图10表示在现有的OFDM传输方式中所使用的接收装置的构成的方框电路图。
具体实施方式
下面对本发明所涉及的OFDM传输方式和适合于该OFDM传输方式的发送装置、接收装置的实施例进行详细说明。
第一实施例
在本实施例的OFDM传输方式中，由13个区段和使用一个载波的载波的频带终端导频组成，一个区段由108个载波的载波所构成。各个区段由同步检波用区段或者差动检波用区段之一所构成。在全体频带中使用1405个载波的载波。
在图1中表示出同步检波用或者差动检波用区段(合计13个区段)、频带终端导频信号的配置例子。横轴表示频率轴(载波配置)，纵轴表示时间轴(码元方向)。把各区段内的载波编号k’作为0至107的整数，一个区段由108个载波的载波所构成。
同步检波用区段由每一个码元使用9个载波的载波的分散导频信号、使用3个载波的载波的附加信息传输信号、使用96个载波的载波的信息传输信号所构成。
差动检波用区段由使用11个载波的载波的附加信息传输信号、使用1个载波的载波的终端导频信号、使用96个载波的载波的信息传输信号所构成。
这样，由于在同步检波用区段和差动检波用区段中使用108个相同个数的载波，则不能通过区段的组合来改变所需要的传输频带。
其中，使全体频带中的载波编号k为0至1404的整数，使区段编号i为0至12的整数，使各区段内的载波编号k’为0至107的整数，则满足k＝i·108+k’。
设置在同步检波用区段中的分散导频信号被配置在各区段和由(5)式所产生的区段内的载波编号k’的载波中。在(5)式中，mod代表求余运算，表示码元编号的n为0以上的整数，p为0以上8以下的整数。
k′＝3(n mod 4)+12p                                (5)
设在同步检波用区段和差动检波用区段中的附加信息传输信号分别被配置在表1所示的各区段内的载波编号k’的载波中。表1表示同步检波用区段的附加信息传输信号包含在差动检波用区段的附加信息传输信号中。
通过以上构成，即使在同步检波用区段和差动检波用区段混合存在的状态下，在作为同步检波用区段的附加信息传输信号被定义的载波中必须配置附加信息传输信号，则在接收侧容易进行附加信息传输信号或除此之外的传输信号的识别。而且，通过所传输的附加信息来分配载波以便于不会成为部分集合配置。
             表1  附加信息传输信号的频率配置
  区段编号i                         载波编号k’
  同步检波用                 差动检波用
  No.0   10      2850   3      10      28    45    59     7713     50      70    83    87
  No.1   53      8325   3      15      40    53    58     8325     63      73    80    93
  No.2   61      10071   29     41      61    84    93     1004      7       17    51    71
  No.3   11      10155   11     28      45    81    91     10136     48      55    59    86
  No.4   20      4044   20     23      40    63    85     10510     28      44    47    54
  No.5   74      10025   30     74      81    92    100    1037      25      47    60    87
  No.6   35      7949   3      35      72    79    85     8949     61      96    99    104
  No.7   76      9765   5      18      57    76    92     9731     39      47    65    72
  No.8   4       8974   4      13      89    93    98     10216     30      37    74    83
  No.9   40      895   40     72      89    95    100    1055      10      21    44    61
  No.10   8       6485   8      36      48    52    64     7478     82      85    98    102
  No.11   7       8970   7      25      30    42    89     10434     48      54    70    101
  No.12   98      10137   10     30      55    81    98     10123     37      51    68    105
设在差动检波用区段中的终端导频信号被配置在各区段内的载波编号k’为0的载波中。终端导频信号的配置是保持相邻的同步检波用区段的分散导频信号的频率配置的周期性的位置。各终端导频信号补充该分散导频信号。
在图2中表示了同步检波用区段中的分散导频信号的配置、差动检波用区段中的终端导频信号的配置例子。横轴表示频率轴(载波配置)，纵轴表示时间轴(码元方向)。把各区段内的载波编号k’作为0至107的整数，一个区段由108个载波的载波所构成。附加信息传输信号被分配给与分散导频信号不同的载波。
这些分散导频信号和终端导频信号分别根据与所配置的载波编号k(由区段编号i和各区段内的载波编号k’决定)相对应的PN(伪随机数)系列wk(wk＝0，1)而通过(6)式所示的复数矢量ck，n来调制载波而得到。在(6)式中，Re{ck，n}代表与载波编号k、码元编号n的载波相对应的复数矢量ck，n的实数部分，Im{ck，n}代表虚数部分。
Re { c k , n } = 4 3 × 2 ( 1 2 - w k ) Im { c k , n } = 0 - - - ( 6 )
设在同步检波用区段和差动检波用区段中的附加信息传输信号用于传输与使用96个载波的载波所传输的信息传输信号不同的附加信息。例如，考虑规定传输方式(各区段数、载波调制方式等)的控制信息和作为电视台而利用的信息(例如在中继站中使用的控制信息、电视台识别用信号等)。可以在每个码元中传输1比特的附加信息，也可以传输多个比特的附加信息。可以仅传输规定传输方式的控制信息。
其中，当使由码元编号n的码元传输的控制信息比特为Sn时，控制信息信号通过(7)式所示的复数矢量ck，n来调制载波而得到。即，在此情况下，传输控制信息信号的载波在码元间进行差动2值PSK(PhaseShift Keying)调制。
S n = 0 → Re { c k , n } = Re { c k , n - 1 } Im { c k , n } = 0 S n = 1 → Re { c k , n } = - Re { c k , n - 1 } Im { c k , n } = 0 - - - ( 7 )
但是，在帧的开头码元(码元编号n＝0)中，传输控制信息的载波根据上述的PN系列wk，通过(8)式所示的复数矢量ck，n来调制。
Re { c k , 0 } = 4 3 × 2 ( 1 2 - w k ) Im { c k , 0 } = 0 - - - ( 8 )
而且，在每个码元中传输2比特的控制信息的情况下，可以例如使用码元间的差动4相PSK调制，或者把传输控制信息的多个载波分成2组，分配成在每个码元中分别传输1比特。
设在同步检波用区段中的信息传输信号被分配给上述同步检波用区段的分散导频信号、附加信息传输信号以外的载波，根据数字信息进行绝对相位调制。在该绝对相位调制中使用例如QPSK、16QAM、64QAM调制等。
同步检波用区段的信息传输信号通过以下处理进行解调。首先，用调制该分散导频信号、终端导频信号和频带终端导频信号的复数矢量对分散导频信号和必要的终端导频信号、频带终端导频信号进行解调，得到与分散导频信号和终端导频信号等相关的频率域中的传输路径特性。而且，用滤波器来对频率方向和码元方向进行插补来推定与信息传输信号相关的传输路径特性。用这样得到的传输路径特性与信息传输信号相除。由此能够从同步检波用区段解调信息传输信号。
设在差动检波用区段中的信息传输信号被分配给上述差动检波用区段的终端导频信号和附加信息传输信号之外的载波，根据数字信息来在相同载波编号的相邻码元间进行差动调制。
在该差动调制中使用例如DBPSK、DQPSK、DAPSK等。可以用上述码元的相同载波编号的信息传输信号与差动检波用区段的信息传输信号相除来进行解调。
如上述那样，本实施例的OFDM传输方式，在其接收装置中，能够在同步检波用区段中通过滤波器的效果进行高品质的接收，在差动检波用区段中通过码元间的差动解调来进行适合于传输路径特性的变化迅速的移动接收的接收。而且，在每个区段中，通过任意组合同步检波用区段和差动检波用区段，就能实现不随传输频带变动的灵活的服务状态。
第二实施例
在本实施例的OFDM传输方式中，由13个区段和使用一个载波的载波的频带终端导频组成，一个区段由108个载波的载波所构成。各个区段由同步检波用区段或者差动检波用区段之一所构成。在全体频带中使用1405个载波的载波。
同步检波用区段由每一个码元使用9个载波的载波的分散导频信号、使用2个载波的载波的连续导频信号、使用1个载波的载波的附加信息传输信号(在该实施例中，称为控制信息信号)、使用96个载波的载波的信息传输信号所构成。
差动检波用区段由使用6个载波的载波的连续导频信号、使用5个载波的载波的控制信息信号、使用1个载波的载波的终端导频信号、使用96个载波的载波的信息传输信号所构成。
其中，使全体频带中的载波编号k为0至1404的整数，使区段编号i为0至12的整数，使各区段内的载波编号k’为0至107的整数，则满足k＝i·108+k’。
设置在同步检波用区段中的分散导频信号被配置在各区段和由(5)式所产生的区段内的载波编号k’的载波中。在(5)式中，mod代表求余运算，表示码元编号的n为0以上的整数，p为0以上8以下的整数。
k′＝3(n mod 4)+12p                           (5)
设在同步检波用区段和差动检波用区段中的连续导频信号分别被配置在表2所示的各区段内的载波编号k’的载波中。表2表示同步检波用区段的连续导频信号包含在差动检波用区段的连续导频信号中。
                表2  连续导频信号的频率配置
  区段编号i                        载波编号k’
  同步检波用                差动检波用
  No.0   10     28   3     10     28     45     59    77
  No.1   53     83   3     15    40      53     58    83
  No.2   61     100   29    41    61      84     93    100
  No.3   11     101   11    28    45      81     91    101
  No.4   20     40   20    23    40      63     85    105
  No.5   74     100   30    74    81      92     100   103
  No.6   35     79   3     35    72      79     85    89
  No.7   76     97   5     18    57      76     92    97
  No.8   4      89   4     13    89      93     98    102
  No.9   40     89   40    72    89      95     100   105
  No.10   8      64   8     36    48      52     64    74
  No.11   7      89   7     25    30      42     89    104
  No.12   98     101   10    30    55      81     98    101
通过以上构成，即使在同步检波用区段和差动检波用区段混合存在的状态下，在定义为同步检波用区段的连续导频的载波中必须配置连续导频信号，则在接收侧容易进行连续导频信号或除此之外的传输信号的识别。而且，可以分配载波以便于不会成为部分集合配置。
在与每个码元相同的频率的载波中，用特定相位和振幅调制该载波的连续导频信号，因为频率、相位、振幅被指定，则在接收侧能够作为成为基准的载波而利用。
设在差动检波用区段中的终端导频信号被配置在各区段内的载波编号k’为0的载波中。终端导频信号的配置是保持相邻同步检波用区段分散导频信号的频率配置的周期性的位置。各终端导频信号补充该分散导频信号。
在图3中表示了连续导频信号和控制信息信号的配置、同步检波用区段中的分散导频信号的配置、差动检波用区段中的终端导频信号的配置例子。横轴表示频率轴(载波配置)，纵轴表示时间轴(码元方向)。把各区段内的载波编号k’作为0至107的整数，一个区段由108个载波的载波所构成。连续导频信号、控制信息信号被分配给与分散导频信号不同的载波。
这些分散导频信号、连续导频信号和终端导频信号分别根据与所配置的载波编号k(由区段编号i和各区段内的载波编号k’决定)相对应的PN(伪随机数)系列wk(wk＝0，1)而通过(6)式所示的复数矢量ck，n来调制载波而得到。在(6)式中，Re{ck，n}代表与载波编号k、码元编号n的载波相对应的复数矢量ck，n的实数部分，Im{ck，n}代表虚数部分。
Re { c k , n } = 4 3 × 2 ( 1 2 - w k ) Im { c k , n } = 0 - - - ( 6 )
设在同步检波用区段和差动检波用区段中的控制信息信号分别被配置在表3所示的各区段内的载波编号k’的载波中，在每个码元中传输1比特的控制信息。
           表3  控制信息信号的频率配置
  区段编号i                    载波编号k’
  同步检波用              差动检波用
  No.0   50   13    50     70    83     87
  No.1   25   25    63     73    80     93
  No.2   71   4     7      17    51     71
  No.3   55   36    48     55    59     86
  No.4   44   10    28     44    47     54
  No.5   25   7     25     47    60     87
  No.6   49   49    61     96    99     104
  No.7   65   31    39     47    65     72
  No.8   74   16    30     37    74     83
  No.9   5   5     10     21    44     61
  No.10   85   78    82     85    98     102
  No.11   70   34    48     54    70     101
  No.12   37   23    37     51    68     105
当使由码元编号n的码元传输的控制信息比特为Sn时，控制信息信号通过(7)式所示的复数矢量ck，n来调制载波而得到。即，传输控制信息信号的载波在码元间进行差动2值PSK(Phase Shift Keying，相移键控)调制。
S n = 0 → Re { c k , n } = Re { c k , n - 1 } Im { c k , n } = 0 S n = 1 → Re { c k , n } = - Re { c k , n - 1 } Im { c k , n } = 0 - - - ( 7 )
但是，在帧的开头码元(码元编号n＝0)中，传输控制信息的载波根据上述的PN系列wk，通过(8)式所示的复数矢量ck，n来调制。
Re { c k , 0 } = 4 3 × 2 ( 1 2 - w k ) Im { c k , 0 } = 0 - - - ( 8 )
而且，在每个码元中传输2比特的控制信息的情况下，可以使用例如码元间的差动4相PSK调制。
设在同步检波用区段中的信息传输信号被分配给上述同步检波用区段的分散导频信号、连续导频信号和控制信息信号以外的载波，根据数字信息进行绝对相位调制。在该绝对相位调制中使用例如QPSK、16QAM、64QAM调制等。
同步检波用区段的信息传输信号通过以下处理进行解调。首先，用调制该分散导频信号、终端导频信号和频带终端导频信号的复数矢量对分散导频信号和必要的终端导频信号、频带终端导频信号进行逆调制，推定与分散导频信号和终端导频信号等相关的频率域中的传输路径特性。而且，用滤波器来对频率方向和码元方向进行插补来推定与信息传输信号相关的传输路径特性。用这样得到的传输路径特性与信息传输信号相除。由此能够从同步检波用区段解调信息传输信号。
设在差动检波用区段中的信息传输信号被分配给上述差动检波用区段的连续导频信号、终端导频信号和控制信息信号之外的载波，根据数字信息来在相同载波编号的相邻码元间进行差动调制。
在该差动调制中使用例如DBPSK、DQPSK、DAPSK等。可以用上述码元的相同载波编号的信息传输信号除以差动检波用区段的信息传输信号来进行解调。
如上述那样，本实施例的OFDM传输方式，在其接收装置中，能够在同步检波用区段中通过滤波器的效果进行高品质的接收，在差动检波用区段中通过码元间的差动解调来进行适合于传输路径特性的变化迅速的移动接收。而且，在每个区段中，通过任意组合同步检波用区段和差动检波用区段，就能实现不随传输频带变动的灵活的服务状态。
通过在与每个码元相同的频率的载波中配置用特定的相位和振幅调制该载波的连续导频信号，就能将其用作基准载波而确定频率、相位和振幅。
图4和图5分别表示表2所示的同步检波用区段(13个区段、26个载波)和差动检波用区段(13个区段、78个载波)的连续导频信号的频率配置的傅立叶反变换对。从图4、图5可以看出：它们是脉冲状的，表2所示的连续导频信号的频率配置没有周期性。
这样，本实施例的OFDM传输方式能够防止因多路径等的延迟波而使连续导频信号全体消弱的情况。通过使用该配置而求出傅立叶反变换，就能求出传输路径的脉冲响应。而且，连续导频信号的频率配置为自相关性强的配置。
图6和图7分别表示表3所示的同步检波用区段和差动检波用区段的控制信息信号的频率配置的傅立叶反变换对。从图6、图7可以看出：它们是脉冲状的，表3所示的控制信息信号的频率配置没有周期性。
这样，本实施例的OFDM传输方式能够防止因多路径等的延迟波而使控制信息信号全体消弱的情况。
而且，能够同样设定包含控制信息信号的附加信息传输信号的频率配置。
第三实施例
在图8中表示了根据第一和第二实施例的OFDM传输方式而生成OFDM信号的发送装置的实施例的构成。
在图8中，用信息传输信号生成电路51来根据需要对所输入的数字信息进行错误控制处理(纠错编码和交叉、能量扩散等)和数字调制。而且，在数字传输中一般所使用的基本的错误控制处理方式和数字调制方式是公知的技术，因而省略其说明。
在同步检波用区段中作为数字调制而进行绝对相位调制。在该绝对相位调制中，使用例如QPSK、16QAM、64QAM调制等。在差动检波用区段中根据数字信息在相同载波编号的相邻的码元间进行差动调制。在该差动调制中使用例如DBPSK、DQPSK、DAPSK等。
附加信息信号生成电路52根据需要对所输入的附加信息进行错误控制处理(纠错编码和交叉、能量扩散等)和数字调制。作为数字调制使用M(M为2以上的自然数)相PSK(Phase Shift Keying)调制和在码元方向上的差动M相PSK调制等。
控制信息生成电路56生成在接收侧所需要的传输方式信息(规定同步检波用区段数、差动检波用区段数、载波调制方式等传输方式的各种信息)。该信息由附加信息信号生成电路52进行错误控制处理和数字调制，也可以进行与其他的附加信息不同的错误控制处理和数字调制。
分散导频信号生成电路53生成根据与由载波配置电路57规定配置的载波编号k(由区段编号i和各区段内的载波编号k’决定)相对应的PN(伪随机数)系列wk(wk＝0，1)所调制的分散导频信号。
终端导频信号生成电路54生成根据与由载波配置电路57规定配置的载波编号k(由区段编号i和各区段内的载波编号k’决定)相对应的PN(伪随机数)系列wk(wk＝0，1)所调制的终端导频信号。
频带终端导频信号生成电路55生成根据与频带终端的载波编号k相对应的PN(伪随机数)系列wk(wk＝0，1)所调制的频带终端导频信号。
虽然连续导频信号没有特别加以说明，但是，可以设想由附加信息信号生成电路52对该载波用每个码元相同的相位、振幅进行调制的情况。
在载波配置电路57中，把信息传输信号生成电路51、附加信息信号生成电路52、分散导频信号生成电路53、终端导频信号生成电路54、频带终端导频信号生成电路55的各输出(复数矢量串)配置在根据传输方式所规定的频率范围的载波位置上。
例如，分散导频信号生成电路53的输出在同步检波用区段内被配置在以N个(N为2以上的自然数)载波间隔并且在每个码元中移动了L个(L是N的约数)载波的载波中。终端导频信号生成电路54的输出在差动检波用区段中被配置在区段内的载波编号k’＝0的载波中。而且，附加信息信号生成电路52的输出按照例如表1所示的频率配置进行分配。这样配置的基底频带的每个载波的矢量串被输入傅立叶反变换电路58。
傅立叶反变换电路58使由载波配置电路57所生成的基底频带的每个载波的矢量串从频率域变换为时间域，附加通常所使用的保护间隔期间而输出。正交调制电路59对傅立叶反变换电路58的输出进行正交调制并变换为中间频带。频率变换电路60把进行了正交调制的OFDM信号的频带从中间频带变换为无线电频带，提供给天线等。
根据以上构成所形成的发送装置，就能根据在第一和第二实施例中所述的OFDM传输方式来生成OFDM信号。
第四实施例
图9表示能够接收根据第一和第二实施例的OFDM传输方式所形成的OFDM信号并推定传输路径的时间域中的脉冲响应的接收装置的构成。
在图9中，调谐器11把所接收的OFDM信号的频带从无线电频带变换为基频带。傅立叶变换电路12把基频带的OFDM信号从时间域变换为频率域，作为频率域的每个载波的矢量串而输出。
分散/终端导频提取电路13从傅立叶变换电路12输出的矢量串中提取分散导频信号和必要的终端导频信号、频带终端导频信号。矢量发生电路14发生与由分散/终端导频提取电路13所提取的分散导频信号、终端导频信号和频带终端导频信号相对应的调制复数矢量ck，n。
除法电路15将由分散/终端导频提取电路13所提取的分散导频信号、终端导频信号和频带终端导频信号与用矢量发生电路14产生的复数矢量相除，来推定与分散导频信号、终端导频信号和频带终端导频信号相关的传输路径特性。插补电路16对由除法电路15所得到的与分散导频信号、终端导频信号和频带终端导频信号相关的传输路径特性进行插补，来推定与同步检波用区段的信息传输信号的载波相关的传输路径特性。
延迟电路17把傅立叶变换电路12输出的矢量串延迟一个码元。选择电路18按照由控制信息另外传输的区段的种类，在同步检波用区段的情况下选择插补电路16的输出来输出；在差动检波用区段的情况下选择延迟电路17的输出而输出。
除法电路19将傅立叶变换电路12输出的矢量串分别与选择电路18的输出相除。在除法电路19中，在同步检波用区段中，用与由插补电路16所推定的分别对应的载波相关的传输路径特性进行除法运算来进行同步检波，在差动检波用区段中，用延迟电路17输出的一个码元前的分别对应的载波的矢量串进行除法运算来进行差动检波。
解调电路20根据生成信息传输信号时的调制方式(QPSK、16QAM、64QAM、DBPSK、DQPSK、DAPSK等)解调从除法电路19所输出的检波信号，而得到所传输的数字信息。
通过以上构成，根据第一实施例中所述的OFDM传输方式能够接收OFDM信号并进行解调。以下描述的构成是根据第二实施例中所述的OFDM传输方式来接收OFDM信号并进行解调的情况。
首先，连续导频提取电路21从傅立叶变换电路12输出的矢量串提取连续导频信号。此时，即使在同步检波用区段和差动检波用区段混合存在的情况下，由于至少同步检波用区段的连续导频信号必须混合存在，则能够始终提取连续导频信号。
矢量发生电路22发生与由连续导频提取电路21所提取的连续导频信号相对应的调制复数矢量ck，n。除法电路23将由连续导频提取电路21所提取的连续导频信号与矢量发生电路22产生的复数矢量相除，来推定与连续导频信号相关的传输路径特性。傅立叶反变换电路24把与由除法电路23所得出的连续导频信号相关的传输路径特性从频率域变换为时间域，而得到传输路径的脉冲响应特性。
如上述那样，根据本实施例的接收装置的构成，在解调电路20中，能够在同步检波用区段中通过由传输路径特性的插补处理所得到的滤波器效果实现高品质的解调，在差动检波用区段中通过码元间的差动解调来实现适合于传输路径特性的变化迅速的移动接收的解调。而且，在傅立叶反变换电路24中，能够得到没有折返的传输路径的脉冲响应特性。
如上述那样，本发明的正交频分复用传输方式能够具有适合于移动接收的差动检波用区段。此时，通过具有终端导频信号和频带终端导频信号，能够不损害相邻的同步检波用的区段的同步检波特性，而在每个区段中自由组合同步检波用区段和差动检波用区段，由此，能够实现灵活的服务状态。
可以使用频率配置的傅立叶反变换对为脉冲状的连续导频信号，根据需要在码元期间求出没有折返的脉冲响应特性。
这样，根据本发明，提供一种OFDM方式和适合于该方式的发送装置及接收装置，该OFDM方式能够一边维持全体的传输容量一边在传输数字信息的载波的调制中部分地导入适合于移动接收的调制方式，并且，配置连续导频信号而不会在由例如连续导频信号所推定的传输路径的脉冲响应中发生折返。

Claims (6)

1.对在每个码元周期中具有相互正交的频率关系的K个载波进行调制来传输数字信息的正交频分复用传输方法，其中，K为整数，其特征在于，
整个传送频带中的K个载波的各载波号为k，k是满足0≤k≤K-1的整数，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足k＝K-1的载波为频带终端载波，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足0≤k≤K-1的载波被分为I个区段，I为整数，
所述I个区段由分别频率连续的K`个载波构成，K`是满足K`＝(K-1)/I的整数，
码元号为n，区段号为i，各区段内的K‘个载波的载波号为k’，n是整数，i是满足0≤i≤I-1的整数，k’是满足0≤k’≤K’-1的整数，
所述各个区段用于同步检波用区段或者差动检波用区段，
在所述同步检波用区段中，对于码元号n的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝3(n mod 4)+12p的载波位置上配置分散导频信号，mod表示求余运算，p是整数，
在所述差动检波用区段中，对于所有的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝0的载波位置上配置终端导频信号，
在所述频带终端载波的载波位置上，对于所有的码元，配置频带终端导频信号，
在上述同步检波用区段和上述差动检波用区段中，在所述分散导频信号、所述终端导频信号以及所述频带终端导频信号的配置位置以外的任意一个载波位置上，配置信息传输信号，
所述分散导频信号、所述终端导频信号以及所述频带终端导频信号，以由该载波的整个传输频带的载波号k所唯一确定的特定的振幅及相位来调制被分别配置的载波，
所述同步检波用区段中的所配置的所述信息传输信号，根据所述数字信息来绝对相位调制被分别配置的载波，
所述差动检波用区段中所配置的所述信息传输信号，根据所述数字信息，在码元间调制被分别配置的载波。
2.如权利要求1所述的正交频分复用传输方法，其特征在于，所述绝对相位调制为QPSK调制、16QAM调制、64QAM调制中的任意一种数字调制方式，所述差动调制为DQPSK调制。
3.一种信号发送装置，对在每个码元周期中具有相互正交的频率关系的K个载波进行调制，将传输数字信息作为正交频分复用传输信号传输，其中，K为整数，其特征在于，
所述正交频分复用传输信号，整个传送频带中的K个载波的各载波号为k，k是满足0≤k≤K-1的整数，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足k＝K-1的载波为频带终端载波，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足0≤k≤K-1的载波被分为I个区段，I为整数，
所述I个区段由分别频率连续的K`个载波构成，K`是满足K`＝(K-1)/I的整数，
码元号为n，区段号为i，各区段内的K‘个载波的载波号为k’，n是整数，i是满足0≤i≤I-1的整数，k’是满足0≤k’≤K’-1的整数，
所述各个区段分别用于同步检波用区段或者差动检波用区段，
信号发送装置具有：
信息传输信号生成装置，输出用于生成信息传输信号的复数矢量串，
分散导频信号生成装置，在形成所述同步检波用区段时设置，输出用于生成所述分散导频信号的复数矢量，
终端导频信号生成装置，在形成所述差动检波用区段时设置，输出用于生成终端导频信号的复数矢量，
频带终端导频信号生成装置，输出用于生成频带终端导频信号的复数矢量，
载波配置装置，将所述信息传输信号生成装置、分散导频信号生成装置、终端导频信号生成装置以及频带终端导频信号生成装置的各自的输出配置在规定的载波位置，
傅立叶反转换装置，通过傅立叶反转换把所述载波配置装置的输出从频域转化至时域，由此生成所述正交频分复用传输信号，
所述载波配置装置，在所述同步检波用区段中，对于码元号n的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝3(n mod 4)+12p的载波位置上配置所述分散导频信号生成装置的输出，mod表示求余运算，p是整数，
在所述差动检波用区段中，对于所有的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝0的载波位置上配置所述终端导频信号生成装置的输出，
在所述频带终端载波的载波位置上，对于所有的码元，配置所述频带终端导频信号生成装置的输出，
在上述同步检波用区段和上述差动检波用区段中，在所述分散导频信号生成装置、所述终端导频信号生成装置以及所述频带终端导频信号生成装置的输出的配置位置以外的任意一个载波位置上，配置所述信息传输信号生成装置的输出，
所述分散导频信号生成装置、所述终端导频信号生成装置以及所述频带终端导频信号生成装置输出的复数矢量，具有由所述载波配置装置分别配置的载波位置的整个传输频带的载波号k所唯一确定的特定的振幅及相位，
所述信息传输信号生成装置输出的复数矢量，在所述同步检波用区段中根据所述数字信息实施绝对相位调制，而在所述差动检波用区段中根据所述数字信息在码元间实施差动调制。
4.如权利要求3所述的信号发送装置，其特征在于，所述绝对相位调制为QPSK调制、16QAM调制、64QAM调制中的任意一种数字调制方式，所述差动调制为DQPSK调制。
5.一种信号接收装置，接收并调制通过对在每个码元周期中具有相互正交的频率关系的K个载波进行调制，作为正交频分复用传输信号传输的数字信息，其中，K为整数，其特征在于，
所述正交频分复用传输信号，整个传送频带中的K个载波的各载波号为k，k是满足0≤k≤K-1的整数，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足k＝K-1的载波为频带终端载波，
在所述K个载波中，所述整个传送频带中的载波号k满足0≤k≤K-1的载波被分为I个区段，I为整数，
所述I个区段由分别频率连续的K`个载波构成，K`是满足K`＝(K-1)/I的整数，
码元号为n，区段号为i，各区段内的K‘个载波的载波号为k’，n是整数，i是满足0≤i≤I-1的整数，k’是满足0≤k’≤K’-1的整数，
所述各个区段分别被用于同步检波用区段或者差动检波用区段，
在所述同步检波用区段中，对于码元号n的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝3(n mod 4)+12p的载波位置上配置分散导频信号，mod表示求余运算，p是整数，
在所述差动检波用区段中，对于所有的码元，在该区段内的载波号k’满足k’＝0的载波位置上配置终端导频信号，
在所述频带终端载波的载波位置上，对于所有的码元，配置所述频带终端导频信号，
在上述同步检波用区段和上述差动检波用区段中，在所述分散导频信号、所述终端导频信号以及所述频带终端导频信号的配置位置以外的任意一个载波位置上，配置所述信息传输信号，
所述分散导频信号、所述终端导频信号以及所述频带终端导频信号，根据该载波的整个传输频带的载波号k所唯一确定的特定的振幅及相位对分别配置的载波进行调制，
设置在所述同步检波用区段中的所述信息传输信号是分别配置的载波根据所述数字信息实施绝对相位调制，
设置在所述差动检波用区段中的所述信息传输信号是分别配置的载波根据所述数字信息在码元间实施差动调制，
该信号接收装置具有傅立叶转换装置，对所述正交频分复用传输信号进行傅立叶转换。
6.如权利要求5所述的信号接收装置，其特征在于，所述绝对相位调制为QPSK调制、16QAM调制、64QAM调制中的任意一种数字调制方式，所述差动调制为DQPSK调制。
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