KR100996080B1 - 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서적응적 변조 및 코딩 제어 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하여 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple) 통신 시스템에서, 상기 OFDM 통신 시스템에서 지원 가능한 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 미리 설정되어 있는 설정 방식을 사용하여 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수와 전력을 계산하고, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 계산한 서브 캐리어별 송신 가능 비트들 수 및 전력을 고려하여 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 데이터 레이트를 계산한 후, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해 계산된 데이터 레이트들중 최대 데이터 레이트를 가지는 코딩 방식을 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용할 코딩 방식으로 결정하고, 상기 결정한 코딩 방식에서 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수에 상응하게 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용할 변조 방식을 결정한다.
Figure R1020030082327
적응적 변조 및 코딩 방식, 데이터 레이트, 송신 전력, 스케일링 팩터

Description

직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서 적응적 변조 및 코딩 제어 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CONTROLLING ADAPTIVE MODULATION AND CODING IN A COMMUNICATION SYSTEM USING ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SCHEME}
도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 2는 일반적인 OFDM 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 3은 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 4는 본 발명의 실시예에서의 기능을 수행하기 위한 OFDM 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 5는 일반적인 OFDM 통신 시스템의 데이터 레이트와 본 발명에서 제안하는 AMC 방식을 적용할 경우의 OFDM 통신 시스템의 데이터 레이트를 도시한 그래프
도 6은 본 발명에서 제안하는 AMC 방식을 적용할 경우의 OFDM 통신 시스템의 패킷 에러 레이트 및 코드 선택 레이트를 도시한 그래프
본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에 관한 것으로서, 특히 적응적으로 변조 및 코딩 방식을 제어하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
4세대(4G: 4th Generation) 이동 통신 시스템은 이전 세대의 이동 통신 시스템들과 같이 단순한 무선 통신 서비스에 그치지 않고 유선 통신 네트워크와 무선 통신 네트워크와의 효율적 연동 및 통합 서비스를 목표로 하여 표준화되고 있다. 따라서 무선 통신 네트워크에서 유선 통신 네트워크의 용량(capacity)에 근접하는 대용량 데이터를 전송할 수 있는 기술 개발이 요구되고 있다.
그래서, 상기 4세대 이동 통신 시스템에서는 유·무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 한다) 방식을 활발하게 연구하고 있으며, 상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들, 즉 다수의 서브 캐리어 채널(sub-carrier channel)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.
상기 OFDM 방식은 다수개의 서브 캐리어들간의 직교성(orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있다는 특징을 가진다. 또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간(guard interval)을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있다. 이런 장점들을 가지는 OFDM 방식은 현재 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템과 같은 고속 대용량 데이터 통신을 목적으로 하는 시스템들에 적극 활용되고 있다.
도 1은 일반적인 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 먼저 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기는 인코더(encoder)(111)와, 인터리버(interleaver)(113)와, 심벌 매핑기(symbol mapper)(115)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(117)와, 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter)(119)와, 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)기(121)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(123)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(125)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(127)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(129)로 구성된다.
먼저, 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터 비트(control data bits)가 발생하면, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트는 상기 인코더(111)로 입력된다. 여기서, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트를 '정보 데이터 비트(information data bits)'라고 칭하기로 한다. 상기 인코더(111)는 상기 정보 데이터 비트를 입력하여 미리 설정되어 있는 설정 코딩(coding) 방식으로 코딩한 후 상기 인터리버(113)로 출력한다. 여기서, 상기 코딩 방식은 소정 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등이 될 수 있다. 상기 인터리버(113)는 미리 설정되어 있는 설정 인터리빙(interleaving) 방식으로 인터리빙한 후 상기 심벌 매핑기(115)로 출력한다.
상기 심벌 매핑기(115)는 상기 인터리버(113)에서 출력한 코딩된 비트(coded bits)를 미리 설정되어 있는 설정 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성한 후 상기 직렬/병렬 변환기(117)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식과, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식과, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 있다. 상기 직렬/병렬 변환기(117)는 상기 심벌 매핑기(115)에서 출력한 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(119)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(119)는 상기 직렬/병렬 변환기(117)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 상기 IFFT기(121)로 출력한다.
상기 IFFT기(121)는 상기 파일럿 심벌 삽입기(119)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(123)로 출력한 다. 상기 병렬/직렬 변환기(123)는 상기 IFFT기(121)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(125)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(125)는 상기 병렬/직렬 변환기(123)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(127)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDMA 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 시간 영역(time domain)의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 "Cyclic Prefix" 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 "Cyclic Postfix" 방식으로 사용될 수 있다.
상기 디지털/아날로그 변환기(127)는 상기 보호 구간 삽입기(125)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(129)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(129)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(127)에서 출력한 신호를 실제 에어(air) 상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어 상으로 전송한다.
도 2는 일반적인 OFDM 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
삭제
도 2를 참조하면, 먼저 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기는 RF 처리기(211)와, 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter)(213)와, 보호 구간 제거기(guard interval remover)(215)와, 직렬/병렬 변환기(217)와, 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)기(219)와, 등화기(equalizer)(221)와, 파일럿 심벌 추출기(pilot symbol extractor)(223)와, 채널 추정기(channel estimator)(225)와, 병렬/직렬 변환기(227)와, 심벌 디매핑기(symbol demapper)(229)와, 디인터리버(deinterleaver)(231)와, 디코더(decoder)(233)로 구성된다.
먼저, 도 1에서 설명한 바와 같은 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 수신 안테나(Rx antenna)를 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(211)로 입력되고, 상기 RF 처리기(211)는 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(213)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(213)는 상기 RF 처리기(211)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 보호 구간 제거기(215)로 출력한다. 상기 보호 구간 제거기(215)는 상기 아날로그/디지털 변환기(213)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(217)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(217)는 상기 보호 구간 제거기(215)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(219)로 출력한다. 상기 FFT기(219)는 상기 직렬/병렬 변환기(217)에서 출력한 신호를 N-포인트 FFT를 수행한 후 상기 등화기(221) 및 상기 파일럿 심벌 추출기(223)로 출력한다. 상기 등화기(221)는 상기 FFT기(219)에서 출력한 신호를 입력하여 채널 등화(channel equalization)한 후 상기 병렬/직렬 변환기(227)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(227)는 상기 등화기(221)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 심벌 디매핑기(229)로 출력한다.
한편, 상기 FFT기(219)에서 출력한 신호는 상기 파일럿 심벌 추출기(223)로 입력되고, 상기 파일럿 심벌 추출기(223)는 상기 FFT기(219)에서 출력한 신호에서 파일럿 심벌들을 검출하고, 상기 검출한 파일럿 심벌들을 상기 채널 추정기(225)로 출력한다. 상기 채널 추정기(225)는 상기 파일럿 심벌 추출기(223)에서 출력한 파일럿 심벌들을 이용하여 채널 추정을 수행하고, 상기 채널 추정 결과를 상기 등화기(221)로 출력한다. 그리고, 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기는 상기 채널 추정기(225)의 채널 추정 결과에 상응하는 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 'CQI'라 칭하기로 한다)를 생성하고, 상기 생성된 CQI를 채널 품질 정보 송신기(도시하지 않음)를 통해 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기로 송신한다.
상기 심벌 디매핑기(229)는 상기 병렬/직렬 변환기(227)에서 출력한 신호를 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 적용한 변조 방식에 해당하는 복조 방식으로 복조한 후 상기 디인터리버(231)로 출력한다. 상기 디인터리버(231)는 상기 심벌 디매핑기(229)에서 출력한 신호를 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙(deinterleaving) 방식으로 디인터리빙한 후 상기 디코더(233)로 출력한다. 상기 디코더(233)는 상기 디인터리버(231)에서 출력한 신호를 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 디코딩 방식으로 디코딩한 후 송신측에서 송신한 정보 데이터 비트로 출력한다.
상기에서 설명한 바와 같이, 일반적인 OFDM 통신 시스템에서는 상기 OFDM 통신 시스템을 구성하는 모든 서브 캐리어들에 대해서 동일한 송신 전력(transmit power)과 송신 비트를 할당하고, 상기 송신 비트에 상응하게 채널 코딩 방식 역시 결정되어 있다.
그러나, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 송신한 송신 신호는 다중 경로를 통해 수신기로 수신되고, 따라서 상기 수신기에서 수신하는 신호는 주파수 선택적 페이딩 현상을 겪게 된다. 즉, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기는 전체 서브 캐리어들에 대해서 동일한 송신 전력과 송신 비트들 수를 가지는 신호를 송신함에도 불구하고, 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기는 상기 주파수 선택적 페이딩 현상으로 인해서 상기 서브 캐리어들 각각이 상이한 주파수 응답(frequency response)을 가지는 형태로 수신하게 된다. 상기 주파수 선택적 페이딩 현상을 심하게 겪은 서브 캐리어들을 통해 수신된 신호들은 비정상적인 신호이므로, 상기 채널 디코더는 오류 정정(error correction) 동작을 수행하여 상기 비정상적인 신호들의 오류를 정정하게 된다.
결과적으로, 일반적인 OFDM 통신 시스템의 경우 비트(bit) 단위의 인터리빙 및 코딩 변조(bit-interleaved coded modulation) 방식을 사용하며, 상기 비트 단위의 인터리빙 및 코딩 변조 방식은 서브 캐리어들 각각의 페이딩 계수의 상관 관계가 낮을수록, 또한 페이딩의 변화가 빠를수록 수신단의 성능이 향상되는 코드 다이버시티(code diversity)를 획득하게 된다. 그러나, 실내의 무선 환경과 같은 채널의 시변화가 적고, 채널의 지연 확산(delay spread)이 작은 낮은 주파수 선택도(frequency selectivity)를 가지면서도, 준 정적(quasi-static) 주파수 선택적 페이딩 채널에서는 상기 비트 단위의 인터리빙 및 코딩 변조 방식의 오류 정정 능력은 저하되게 된다. 따라서, 상기 OFDM 통신 시스템에 설정되어 있는 오류 정정 능력을 만족시키기 위해서는 서브 캐리어들 각각을 통해 송신되는 송신 비트수를 감소시키거나 혹은 전체 송신 전력을 증가시켜야만 하므로 자원 효율성이 저하된다는 문제점이 있었다.
따라서, 본 발명의 목적은 OFDM 통신 시스템에서 적응적으로 변조 방식 및 코딩 방식을 제어하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 OFDM 통신 시스템에서 설정되어 있는 오류 정정 능력을 만족시키도록 변조 방식 및 코딩 방식을 제어하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 OFDM 통신 시스템에서 최소 송신 전력으로 최대 데이터 레이트를 제공하는 변조 및 코딩 방식 제어 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1장치는; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하여 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple) 통신 시스템의 송신기에서 적응적으로 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding) 방식을 제어하는 장치에 있어서, 상기 OFDM 통신 시스템에서 지원 가능한 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 미리 설정되어 있는 설정 방식을 사용하여 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수와 전력을 계산하고, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 계산한 서브 캐리어별 송신 가능 비트들 수 및 전력을 고려하여 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 데이터 레이트를 계산한 후, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해 계산된 데이터 레이트들중 최대 데이터 레이트를 가지는 코딩 방식을 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용할 코딩 방식으로 결정하고, 상기 결정한 코딩 방식을 사용할 경우 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수에 상응하게 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용할 변조 방식을 결정하는 AMC 제어기와, 상기 AMC 제어기가 결정한 코딩 방식에 상응하게 입력되는 정보 데이터 비트들을 코딩하여 출력하는 인코더와, 상기 인코더에서 출력한 신호를 입력하여 상기 AMC 제어기가 결정한 변조 방식에 상응하게 변조하여 출력하는 변조기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2장치는; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하여 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple) 통신 시스템의 송신기에서 적응적 변조 및 코딩 방식을 사용하여 신호를 송신하고, 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기에서 상기 신호를 수신하는 장치에 있어서, 수신 신호를 무선 주파수 처리하여 고속 푸리에 변환하는 수신기와, 상기 고속 푸리에 변환된 신호를 입력하여 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 사용하는 변조 방식을 사용하여 복조하는 복조기와, 상기 복조된 신호를 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 적용한 코딩 방식을 사용하여 디코딩하여 정보 데이터 비트들로 출력하는 디코더를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제1방법은; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하여 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple) 통신 시스템의 송신기에서 적응적으로 변조 및 코딩 방식을 제어하는 방법에 있어서, 상기 OFDM 통신 시스템에서 지원 가능한 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 미리 설정되어 있는 설정 방식을 사용하여 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수와 전력을 계산하는 제1과정과, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 계산한 서브 캐리어별 송신 가능 비트들 수 및 전력을 고려하여 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 데이터 레이트를 계산하는 제2과정과, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해 계산된 데이터 레이트들중 최대 데이터 레이트를 가지는 코딩 방식을 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 코딩 방식으로 결정하고, 상기 결정한 코딩 방식에서 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수에 상응하게 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용하는 변조 방식을 결정하는 제3과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제2방법은; 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하여 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple) 통신 시스템의 송신기에서 적응적 변조 및 코딩 방식을 사용하여 신호를 송신하고, 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기에서 상기 신호를 수신하는 방법에 있어서, 수신 신호를 무선 주파수 처리하여 고속 푸리에 변환하는 과정과, 상기 고속 푸리에 변환된 신호를 입력하여 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 사용하는 변조 방식을 사용하여 복조하는 과정과, 상기 복조된 신호를 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 사용하는 코딩 방식을 사용하여 디코딩하여 정보 데이터 비트들로 출력하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'OFDM 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 적응적 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding, 이하 'AMC'라 칭하기로 한다) 방식을 제안한다. 특히, 본 발명은 상기 OFDM 통신 시스템에서 미리 설정되어 있는 오류 정정 능력을 만족시키면서도 최대 데이터 레이트(data rate)를 제공하면서도, 최소 송신 전력(transmit power)을 사용하여 데이터를 송수신할 수 있는 AMC 방식을 제공한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에서 OFDM 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
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도 3을 참조하면, 먼저 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기는 인코더(encoder)(311)와, 인터리버(interleaver)(313)와, 심벌 매핑기(symbol mapper)(315)와, AMC 제어기(317)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(319)와, 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter)(321)와, 역고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)기(323)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(325)와, 보호 구간 삽입기(guard interval inserter)(327)와, 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter)(329)와, 무선 주파수(RF: Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(331)로 구성된다.
먼저, 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터비트(control data bits)가 발생하면, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트는 상기 인코더(311)로 입력된다. 여기서, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트를 '정보 데이터 비트(information data bits)'라고 칭하기로 한다. 상기 인코더(313)는 상기 정보 데이터 비트를 입력하여 상기 AMC 제어기(317)의 제어에 따른 코딩(coding) 방식으로 코딩한 후 상기 인터리버(313)로 출력한다. 여기서, 상기 코딩 방식은 소정 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등이 될 수 있으며, 상기 AMC 제어기(317)는 상기 OFDM 통신 시스템의 채널 상태에 상응하게 상기 코딩 방식, 즉 코딩 레이트(coding rate)를 설정하며, 상기 AMC 제어기(317)가 상기 코딩 방식을 제어하는 과정은 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 상기 인터리버(313)는 미리 설정되어 있는 설정 인터리빙(interleaving) 방식으로 인터리빙한 후 상기 심벌 매핑기(315)로 출력한다. 여기서, 상기 인터리빙 방식은 랜덤(random) 인터리빙 방식 등이 될 수 있다.
상기 심벌 매핑기(315)는 상기 인터리버(313)에서 출력한 코딩된 비트(coded bits)를 상기 AMC 제어기(317)의 제어에 따른 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌로 생성한 후 상기 직렬/병렬 변환기(319)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식은 Gray-매핑(mapping) 방식 등이 될 수 있으며, 상기 AMC 제어기(317)는 상기 OFDM 통신 시스템의 채널 상태에 상응하게 상기 변조 방식을 설정하며, 상기 AMC 제어기(317)가 상기 변조 방식을 제어하는 과정은 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 직렬/병렬 변환기(319)는 상기 심벌 매핑기(315)에서 출력한 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(321)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(321)는 상기 직렬/병렬 변환기(319)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 상기 IFFT기(323)로 출력한다.
상기 IFFT기(323)는 상기 파일럿 심벌 삽입기(321)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(325)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(325)는 상기 IFFT기(323)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(327)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(327)는 상기 병렬/직렬 변환기(325)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(329)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDMA 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 시간 영역(time domain)의 OFDM 심벌의 마지막 일정 샘플(sample)들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'Cyclic Prefix' 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 샘플들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 'Cyclic Postfix' 방식으로 사용될 수 있다.
상기 디지털/아날로그 변환기(329)는 상기 보호 구간 삽입기(327)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(331)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(331)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(329)에서 출력한 신호를 실제 에어(air) 상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어 상으로 전송한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에서 OFDM 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 4를 참조하면, 먼저 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기는 RF 처리기(411)와, 아날로그/디지털 변환기(analog/digital converter)(413)와, 보호 구간 제거기(guard interval remover)(415)와, 직렬/병렬 변환기(417)와, 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform， 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)기(419)와, 등화기(equalizer)(421)와, 파일럿 심벌 추출기(pilot symbol extractor)(423)와, 채널 추정기(channel estimator)(425)와, 병렬/직렬 변환기(427)와, 심벌 디매핑기(symbol demapper)(429)와, 디인터리버(deinterleaver)(431)와, 디코더(decoder)(433)와, AMC 제어기(435)로 구성된다.
먼저, 도 3에서 설명한 바와 같은 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 송신한 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 수신 안테나(Rx antenna)를 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(411)로 입력되고, 상기 RF 처리기(411)는 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF: Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(413)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(413)는 상기 RF 처리기(411)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 보호 구간 제거기(415)로 출력한다. 상기 보호 구간 제거기(415)는 상기 아날로그/디지털 변환기(413)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(417)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(417)는 상기 보호 구간 제거기(415)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(419)로 출력한다. 상기 FFT기(419)는 상기 직렬/병렬 변환기(417)에서 출력한 신호를 N-포인트 FFT를 수행한 후 상기 등화기(421) 및 상기 파일럿 심벌 추출기(423)로 출력한다. 상기 등화기(421)는 상기 FFT기(419)에서 출력한 신호를 입력하여 채널 등화(channel equalization)한 후 상기 병렬/직렬 변환기(427)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(427)는 상기 등화기(421)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 심벌 디매핑기(429)로 출력한다.
한편, 상기 FFT기(419)에서 출력한 신호는 상기 파일럿 심벌 추출기(423)로 입력되고, 상기 파일럿 심벌 추출기(423)는 상기 FFT기(419)에서 출력한 신호에서 파일럿 심벌들을 검출하고, 상기 검출한 파일럿 심벌들을 상기 채널 추정기(425)로 출력한다. 상기 채널 추정기(425)는 상기 파일럿 심벌 추출기(423)에서 출력한 파일럿 심벌들을 이용하여 채널 추정을 수행하고, 상기 채널 추정 결과를 상기 등화기(421)로 출력한다. 그리고, 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기는 상기 채널 추정기(425)의 채널 추정 결과에 상응하는 CQI를 생성하고, 상기 생성된 CQI를 채널 품질 정보 송신기(도시하지 않음)를 통해 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기로 송신한다.
상기 심벌 디매핑기(429)는 상기 병렬/직렬 변환기(427)에서 출력한 신호를 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 적용한 변조 방식에 해당하는 복조 방식으로 복조한 후 상기 디인터리버(431)로 출력한다. 여기서, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 적용한 변조 방식에 대한 정보는 상기 AMC 제어기(435)로부터 제공받으며, 상기 AMC 제어기(435)는 상기 도 4에 도시하지는 않았으나 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기로부터 별도의 변조 방식에 대한 정보를 제공받는다. 상기 디인터리버(431)는 상기 심벌 디매핑기(429)에서 출력한 신호를 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 적용한 인터리빙 방식에 상응하는 디인터리빙(deinterleaving) 방식으로 디인터리빙한 후 상기 디코더(433)로 출력한다. 상기 디코더(433)는 상기 디인터리버(431)에서 출력한 신호를 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 적용한 코딩 방식에 상응하는 디코딩 방식으로 디코딩한 후 송신측에서 송신한 정보 데이터 비트로 출력한다. 여기서, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 적용한 코딩 방식에 대한 정보는 상기 AMC 제어기(435)로부터 제공받으며, 상기 AMC 제어기(435)는 상기 도 4에 도시하지는 않았으나 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기로부터 별도의 코딩 방식에 대한 정보를 제공받는다.
그러면 여기서 상기 AMC 제어기(317)의 동작에 대해서 설명하기로 한다.
먼저, 도 3에 도시한 바와 같이 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서는 B개의 정보 데이터 비트들(B bits)을 L개의 OFDM 심벌(symbol)들을 통해서 송신한다. 그리고, 인코더(311)는 미리 설정된 설정 개수, 즉 V개의 서로 다른 코딩 레이트를 가지는 코딩 방식중 어느 한 방식으로 입력된 정보 데이터 비트를 코딩한다. 여기서, 임의의 v번째 코딩 레이트를 r(Cv)라고 정의하기로 하며, 상기 인코더(311)의 코딩 방식은 상기 AMC 제어기(317)가 제어한다. 따라서, 상기 B개의 정보 데이터 비트들은 상기 인코더(311)에서 코딩 방식 r(Cv)을 적용하여 코딩되고, 상기 코딩 방식 r(Cv)을 적용하여 코딩된 비트들을 Cv라고 정의할 경우 상기 코딩된 비트들 Cv는 최소 해밍 거리(minimum Hamming distance) dH(Cv)를 가진다.
상기 코딩된 비트들 Cv는 상기 심벌 매핑기(315)에서 Gray-매핑 방식에 상응하게 서브 캐리어들 각각에 해당하는 복소(complex) 신호로 변환된다. 여기서, 1개의 OFDM 심벌은 N개의 서브 캐리어 신호들로 구성되고, 상기 N개의 서브 캐리어들 각각을 통해 mi( i = 1, 2, ... , N)개의 비트들이 송신되므로, 1개의 OFDM 심벌당
Figure 112003043678410-pat00001
개의 비트들이 송신된다. 본 발명에서는 사각 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)(이하 'square-QAM'이라 칭하기로 한다) 방식만을 고려하기로 하며, 따라서 상기 mi는 짝수라고 가정하기로 한다.
다음으로, 상기 도 4에 도시한 바와 같이 수신 신호가 FFT기(419)를 통해 주파수 영역(frequency domain)의 복소 신호로 변환된 후, 상기 심벌 디매핑기(429)의 심벌 디매핑 동작 과정에서 비트 단위 소프트 메트릭(soft metric)(λi)을 계산하게 되며, 상기 소프트 메트릭(λi) 계산 과정은 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112003043678410-pat00002
여기서, l은 OFDM 심벌 인덱스(index)를 나타내며, n은 서브 캐리어 인덱스를 나타내며, Hn은 n번째 서브 캐리어의 페이딩 계수를 나타내며, yn(l)은 n번째 서브 캐리어, l번째 OFDM 심벌에 대한 복소 수신 신호를 나타내며, σ2은 가우시안 분포(Gaussian distribution)를 가정할 경우의 잡음(noise)에 대한 분산 값을 나타내며,
Figure 112008047354993-pat00003
은 n번째 서브 캐리어의, i번째 비트 값이 b(0 혹은 1)인 복소 신호들의 집합을 나타낸다. 이때, 상기 심벌 디매핑기(429)의 디매핑 동작, 즉 복조 방식 제어는 상기 AMC 제어기(435)가 제어한다.
상기 복조된 신호들은 상기 디코더(433)로 전달되고, 상기 디코더(433)는 상기 AMC 제어기(435)의 제어에 따라 상기 복조된 코딩된 비트들 Cv에서
Figure 112003043678410-pat00004
의 값을 최대화하는 부호열 ck(k = 1, .... , LK)를 검출하여 최종 복호 비트로 출력하게 되는 것이다.
이하, 상기 AMC 제어기(317)가 코딩 방식 및 송신 비트들 수, 즉 변조 방식을 결정하는 과정을 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, 상기 AMC 제어기(317)는 하기 <수학식 2> 내지 <수학식 4>와 같은 최적화 연산을 수행하여 상기 코딩 방식 및 변조 방식을 결정한다.
Figure 112003043678410-pat00005
Figure 112003043678410-pat00006
Figure 112003043678410-pat00007
상기 <수학식 2> 내지 <수학식 4>에서, i는 상기 OFDM 통신 시스템에서 제공하는 코딩 방식의 인덱스(index)를 나타내며, r(Ci)는 I번째 코딩 방식 Ci의 코딩 레이트를 나타내며, mn은 n번째 서브 캐리어를 통해 송신되는 송신 비트들 수를 나타내며, Pn은 n번째 서브 캐리어를 통해 송신되는 송신 비트들의 송신 전력을 나타내며, PT는 상기 OFDM 통신 시스템에서 송신 가능한 최대 송신 전력을 나타내며, mmax는 서브 캐리어들 각각별로 송신 가능한 최대 비트들 수를 나타내며, Γ는 패킷 에러 레이트(packet error rate)에 의해 결정되는 상수(constant)를 나타낸다.
상기 <수학식 2> 내지 <수학식 4>에 나타낸 최적화 연산과 같이, 상기 AMC 제어기(317)는 상기 OFDM 통신 시스템에서 제공할 수 있는 임의의 코딩 방식 Ci에 대해서 Levin-Campello 알고리즘에 상응하게 서브 캐리어별로 송신 전력 및 송신 비트들 수를 할당한다. 여기서, 상기 Levin-Campello 알고리즘은 T.Starr와, J.M Cioffi와 P.J.Silverman이 1999년 발표한 'Understanding Digital Subscriber Line Technology'(T. Starr, J. M Cioffi and P. J. Silverman, Understanding Digital Subscriber Line Technology, Prentice Hall, 1999)'에 개시되어 있으며, 상기 Levin-Campello 알고리즘을 사용하여 서브 캐리어별로 송신 전력 및 송신 비트들 수를 할당하는 방식 자체는 본 발명과 직접적인 연관이 없으므로 그 구체적인 설명은 생략하기로 한다.
상기 AMC 제어기(317)는 상기 Levin-Campello 알고리즘에 따라 획득된 상기 V개의 코딩 방식들 중에서 최대 데이터 레이트(R)를 가지는 코딩 방식 Cv를 상기 인코더(311)의 코딩 방식으로 결정한다. 또한, 상기 AMC 제어기(317)는 상기 최대 데이터 레이트(R)를 가지는 서브 캐리어별 송신 전력
Figure 112010040978610-pat00008
을 상기 OFDM 통신 시스템의 서브 캐리어별 송신 전력으로 할당한다. 또한, 상기 AMC 제어기(317)는 상기 최대 데이터 레이트(R)를 가지는 송신 비트들의 개수 (m1, ... , mN)을 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신할 송신 비트들 수로 결정한다.
한편, 상기 서브 캐리어별로 할당되는 송신 전력
Figure 112003043678410-pat00009
은 상기 AMC 제어기(317)가 결정한 서브 캐리어별 송신 전력
Figure 112003043678410-pat00010
을 미리 설정한 스케일링 팩터(scaling factor)를 곱합으로서 획득되는데, 여기서 상기 스케일링 팩터는 상기 N개의 서브 캐리어들 각각을 통해 송신되는 송신 비트들중 가장 많이 사용되는 송신 비트에 따라 결정된다. 즉, 상기 최적화 연산 과정에서 획득된 서브 캐리어별 송신 비트들 (m1, ... , mN)중에서 가장 많이 사용되는 송신 비트가
Figure 112003043678410-pat00011
라고 가정하면, 하기 수학식 5와 같은 관계가 성립한다.
Figure 112003043678410-pat00012
여기서, λj는 송신 비트에 따라 채널 코드의 전력 이득 효과가 변하는 것을 고려한 전력 스케일링 팩터를 나타내며,
Figure 112008047354993-pat00013
의 관계를 가진다.
그러면 여기서 본 발명에서 제안하는 AMC 방식을 정리하면 다음과 같다.
상기에서 설명한 바와 같이 본 발명에서 제안하는 AMC 방식은 OFDM 통신 시스템의 최대 송신 전력의 제한 조건과, 오류 정정 능력을 만족시키면서도 최소 전력으로 최대 데이터 레이트를 지원할 수 있다. 이를 상세히 설명하면, 먼저 상기 수학식 2와 같은 최적화 연산 과정에서 데이터 레이트(R)를 최대화시키게 되며, 이때 상기 수학식 3에서와 같이 서브 캐리어별 최대 송신 비트를 제한하고, 또한 디코더에서 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 송신한 부호
Figure 112010040978610-pat00014
에서 d비트 만큼 이격된 다른 부호
Figure 112010040978610-pat00015
로 디코딩될 PEP(Pair-wise Error Probability)를 하기 수학식 6과 같이 제한시킨다.
Figure 112003043678410-pat00016
상기 수학식 6에서,
Figure 112003043678410-pat00017
로 서로 다른 d 비트 위치에 해당하는 부호 값을 나타내며,
Figure 112003043678410-pat00018
로 서로 다른 d 비트들이 매핑되는 비트 위치와 서브 캐리어 쌍(pair)의 Cartesian 곱을 나타내며,
Figure 112003043678410-pat00019
를 나타낸다. 여기서,
Figure 112003043678410-pat00020
는 nk번째 서브 캐리어의, ik번째 비트 값이 ck(0 혹은 1)인 복소 신호들의 집합을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 6에서
Figure 112003043678410-pat00021
는 k번째 비트가 매핑된 nk번째 서브 캐리어의 최소 유클리디안 거리 (minimum Euclidean distance)를 나타내며,
Figure 112003043678410-pat00022
로
Figure 112003043678410-pat00023
에 대해서
Figure 112003043678410-pat00024
상에 존재하는 최소 유클리디안 거리만큼 떨어진 이웃 신호(nearest neighbor)로서 Gray-매핑 방식에 대해서는 유일하게 존재한다.
한편, 상기 수학식 6에서 두 번째 부등식은 하기 수학식 7이 성립한다는 가정을 이용한 것이다.
Figure 112003043678410-pat00025
또한, 상기 수학식 6에서 세 번째 부등식은 상기 수학식 3과, 사각 QAM 신호를 사용한다는 가정하에, 하기 수학식 8이 성립한다는 가정을 이용한 것이다.
Figure 112003043678410-pat00026
또한, 상기 수학식 2와 같은 최적화 연산 과정에서 상기 수학식 4는 상기 OFDM 통신 시스템의 전체 송신 전력의 제한 조건을 제시하고 있다. 그런데 상기 수학식 6에서 사용된 PEP의 경계(bound)는 서브 캐리어별 송신 비트들 수가 증가할수록 그 tightness가 약해지게 되는데, 그 이유는 서브 캐리어별 송신 비트들 수가 클 경우 상기 수학식 6의 두 번째 부등식에서 사용된 tightness가 약해지기 때문이다. 이 경우, 상기 수학식 2를 통해서 최적화된 전력 할당 방식이 주어진 에러 레이트를 훨씬 밑도는, 즉 필요 이상의 에러 정정 능력을 가지게 된다. 따라서, 상기 수학식 5에서 설명한 바와 같은 스케일링 팩터를 고려하여 상기 OFDM 통신 시스템의 전체 송신 전력을 축소시킴으로써 필요 이상의 에러 정정 능력으로 인한 자원 낭비를 제거한다.
다음으로, 도 5를 참조하여 일반적인 OFDM 통신 시스템과 본 발명에서 제안하는 AMC 방식을 적용할 경우의 OFDM 통신 시스템의 데이터 레이트를 비교 설명하기로 한다.
도 5를 설명하기에 앞서, 먼저 상기 OFDM 통신 시스템은 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.11a 통신 시스템을 가정하며, 따라서 상기 IEEE 802.11a 표준 규격(standard spec)에서 제시하고 있는 64-state와, rate-1/2 컨벌루셔널 코드 및 천공(puncturing)을 통한 rate-2/3과 rate-3/4 코드로 각각의 최소 해밍 거리는 10, 6, 5 을 가진다고 가정하며, 서브 캐리어별 송신 신호는 상기 IEEE 802.11a 통신 시스템의 표준 규격과 일치하도록 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식과 , 16 QAM 방식 및 64 QAM 방식으로 제한하여 사용하였고, 데이터 패킷은 200 바이트(byte)의 무작위로 생성된 이진 데이터라고 가정하기로 한다.
또한, 상기 OFDM 통신 시스템의 송신 매개 변수들 및 변조 방식은 상기 IEEE 802.11a 통신 시스템의 표준 규격에 상응하게 Gray-매핑 방식을 사용하고, 비트 블록 인터리빙 방식 역시 상기 IEEE 802.11a 통신 시스템의 표준 규격에 상응하게 랜덤 인터리빙을 사용한다고 가정하기로 한다. 채널 환경은 실내 NLOS (non-light of sight) exponentially-decaying multi-path Rayleigh fading 모델 및 quasi-static fading 환경을 가정하였고, 전체 채널 경로 페이딩의 평균 에너지(average energy)는 1로 정규화 되었으며, 채널의 평균 지연 확산은 50ns를 사용한다고 가정하기로 한다.
또한, 상기 OFDM 통신 시스템의 전체 송신 전력 PT는 0dBm으로 설정하고, 송신 비트에 따른 전력 스케일링 팩터는
Figure 112003043678410-pat00027
1 = 0dB (QPSK 방식),
Figure 112003043678410-pat00028
2 = -0.8dB (16QAM 방식),
Figure 112003043678410-pat00029
3 = -1.5dB(64 QAM 방식)를 사용하고, 상기 수학식 3에 사용하는
Figure 112003043678410-pat00030
= 8.8dB로 설정함으로써 패킷 에러 레이트를 1% 정도로 제한한다고 가정하기로 한다.
상기에서와 같은 조건들에서, 상기 도 5에 도시한 바와 같이 본 발명에서 제안하는 AMC 방식을 사용할 경우 본 발명에서 제안하는 AMC 방식을 사용하지 않는 경우에 비해서 동일한 송신 전력에서 더 높은 데이터 레이트를 획득할 수 있음을 알 수 있다. 특히, 낮은 데이터 레이트를 가지는 모드(6Mbps)에서는 19dB 이상의 큰 송신 전력 이득을 획득할 수 있음을 알 수 있는데, 이는 본 발명에서 제안하는 AMC 방식을 사용할 경우 일반적인 OFDM 통신 시스템, 즉 상기 IEEE 802.11a 통신 시스템의 표준 규격에서 제시하는 서비스 범위(service range)보다 훨씬 넓은 서비스 범위를 갖게 됨을 나타낸다.
도 6은 본 발명에서 제안하는 AMC 방식을 적용할 경우의 OFDM 통신 시스템의 패킷 에러 레이트 및 코드 선택 레이트를 도시한 그래프이다. 이때, 도 5에서 설명한 바와 같은 조건들이 도 6에도 동일하게 적용하기로 가정한다.
도 6을 참조하면, 먼저 본 발명에서 제안하는 AMC 방식을 적용할 경우 상기 OFDM 통신 시스템에서 목표로하는 타겟(target) 패킷 에러 레이트, 즉 1% 패킷 에러 레이트에 근사하게 신호를 송수신함을 알 수 있다. 또한, 잡음이 비교적 많은 채널 환경에서는 낮은 코드 레이트의 코드가, 잡음이 비교적 적은 채널 환경에서는 높은 코드 레이트의 코드가 주로 사용됨을 알 수 있다.
본 발명에서 제안하는 AMC 방식을 적용할 경우 잡음의 전력비에 따른 송신 전력의 평균 값을 하기 표 1에 나타내었다.
Figure 112003043678410-pat00031
상기 <표 1>에 나타낸 바와 같이, 비교적 잡음이 많은 채널 환경에서는 제한된 전체 송신 전력(0dBm)을 거의 사용하는 반면에, 비교적 잡음이 적은 채널 환경에서는 전체 송신 전력중 일부만을 사용하여 저전력 송신이 가능하게 됨을 알 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, OFDMA 방식을 사용하는 통신 시스템에서 시간-주파수 2차원 영역의 서브 채널 할당 방식을 기반으로 하여 주파수 선택적 AMC 방식을 사용하므로 전송 용량을 최대화할 수 있다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 가입자 단말기의 채널 상태에 따라 다이버시티 서브 채널과 AMC 서브 채널을 적응적으로 할당하여 가입자 단말기 특성에 상응하는 서비스를 제공할 수 있다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명에 따른 서브 채널 할당은 인접한 기지국들의 서브 채널들간 충돌이 발생할 확률을 최소화하여 서브 채널 충돌로 인한 시스템 성능 저하를 방지한다는 이점을 가진다.

Claims (29)

  1. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하여 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple) 통신 시스템의 송신기에서 적응적으로 변조 및 코딩 방식을 제어하는 방법에 있어서,
    상기 OFDM 통신 시스템에서 지원 가능한 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 미리 설정되어 있는 설정 방식을 사용하여 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수와 전력을 계산하는 제1과정과,
    상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 계산한 서브 캐리어별 송신 가능 비트들 수 및 전력을 고려하여 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 데이터 레이트를 계산하는 제2과정과,
    상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해 계산된 데이터 레이트들중 최대 데이터 레이트를 가지는 코딩 방식을 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용할 코딩 방식으로 결정하고, 상기 결정한 코딩 방식을 사용할 경우 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수에 상응하게 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용할 변조 방식을 결정하는 제3과정을 포함함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제3과정에서 상기 결정한 코딩 방식에 상응하게 계산된 전력에 스케일링 팩터를 적용하여 조정한 전력을 상기 서브 캐리어별로 할당할 송신 전력으로 결정하는 제4과정을 더 포함하는 변조 및 코딩 방식 제어 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스케일링 팩터는 상기 서브 캐리어별 송신 가능한 비트들중 최대 개수를 가지는 비트들 수를 고려하여 결정됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1과정에서 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대한 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수 및 전력은 하기 수학식 9와 같이 계산됨을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 방법.
    Figure 112010040978610-pat00032
    상기 수학식 9에서, i는 상기 OFDM 통신 시스템에서 제공하는 코딩 방식의 인덱스를 나타내며, r(Ci)는 i번째 코딩 방식 Ci의 코딩 레이트를 나타내며, mn은 n번째 서브 캐리어를 통해 송신되는 송신 비트들 수를 나타내며, R 은 데이터 레이트를 나타내며, V는 코딩 레이트의 개수를 나타내며, N은 서브 캐리어의 개수를 나타내며,
    Figure 112010040978610-pat00048
    는 최대 데이터 레이트를 가지는 1번째 서브 캐리어의 송신 전력을 나타내며,
    Figure 112010040978610-pat00049
    는 최대 데이터 레이트를 가지는 N번째 서브 캐리어의 송신 전력을 나타냄.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 모든 코딩 방식들 각각에 대한 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수 및 전력 계산은 하기 수학식 10 및 수학식 11과 같은 제한 조건을 가짐을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 방법.
    Figure 112010040978610-pat00033
    상기 수학식 10에서, dH(Ci)는 i번째 코딩 방식 Ci를 적용하여 코딩된 비트들의 최소 해밍 거리를 나타내며, Hn은 n번째 서브 캐리어의 페이딩 계수를 나타내며,
    Figure 112010040978610-pat00050
    은 최대 데이터 레이트를 가지는 n번째 서브 캐리어의 송신 전력을 나타내며, mmax는 서브 캐리어들 각각별로 송신 가능한 최대 비트들 수를 나타내며, Γ는 패킷 에러 레이트에 의해 결정되는 상수를 나타냄.
    Figure 112010040978610-pat00034
    상기 수학식 11에서, PT는 상기 OFDM 통신 시스템에서 송신 가능한 최대 송신 전력을 나타냄.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 OFDM 통신 시스템에서 사용할 변조 방식은 Gray-매핑 방식임을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 설정 방식은 Levin-Campello 알고리즘임을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 방법.
  8. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하여 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple) 통신 시스템의 송신기에서 적응적으로 변조 및 코딩(AMC: Adaptive Modulation and Coding) 방식을 제어하는 장치에 있어서,
    상기 OFDM 통신 시스템에서 지원 가능한 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 미리 설정되어 있는 설정 방식을 사용하여 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수와 전력을 계산하고, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 계산한 서브 캐리어별 송신 가능 비트들 수 및 전력을 고려하여 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 데이터 레이트를 계산한 후, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해 계산된 데이터 레이트들중 최대 데이터 레이트를 가지는 코딩 방식을 상기 OFDM 통신 시스템의 코딩 방식으로 결정하고, 상기 결정한 코딩 방식에서 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수에 상응하게 상기 OFDM 통신 시스템에서 사용할변조 방식을 결정하는 AMC 제어기와,
    상기 AMC 제어기가 결정한 코딩 방식에 상응하게 입력되는 정보 데이터 비트들을 코딩하여 출력하는 인코더와,
    상기 인코더에서 출력한 신호를 입력하여 상기 AMC 제어기가 결정한 변조 방식에 상응하게 변조하여 출력하는 변조기를 포함함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 장치는 상기 변조기에서 출력한 신호를 입력하여 역고속 푸리에 변환하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)기, 및 상기 역고속 푸리에 변환된 신호를 무선 주파수 처리하여 송신하는 RF(Radio Frequency) 처리기를 더 포함함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 AMC 제어기는 상기 결정한 코딩 방식에 상응하게 계산된 전력에 스케일링 팩터를 적용하여 조정한 전력을 상기 서브 캐리어별로 할당할 송신 전력으로 결정함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 AMC 제어기는 상기 서브 캐리어별 송신 가능한 비트들중 최대 개수를 가지는 비트들 수를 고려하여 상기 스케일링 팩터를 결정함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 장치.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 AMC 제어기는 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대한 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수 및 전력을 하기 수학식 12와 같이 계산함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 장치.
    Figure 112010040978610-pat00035
    상기 수학식 12에서, i는 상기 OFDM 통신 시스템에서 제공하는 코딩 방식의 인덱스를 나타내며, r(Ci)는 i번째 코딩 방식 Ci의 코딩 레이트를 나타내며, mn은 n번째 서브 캐리어를 통해 송신되는 송신 비트들 수를 나타내며, R 은 데이터 레이트를 나타내며, V는 코딩 레이트의 개수를 나타내며, N은 서브 캐리어의 개수를 나타내며,
    Figure 112010040978610-pat00051
    는 최대 데이터 레이트를 가지는 1번째 서브 캐리어의 송신 전력을 나타내며,
    Figure 112010040978610-pat00052
    는 최대 데이터 레이트를 가지는 N번째 서브 캐리어의 송신 전력을 나타냄.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 AMC 제어기는,
    상기 모든 코딩 방식들 각각에 대한 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수 및 전력 계산시 하기 수학식 13 및 수학식 14과 같은 제한 조건을 적용함을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 장치.
    Figure 112010040978610-pat00036
    상기 수학식 13에서, dH(Ci)는 i번째 코딩 방식 Ci를 적용하여 코딩된 비트들의 최소 해밍 거리를 나타내며, Hn은 n번째 서브 캐리어의 페이딩 계수를 나타내며,
    Figure 112010040978610-pat00053
    은 최대 데이터 레이트를 가지는 n번째 서브 캐리어의 송신 전력을 나타내며, mmax는 서브 캐리어들 각각별로 송신 가능한 최대 비트들 수를 나타내며, Γ는 패킷 에러 레이트에 의해 결정되는 상수를 나타냄.
    Figure 112010040978610-pat00037
    상기 수학식 14에서, PT는 상기 OFDM 통신 시스템에서 송신 가능한 최대 송신 전력을 나타냄.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 OFDM 통신 시스템에서 사용할 변조 방식은,
    Gray-매핑 방식임을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 장치.
  15. 제8항에 있어서,
    상기 설정 방식은 Levin-Campello 알고리즘임을 특징으로 하는 변조 및 코딩 방식 제어 장치.
  16. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하여 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple) 통신 시스템의 송신기에서 적응적 변조 및 코딩 방식을 사용하여 신호를 송신하고, 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기에서 상기 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    수신 신호를 무선 주파수 처리하여 고속 푸리에 변환하는 과정과,
    상기 고속 푸리에 변환된 신호를 입력하여 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 사용하는 변조 방식을 사용하여 복조하는 과정과,
    상기 복조된 신호를 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 사용할 코딩 방식에 상응하게 디코딩하여 정보 데이터 비트들로 출력하는 과정을 포함하되,
    상기 코딩 방식은; 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 지원 가능한 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 미리 설정되어 있는 설정 방식에 상응하게 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수와 전력을 계산하고, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 계산한 서브 캐리어별 송신 가능 비트들 수 및 전력을 고려하여 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 데이터 레이트를 계산한 후, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해 계산된 데이터 레이트들중 최대 데이터 레이트를 가지는 코딩 방식임을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  17. 삭제
  18. 제16항에 있어서,
    상기 변조 방식은; 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해 계산된 데이터 레이트들중 최대 데이터 레이트를 가지는 코딩 방식에서 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수에 상응하게 결정된 변조 방식임을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 복조하는 과정은,
    하기 수학식 15를 사용하여 비트 단위 소프트 메트릭을 계산하는 것임을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
    Figure 112010040978610-pat00038
    상기 수학식 15에서, λi는 i 번째 비트의 소프트 메트릭을 나타내며, l은 OFDM 심벌 인덱스를 나타내며, n은 서브 캐리어 인덱스를 나타내며, Hn은 n번째 서브 캐리어의 페이딩 계수를 나타내며, yn(l)은 n번째 서브 캐리어, l번째 OFDM 심벌에 대한 복소 수신 신호를 나타내며, σ2은 가우시안 분포를 가정할 경우의 잡음에 대한 분산 값을 나타내며,
    Figure 112010040978610-pat00039
    은 n번째 서브 캐리어의, i번째 비트 값이 b인 복소 신호들의 집합을 나타냄.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 출력하는 과정은,
    상기 계산한 비트 단위 소프트 메트릭을 최대화하는 코드열을 상기 정보 데이터 비트들로 출력하는 것임을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  21. 제16항에 있어서,
    상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 사용하는 변조 방식은,
    Gray-매핑 방식임을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  22. 제16항에 있어서,
    상기 설정 방식은 Levin-Campello 알고리즘임을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  23. 전체 주파수 대역을 다수의 서브 캐리어 대역들로 분할하여 사용하는 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiple) 통신 시스템의 송신기에서 적응적 변조 및 코딩 방식을 사용하여 신호를 송신하고, 상기 OFDM 통신 시스템의 수신기에서 상기 신호를 수신하는 장치에 있어서,
    수신 신호를 무선 주파수 처리하는 RF(Radio Frequency) 처리기와,
    상기 무선 주파수 처리된 신호를 고속 푸리에 변환하는 FFT(Fast Fourier Transform)기와,
    상기 고속 푸리에 변환된 신호를 입력하여 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 사용하는 변조 방식을 사용하여 복조하는 복조기와,
    상기 복조된 신호를 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 사용하는 코딩 방식에 상응하게 디코딩하여 정보 데이터 비트들로 출력하는 디코더를 포함하되,
    상기 코딩 방식은; 상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 지원 가능한 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 미리 설정되어 있는 설정 방식을 사용하여 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수와 전력을 계산하고, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 계산한 서브 캐리어별 송신 가능 비트들 수 및 전력을 고려하여 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해서 데이터 레이트를 계산한 후, 상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해 계산된 데이터 레이트들중 최대 데이터 레이트를 가지는 코딩 방식임을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  24. 삭제
  25. 제23항에 있어서,
    상기 OFDM 통신시스템의 송신기에서 사용하는 변조 방식은;
    상기 모든 코딩 방식들 각각에 대해 계산된 데이터 레이트들 중 최대 데이터 레이트를 가지는 코딩 방식을 사용하여 상기 서브 캐리어들 각각을 통해 송신 가능한 비트들 수에 상응하게 결정됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  26. 제23항에 있어서,
    상기 복조기는 하기 수학식 16을 사용하여 비트 단위 소프트 메트릭을 계산함을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
    Figure 112010040978610-pat00040
    상기 수학식 16에서, λi는 i 번째 비트의 소프트 메트릭을 나타내며, l은 OFDM 심벌 인덱스를 나타내며, n은 서브 캐리어 인덱스를 나타내며, Hn은 n번째 서브 캐리어의 페이딩 계수를 나타내며, yn(l)은 n번째 서브 캐리어, l번째 OFDM 심벌에 대한 복소 수신 신호를 나타내며, σ2은 가우시안 분포를 가정할 경우의 잡음에 대한 분산 값을 나타내며,
    Figure 112010040978610-pat00041
    은 n번째 서브 캐리어의, i번째 비트 값이 b인 복소 신호들의 집합을 나타냄.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 디코더는 상기 계산한 비트 단위 소프트 메트릭을 최대화하는 코드열을 상기 정보 데이터 비트들로 출력함을 특징으로 하는 신호 수신장치.
  28. 제23항에 있어서,
    상기 OFDM 통신 시스템의 송신기에서 사용하는 변조 방식은,
    Gray-매핑 방식임을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  29. 제23항에 있어서,
    상기 설정 방식은 Levin-Campello 알고리즘임을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
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