JP2008113471A - 受信方法、受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 高品質な復調と、移動受信に適した復調を実現する。
【解決手段】 受信ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換（１２）により時間領域から周波数領域に変換して周波数領域の搬送波毎のベクトル列を得る。このベクトル列から必要な分散及び終端パイロット信号を抽出し（１３）、変調複素ベクトルで除して（１５）分散／終端パイロット信号にかかる伝送路特性を推定し、その伝送路特性を補間して（１６）同期検波用セグメントの情報伝送搬送波にかかる伝送路特性を推定する。一方、フーリエ変換によって得られたベクトル列を１シンボル遅延し（１７）、同期検波用セグメントの場合は補間出力を、差動検波用セグメントの場合は遅延出力を選択し（１８）、上記ベクトル列をその選択出力で除算して同期検波または差動検波し（１９）、復調して付加情報及びディジタル情報を得る（２０）。
【選択図】 図９

Description

本発明は、１つのチャネルで固定受信及び移動受信に適した信号を混在して伝送する場合の受信方法に関する。また、直交周波数分割多重方式に基づいて形成され伝送されるＯＦＤＭ信号を受信し復調する受信装置に関する。

現在、地上波ＴＶ放送におけるディジタル放送方式として直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭという）技術を用いた伝送方式が検討されている。このＯＦＤＭ伝送方式は、マルチキャリア変調方式の一種であり、シンボル毎に互いに直交する周波数関係にある多数の搬送波に変調を施してディジタル情報を伝送する。この方式は、前述のようにディジタル情報を多数の搬送波に分割して伝送するため、１つの搬送波を変調するための分割されたディジタル情報のシンボル期間長が長くなり、マルチパスなどの遅延波の影響を受けにくい特質を有している。

従来のＯＦＤＭ伝送技術を用いたＴＶ信号のディジタル放送方式として、例えば欧州におけるＤＶＢ−Ｔ規格、すなわち ETSI 300 744 (ETSI: European Telecommunications Standards Institute) が挙げられる。

従来のＯＦＤＭ伝送方式は、例えば２ｋモード（２ｋは、ＯＦＤＭ信号を生成する際の高速フーリエ変換のサンプル数が２０４８を意味する）では、全伝送帯域で１７０５キャリアの搬送波を用い、そのうち１４２キャリアの搬送波を分散パイロット(Scattered Pilot) 信号に、４５キャリアの搬送波を連続パイロット(Continual Pilot) 信号に、１７キャリアの搬送波を制御情報(TPS) 信号に、１５１２キャリアの搬送波を情報伝送信号に用いる。

但し、４５キャリアの搬送波の連続パイロット信号のうち１１キャリアの搬送波の連続パイロット信号は分散パイロットと重複して配置されている。また、分散パイロット信号は１つのシンボル内での周波数配置が１２キャリア周期に配置され、シンボル毎にその周波数配置が３キャリアずつシフトして配置されており、時間配置は４シンボル周期になっている。

具体的には、キャリア番号ｋを端から順に０から１７０４、フレーム内のシンボル番号ｎを０から６７とすると、分散パイロット信号は（１）式によるキャリア番号ｋの搬送波に配置される。（１）式において、mod は剰余演算を表わし、ｐは０以上１４１以下の整数である。

連続パイロット信号は、キャリア番号ｋ＝｛０，４８，５４，８７，１４１，１５６，１９２，２０１，２５５，２７９，２８２，３３３，４３２，４５０，４８３，５２５，５３１，６１８，６３６，７１４，７５９，７６５，７８０，８０４，８７３，８８８，９１８，９３９，９４２，９６９，９８４，１０５０，１１０１，１１０７，１１１０，１１３７，１１４０，１１４６，１２０６，１２６９，１３２３，１３７７，１４９１，１６８３，１７０４｝の搬送波に配置される。

これらの分散及び連続パイロット信号は、それぞれ配置されるキャリア番号ｋに対応するＰＮ（擬似乱数）系列ｗk に基づき、（２）式に示す複素ベクトルｃk,n によって搬送波を変調して得られる。（２）式において、Ｒｅ｛ｃk,n ｝はキャリア番号ｋ、シンボル番号ｎの搬送波に対応する複素ベクトルｃk,n の実数部を表わし、Ｉｍ｛ｃk,n ｝は虚数部を表わす。

また、ＴＰＳ(Transmission Parameter Signaling) と呼ばれる制御情報信号はキャリア番号ｋ＝｛３４，５０，２０９，３４６，４１３，５６９，５９５，６８８，７９０，９０１，１０７３，１２１９，１２６２，１２８６，１４６９，１５９４，１６８７｝の搬送波に配置され、シンボル毎に1ビットの制御情報を伝送する。

シンボル番号ｎのシンボルで伝送する制御情報ビットをＳn とすると、制御情報信号は（３）式に示す複素ベクトルｃk,n によって搬送波を変調して得られる。すなわち、制御情報信号を伝送する搬送波は、シンボル間で差動２値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調される。

但し、フレームの先頭シンボル（シンボル番号ｎ＝０）では、制御情報を伝送する搬送波は、前述のＰＮ系列ｗk に基づいて、（４）式に示す複素ベクトルｃk,n によって変調される。

上記以外の情報伝送信号に用いられる１５１２キャリアの搬送波は、ディジタル情報に基づいて、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または、６４ＱＡＭ変調される。いずれの変調方法も絶対位相変調である。

このようにして生成されたＯＦＤＭ信号を受信してディジタル情報を復調する従来の受信装置の一例を図１０に示す。

図１０において、受信されたＯＦＤＭ信号はチューナ１０１によって周波数変換され、フーリエ変換回路１０２によって時間−周波数変換されて周波数領域の搬送波毎のベクトル列となる。このベクトル列は分散パイロット抽出回路１０３及び連続パイロット抽出回路１０９に供給される。

分散パイロット抽出回路１０３は、フーリエ変換回路１０２が出力するベクトル列から分散パイロット信号を抽出する。ベクトル発生回路１０４は、分散パイロット抽出回路１０３で抽出された分散パイロット信号に対応する変調複素ベクトルｃk,n を発生する。除算回路１０５は、分散パイロット抽出回路１０３で抽出された分散パイロット信号をベクトル発生回路１０４が発生する複素ベクトルで除して、その除算結果から分散パイロット信号に係る伝送路特性を推定する。

補間回路１０６は、除算回路１０５で得られた分散パイロット信号に係る伝送路特性を補間して、全ての搬送波にかかる伝送路特性を推定する。除算回路１０７は、フーリエ変換回路１０２が出力するベクトル列をそれぞれ対応する搬送波にかかる補間回路１０６で推定された伝送路特性で除して同期検波する。復調回路１０８は、情報伝送信号を生成する際の変調方法（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等）に従って除算回路１０７が出力する同期検波信号を復調し、伝送されたディジタル情報を得る。

また、連続パイロット抽出回路１０９は、フーリエ変換回路１０２が出力するベクトル列から連続パイロット信号を抽出する。ベクトル発生回路１１０は、連続パイロット抽出回路１０９で抽出された連続パイロット信号に対応する変調複素ベクトルｃk,n を発生する。除算回路１１１は、連続パイロット抽出回路１０９で抽出された連続パイロット信号をベクトル発生回路１１０が発生する複素ベクトルで除して連続パイロット信号にかかる伝送路特性を推定する。逆フーリエ変換回路１１２は、除算回路１１１で推定された連続パイロット信号に係る伝送路特性を周波数−時間変換して伝送路のインパルス応答特性を得る。

しかしながら、従来のＯＦＤＭ伝送方式では、ディジタル情報を伝送する搬送波の変調にＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等による絶対位相変調が施されており、その復調に時間的に疎らな分散パイロットから推定される伝送路特性を平滑し補間して得られた伝送路特性を用いることを前提としているため、フェージング等によって伝送路特性の変化が速い移動受信では十分な伝送品質が得られない場合がある。

さらに、従来のＯＦＤＭ伝送方式では帯域全体で各搬送波の変調方式が１つに決められているため、一部のディジタル情報を移動しながら受信できるように、ディジタル情報を伝送する搬送波の変調に移動受信に適した例えば差動ＱＰＳＫ変調を導入したとしても、全体の伝送容量が少なくなって効率が悪くなる。

また、連続パイロット信号が所定のキャリア間隔Ａの搬送波のうちのいずれかに配置されているため、連続パイロット信号から推定できる伝送路のインパルス応答特性に有効シンボル期間長（搬送波の最小周波数間隔の逆数）のＡ分の１の折り返しを生じる。

そこで、本発明は、上記の課題を解決し、全体の伝送容量を維持しつつディジタル情報を伝送する搬送波の変調に部分的に移動受信に適した変調方式を導入し、また、連続パイロット信号から推定される伝送路のインパルス応答に折り返しが生じないように連続パイロット信号を配置した場合の受信方法、受信装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明に係わる受信方法、受信装置は、以下のように構成される。

（１）ＯＦＤＭ信号を受信し、ディジタル情報を復元する受信方法であって、前記ＯＦＤＭ信号は、周波数的に連続する複数のキャリアから構成されるセグメントを２つ以上含み、前記セグメントは、同期検波用セグメントまたは差動検波用セグメントのいずれかであり、前記同期検波用セグメントは、分散パイロット信号が割り当てられたキャリアと情報伝送信号が割り当てられたキャリアとを含み、前記同期検波用セグメントにおいて、前記分散パイロット信号は、周期的に割り当てられ、前記情報伝送信号は、前記分散パイロット信号が割り当てられたキャリア以外のいずれかのキャリアに割り当てられ、前記差動検波用セグメントは、終端パイロット信号が割り当てられたキャリアと情報伝送信号が割り当てられたキャリアとを含み、前記差動検波用セグメントにおいて、前記終端パイロット信号は、隣接する同期検波用セグメントの分散パイロット信号の周期性を保つ位置に割り当てられ、前記情報伝送信号は、前記終端パイロット信号が割り当てられたキャリア以外のいずれかのキャリアに割り当てられ、前記同期検波用セグメントの前記情報伝送信号は、各々が割り当てられたキャリアを、前記ディジタル情報に基づいて絶対位相変調したものであり、前記差動検波用セグメントの前記情報伝送信号は、各々が割り当てられたキャリアを、前記ディジタル情報に基づいて差動変調したものであり、受信した前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換し、前記同期検波用セグメントにおいては、前記フーリエ変換処理の結果を同期検波することにより前記ディジタル情報を復元し、前記差動検波用セグメントにおいては、前記フーリエ変換処理の結果を差動検波することにより前記ディジタル情報を復元し、前記同期検波処理においては、前記フーリエ変換処理の結果に含まれる前記分散パイロット信号及び前記終端パイロット信号を、該分散パイロット信号及び終端パイロット信号を変調している複素ベクトルで逆変調し、前記逆変調処理の結果を補間し、前記フーリエ変換処理の結果に含まれる前記情報伝送信号を前記補間処理の結果で除算することにより前記ディジタル情報を復元するように構成される。

（２）ＯＦＤＭ信号を受信し、ディジタル情報を復元する受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号は、周波数的に連続する複数のキャリアから構成されるセグメントを２つ以上含み、前記セグメントは、同期検波用セグメントまたは差動検波用セグメントのいずれかであり、前記同期検波用セグメントは、分散パイロット信号が割り当てられたキャリアと情報伝送信号が割り当てられたキャリアとを含み、前記同期検波用セグメントにおいて、前記分散パイロット信号は、周期的に割り当てられ、前記情報伝送信号は、前記分散パイロット信号が割り当てられたキャリア以外のいずれかのキャリアに割り当てられ、前記差動検波用セグメントは、終端パイロット信号が割り当てられたキャリアと情報伝送信号が割り当てられたキャリアとを含み、前記差動検波用セグメントにおいて、前記終端パイロット信号は、隣接する同期検波用セグメントの分散パイロット信号の周期性を保つ位置に割り当てられ、前記情報伝送信号は、前記終端パイロット信号が割り当てられたキャリア以外のいずれかのキャリアに割り当てられ、前記同期検波用セグメントの前記情報伝送信号は、各々が割り当てられたキャリアを、前記ディジタル情報に基づいて絶対位相変調したものであり、前記差動検波用セグメントの前記情報伝送信号は、各々が割り当てられたキャリアを、前記ディジタル情報に基づいて差動変調したものであり、前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、前記同期検波用セグメントにおいては、前記フーリエ変換手段の出力を同期検波することにより前記ディジタル情報を復元する同期検波手段と、前記差動検波用セグメントにおいては、前記フーリエ変換手段の出力を差動検波することにより前記ディジタル情報を復元する差動検波手段とを備え、前記同期検波手段は、前記フーリエ変換手段の出力に含まれる前記分散パイロット信号及び前記終端パイロット信号を、該分散パイロット信号及び終端パイロット信号を変調している複素ベクトルで逆変調する逆変調手段と、前記逆変調手段の出力を補間する補間手段と、前記フーリエ変換手段の出力に含まれる前記情報伝送信号を前記補間手段の出力で除算することにより前記ディジタル情報を復元する除算手段とを備えるように構成される。

以上述べた本発明に係る受信方法、受信装置は、移動受信に適した差動検波用セグメントを備えることができる。このとき、終端パイロット信号及び帯域終端パイロット信号を備えることによって、隣接する同期検波用のセグメントの同期検波特性を損なわずに、セグメント毎に同期検波用セグメントと差動検波用セグメントを自由に組み合わせることができ、これによって柔軟なサービス形態を実現することができる。

また、周波数配置の逆フーリエ変換対がインパルス状である連続パイロット信号を用いて、必要に応じてシンボル期間で折り返しのない伝送路のインパルス応答特性を求めることができる。

したがって、本発明によれば、全体の伝送容量を維持しつつディジタル情報を伝送する搬送波の変調に部分的に移動受信に適した変調方式を導入し、また、例えば連続パイロット信号から推定される伝送路のインパルス応答に折り返しが生じないように連続パイロット信号を配置した受信方法及び受信装置を提供することができる。

以下、本発明に係る受信方法によるＯＦＤＭ伝送方式とこのＯＦＤＭ伝送方式に適した受信装置の実施の形態について詳細に説明する。

（第１の実施の形態）
本実施の形態のＯＦＤＭ伝送方式では、１３個のセグメントと１キャリアの搬送波を用いた帯域終端パイロットからなり、１個のセグメントは１０８キャリアの搬送波で構成される。各セグメントは、同期検波用セグメント、または、差動検波用セグメントのいずれかで構成される。帯域全体では１４０５キャリアの搬送波を用いる。

図１に同期検波用あるいは差動検波用セグメント（合計１３個のセグメント）、帯域終端パイロット信号の配置例を示す。横軸は周波数軸（キャリア配置）、縦軸は時間軸（シンボル方向）を模式的に表現したものである。各セグメント内のキャリア番号ｋ’を０から１０７の整数とし、１個のセグメントは１０８キャリアの搬送波で構成される。

同期検波用セグメントは、１シンボルあたり９キャリアの搬送波を用いた分散パイロット信号と、３キャリアの搬送波を用いた付加情報伝送信号と、９６キャリアの搬送波を用いた情報伝送信号とから構成される。

差動検波用セグメントは、１１キャリアの搬送波を用いた付加情報伝送信号と、１キャリアの搬送波を用いた終端パイロット信号と、９６キャリアの搬送波を用いた情報伝送信号とから構成される。

このように同期検波用セグメントと差動検波用セグメントでは１０８本という同一本数のキャリアを用いるため、セグメントの組合せによって所要伝送帯域が変わることはない。

ここでは、帯域全体でのキャリア番号ｋを０から１４０４の整数、セグメント番号ｉを０から１２の整数、各セグメント内のキャリア番号ｋ’を０から１０７の整数とし、ｋ＝ｉ・１０８＋ｋ’を満たすものとする。

同期検波用セグメントに設けられる分散パイロット信号は、各セグメントとも（５）式によるセグメント内のキャリア番号ｋ’の搬送波に配置される。（５）式において、mod は剰余演算を表わし、シンボル番号を示すｎは０以上の整数、ｐは０以上８以下の整数である。

同期用セグメント及び差動検波用セグメントに設けられる付加情報伝送信号は、それぞれ表１に示す各セグメント内のキャリア番号ｋ’の搬送波に配置される。表１は、同期検波用セグメントの付加情報伝送信号が差動検波用セグメントの付加情報伝送信号に含まれることを示している。

以上の構成により、同期検波用セグメントと差動検波用セグメントが混在した状態であっても、同期検波用セグメントの付加情報伝送信号として定義される搬送波には付加情報伝送信号が必ず配置されることになり、付加情報伝送信号かそれ以外の伝送信号かの識別が受信側で容易となる。尚、伝送される付加情報によっては部分集合配置とならないように搬送波を割り当ててもよい。

差動検波用セグメントに設けられる終端パイロット信号は、各セグメント内のキャリア番号ｋ’が０の搬送波に配置される。終端パイロット信号の配置は、隣接する同期検波用セグメントの分散パイロット信号の周波数配置の周期性を保つ位置である。各終端パイロット信号は、該分散パイロット信号を補っている。

図２に、同期検波用セグメントでの分散パイロット信号の配置、差動検波用セグメントでの終端パイロット信号の配置例を示す。横軸は周波数軸（キャリア配置）、縦軸は時間軸（シンボル方向）を模式的に表現したものである。各セグメント内のキャリア番号ｋ’を０から１０７の整数とし、１個のセグメントは１０８キャリアの搬送波で構成される。付加情報伝送信号は分散パイロット信号とは異なる搬送波に割り付けられる。

これらの分散パイロット信号及び、終端パイロット信号は、それぞれ配置されるキャリア番号ｋ（セグメント番号ｉ及び各セグメント内のキャリア番号ｋ’により決まる）に対応するＰＮ（擬似乱数）系列ｗk （ｗk ＝０，１）に基づき、（６）式に示す複素ベクトルｃk,n によって搬送波を変調して得られる。（６）式において、Ｒｅ｛ｃk,n ｝はキャリア番号ｋ、シンボル番号ｎの搬送波に対応する複素ベクトルｃk,n の実数部を表わし、Ｉｍ｛ｃk,n ｝は虚数部を表わす。

同期検波用セグメント及び差動検波用セグメントに設けられる付加情報伝送信号は、９６キャリアの搬送波を用いて伝送される情報伝送信号とは異なる付加情報を伝送するために用いる。例えば伝送モード（各セグメント数、キャリア変調方式など）を規定する制御情報や、放送局として利用する情報（例えば中継局で使用する制御情報、生放送でのかけあいに使用する低時間遅延の音声情報、放送局識別用信号など）が考えられる。シンボル毎に1ビットの付加情報を伝送してもよいし、複数ビットの付加情報を伝送してもよい。また伝送モードを規定する制御情報だけを伝送してもよい。

ここでシンボル番号ｎのシンボルで伝送する制御情報ビットをＳn とすると、制御情報信号は（７）式に示す複素ベクトルｃk,n によって搬送波を変調して得られる。すなわち、この場合には制御情報信号を伝送する搬送波は、シンボル間で差動２値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調される。

但し、フレームの先頭シンボル（シンボル番号ｎ＝０）では、制御情報を伝送する搬送波は、前述のＰＮ系列ｗk に基づいて、（８）式に示す複素ベクトルｃk,n によって変調される。

尚、シンボル毎に２ビットの制御情報を伝送する場合には、例えばシンボル間での差動４相ＰＳＫ変調を用いたり、あるいは制御情報を伝送する複数の搬送波を２つのグループに分割し、シンボル毎にそれぞれ１ビットずつ伝送するように割り付けてもよい。

同期検波用セグメントに設けられる情報伝送信号は、前述の同期検波用セグメントの分散パイロット信号、付加情報伝送信号以外の搬送波に配され、ディジタル情報に基づいて絶対位相変調が施される。この絶対位相変調には、例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ変調などが用いられる。

同期検波用セグメントの情報伝送信号は以下の処理によって復調される。まず、分散パイロット信号や必要な終端パイロット信号、帯域終端パイロット信号を該分散パイロット、終端パイロット信号及び帯域終端パイロット信号を変調している複素ベクトルで逆変調して、分散パイロット信号及び終端パイロット信号などにかかる周波数領域での伝送路特性を推定する。さらに、フィルタによって周波数方向及びシンボル方向に補間して情報伝送信号にかかる伝送路特性を推定する。このようにして得られた伝送路特性で情報伝送信号を除算する。これによって同期検波用セグメントから情報伝送信号を復調することができる。

差動検波用セグメントに設けられる情報伝送信号は、前述の差動検波用セグメントの終端パイロット信号、及び付加情報伝送信号以外の搬送波に配され、ディジタル情報に基づいて同じキャリア番号の隣接するシンボル間で差動変調が施される。

この差動変調には、例えば、ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、ＤＡＰＳＫなどが用いられる。差動検波用セグメントの情報伝送信号は、前シンボルの同じキャリア番号の情報伝送信号で除算されることによって復調できる。

以上のことから、本実施の形態のＯＦＤＭ伝送方式は、その受信装置において、同期検波用セグメントではフィルタの効果によって高品質な受信を、差動検波用セグメントではシンボル間の差動復調によって伝送路特性の変化が速い移動受信に適した受信を行うことができる。また、セグメント毎に同期検波用セグメントと差動検波用セグメントを任意に組み合わせることで、伝送帯域の変動を伴うことなく柔軟なサービス形態を実現することができる。

（第２の実施の形態）
本実施の形態のＯＦＤＭ伝送方式では、１３個のセグメントと１キャリアの搬送波を用いた帯域終端パイロットからなり、１個のセグメントは１０８キャリアの搬送波で構成される。各セグメントは、同期検波用セグメント、または、差動検波用セグメントのいずれかで構成される。帯域全体では１４０５キャリアの搬送波を用いる。

同期検波用セグメントは、１シンボルあたり９キャリアの搬送波を用いた分散パイロット信号と、２キャリアの搬送波を用いた連続パイロット信号と、１キャリアの搬送波を用いた付加情報伝送信号（この実施例では以下制御情報信号とする）と、９６キャリアの搬送波を用いた情報伝送信号とから構成される。

差動検波用セグメントは、６キャリアの搬送波を用いた連続パイロット信号と、５キャリアの搬送波を用いた制御情報信号と、１キャリアの搬送波を用いた終端パイロット信号と、９６キャリアの搬送波を用いた情報伝送信号とから構成される。

ここでは、帯域全体でのキャリア番号ｋを０から１４０４の整数、セグメント番号ｉを０から１２の整数、各セグメント内のキャリア番号ｋ’を０から１０７の整数とし、ｋ＝ｉ・１０８＋ｋ’を満たすものとする。

同期検波用セグメントに設けられる分散パイロット信号は、各セグメントとも（５）式によるセグメント内のキャリア番号ｋ’の搬送波に配置される。（５）式において、mod は剰余演算を表わし、ｐは０以上８以下の整数である。

同期用セグメント及び差動検波用セグメントに設けられる連続パイロット信号は、それぞれ表２に示す各セグメント内のキャリア番号ｋ’の搬送波に配置される。表２は、同期検波用セグメントの連続パイロット信号が差動検波用セグメン
トの連続パイロット信号に含まれることを示している。

以上の構成により、同期検波用セグメントと差動検波用セグメントが混在した状態であっても、同期検波用セグメントの連続パイロットとして定義される搬送波には連続パイロット信号が必ず配置されることになり、連続パイロット信号かそれ以外の伝送信号かの識別が受信側で容易となる。尚、部分集合配置とならないように搬送波を割り当ててもよい。

毎シンボルとも同じ周波数の搬送波に、当該搬送波を特定の位相及び振幅で変調する連続パイロット信号は、周波数、位相、振幅が特定されるため受信側では基準となるキャリアとして利用することができる。

差動検波用セグメントに設けられる終端パイロット信号は、各セグメント内のキャリア番号ｋ’が０の搬送波に配置される。終端パイロット信号の配置は、隣接する同期検波用セグメントの分散パイロット信号の周波数配置の周期性を保つ位置である。各終端パイロット信号は、該分散パイロット信号を補っている。

図３に、連続パイロット信号及び制御情報信号の配置と、同期検波用セグメントでの分散パイロット信号の配置、差動検波用セグメントでの終端パイロット信号の配置例を示す。横軸は周波数軸（キャリア配置）、縦軸は時間軸（シンボル方向）を模式的に表現したものである。各セグメント内のキャリア番号ｋ’を０から１０７の整数とし、１個のセグメントは１０８キャリアの搬送波で構成される。連続パイロット信号、制御情報信号は分散パイロット信号とは異なる搬送波に割り付けられる。

これらの分散パイロット信号、連続パイロット信号、及び、終端パイロット信号は、それぞれ配置されるキャリア番号ｋ（セグメント番号ｉ及び各セグメント内のキャリア番号ｋ’により決まる）に対応するＰＮ（擬似乱数）系列ｗk （ｗk ＝０，１）に基づき、（６）式に示す複素ベクトルｃk,n によって搬送波を変調して得られる。（６）式において、Ｒｅ｛ｃk,n ｝はキャリア番号ｋ、シンボル番号ｎの搬送波に対応する複素ベクトルｃk,n の実数部を表わし、Ｉｍ｛ｃk,n ｝は虚数部を表わす。

同期検波用セグメント及び差動検波用セグメントに設けられる制御情報信号は、それぞれ表３に示す各セグメント内のキャリア番号ｋ’の搬送波に配置され、シンボル毎に1ビットの制御情報を伝送する。

シンボル番号ｎのシンボルで伝送する制御情報ビットをＳn とすると、制御情報信号は（７）式に示す複素ベクトルｃk,n によって搬送波を変調して得られる。すなわち、制御情報信号を伝送する搬送波は、シンボル間で差動２値ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調される。

但し、フレームの先頭シンボル（シンボル番号ｎ＝０）では、制御情報を伝送する搬送波は、前述のＰＮ系列ｗk に基づいて、（８）式に示す複素ベクトルｃk,n によって変調される。

尚、シンボル毎に２ビットの制御情報を伝送する場合には、例えばシンボル間での差動４相ＰＳＫ変調を用いる。

同期検波用セグメントに設けられる情報伝送信号は、前述の同期検波用セグメントの分散パイロット信号、連続パイロット信号、及び、制御情報信号以外の搬送波に配され、ディジタル情報に基づいて絶対位相変調が施される。この絶対位相変調には、例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ変調などが用いられる。

同期検波用セグメントの情報伝送信号は以下の処理によって復調される。まず、分散パイロット信号や必要な終端パイロット信号、帯域終端パイロット信号を該分散パイロット、終端パイロット信号及び帯域終端パイロット信号を変調している複素ベクトルで逆変調して、分散パイロット信号及び終端パイロット信号などにかかる周波数領域での伝送路特性を推定する。さらに、フィルタによって周波数方向及びシンボル方向に補間して情報伝送信号にかかる伝送路特性を推定する。このようにして得られた伝送路特性で情報伝送信号を除算する。これによって同期検波用セグメントから情報伝送信号を復調することができる。

差動検波用セグメントに設けられる情報伝送信号は、前述の差動検波用セグメントの連続パイロット信号、終端パイロット信号、及び、制御情報信号以外の搬送波に配され、ディジタル情報に基づいて同じキャリア番号の隣接するシンボル間で差動変調が施される。

この差動変調には、例えば、ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、ＤＡＰＳＫなどが用いられる。差動検波用セグメントの情報伝送信号は、前シンボルの同じキャリア番号の情報伝送信号で除算されることによって復調できる。

以上のことから、本実施の形態のＯＦＤＭ伝送方式は、その受信装置において、同期検波用セグメントではフィルタの効果によって高品質な受信を、差動検波用セグメントではシンボル間の差動復調によって伝送路特性の変化が速い移動受信に適した受信を行うことができる。また、セグメント毎に同期検波用セグメントと差動検波用セグメントを任意に組み合わせることで、柔軟なサービス形態を実現することができる。

また、毎シンボルとも同じ周波数の搬送波に、当該搬送波を特定の位相及び振幅で変調する連続パイロット信号を配置することにより、周波数、位相、振幅が特定されるため受信側では基準となるキャリアとして利用することができる。

図４及び図５は、それぞれ表２に示した同期検波用セグメント（１３セグメント、２６キャリア）及び差動検波用セグメント（１３セグメント、７８キャリア）の連続パイロット信号の周波数配置の逆フーリエ変換対を示したものである。図４、図５から、それらはインパルス状であり、表２に示した連続パイロット信号の周波数配置が周期性を持たないことがわかる。

このことから、本実施の形態のＯＦＤＭ伝送方式は、マルチパスなどの遅延波によって連続パイロット信号全体が消滅することを防ぐことができる。また、この配置を使用して逆フーリエ変換を求めることで、伝送路のインパルス応答を求めることができる。尚、連続パイロット信号の周波数配置は自己相関に強い配置になっている。

図６及び図７は、それぞれ表３に示した同期検波用セグメント及び差動検波用セグメントの制御情報信号の周波数配置の逆フーリエ変換対を示したものである。図６、図７から、それらはインパルス状であり、表３に示した制御情報信号の周波数配置が周期性を持たないことがわかる。

以上のことから、本実施の形態のＯＦＤＭ伝送方式は、マルチパスなどの遅延波によって制御情報信号全体が消滅することを防ぐことができる。

尚、制御情報信号を含む付加情報伝送信号の周波数配置を同様に設定することができる。

（第３の実施の形態）
図８に、第１及び第２の実施の形態のＯＦＤＭ伝送方式に基づいてＯＦＤＭ信号を生成する送信装置側の構成を示す。

図８において、情報伝送信号生成回路５１では、入力されるディジタル情報に必要に応じて誤り制御処理（誤り訂正符号化やインタリーブ、エネルギー拡散など）とディジタル変調を施す。尚、ディジタル伝送で一般的に用いられる基本的な誤り制御処理手法とディジタル変調手法は周知の技術なので省略している。

同期検波用セグメントではディジタル変調として絶対位相変調が施される。この絶対位相変調には、例えば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ変調などが用いられる。また、差動検波用セグメントではディジタル情報に基づいて同じキャリア番号の隣接するシンボル間で差動変調が施される。この差動変調には例えば、ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、ＤＡＰＳＫなどが用いられる。

付加情報信号生成回路５２は、入力される付加情報に必要に応じて誤り制御処理（誤り訂正符号化やインタリーブ、エネルギー拡散など）とディジタル変調を施す。ディジタル変調としてＭ（Ｍは２以上の自然数）相ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調や、シンボル方向での差動Ｍ相ＰＳＫ変調などを用いる。

制御情報生成回路５６は、受信側で必要とされる伝送モード情報（同期検波用セグメント数、差動検波用セグメント数、キャリア変調方式など伝送モードを規定する各種情報）を生成する。この情報は、付加情報信号生成回路５２にて誤り制御処理とディジタル変調を施されるが、他の付加情報とは異なる誤り制御処理とディジタル変調を施してもよい。

分散パイロット信号生成回路５３は、キャリア配置回路５７にて配置が規定されるキャリア番号ｋ（セグメント番号ｉ及び各セグメント内のキャリア番号ｋ’により決まる）に対応するＰＮ（擬似乱数）系列ｗk （ｗk ＝０，１）に基づき変調された分散パイロット信号を生成する。

終端パイロット信号生成回路５４は、キャリア配置回路５７にて配置が規定されるキャリア番号ｋ（セグメント番号ｉ及び各セグメント内のキャリア番号ｋ’により決まる）に対応するＰＮ（擬似乱数）系列ｗk （ｗk ＝０，１）に基づき変調された終端パイロット信号を生成する。

帯域終端パイロット信号生成回路５５は、帯域終端のキャリア番号ｋに対応するＰＮ（擬似乱数）系列ｗk （ｗk ＝０，１）に基づき変調された帯域終端パイロット信号を生成する。

連続パイロット信号は特に記していないが、付加情報信号生成回路５２にて当該キャリアに対して毎シンボル同一位相、振幅で変調する場合を想定すればよい。

キャリア配置回路５７では、情報伝送信号生成回路５１、付加情報信号生成回路５２、分散パイロット信号生成回路５３、終端パイロット信号生成回路５４、帯域終端パイロット信号生成回路５５の各出力（複素ベクトル列）を、伝送モードに応じて規定される周波数領域の搬送波位置に配置する。

例えば、分散パイロット信号生成回路５３の出力は、同期検波用セグメント内においてＮ（Ｎは２以上の自然数）キャリア間隔でかつシンボル毎にＬ（ＬはＮの約数）キャリアずつシフトさせた搬送波に配置される。終端パイロット信号生成回路５４の出力は、差動検波用セグメント内においてセグメント内のキャリア番号ｋ’＝０の搬送波に配置される。また、付加情報信号生成回路５２の出力は、例えば表１に示す周波数配置に従って割り付けられる。このようにして配置された基底周波数帯域の搬送波毎のベクトル列は逆フーリエ変換回路５８に入力される。

逆フーリエ変換回路５８は、キャリア配置回路５７で生成された基底周波数帯域の搬送波毎のベクトル列を周波数領域から時間領域に変換し、通常用いられるガードインターバル期間を付加して出力する。直交変調回路５９は逆フーリエ変換回路５８の出力を直交変調し中間周波数帯域に変換する。周波数変換回路６０は、直交変調されたＯＦＤＭ信号の周波数帯域を中間周波数帯域から無線周波数帯域に変換しアンテナなどに供給する。

以上の構成による送信装置によれば、第１及び第２の実施の形態で述べたＯＦＤＭ伝送方式に基づくＯＦＤＭ信号を生成することができる。

図９は、図８に示した送信装置により第１及び第２の実施の形態のＯＦＤＭ伝送方式に基づいて形成されたＯＦＤＭ信号を受信し、伝送路の時間領域でのインパルス応答を推定することが可能な受信装置の構成を示す。

図９において、チューナ１１は、受信されたＯＦＤＭ信号の周波数帯域を無線周波数帯域から基底周波数帯域に変換する。フーリエ変換回路１２は、基底周波数帯域のＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に変換し、周波数領域の搬送波毎のベクトル列として出力する。

分散／終端パイロット抽出回路１３は、フーリエ変換回路１２が出力するベクトル列から分散パイロット信号及び必要な終端パイロット信号、帯域終端パイロット信号を抽出する。ベクトル発生回路１４は、分散／終端パイロット抽出回路１３で抽出された分散パイロット信号、終端パイロット信号及び帯域終端パイロット信号に対応する変調複素ベクトルｃk,n を発生する。

除算回路１５は、分散／終端パイロット抽出回路１３で抽出された分散パイロット信号、終端パイロット信号及び帯域終端パイロット信号をベクトル発生回路１４が発生する複素ベクトルで除して、分散パイロット信号、終端パイロット信号及び帯域終端パイロット信号にかかる伝送路特性を推定する。補間回路１６は、除算回路１５で得られた分散パイロット信号、終端パイロット信号及び帯域終端パイロット信号にかかる伝送路特性を補間して、同期検波用セグメントの情報伝送信号の搬送波にかかる伝送路特性を推定する。

遅延回路１７は、フーリエ変換回路１２の出力するベクトル列を１シンボル遅延する。選択回路１８は、制御情報によって別途伝送されるセグメントの種類に従って、同期検波用セグメントの場合は補間回路１６の出力を、差動検波用セグメントの場合は遅延回路１７の出力を選択して出力する。

除算回路１９は、フーリエ変換回路１２が出力するベクトル列をそれぞれ選択回路１８の出力で除算する。除算回路１９において、同期検波用セグメントでは補間回路１６で推定されたそれぞれ対応する搬送波にかかる伝送路特性で除算して同期検波し、差動検波用セグメントでは遅延回路１７が出力する１シンボル前のそれぞれ対応する搬送波のベクトル列で除算して差動検波する。

復調回路２０は、情報伝送信号を生成する際の変調方法（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、ＤＢＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ、ＤＡＰＳＫなど）に従って除算回路１９から出力される検波信号を復調し、伝送されたディジタル情報を得る。

以上の構成により、第１の実施の形態で述べたＯＦＤＭ伝送方式に基づくＯＦＤＭ信号を受信し復調することができる。以下に述べる構成は、第２の実施の形態で述べたＯＦＤＭ伝送方式に基づくＯＦＤＭ信号を受信し復調する場合のものである。

まず、連続パイロット抽出回路２１は、フーリエ変換回路１２が出力するベクトル列から連続パイロット信号を抽出する。このとき、同期検波用セグメントと差動検波用セグメントが混在している状態でも、少なくとも同期検波用セグメントの連続パイロット信号が必ず混在するので、連続パイロット信号を常時抽出することができる。

ベクトル発生回路２２は、連続パイロット抽出回路２１で抽出された連続パイロット信号に対応する変調複素ベクトルｃk,n を発生する。除算回路２３は、連続パイロット抽出回路２１で抽出された連続パイロット信号をベクトル発生回路２２が発生する複素ベクトルで除して、連続パイロット信号にかかる伝送路特性を推定する。逆フーリエ変換回路２４は、除算回路２３で推定された連続パイロット信号にかかる伝送路特性を周波数領域から時間領域に変換して伝送路のインパルス応答特性を得る。

以上のことから、本実施形態の受信装置の構成によれば、復調回路２０において、同期検波用セグメントでは伝送路特性の補間処理によるフィルタ効果によって高品質な復調を実現することができ、差動検波用セグメントではシンボル間の差動復調によって伝送路特性の変化が速い移動受信に適した復調を実現することができる。また、逆フーリエ変換回路２４において、折り返しのない伝送路のインパルス応答特性を得ることができる。

本発明に係るＯＦＤＭ伝送方式の第１及び第２の実施形態において、同期検波用あるいは差動検波用セグメント（合計１３個のセグメント）、帯域終端パイロット信号の配置例を示した図である。 本発明に係るＯＦＤＭ伝送方式の第１及び第２の実施形態において、付加情報伝送信号の配置と、同期検波用セグメントでの分散パイロット信号の配置、差動検波用セグメントでの終端パイロット信号の配置例を示した図である。 本発明に係るＯＦＤＭ伝送方式の第２の実施形態において、連続パイロット信号及び制御情報信号の配置と、同期検波用セグメントでの分散パイロット信号の配置、差動検波用セグメントでの終端パイロット信号の配置例を示した図である。 本発明に係るＯＦＤＭ伝送方式の第２の実施形態において、表２に示した同期検波用セグメントの連続パイロット信号の周波数配置の逆フーリエ変換対を示す時間−振幅特性図である。 本発明に係るＯＦＤＭ伝送方式の第２の実施形態において、表２に示した差動検波用セグメントの連続パイロット信号の周波数配置の逆フーリエ変換対を示す時間−振幅特性図である。 本発明に係るＯＦＤＭ伝送方式の第２の実施形態において、表３に示した同期検波用セグメントの制御情報信号の周波数配置の逆フーリエ変換対を示す時間−振幅特性図である。 本発明に係るＯＦＤＭ伝送方式の第２の実施形態において、表３に示した差動検波用セグメントの制御情報信号の周波数配置の逆フーリエ変換対を示す時間−振幅特性図である。 第３の実施形態として、本発明に係るＯＦＤＭ伝送方式に用いられる送信装置側の構成を示すブロック回路図である。 第３の実施形態として、本発明に係るＯＦＤＭ伝送方式に用いられる受信装置の構成を示すブロック回路図である。 従来のＯＦＤＭ伝送方式に用いられる受信装置の構成を示すブロック回路図である。

符号の説明

１１…チューナ
１２…フーリエ変換回路
１３…分散／終端パイロット抽出回路
１４…ベクトル発生回路
１５…除算回路
１６…補間回路
１７…遅延回路
１８…選択回路
１９…除算回路
２０…復調回路
２１…連続パイロット抽出回路
２２…ベクトル発生回路
２３…除算回路
２４…逆フーリエ変換回路
５１…情報伝送信号生成回路
５２…付加情報信号生成回路
５３…分散パイロット信号生成回路
５４…終端パイロット信号生成回路
５５…帯域終端パイロット信号生成回路
５６…制御情報生成回路
５７…キャリア配置回路
５８…逆フーリエ変換回路
５９…直交変調回路
６０…周波数変換回路

Claims (2)

1. ＯＦＤＭ信号を受信し、ディジタル情報を復元する受信方法であって、
   前記ＯＦＤＭ信号は、周波数的に連続する複数のキャリアから構成されるセグメントを２つ以上含み、
   前記セグメントは、同期検波用セグメントまたは差動検波用セグメントのいずれかであり、
   前記同期検波用セグメントは、分散パイロット信号が割り当てられたキャリアと情報伝送信号が割り当てられたキャリアとを含み、
   前記同期検波用セグメントにおいて、
   前記分散パイロット信号は、周期的に割り当てられ、
   前記情報伝送信号は、前記分散パイロット信号が割り当てられたキャリア以外のいずれかのキャリアに割り当てられ、
   前記差動検波用セグメントは、終端パイロット信号が割り当てられたキャリアと情報伝送信号が割り当てられたキャリアとを含み、
   前記差動検波用セグメントにおいて、
   前記終端パイロット信号は、隣接する同期検波用セグメントの分散パイロット信号の周期性を保つ位置に割り当てられ、
   前記情報伝送信号は、前記終端パイロット信号が割り当てられたキャリア以外のいずれかのキャリアに割り当てられ、
   前記同期検波用セグメントの前記情報伝送信号は、各々が割り当てられたキャリアを、前記ディジタル情報に基づいて絶対位相変調したものであり、
   前記差動検波用セグメントの前記情報伝送信号は、各々が割り当てられたキャリアを、前記ディジタル情報に基づいて差動変調したものであり、
   受信した前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換し、
   前記同期検波用セグメントにおいては、前記フーリエ変換処理の結果を同期検波することにより前記ディジタル情報を復元し、
   前記差動検波用セグメントにおいては、前記フーリエ変換処理の結果を差動検波することにより前記ディジタル情報を復元し、
   前記同期検波処理においては、
   前記フーリエ変換処理の結果に含まれる前記分散パイロット信号及び前記終端パイロット信号を、該分散パイロット信号及び終端パイロット信号を変調している複素ベクトルで逆変調し、
   前記逆変調処理の結果を補間し、
   前記フーリエ変換処理の結果に含まれる前記情報伝送信号を前記補間処理の結果で除算することにより前記ディジタル情報を復元することを特徴とする受信方法。
2. ＯＦＤＭ信号を受信し、ディジタル情報を復元する受信装置であって、
   前記ＯＦＤＭ信号は、周波数的に連続する複数のキャリアから構成されるセグメントを２つ以上含み、
   前記セグメントは、同期検波用セグメントまたは差動検波用セグメントのいずれかであり、
   前記同期検波用セグメントは、分散パイロット信号が割り当てられたキャリアと情報伝送信号が割り当てられたキャリアとを含み、
   前記同期検波用セグメントにおいて、
   前記分散パイロット信号は、周期的に割り当てられ、
   前記情報伝送信号は、前記分散パイロット信号が割り当てられたキャリア以外のいずれかのキャリアに割り当てられ、
   前記差動検波用セグメントは、終端パイロット信号が割り当てられたキャリアと情報伝送信号が割り当てられたキャリアとを含み、
   前記差動検波用セグメントにおいて、
   前記終端パイロット信号は、隣接する同期検波用セグメントの分散パイロット信号の周期性を保つ位置に割り当てられ、
   前記情報伝送信号は、前記終端パイロット信号が割り当てられたキャリア以外のいずれかのキャリアに割り当てられ、
   前記同期検波用セグメントの前記情報伝送信号は、各々が割り当てられたキャリアを、前記ディジタル情報に基づいて絶対位相変調したものであり、
   前記差動検波用セグメントの前記情報伝送信号は、各々が割り当てられたキャリアを、前記ディジタル情報に基づいて差動変調したものであり、
   前記ＯＦＤＭ信号をフーリエ変換するフーリエ変換手段と、
   前記同期検波用セグメントにおいては、前記フーリエ変換手段の出力を同期検波することにより前記ディジタル情報を復元する同期検波手段と、
   前記差動検波用セグメントにおいては、前記フーリエ変換手段の出力を差動検波することにより前記ディジタル情報を復元する差動検波手段とを備え、
   前記同期検波手段は、
   前記フーリエ変換手段の出力に含まれる前記分散パイロット信号及び前記終端パイロット信号を、該分散パイロット信号及び終端パイロット信号を変調している複素ベクトルで逆変調する逆変調手段と、
   前記逆変調手段の出力を補間する補間手段と、
   前記フーリエ変換手段の出力に含まれる前記情報伝送信号を前記補間手段の出力で除算することにより前記ディジタル情報を復元する除算手段とを備えることを特徴とする受信装置。

Images