JP4125712B2 - 直交周波数分割多重方式を使用する通信システムでの適応変調及びコーディングを制御するための装置及び方法 - Google Patents

直交周波数分割多重方式を使用する通信システムでの適応変調及びコーディングを制御するための装置及び方法 Download PDF

Info

Publication number
JP4125712B2
JP4125712B2 JP2004335170A JP2004335170A JP4125712B2 JP 4125712 B2 JP4125712 B2 JP 4125712B2 JP 2004335170 A JP2004335170 A JP 2004335170A JP 2004335170 A JP2004335170 A JP 2004335170A JP 4125712 B2 JP4125712 B2 JP 4125712B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
power
bits
communication system
scheme
subcarriers
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2004335170A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2005151583A (ja
Inventor
基逢 宋
東俊 李
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Samsung Electronics Co Ltd filed Critical Samsung Electronics Co Ltd
Publication of JP2005151583A publication Critical patent/JP2005151583A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP4125712B2 publication Critical patent/JP4125712B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0009—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the channel coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0002—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate
    • H04L1/0003—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate by switching between different modulation schemes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0044—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path allocation of payload
    • H04L5/0046—Determination of how many bits are transmitted on different sub-channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0058—Allocation criteria
    • H04L5/006—Quality of the received signal, e.g. BER, SNR, water filling
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/26—TPC being performed according to specific parameters using transmission rate or quality of service QoS [Quality of Service]
    • H04W52/262—TPC being performed according to specific parameters using transmission rate or quality of service QoS [Quality of Service] taking into account adaptive modulation and coding [AMC] scheme
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0226—Channel estimation using sounding signals sounding signals per se
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)

Description

本発明は、直交周波数分割多重方式（Orthogonal Frequency Division Multiple；以下、‘ＯＦＤＭ’と省略する。）方式を使用する通信システムに関し、特に、適応変調符号化方式(Adaptive Modulation and Coding；ＡＭＣ)を制御する装置及び方法に関する。
１９７０年代末に米国でセルラー(cellular)方式の無線移動通信システム(Mobile Telecommunication System)が導入されるとともに、国内では、アナログ方式の第１世代(1st Generation；１Ｇ)移動通信システムであるといえるＡＭＰＳ(Advanced Mobile Phone Service)方式にて音声通信サービスを提供し始めた。その後、１９９０年代中半に第２世代(2nd Generation;２Ｇ)移動通信システムとして、符号分割多重接続（Code Division Multiple Access；以下、ＣＤＭＡと省略する。）方式のシステムが商用化され、音声及び低速のデータサービスが提供されてきた。
また、１９９０年代末から発達した無線マルチメディアサービス、汎世界的ローミング(roaming)、高速のデータサービスなどを目指す第３世代(3rd Generation；３Ｇ)移動通信システムであるＩＭＴ−２０００(International Mobile Telecommunication-2000)は、現在、一部商用化されてサービスが提供されている。特に、この第３世代移動通信システムは、移動通信システムでサービスするデータ量が急速に増加するに従ってさらに高速のデータを伝送するために開発された。
現在、第３世代移動通信システムから第４世代(4th Generation；４Ｇ)移動通信システムに発展しつつある。この第４世代移動通信システムは、前世代の移動通信システムのように、単純な無線通信サービスにとどまらず、有線通信ネットワークと無線通信ネットワークとの効率的な連動及び統合サービスを目標にして標準化されている。従って、無線通信ネットワークでは有線通信ネットワークの容量(capacity)に匹敵する大容量データを伝送することができる技術開発が要求されている。
これに関連して、この第４世代移動通信システムでは、有線・無線チャンネルで高速データの伝送に有用な方式として、直交周波数分割多重方式を活発に研究しており、このＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア(Multi-Carrier)を使用してデータを伝送する方式として、直列に入力されるシンボル(Symbol)列を並列変換して、これらの各々を、相互直交性を有する複数のサブキャリア(sub-carrier)、すなわち、複数のサブキャリアチャンネル(sub-carrier channel)に変調して伝送するマルチキャリア変調(Multi Carrier Modulation;ＭＣＭ)方式の一種である。
このＯＦＤＭ方式では、複数のサブキャリア間の直交性(orthogonality)を維持して伝送することによって、高速のデータ伝送のときに最適な伝送効率を得ることができ、また、周波数の使用効率がよく、且つ多重経路フェージング(multi-path fading)に強い特性があるので、高速のデータ伝送のときに最適な伝送効率を得ることができるという特徴を有する。また、周波数スペクトルを重畳して使用するので、周波数の使用が効率的であり、周波数選択性フェージング(frequency selective fading)及び多重経路フェージングに強く、保護区間(guard interval)を利用してシンボル間の干渉(Inter Symbol Interference；ＩＳＩ)の影響を減少させることができ、ハードウェア的に等化器の構造を簡素に設計することが可能であり、インパルス(impulse)性雑音に強いという長所を有している。このようなＯＦＤＭ方式は、現在、ＩＥＥＥ(Institute Of Electrical and Electronics Engineers)８０２．１６ａ通信システム及びＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ通信システムのような高速・大容量のデータ通信システムで幅広く用いられている
図１は、一般的なＯＦＤＭ通信システムの送信器の構造を概略的に示す。
図１を参照すると、このＯＦＤＭ通信システムの送信器は、エンコーダ(encoder)１１１と、インターリーバ(interleaver)１１３と、シンボルマッピング器(symbol mapper)１１５と、直列／並列変換器(serial to parallel converter)１１７と、パイロットシンボル挿入器(pilot symbol inserter)１１９と、逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform；以下、“ＩＦＦＴ”と略称する。）器１２１と、並列／直列変換器(parallel to serial converter)１２３と、保護区間挿入器(guard interval inserter)１２５と、ディジタル／アナログ変換器(digital to analog converter)１２７と、無線周波数(Radio Frequency；以下、‘ＲＦ’と省略する。)処理器(processor)１２９とから構成される。
まず、伝送しようとする使用者データビット(user data bits)及び制御データビット(control data bits)が発生すると、この使用者データビット及び制御データビットは、エンコーダ１１１に入力される。ここで、この使用者データビット及び制御データビットを‘情報データビット(information data bits)’と称する。エンコーダ１１１は、この情報データビットを入力して所定の符号化(coding)方式にてコーディングした後、このインターリーバ１１３から出力する。ここで、この符号化方式は、所定のコーディングレート(coding rate)を有するターボ符号化(turbo coding)方式又は畳み込み符号化(convolutional coding)方式などであってもよい。インターリーバ１１３は、所定のインターリービング(interleaving)方式にてインターリービングした後に、このシンボルマッピング器１１５に出力する。
このシンボルマッピング器１１５は、このインターリーバ１１３から出力した符号化ビット(coded bits)を所定の変調方式にて変調して変調シンボルとして生成した後に、直列／並列変換器１１７に出力する。ここで、この変調方式としては、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)方式、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)方式、及び１６ＱＡＭ方式がある。直列／並列変換器１１７は、シンボルマッピング器１１５から出力した直列変調シンボルを入力して並列変換した後、パイロットシンボル挿入器１１９に出力する。このパイロットシンボル挿入器１１９は、直列／並列変換器１１７からの並列変換された変調シンボルにパイロットシンボルを挿入した後に、ＩＦＦＴ器１２１に出力する。
ＩＦＦＴ器１２１は、パイロットシンボル挿入器１１９から出力された信号を入力してＮ−ポイント(N-point)ＩＦＦＴを遂行した後に並列／直列変換器１２３に出力する。並列／直列変換器１２３は、ＩＦＦＴ器１２１から出力した信号を入力して直列変換した後に、保護区間挿入器１２５に出力する。保護区間挿入器１２５は、並列／直列変換器１２３から出力した信号を入力して保護区間信号を挿入した後に、ディジタル／アナログ変換器１２７に出力する。ここで、この保護区間は、このＯＦＤＭ通信システムでＯＦＤＭシンボルを送信するとき、以前のＯＦＤＭシンボル時間に送信したＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間に送信する現在のＯＦＤＭシンボルとの間に干渉(interference)を除去するために挿入される。また、この保護区間は、時間領域(time domain)のＯＦＤＭシンボルの終わりの一定のサンプル(sample)を複写(copy)して有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する形態の“サイクリックプレフィクス (Cyclic Prefix)”方式又は時間領域のＯＦＤＭシンボルの始めの一定のサンプルを複写して有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する“サイクリックプレフィクス”方式により形成されるものであってもよい。
ディジタル／アナログ変換器１２７は、保護区間挿入器１２５から出力された信号を入力してアナログ変換した後、ＲＦ処理器１２９から出力する。ここで、ＲＦ処理器１２９は、フィルター(filter)及び前処理器(front end unit)を含み、ディジタル／アナログ変換器１２７から出力された信号を伝送できるように、ＲＦ処理された後に送信アンテナ(Tx antenna)を通じてエア(air)の上に伝送する。
図２は、一般的なＯＦＤＭ通信システムでの受信器の構造を概略的に示す。
図２を参照すると、このＯＦＤＭ通信システムでの受信器は、ＲＦ処理器２１１と、アナログ／ディジタル変換器(analog/digital converter)２１３と、保護区間除去器(guard interval remover)２１５と、直列／並列変換器２１７と、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、“ＦＦＴ”と省略する。）器２１９と、等化器(equalizer)２２１と、パイロットシンボル抽出器(pilot symbol extractor)２２３と、チャンネル推定器(channel estimator)２２５と、並列／直列変換器２２７と、シンボルデマッピング器(symbol demapper)２２９と、デインターリーバ(de-interleaver)２３１と、デコーダ(decoder)２３３とから構成される。
図１に示すようなＯＦＤＭ通信システムでの送信器から送信した信号は、多重経路チャンネル(multi-path channel)を経て、雑音が加算された形態で受信アンテナ(Rx antenna)を通じて受信される。この受信アンテナを通じて受信された信号は、このＲＦ処理器２１１に入力され、ＲＦ処理器２１１は、この受信アンテナを通じて受信された信号を中間周波数(Intermediate Frequency；ＩＦ)帯域に下方変換(down converting)した後に、アナログ／ディジタル変換器２１３に出力する。アナログ／ディジタル変換器２１３は、ＲＦ処理器２１１から出力されたアナログ信号をディジタル変換した後に保護区間除去器２１５に出力する。保護区間除去器２１５は、アナログ／ディジタル変換器２１３から出力された信号を入力して保護区間信号を除去した後、直列／並列変換器２１７に出力する。直列／並列変換器２１７は、保護区間除去器２１５から出力された直列信号を入力して並列変換した後に、ＦＦＴ器２１９に出力する。ＦＦＴ器２１９は、直列／並列変換器２１７から出力された信号をＮ-ポイントＦＦＴを遂行した後に、等化器２２１及びパイロットシンボル抽出器２２３に出力する。等化器２２１は、ＦＦＴ器２１９から出力された信号を入力してチャンネル等化(channel equalization)を遂行した後、並列／直列変換器２２７に出力する。並列／直列変換器２２７は、等化器２２１から出力された並列信号を入力して直列変換した後に、シンボルデマッピング器２２９に出力する。
一方、ＦＦＴ器２１９から出力した信号は、パイロットシンボル抽出器２２３に入力され、パイロットシンボル抽出器２２３は、ＦＦＴ器２１９から出力された信号でパイロットシンボルを検出し、この検出したパイロットシンボルをチャンネル推定器２２５に出力する。チャンネル推定器２２５は、パイロットシンボル抽出器２２３から出力されたパイロットシンボルを用いてチャンネル推定を遂行し、チャンネル推定結果を等化器２２１に出力する。そして、このＯＦＤＭ通信システムでの受信器は、チャンネル推定器２２５のチャンネル推定結果に相当するチャンネル品質情報(Channel Quality Information；以下、‘ＣＱＩ’と称する)を生成し、この生成されたＣＱＩをチャンネル品質情報送信器(図示せず)を通じてこのＯＦＤＭ通信システムの送信器に送信する。
シンボルデマッピング器２２９は、並列／直列変換器２２７から出力された信号をこのＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に該当する復調方式にて復調した後にデインターリーバ２３１に出力する。デインターリーバ２３１は、シンボルデマッピング器２２９から出力された信号を、このＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用したインターリービング方式に相当するデインターリービング(de-interleaving)方式にてデインターリービングした後、デコーダ２３３に出力する。デコーダ２３３は、デインターリーバ２３１から出力された信号をこのＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当するデコーディング方式にてデコーディングして、送信側で送信した元来の情報データビットを出力する。
上述したように、一般的なＯＦＤＭ通信システムでは、このＯＦＤＭ通信システムを構成するすべてのサブキャリアに対して同一の送信電力(transmit power)と送信ビットを割り当て、この送信ビットに応じてチャンネル符号化方式も決定されている。
この送信器から送信された信号は、多重経路を通じて受信器に伝達され、従って、この受信信号は、周波数選択性フェージング現象を受ける。すなわち、このＯＦＤＭ通信システムでの送信器は、サブキャリア全体に対して同一の送信電力及び送信ビット数を有する信号を送信するにもかかわらず、このＯＦＤＭ通信システムでの受信器は、この周波数選択性フェージング現象によってこのサブキャリアの各々が相異なる周波数応答(frequency response)を有する形態で受信されるようになる。この周波数選択性フェージング現象をひどく受けたサブキャリアを通じて受信される信号は、非正常的な信号であるので、このチャンネルデコーダは、エラー訂正(error correction)動作を遂行してこの非正常的な信号のエラーを訂正する。
結果的に、上述したような一般なＯＦＤＭ通信システムの場合、ビット(bit)単位のインターリービング及びコーディング変調(bit-interleaved coded modulation)方式を使用し、このビット単位のインターリービング及びコーディング変調方式は、サブキャリアの各々のフェージング係数の相関関係が低いほど、また、フェージングの変化が速いほど受信器の性能が向上するコードダイバーシティ(code diversity)を獲得する。しかしながら、室内の無線環境のようなチャンネルの経時変化が少なく、チャンネルの遅延拡散(delay spread)が小さい低い周波数選択度(frequency selectivity)を有しながらも、準静的(quasi-static)周波数選択性フェージングチャンネルでは、このビット単位のインターリービング及びコーディング変調方式のエラー訂正の能力は低下する。従って、このＯＦＤＭ通信システムに設定されているエラー訂正能力を満足させるためには、サブキャリアの各々を通じて送信される送信ビット数を減少させるか、又は全体の送信電力を増加させなければならないので、資源の効率性が低下するという問題点がある。
上記背景に鑑みて、本発明の目的は、ＯＦＤＭ通信システムで適応変調符号化方式を制御する装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムで設定されているエラー訂正能力を満足させるように適応変調符号化方式を制御する装置及び方法を提供することにある。
本発明のまた他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて最小送信電力で最大データレートを提供する適応変調符号化方式を制御する装置及び方法を提供することにある。
このような目的を達成するために、本発明による第１の装置は、周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用するＯＦＤＭ通信システムの送信器で適応変調符号化(Adaptive Modulation and Coding；ＡＭＣ)方式を制御する装置であって、前記ＯＦＤＭ通信システムで支援可能なすべての符号化方式の各々に対して、所定の方式にて、前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力を計算し、前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力に基づいて前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算した後に、前記すべての符号化方式の各々に対して計算されたデータレートのうち、最大データレートを有する符号化方式を前記ＯＦＤＭ通信システムの符号化方式として決定し、前記決定した符号化方式にて前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数に応じて前記ＯＦＤＭ通信システムの変調方式を決定するＡＭＣ制御器と、前記ＡＭＣ制御器が決定した符号化方式に従って、入力される情報データビットを符号化するエンコーダと、前記エンコーダから出力した信号を入力して前記ＡＭＣ制御器が決定した変調方式にて変調する変調器と、を含むことを特徴とする。
また、本発明による第２の装置は、周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用するＯＦＤＭ通信システムの送信器で適応変調符号化方式を使用して信号を送信し、前記ＯＦＤＭ通信システムの受信器で前記信号を受信する装置であって、受信信号を無線周波数処理して高速フーリエ変換する受信器と、前記高速フーリエ変換された信号を入力して前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に相当する方式で復調する復調器と、前記復調された信号を前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当する方式でデコーディングして情報データビットに出力するデコーダと、を含むことを特徴とする。
さらに、本発明による第１の方法は、周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用するＯＦＤＭ通信システムの送信器で適応変調符号化方式を制御する方法であって、前記ＯＦＤＭ通信システムで支援可能なすべての符号化方式の各々に対して所定の方式にて前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力を計算する第１ステップと、前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力に基づいて、前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算する第２ステップと、前記すべての符号化方式の各々に対して計算されたデータレートのうち、最大データレートを有する符号化方式を前記ＯＦＤＭ通信システムの符号化方式として決定する第３ステップと、前記決定した符号化方式にて前記送信ビット数に応じて前記ＯＦＤＭ通信システムの変調方式を決定する第４ステップと、を含むことを特徴とする。
なお、本発明による第２の方法は、周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用するＯＦＤＭ通信システムの送信器で適応変調符号化方式を使用して信号を送信し、前記ＯＦＤＭ通信システムの受信器で前記信号を受信する方法であって、受信信号を無線周波数処理するステップと、前記無線周波数処理された信号に対する高速フーリエ変換を遂行するステップと、前記高速フーリエ変換が遂行された信号を入力して前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に相当する方式で復調するステップと、前記復調された信号を前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当する方式でデコーディングして情報データビットに出力するステップと、を含むことを特徴とする。
本発明によれば、ＯＦＤＭＡ(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)方式を使用する通信システムで時間−周波数の２次元領域のサブチャンネル割当て方式に基づいて周波数選択性ＡＭＣ方式を使用するので、伝送容量を最大にすることができる。また、本発明は、加入者端末機のチャンネル状態に応じてダイバーシティサブチャンネル及びＡＭＣサブチャンネルを適応的に割り当て、加入者端末機の特性に相当するサービスを提供することができる。さらに、本発明に従うサブチャンネルの割当ては、隣接した基地局のサブチャンネル間の衝突が発生する確率を最小にしてサブチャンネルの衝突によるシステムの性能低下を防止することができるという長所を有する。
以下、本発明の好適な実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記説明において、本発明の要旨のみを明瞭にするために公知の機能又は構成に対する詳細な説明は省略する。
本発明は、直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiple Access；以下、‘ＯＦＤＭ’と称する)方式を使用する通信システム(以下、‘ＯＦＤＭ通信システム’と称する)のための適応変調符号化(Adaptive Modulation and Coding；以下、‘ＡＭＣ’と称する。）方式を提案する。特に、本発明は、このＯＦＤＭ通信システムで所定のエラー訂正能力を満足させ、最大データレート(data rate)を提供しつつも、最小送信電力(transmit power)を使用してデータの送受信を行うことができるＡＭＣ方式を提供する。
図３は、本発明が適用されたＯＦＤＭ通信システムでの送信器の構造を概略的に示すブロック図である。
図３を参照すると、このＯＦＤＭ通信システムでの送信器は、エンコーダ(encoder)３１１と、インターリーバ(interleaver)３１３と、シンボルマッピング器(symbol mapper)３１５と、ＡＭＣ制御器３１７と、直列／並列変換器(serial to parallel converter)３１９と、パイロットシンボル挿入器(pilot symbol inserter)３２１と、逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform；以下、‘ＩＦＦＴ’と省略する。）器３２３と、並列／直列変換器(parallel to serial converter)３２５と、保護区間挿入器(guard interval inserter)３２７と、ディジタル／アナログ変換器(digital to analog converter)３２９と、無線周波数(Radio Frequency；以下、‘ＲＦ’と称する)処理器(processor)３３１と、から構成される。
まず、伝送しようとする使用者データビット(user data bits)及び制御データビット(control data bits)が発生すると、この使用者データビット及び制御データビットは、エンコーダ３１１に入力される。ここで、この使用者データビット及び制御データビットを‘情報データビット(information data bits)’と称する。エンコーダ３１３は、この情報データビットを入力してＡＭＣ制御器３１７の制御に従う符号化(coding)方式にてコーディングした後に、インターリーバ３１３に出力する。ここで、この符号化方式は、所定のコーディングレート(coding rate)を有するターボ符号化(turbo coding)方式又は畳み込み符号化(convolutional coding)方式などであってもよく、ＡＭＣ制御器３１７は、このＯＦＤＭ通信システムのチャンネル状態に応じて、この符号化方式、すなわち、コーディングレート(coding rate)を設定し、ＡＭＣ制御器３１７がこの符号化方式を制御する過程は、下記で具体的に説明するので、その詳細な説明を省略する。インターリーバ３１３は、所定のインターリービング(interleaving)方式にてインターリービングした後、シンボルマッピング器３１５に出力する。ここで、このインターリービング方式は、ランダム(random)インターリービング方式などであってもよい。
シンボルマッピング器３１５は、インターリーバ３１３から出力した符号化ビット(coded bits)をＡＭＣ制御器３１７の制御に従う変調方式にて変調して変調シンボルを生成した後に、直列／並列変換器３１９に出力する。ここで、変調方式は、グレーマッピング(gray mapping)方式などであってもよく、ＡＭＣ制御器３１７は、このＯＦＤＭ通信システムのチャンネル状態に応じてこの変調方式を設定し、ＡＭＣ制御器３１７がこの変調方式を制御する過程は、下記で具体的に説明するので、その詳細な説明を省略する。
直列／並列変換器３１９は、シンボルマッピング器３１５から出力した直列変調シンボルを入力して並列変換した後にパイロットシンボル挿入器３２１に出力する。パイロットシンボル挿入器３２１は、直列／並列変換器３１９からの並列変換された変調シンボルにパイロットシンボルを挿入した後、ＩＦＦＴ器３２３に出力する。
ＩＦＦＴ器３２３は、パイロットシンボル挿入器３２１から出力された信号を入力してＮ-ポイント(N-point)ＩＦＦＴを遂行した後に、並列／直列変換器３２５に出力する。並列／直列変換器３２５は、ＩＦＦＴ器３２３から出力された信号を入力して直列変換した後に、保護区間挿入器３２７に出力する。保護区間挿入器３２７は、並列／直列変換器３２５から出力された信号を入力して保護区間信号を挿入した後に、ディジタル／アナログ変換器３２９に出力する。ここで、この保護区間は、このＯＦＤＭ通信システムでＯＦＤＭシンボルを送信するとき、以前のＯＦＤＭシンボル時間に送信されたＯＦＤＭシンボルと現在のＯＦＤＭシンボル時間に送信される現在のＯＦＤＭシンボルとの間に干渉(interference)を除去するために挿入される。また、この保護区間は、時間領域(time domain)のＯＦＤＭシンボルの最後の一定のサンプル(sample)を複写して有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する形態の‘サイクリックプレフィクス’方式又は時間領域のＯＦＤＭシンボルの最初の一定のサンプルを複写して有効ＯＦＤＭシンボルに挿入する‘サイクリックポストフィクス(Cyclic Postfix)’方式により形成されるものであってもよい。
ディジタル／アナログ変換器３２９は、保護区間挿入器３２７から出力された信号を入力してアナログ変換した後に、ＲＦ処理器３３１に出力する。ここで、ＲＦ処理器３３１は、フィルター(filter)及び前処理器(front end unit)を含んでおり、ディジタル／アナログ変換器３２９から出力された信号を伝送することができるようにＲＦ処理した後に、送信アンテナ(Tx antenna)を通じてＲＦ信号を伝送する。
図４は、本発明が適用されたＯＦＤＭ通信システムでの受信器の構造を概略的に示すブロック図である。
図４を参照すると、このＯＦＤＭ通信システムの受信器は、ＲＦ処理器４１１と、アナログ／ディジタル変換器(analog/digital converter)４１３と、保護区間除去器(guard interval remover)４１５と、直列／並列変換器４１７と、高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform；以下、‘ＦＦＴ’と称する)器４１９と、等化器(equalizer)４２１と、パイロットシンボル抽出器(pilot symbol extractor)４２３と、チャンネル推定器(channel estimator)４２５と、並列／直列変換器４２７と、シンボルデマッピング器(symbol demapper)４２９と、デインターリーバ(deinterleaver)４３１と、デコーダ(decoder)４３３と、ＡＭＣ制御器４３５と、から構成される。
まず、図３に示したＯＦＤＭ通信システムの送信器から送信された信号は、多重経路チャンネル(multi-path channel)を経て、雑音が加算された形態で受信アンテナ(Rx antenna)を通じて受信される。この受信アンテナを通じて受信された信号は、ＲＦ処理器４１１に入力され、ＲＦ処理器４１１は、この受信アンテナを通じて受信された信号を中間周波数(Intermediate Frequency；ＩＦ)帯域に下方変換(down converting)した後、アナログ／ディジタル変換器４１３に出力する。アナログ／ディジタル変換器４１３は、ＲＦ処理器４１１から出力されたアナログ信号をディジタル変換した後、保護区間除去器４１５に出力する。保護区間除去器４１５は、アナログ／ディジタル変換器４１３から出力された信号を入力して保護区間信号を除去した後に、直列／並列変換器４１７に出力する。直列／並列変換器４１７は、保護区間除去器４１５から出力された直列信号を入力して並列変換した後に、ＦＦＴ器４１９に出力する。ＦＦＴ器４１９は、直列／並列変換器４１７から出力された信号をＮ-ポイントＦＦＴを遂行した後に、等化器４２１及びパイロットシンボル抽出器４２３に出力する。等化器４２１は、ＦＦＴ器４１９から出力された信号を入力してチャンネル等化(channel equalization)した後、並列／直列変換器４２７に出力する。並列／直列変換器４２７は、等化器４２１から出力された並列信号を入力して直列変換した後に、シンボルデマッピング器４２９に出力する。
一方、ＦＦＴ器４１９から出力した信号は、パイロットシンボル抽出器４２３に入力され、パイロットシンボル抽出器４２３は、ＦＦＴ器４１９から出力された信号でパイロットシンボルを検出し、この検出したパイロットシンボルをチャンネル推定器４２５から出力する。チャンネル推定器４２５は、パイロットシンボル抽出器４２３から出力されたパイロットシンボルを用いてチャンネル推定を遂行し、チャンネル推定結果を等化器４２１に出力する。そして、このＯＦＤＭ通信システムの受信器は、チャンネル推定器４２５のチャンネル推定結果に応じたＣＱＩを生成し、この生成されたＣＱＩをチャンネル品質情報送信器(図示せず)を通じてこのＯＦＤＭ通信システムの送信器に送信する。
シンボルデマッピング器４２９は、並列／直列変換器４２７から出力された信号をこのＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に該当する復調方式にて復調した後にデインターリーバ４３１に出力する。ここで、このＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式についての情報をＡＭＣ制御器４３５から受信し、ＡＭＣ制御器４３５は、図４に示していないが、このＯＦＤＭ通信システムの送信器から別途の変調方式についての情報を受信する。デインターリーバ４３１は、シンボルデマッピング器４２９から出力された信号をこのＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用したインターリービング方式に相当するデインターリービング方式にてデインターリービングした後に、デコーダ４３３に出力する。デコーダ４３３は、デインターリーバ４３１から出力された信号をこのＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当するデコーディング方式にてデコーディングした後に、元来の情報データビットを出力する。ここで、このＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式についての情報は、ＡＭＣ制御器４３５から受信し、ＡＭＣ制御器４３５は、図４に示していないが、このＯＦＤＭ通信システムの送信器から別途の符号化方式についての情報を受信する。
ここで、ＡＭＣ制御器３１７の動作について説明する。
例えば、図３に示したように、このＯＦＤＭ通信システムの送信器では、Ｂ個の情報データビット(B bits)をＬ個のＯＦＤＭシンボルを通じて送信する。そして、エンコーダ３１１は、所定数、すなわち、Ｖ個の相異なるコーディングレートを有する符号化方式のうちのいずれかの方式にて入力された情報データビットをコーディングする。ここで、任意のｖ番目のコーディングレートはｒ(Ｃｖ)であり、ＡＭＣ制御器３１７は、この符号化方式を制御する。従って、このＢ個の情報データビットは、このエンコーダ３１１によってｖ番目の符号化方式にてコーディングレートｒ(Ｃｖ)を適用してコーディングされる。ここで、この符号化ビットをＣｖで示し、Ｃｖは、最小ハミング距離(minimum Hamming distance)ｄＨ(Ｃｖ)を有する。
この符号化ビットｒ(Ｃｖ)は、シンボルマッピング器３１５からグレーマッピング方式に従ってサブキャリアの各々に該当する複素(complex)信号に変換される。ここで、１個のＯＦＤＭシンボルは、Ｎ個のサブキャリア信号で構成され、このＮ個のサブキャリアの各々を通じてｍｉ(ｉ＝１、２、…、Ｎ)個のビットが送信されるので、１個のＯＦＤＭシンボルの当たり
Figure 0004125712
のビットが送信される。本発明では、スクウェアＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)(以下、‘square-ＱＡＭ’と称する)方式のみを考慮し、従って、このｍｉは、偶数であると仮定する。
次に、図４に示したような受信信号がＦＦＴ器４１９を通じて周波数領域(frequency domain)の複素信号に変換された後に、シンボルデマッピング器４２９のシンボルデマッピング動作の過程でビット単位ソフトメトリック(soft metric)を計算し、このソフトメトリックの計算過程は、下記式（１）の通りである。
Figure 0004125712
この式（１）において、ｌは、ＯＦＤＭシンボルインデックス(index)を示し、ｎは、サブキャリアインデックスを示し、Ｈｎは、ｎ番目のサブキャリアのフェージング係数を示し、ｙｎ(１)は、ｎ番目のサブキャリア、１番目のＯＦＤＭシンボルに対する複素受信信号を示し、σ２は、ガウス分布(Gaussian distribution)を仮定する場合の雑音(noise)に対する分散値を示し、
Figure 0004125712
は、ｎ番目のサブキャリアの集合を示し、ｉ番目のビット値がｂ(０又は１)である複素信号の集合を示す。ここで、ＡＭＣ制御器４３５は、シンボルデマッピング器４２９のデマッピング(復調)動作を制御する。
この復調された信号は、デコーダ４３３へ伝達され、デコーダ４３３は、ＡＭＣ制御器４３５の制御に従って、この復調された符号化ビットＣｖで、
Figure 0004125712
の値を最大にする符号列ｃｋ(ｋ＝１、．．．、ＬＫ)を検出して最終復号ビットとして出力する。
まず、ＡＭＣ制御器３１７は、下記式（２）から式（４）のような最適化演算を遂行して、この符号化方式及び変調方式を決定する。
Figure 0004125712
Figure 0004125712
Figure 0004125712
この式（２）乃至式（４）において、ｉは、このＯＦＤＭ通信システムで提供する符号化方式のインデックス(index)を示し、ｒ(Ｃｉ)は、ｉ番目の符号化方式Ｃｉのコーディングレートを示し、ｍｎは、ｎ番目のサブキャリアを通じて送信される送信ビット数を示し、Ｐｎは、ｎ番目のサブキャリアを通じて送信される送信ビットの送信電力を示し、ＰＴは、このＯＦＤＭ通信システムで送信可能な最大送信電力を示し、ｍｍａｘは、各サブキャリアごとに送信可能な最大ビット数を示し、Γは、パケットエラーレート(packet error rate)によって決定される定数(constant)を示す。
上述した最適化演算によって、ＡＭＣ制御器３１７は、このＯＦＤＭ通信システムで提供することができる任意の符号化方式Ｃｉに対して、レビンカンペロ(Levin-Campello)アルゴリズムに従って、サブキャリア別に送信電力及び送信ビット数を割り当てる。ここで、このLevin-Campelloアルゴリズムは、T.Starr、J.M Cioffi、及びP.J.Silvermanが１９９９年に発表した“Understanding Digital Subscriber Line Technology”(T.Starr、J.M Cioffi and P.J.Silverman, Understanding Digital Subscriber Line Technology、Prentice Hall、１９９９)’という題名にて開示されている。従って、このLevin-Campelloアルゴリズムを使用して各サブキャリア別に送信電力及び送信ビット数を割り当てる方式は、本発明と直接な連関がないので、その具体的な説明は省略する。
そして、ＡＭＣ制御器３１７は、このLevin-Campelloアルゴリズムに従って獲得されたこのＶ個の符号化方式のうち、最大データレートを有する符号化方式Ｃｖをエンコーダ３１１の符号化方式として決定する。また、ＡＭＣ制御器３１７は、この最大データレートを有する送信電力
Figure 0004125712
をこのサブキャリアの各々に割り当てる。ＡＭＣ制御器３１７は、このサブキャリアの各々を通じて送信するビット数としてこの最大データレートを有する送信ビット数(ｍ１、…、ｍＮ)を決定する。
この各サブキャリアに割り当てられる送信電力
Figure 0004125712
は、ＡＭＣ制御器３１７が決定したサブキャリアの各々に対する送信電力
Figure 0004125712
を所定のスケーリングファクター(scaling factor)に乗じることによって獲得されるが、ここで、このスケーリングファクターは、このＮ個のサブキャリアの各々を通じて送信される送信ビットのうち、一番多く使用される送信ビットに従って決定される。すなわち、この最適化演算過程で獲得されたサブキャリア別送信ビット(ｍ１、…、ｍＮ)の中で一番多く使用される送信ビットが
Figure 0004125712
であると仮定すれば、下記式（５）のような関係が成立する。
Figure 0004125712
この式（５）において、λjは、送信ビットに従ってチャンネルコードの電力利得効果が変わることを考慮した電力スケーリングファクターを示し、
Figure 0004125712
の関係を有する。
本発明によるＡＭＣ方式は、ＯＦＤＭ通信システムの最大送信電力の制限条件と、エラー訂正能力を満足させつつも、最小電力で最大データレートを支援することができる。特に、この式（２）のような最適化演算過程でデータレートを最大にし、この式（３）のように、各サブキャリアごとに最大送信ビットを制限する。また、デコーダで送信器から送信した符号
Figure 0004125712
をｄビットだけ離間した異なる符号
Figure 0004125712
にデコーディングするＰＥＰ(Pairwise Error Probability)を下記式（６）のように制限する。
Figure 0004125712
この式（６）において、
Figure 0004125712
は、互いに異なるｄビットの位置に該当する符号値を示し、
Figure 0004125712
は、互いに異なるｄビットがマッピングされるビット位置とサブキャリア対(pair)のデカルト積(Cartesian product)
Figure 0004125712
を示す。ここで、
Figure 0004125712
は、ｎｋ番目のサブキャリアの集合を示し、ｉｋ番目のビット値がｃｋ(０又は１)である複素信号の集合を示す。また、この式（６）において、
Figure 0004125712
は、ｋ番目のビットがマッピングされたｎｋ番目のサブキャリアの最小ユークリッド距離(minimum Euclidean distance)を示し、
Figure 0004125712
は、
Figure 0004125712
に対して
Figure 0004125712
の上に存在する最小ユークリッド距離だけ離れている隣接信号(nearest neighbor)として、グレーマッピング方式で唯一に存在する。
この式（６）において、２番目の不等式は、下記式（７）が成立する仮定を利用したものである。
Figure 0004125712
また、この式（６）において、３番目の不等式は、この式３及びスクウェアＱＡＭ信号を使用するという仮定の下に、下記式（８）が成立する仮定を利用したものである。
Figure 0004125712
また、この式（２）のような最適化演算過程で、この式（４）は、このＯＦＤＭ通信システムの全送信電力の制限条件を提示している。しかしながら、この式（６）で使用されたＰＥＰの境界(bound)は、各サブキャリアのごとに送信ビット数が増加するほどそのタイトネス(tightness)が弱くなるが、その理由は、サブキャリア別送信ビット数が大きい場合に、この式（６）での２番目の不等式で使用されたタイトネスが弱くなるためである。この場合、この式（２）を通じて最適化された電力割当て方式が与えられたエラーレートを下回る、すなわち、必要以上のエラー訂正能力を有する。従って、この式（５）で説明したようなスケーリングファクターを考慮して、このＯＦＤＭ通信システムの全送信電力を減少させることによって、必要以上のエラー訂正能力による資源浪費を防止する。
図５は、従来のＯＦＤＭ通信システムのデータレートと本発明によるＡＭＣ方式を利用する場合のＯＦＤＭ通信システムのデータレートとを比較するグラフである。
しかしながら、図５の説明に先立って、このＯＦＤＭ通信システムは、ＩＥＥＥ(Institute of Electrical and Electronics Engineers)８０２.１１ａ通信システムを仮定し、従って、このＩＥＥＥ８０２.１１ａ標準規格(standard spec)で提示している６４-ステート、レート-１／２畳み込み符号及びパンクチャリング(puncturing)を通じたレート-２／３及びレート-３／４コードでそれぞれの最小ハミング距離は、１０、６、及び５を有すると仮定し、サブキャリアの各々を通じて送信される信号は、このＩＥＥＥ８０２．１１ａ通信システムの標準規格と一致するように、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)方式、１６ＱＡＭ方式、及び６４ＱＡＭ方式にて制限して使用され、データパケットは、２００バイト(byte)の無作為に生成された二進データであると仮定する。
また、このＯＦＤＭ通信システムでの送信媒介変数及び変調方式は、このＩＥＥＥ８０２．１１ａ通信システムでの標準規格に準拠するようにグレーマッピング方式を使用し、ビットブロックインターリービング方式もこのＩＥＥＥ８０２．１１ａ通信システムの標準規格に準拠するようにランダムインターリービングを使用すると仮定する。チャンネル環境は、室内ＮＬＯＳ(non-light of sight)指数的減衰多重経路レーリーフェージング(exponentially-decaying multi-path Rayleigh fading)モデル及び準静的フェージング(quasi-static fading)環境を仮定し、全体のチャンネル経路フェージングの平均エネルギー(average energy)は、１に正規化され、チャンネルの平均遅延拡散は５０ｎｓであると仮定する。
また、このＯＦＤＭ通信システムの全送信電力ＰＴは、０ｄＢｍで設定し、送信ビットに従う電力スケーリングファクターは、γ１＝０ｄＢ(ＱＰＳＫ方式)、γ２＝−０．８ｄＢ(１６ＱＡＭ方式)、γ３＝−１．５ｄＢ(６４ＱＡＭ方式)を使用し、この式（３）においてГ＝８．８ｄＢに設定することによって、パケットエラーレートを１％程度で制限すると仮定する。
図５を参照すると、このような条件の下で、本発明で提案するＡＭＣ方式を使用する場合では、本発明で提案するＡＭＣ方式を使用しない場合に比べて、同一の送信電力でさらに高いデータレートを獲得することができる。特に、低いデータレートを有するモード(６Ｍｂｐｓ)では、１９ｄＢ以上の高い送信電力利得を獲得することができ、これは、本発明で提案するＡＭＣ方式を使用する場合に、一般なＯＦＤＭ通信システム、すなわち、このＩＥＥＥ８０２．１１ａ通信システムの標準規格で提示するサービス範囲(service range)より一層広いサービス範囲を有することを示す。
図６は、従来のＯＦＤＭ通信システムのパケットエラーレート及びコード選択レートと本発明によるＡＭＣ方式を利用する場合のＯＦＤＭ通信システムのパケットエラーレート及びコード選択レートとを比較するグラフである。
図６を参照すると、図５を参照して上述したような条件が図６にも同一に適用される。図６に示すように、本発明で提案するＡＭＣ方式を適用する場合に、このＯＦＤＭ通信システムで目標とするターゲット(target)パケットエラーレート、すなわち、ほぼ１％のパケットエラーレートで信号の送受信を可能であるようにする。また、雑音が比較的多いチャンネル環境では、低いコードレートを有するコードが、雑音が比較的少ないチャンネル環境では、高いコードレートを有するコードが主に使用される。
以下、表１は、本発明で提案するＡＭＣ方式を適用する場合に、雑音の電力比に従う送信電力の平均値を示す。
Figure 0004125712
この表１に示すように、比較的雑音が多いチャンネル環境では、制限された全送信電力(０ｄＢm)のほとんどを使用する一方、比較的雑音が少ないチャンネル環境では、全送信電力のうちの一部のみを使用して低電力送信が可能であることをわかる。
以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲は上述の実施形態によって限られるべきではなく、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。
従来のＯＦＤＭ通信システムでの送信器の構造を概略的に示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ通信システムでの受信器の構造を概略的に示すブロック図である。 本発明が適用されたＯＦＤＭ通信システムでの送信器の構造を概略的に示すブロック図である。 本発明が適用されたＯＦＤＭ通信システムでの受信器の構造を概略的に示すブロック図である。 従来のＯＦＤＭ通信システムのデータレートと本発明によるＡＭＣ方式を利用する場合のＯＦＤＭ通信システムのデータレートとを比較するグラフである。 従来のＯＦＤＭ通信システムのパケットエラーレート及びコード選択レートと本発明によるＡＭＣ方式を利用する場合のＯＦＤＭ通信システムのパケットエラーレート及びコード選択レートとを比較するグラフである。

Claims (35)

  1. 周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用する直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiple；ＯＦＤＭ)通信システムの送信器で適応変調符号化方式を制御する方法であって、
    前記ＯＦＤＭ通信システムで支援可能なすべての符号化方式の各々に対して所定の方式にて前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力を割り当てる第１ステップと、
    前記サブキャリアの各々に対する前記割り当てられた送信ビット数及び電力について、前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算する第２ステップと、
    前記サブキャリアの各々に対して計算されたデータレートのうち、最大データレートに従って前記ＯＦＤＭ通信システムの符号化方式を決定し、前記決定した符号化方式における前記送信ビット数に応じて前記ＯＦＤＭ通信システムの変調方式を決定する第３ステップと、
    チャネルの電力利得効果が送信ビットによって変化するという事柄に基づくスケーリングファクターを、前記決定された符号化方式について計算された電力に適用する第４のステップと、
    結果として得られた電力をサブキャリアの各々に対する電力として決定する第５のステップとを含み、
    前記スケーリングファクターは、前記ＯＦＤＭ通信システムの総送信電力を低減することにより資源浪費を防止するものであることを特徴とする方法。
  2. 前記電力を計算するステップは、
    Figure 0004125712
     によって電力を計算し、
    ここで、γｊは、チャネル符号の電力利得効果が送信ビットによって変化するという事柄に基づく電力スケーリングファクターであり、
    Figure 0004125712
     である請求項１記載の方法。
  3. 前記第３ステップを遂行した後に、前記サブキャリアの各々に対する送信可能な電力として、前記第２ステップで前記決定した符号化方式について計算された電力にスケーリングファクターを適用して調整した電力を決定する第４ステップと、をさらに含むことを特徴とする請求項１記載の方法。
  4. 前記スケーリングファクターは、
    前記サブキャリアの各々に対する送信ビットのうち最大数を有するビット数に従って決定することを特徴とする請求項１記載の方法。
  5. 前記すべての符号化方式の各々に対する前記サブキャリアの各々に対して送信ビット数及び電力を
    Figure 0004125712
     によって計算し、ここで、ｉは、前記ＯＦＤＭ通信システムで提供する符号化方式のインデックスを示し、ｒ(Ｃｉ)は、ｉ番目の符号化方式Ｃｉのコーディングレートを示し、ｍｎは、ｎ番目のサブキャリアを通じて送信される送信ビット数を示すことを特徴とする請求項１記載の方法。
  6. 前記
    Figure 0004125712
     によって計算された前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力は、
    Figure 0004125712
     及び
    Figure 0004125712
     によって制限され、ここで、ｄＨ(Ｃｉ)は、ｉ番目の符号化方式Ｃｉを適用して符号化ビットの最小ハミング距離を示し、Ｈｎは、ｎ番目のサブキャリアのフェージング係数を示し、Ｐｎは、ｎ番目のサブキャリアを通じて送信される送信ビットの送信電力を示し、ｍｍａｘは、サブキャリアの各々に対する送信可能な最大ビット数を示し、Γは、パケットエラーレートによって決定される定数を示し、ＰＴは、前記ＯＦＤＭ通信システムで送信可能な最大送信電力を示すことを特徴とする請求項５記載の方法。
  7. 前記変調方式は、グレーマッピング(Gray-mapping)方式であることを特徴とする請求項１記載の方法。
  8. 前記所定の方式は、Levin-Campelloアルゴリズムであることを特徴とする請求項１記載の方法。
  9. 周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用する直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiple；ＯＦＤＭ)通信システムの送信器で適応変調符号化(Adaptive Modulation and Coding；ＡＭＣ)方式を制御する装置であって、
    前記ＯＦＤＭ通信システムで支援可能なすべての符号化方式の各々に対して所定の方式にて、前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力を割り当て、前記サブキャリアの各々に対する送信ビット数及び電力に基づいて前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算した後に、前記サブキャリアの各々に対して計算されたデータレートのうち、最大データレートに従ってＯＦＤＭ通信システムの符号化方式を決定し、前記決定した符号化方式における前記サブキャリアの各々に対する前記送信ビット数に応じて前記ＯＦＤＭ通信システムの変調方式を決定し、チャネルの電力利得効果が送信ビットによって変化するという事柄に基づくスケーリングファクターであって前記ＯＦＤＭ通信システムの総送信電力を低減することにより資源浪費を防止するためのスケーリングファクターを前記決定された符号化方式について計算された電力に適用し、結果として得られた電力を前記サブキャリアの各々に対する電力として決定するＡＭＣ制御器と、
    前記ＡＭＣ制御器が決定した符号化方式にて、入力される情報データビットを符号化するエンコーダと、
    前記エンコーダから出力した信号を入力して前記ＡＭＣ制御器が決定した変調方式にて変調する変調器と、
    を含むことを特徴とする装置。
  10. 前記ＡＭＣコントローラは、
    Figure 0004125712
     によって電力を計算し、
    ここで、γｊは、チャネル符号の電力利得効果が送信ビットによって変化するという事柄に基づく電力スケーリングファクターであり、
    Figure 0004125712
     である請求項９記載の装置。
  11. 前記装置は、
    前記変調器から出力した信号を入力して逆高速フーリエ変換を遂行し、前記逆高速フーリエ変換が遂行された信号を無線周波数処理して送信する送信器をさらに含むことを特徴とする請求項９記載の装置。
  12. 前記ＡＭＣ制御器は、
    前記サブキャリア別の送信可能な電力を前記決定した符号化方式に相当するように計算された電力にスケーリングファクターを適用して調整した電力で決定することを特徴とする請求項１０記載の装置。
  13. 前記ＡＭＣ制御器は、
    前記サブキャリア別の送信可能なビットのうち最大数を有するビット数に従って前記スケーリングファクターを決定することを特徴とする請求項１２記載の装置。
  14. 前記ＡＭＣ制御器は、
    前記すべての符号化方式の各々に対する前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力を
    Figure 0004125712
     によって計算し、ここで、ｉは、前記ＯＦＤＭ通信システムで提供する符号化方式のインデックスを示し、ｒ(Ｃｉ)は、ｉ番目の符号化方式Ｃiのコーディングレートを示し、ｍｎは、ｎ番目のサブキャリアを通じて送信される送信ビット数を示すことを特徴とする請求項９記載の装置。
  15. 前記ＡＭＣ制御器は、
    前記
    Figure 0004125712
     によって計算された前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力は、
    Figure 0004125712
     及び
    Figure 0004125712
     によって制限され、ここで、ｄＨ(Ｃｉ)は、ｉ番目の符号化方式Ｃｉを適用して符号化ビットの最小ハミング距離を示し、Ｈｎは、ｎ番目のサブキャリアのフェージング係数を示し、Ｐｎは、ｎ番目のサブキャリアを通して送信される送信ビットの送信電力を示し、ｍｍａｘは、各サブキャリア別に送信可能な最大のビット数を示し、Γは、パケットエラーレートによって決定される定数を示し、ＰＴは、前記ＯＦＤＭ通信システムで送信可能な最大送信電力を示すことを特徴とする請求項１４記載の装置。
  16. 前記変調方式は、グレーマッピング(Gray-mapping)方式であることを特徴とする請求項９記載の装置。
  17. 前記設定方式は、Levin-Campelloアルゴリズムであることを特徴とする請求項９記載の装置。
  18. 周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用する直交周波数分割多重方式(Orthogonal Frequency Division Multiple；ＯＦＤＭ)通信システムの送信器で適応変調符号化(Adaptive Modulation and Coding；ＡＭＣ)方式を使用して信号を送信し、前記ＯＦＤＭ通信システムの受信器で前記信号を受信する方法であって、
    チャネル符号の電力利得効果が送信ビットによって変化するという事柄に基づくスケーリングファクターを、前記決定された符号化方式について計算された電力に適用して、サブキャリアの各々について前記電力として決定された結果として得られる電力を通じて、受信信号を無線周波数処理するステップと、
    前記無線周波数処理された信号に対する高速フーリエ変換を遂行するステップと、
    前記高速フーリエ変換が遂行された信号を入力して前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に相当する方式で復調するステップと、
    前記復調された信号を前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当する方式でデコーディングして情報データビットに出力するステップと、
    を含むことを特徴とする方法。
  19. 前記ＡＭＣコントローラは、
    Figure 0004125712
     によって電力を計算し、
    ここで、γｊは、チャネル符号の電力利得効果が送信ビットによって変化するという事柄に基づく電力スケーリングファクターであり、
    Figure 0004125712
     である請求項１８記載の方法。
  20. 前記スケーリングファクターは、送信器からの前記ＯＦＤＭ通信システムの総送信電力を低減することにより資源浪費を防止するものである請求項１８記載の方法。
  21. 前記符号化方式は、
    前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で支援可能なすべての符号化方式の各々に対して所定の方式にて前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力を計算するステップと、
    前記すべての符号化方式の各々に対して計算したサブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力に基づいて、前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算するステップと、
    前記すべての符号化方式の各々に対して計算されたデータレートのうち、最大データレートを有する符号化方式を決定するステップと、
    を含むことを特徴とする請求項１８記載の方法。
  22. 前記変調方式は、
    前記決定した符号化方式にて前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数に応じて決定された変調方式であることを特徴とする請求項２１記載の方法。
  23. 前記復調ステップは、
    Figure 0004125712
     のようなビット単位ソフトメトリックを計算し、ここで、１は、ＯＦＤＭシンボルインデックスを示し、ｎは、サブキャリアインデックスを示し、Ｈｎは、ｎ番目のサブキャリアのフェージング係数を示し、ｙｎ(１)は、ｎ番目のサブキャリア、１番目のＯＦＤＭシンボルに対する複素受信信号を示し、σ２は、ガウス分布を仮定する場合の雑音に対する分散値を示し、
    Figure 0004125712
     は、ｎ番目のサブキャリアの集合を示し、ｉ番目のビット値がｂである複素信号の集合を示すことを特徴とする請求項１８記載の方法。
  24. 前記デコーディングステップは、
    前記計算したビット単位ソフトメトリックを最大にするコード列を前記情報データビットに出力することを特徴とする請求項２３記載の方法。
  25. 前記変調方式は、グレーマッピング(Gray-mapping)方式であることを特徴とする請求項２１記載の方法。
  26. 前記所定の方式は、Levin-Campelloアルゴリズムであることを特徴とする請求項２３記載の方法。
  27. 周波数帯域全体を複数のサブキャリア帯域に分割して使用する直交周波数分割多重方式(ＯＦＤＭ: Orthogonal Frequency Division Multiple)通信システムの送信器で適応変調符号化(Adaptive Modulation and Coding；ＡＭＣ)方式を使用して信号を送信し、前記ＯＦＤＭ通信システムの受信器で前記信号を受信する装置であって、
    チャネル符号の電力利得効果が送信ビットによって変化するという事柄に基づくスケーリングファクターを、前記決定された符号化方式について計算された電力に適用して、サブキャリアの各々について前記電力として決定された結果として得られる電力を通じて、受信信号を無線周波数処理して高速フーリエ変換する受信器と、
    前記高速フーリエ変換された信号を入力して前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した変調方式に相当する方式で復調する復調器と、
    前記復調された信号を前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で適用した符号化方式に相当する方式でデコーディングして情報データビットに出力するデコーダと、
    を含むことを特徴とする装置。
  28. 前記ＡＭＣコントローラは、
    Figure 0004125712
     によって電力を計算し、
    ここで、γｊは、チャネル符号の電力利得効果が送信ビットによって変化するという事柄に基づく電力スケーリングファクターであり、
    Figure 0004125712
     である請求項２７記載の装置。
  29. 前記スケーリングファクターは、送信器からの前記ＯＦＤＭ通信システムの総送信電力を低減することにより資源浪費を防止するものである請求項２７記載の方法。
  30. 前記符号化方式は、
    前記ＯＦＤＭ通信システムの送信器で支援可能なすべての符号化方式の各々に対して所定の方式に相当するように前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力を計算し、前記すべての符号化方式の各々に対して計算したサブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数及び電力に基づいて、前記すべての符号化方式の各々に対してデータレートを計算した後に、前記計算されたデータレートのうち、最大データレートを有する符号化方式を選択することを特徴とする請求項２７記載の装置。
  31. 前記変調方式は、
    前記決定した符号化方式にて前記サブキャリアの各々を通じて送信可能なビット数に応じて決定された変調方式であることを特徴とする請求項３０記載の装置。
  32. 前記復調器は、
    Figure 0004125712
     のようなビット単位ソフトメトリックを計算し、１は、ＯＦＤＭシンボルインデックスを示し、ｎは、サブキャリアインデックスを示し、Ｈｎは、ｎ番目のサブキャリアのフェージング係数を示し、ｙｎ(１)は、ｎ番目のサブキャリア、１番目のＯＦＤＭシンボルに対する複素受信信号を示し、σ２は、ガウス分布を仮定する場合の雑音に対する分散値を示し、
    Figure 0004125712
     は、ｎ番目のサブキャリアの集合を示し、ｉ番目のビット値がｂである複素信号の集合を示すことを特徴とする請求項２７記載の装置。
  33. 前記デコーダは、
    前記計算したビット単位ソフトメトリックを最大にするコード列を前記情報データビットに出力することを特徴とする請求項３１記載の装置。
  34. 前記変調方式は、グレーマッピング方式であることを特徴とする請求項２７記載の装置。
  35. 前記所定の方式は、Levin-Campelloアルゴリズムであることを特徴とする請求項３０記載の装置。
JP2004335170A 2003-11-19 2004-11-18 直交周波数分割多重方式を使用する通信システムでの適応変調及びコーディングを制御するための装置及び方法 Expired - Fee Related JP4125712B2 (ja)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020030082327A KR100996080B1 (ko) 2003-11-19 2003-11-19 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서적응적 변조 및 코딩 제어 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2005151583A JP2005151583A (ja) 2005-06-09
JP4125712B2 true JP4125712B2 (ja) 2008-07-30

Family

ID=34431795

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2004335170A Expired - Fee Related JP4125712B2 (ja) 2003-11-19 2004-11-18 直交周波数分割多重方式を使用する通信システムでの適応変調及びコーディングを制御するための装置及び方法

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7492701B2 (ja)
EP (1) EP1533965B1 (ja)
JP (1) JP4125712B2 (ja)
KR (1) KR100996080B1 (ja)
CN (1) CN1652493B (ja)

Families Citing this family (45)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100996080B1 (ko) * 2003-11-19 2010-11-22 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서적응적 변조 및 코딩 제어 장치 및 방법
KR100651454B1 (ko) * 2004-03-05 2006-11-29 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 셀룰러 통신 시스템에서 부채널 할당 방법
US8270512B2 (en) 2004-08-12 2012-09-18 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for subcarrier and antenna selection in MIMO-OFDM system
US7570698B2 (en) * 2004-11-16 2009-08-04 Intel Corporation Multiple output multicarrier transmitter and methods for spatial interleaving a plurality of spatial streams
JP2008527928A (ja) * 2005-01-11 2008-07-24 クゥアルコム・インコーポレイテッド 階層化されたデータと階層化されていないデータとを階層化された変調によって送信する方法および装置
US7660368B2 (en) * 2005-01-11 2010-02-09 Qualcomm Incorporated Bit log likelihood ratio evaluation
CN101120566B (zh) * 2005-01-11 2010-12-01 高通股份有限公司 用于在一分层调制系统中解码数据的方法和装置
US7644345B2 (en) * 2005-01-12 2010-01-05 Intel Corporation Bit distributor for multicarrier communication systems employing adaptive bit loading for multiple spatial streams and methods
US20060198454A1 (en) * 2005-03-02 2006-09-07 Qualcomm Incorporated Adaptive channel estimation thresholds in a layered modulation system
US7529307B2 (en) * 2005-03-30 2009-05-05 Intel Corporation Interleaver
JP4541210B2 (ja) * 2005-03-31 2010-09-08 Ｋｄｄｉ株式会社 マルチキャリア無線通信装置およびそのサブキャリア割り当て方法
FI20055211A0 (fi) * 2005-05-06 2005-05-06 Nokia Corp Radioresurssien hallinta FDMA järjestelmässä
US7668269B2 (en) * 2005-05-09 2010-02-23 Ati Technologies, Inc. Systems, methods, and apparatus for phase noise mitigation
JP4533814B2 (ja) * 2005-07-06 2010-09-01 シャープ株式会社 通信方法および通信装置
KR101085671B1 (ko) * 2005-07-19 2011-11-22 삼성전자주식회사 방송 시스템에서의 방송 수신 장치 및 방법
US7457588B2 (en) * 2005-08-01 2008-11-25 Motorola, Inc. Channel quality indicator for time, frequency and spatial channel in terrestrial radio access network
US7778350B2 (en) * 2005-09-28 2010-08-17 Panasonic Corporation Multi-carrier communication device, and multi-carrier communication method
KR101139170B1 (ko) * 2005-10-04 2012-04-26 삼성전자주식회사 직교주파수분할다중접속 방식의 무선통신 시스템에서 패킷데이터 제어 채널의 송수신 장치 및 방법
KR100825739B1 (ko) * 2005-11-14 2008-04-29 한국전자통신연구원 Ｏｆｄｍａ 기반 인지 무선 시스템에서의 동적 자원 할당방법 및 이를 위한 하향 링크 프레임 구조
EP1950924A1 (en) * 2005-12-01 2008-07-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Radio sending device, and radio sending method
US20070147487A1 (en) * 2005-12-27 2007-06-28 Nokia Corporation Apparatus, method and computer program product providing dynamic modulation setting combined with power sequences
KR100906333B1 (ko) * 2006-01-11 2009-07-06 삼성전자주식회사 공간분할 다중접속 시스템에서 무선주파수 밴드 자원을 병합하여 할당하는 장치 및 방법
US7796708B2 (en) 2006-03-29 2010-09-14 Provigent Ltd. Adaptive receiver loops with weighted decision-directed error
WO2008003815A1 (en) 2006-07-07 2008-01-10 Nokia Corporation Improved radio resource allocation mechanism
CN1917497B (zh) * 2006-09-08 2010-05-12 清华大学 通过容量进行多输入多输出ofdm链路自适应的方法
CN100576779C (zh) * 2006-09-15 2009-12-30 Ut斯达康通讯有限公司 高速下行分组接入系统自适应调制和编码方法
KR101014940B1 (ko) * 2006-09-29 2011-02-15 후지쯔 가부시끼가이샤 무선 기지국
CN101523785A (zh) * 2006-10-10 2009-09-02 株式会社东芝 移动通信系统以及移动无线终端装置
KR100970185B1 (ko) * 2006-10-30 2010-07-14 삼성전자주식회사 다중 채널 시스템에서 자원 할당 방법 및 장치
FI20065698A0 (fi) * 2006-11-06 2006-11-06 Nokia Corp Radioresurssien allokointi ja radiojärjestelmä
US7839952B2 (en) 2006-12-05 2010-11-23 Provigent Ltd Data rate coordination in protected variable-rate links
KR100922970B1 (ko) * 2007-02-08 2009-10-22 삼성전자주식회사 통신 시스템에서의 훈련 시퀀스 코드의 생성/변조 방법 및 이를 이용한 데이터 송신 장치
JP4984983B2 (ja) * 2007-03-09 2012-07-25 富士通株式会社 符号化装置および符号化方法
US8315574B2 (en) * 2007-04-13 2012-11-20 Broadcom Corporation Management of variable-rate communication links
US7821938B2 (en) 2007-04-20 2010-10-26 Provigent Ltd. Adaptive coding and modulation for synchronous connections
US8001445B2 (en) 2007-08-13 2011-08-16 Provigent Ltd. Protected communication link with improved protection indication
US8040985B2 (en) 2007-10-09 2011-10-18 Provigent Ltd Decoding of forward error correction codes in the presence of phase noise
WO2010011500A1 (en) * 2008-07-25 2010-01-28 Smith International, Inc. Pdc bit having split blades
US10368318B2 (en) * 2010-12-30 2019-07-30 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Wireless operation in very high density environments
CN102694617B (zh) * 2011-03-22 2015-08-19 华为技术有限公司 一种数据编码调制的方法、装置和系统
WO2012166100A1 (en) 2011-05-27 2012-12-06 Halliburton Energy Services, Inc. Downhole communication applications
MY185211A (en) * 2012-11-27 2021-04-30 Halliburton Energy Services Inc Communication applications
WO2014154237A1 (en) * 2013-03-25 2014-10-02 Nokia Solutions And Networks Oy Error correction coding scheme on a frequency band comprising sub-bands
EP3398274B1 (en) * 2016-01-22 2021-09-29 Huawei Technologies Co., Ltd. System-matched adapted coding and equalization apparatus and method
CN109951239B (zh) * 2019-03-12 2020-05-19 南京邮电大学 基于贝叶斯分类器的能量采集中继系统自适应调制方法

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5479447A (en) 1993-05-03 1995-12-26 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University Method and apparatus for adaptive, variable bandwidth, high-speed data transmission of a multicarrier signal over digital subscriber lines
US6175550B1 (en) * 1997-04-01 2001-01-16 Lucent Technologies, Inc. Orthogonal frequency division multiplexing system with dynamically scalable operating parameters and method thereof
CN1236610C (zh) * 1997-07-01 2006-01-11 松下电器产业株式会社 正交频分复用传输方式及其发送装置和接收装置
JPH11163823A (ja) 1997-11-26 1999-06-18 Victor Co Of Japan Ltd 直交周波数分割多重信号伝送方法、送信装置及び受信装置
JP2000269919A (ja) * 1999-03-16 2000-09-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｏｆｄｍ通信装置
JP3191802B2 (ja) 1999-06-17 2001-07-23 三菱電機株式会社 通信装置および通信方法
US6865393B1 (en) * 2000-03-03 2005-03-08 Motorola, Inc. Method and system for excess resource distribution in a communication system
EP2259479B1 (en) * 2000-11-20 2019-04-17 Sony Deutschland GmbH Adaptive subcarrier loading
DE60029488T2 (de) 2000-12-28 2007-01-04 Conexant Systems, Inc., Newport Beach Mehrträgerdemodulator
US6771706B2 (en) * 2001-03-23 2004-08-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for utilizing channel state information in a wireless communication system
JP2002344417A (ja) 2001-05-14 2002-11-29 Toyo Commun Equip Co Ltd 電力線通信装置
US6751187B2 (en) 2001-05-17 2004-06-15 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing data for transmission in a multi-channel communication system using selective channel transmission
JP2003023411A (ja) 2001-07-09 2003-01-24 Victor Co Of Japan Ltd 直交周波数分割多重信号生成装置、及び直交周波数分割多重信号復号装置
JP3607643B2 (ja) * 2001-07-13 2005-01-05 松下電器産業株式会社 マルチキャリア送信装置、マルチキャリア受信装置、およびマルチキャリア無線通信方法
JP2003060609A (ja) 2001-08-10 2003-02-28 Mitsubishi Electric Corp 通信方法および通信装置
US20030039226A1 (en) * 2001-08-24 2003-02-27 Kwak Joseph A. Physical layer automatic repeat request (ARQ)
US7385915B2 (en) * 2002-07-31 2008-06-10 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for facilitating communication allocation in a radio communication system
US8194770B2 (en) 2002-08-27 2012-06-05 Qualcomm Incorporated Coded MIMO systems with selective channel inversion applied per eigenmode
US7426176B2 (en) 2002-09-30 2008-09-16 Lucent Technologies Inc. Method of power allocation and rate control in OFDMA systems
KR100494844B1 (ko) * 2002-12-21 2005-06-14 한국전자통신연구원 통신 시스템의 적응형 자원 할당 방법
US7245879B2 (en) * 2003-08-08 2007-07-17 Intel Corporation Apparatus and associated methods to perform intelligent transmit power control with subcarrier puncturing
KR100996080B1 (ko) * 2003-11-19 2010-11-22 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서적응적 변조 및 코딩 제어 장치 및 방법
KR100742127B1 (ko) * 2004-06-25 2007-07-24 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 이동통신시스템에서 상향링크 랜덤 접속 채널을 송수신하기 위한 장치 및 방법
KR100648472B1 (ko) * 2004-10-19 2006-11-28 삼성전자주식회사 다중 송신 다중 수신 안테나 통신 시스템에서 적응 변조및 부호 성능을 최적화하기 위한 송·수신 장치 및 방법
EP1750404B1 (en) * 2005-08-01 2008-07-23 NTT DoCoMo, Inc. Method for relaying information received via a first channel to a second channel and relay apparatus
KR20070073508A (ko) * 2006-01-05 2007-07-10 삼성전자주식회사 광대역 무선접속 통신시스템에서 하이브리드 다이버시티모드로 통신하기 위한 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
EP1533965A2 (en) 2005-05-25
CN1652493A (zh) 2005-08-10
JP2005151583A (ja) 2005-06-09
CN1652493B (zh) 2010-11-03
KR100996080B1 (ko) 2010-11-22
EP1533965B1 (en) 2019-07-31
US7492701B2 (en) 2009-02-17
KR20050048408A (ko) 2005-05-24
US20050157639A1 (en) 2005-07-21
EP1533965A3 (en) 2007-02-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4125712B2 (ja) 直交周波数分割多重方式を使用する通信システムでの適応変調及びコーディングを制御するための装置及び方法
EP1492280B1 (en) Quality driven adaptive channel assignment in an OFDMA radio communication system
US8265182B2 (en) Radio transmission device and radio reception device
KR100926913B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템을 위한 레이트 선택
US8718036B2 (en) Configurable pilots in a wireless communication system
KR101522059B1 (ko) Ｏｆｄｍａ 시스템에서 ｈａｒｑ를 사용하는 스펙트럼 효율 링크 적응 방법 및 장치
KR20050027563A (ko) 직교 주파수 분할 다중 통신 시스템에서 동적 자원 할당장치 및 방법
KR20070045343A (ko) 송신 장치, 수신 장치, 통신 시스템 및 통신 방법
JP4308009B2 (ja) Ｏｆｄｍシステム用のレート選択
US20080056118A1 (en) Apparatus and method for transmitting/receiving data channel in an orthogonal frequency division multiplexing system
KR20050005993A (ko) 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 적응적 변조 및 코딩 방식 제어 장치 및 방법
KR20050119592A (ko) 주파수 도약-직교 주파수 분할 다중 접속 방식을 사용하는이동 통신 시스템에서 채널 추정 장치 및 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20060807

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20070220

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20070521

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20070807

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20071107

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20080408

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20080508

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4125712

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110516

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120516

Year of fee payment: 4

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130516

Year of fee payment: 5

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees