KR100557158B1

KR100557158B1 - 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 이동통신시스템에서 부반송파 할당을 위한 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100557158B1
Application number: KR1020030079941A
Authority: KR
Inventors: 오현석; 유현석; 이혜정; 최진규; 문용석
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-11-12
Filing date: 2003-11-12
Publication date: 2006-03-03
Also published as: DE602004006817D1; JP4008917B2; US20050099937A1; EP1531594B1; CN1674572A; EP1531594A1; CN1674572B; JP2005151567A; AU2004229029A1; DE602004006817T2; US7567625B2; KR20050045765A; AU2004229029B2

Abstract

본 발명은 다중 송신 안테나를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 이동통신 시스템에 관한 것으로, 복수의 부반송파들을 하나 이상의 사용자들에게 할당하고, 상기 할당된 부반송파들을 상기 복수의 안테나들 중 하나의 안테나에 매핑하는 방법에 있어서, 복수의 사용자 단말기들 각각으로부터 상기 복수의 안테나들 각각에 대한 부반송파들의 채널 정보를 수신하는 과정과, 상기 수신된 채널 정보에 따라 상기 복수의 사용자 단말기들 각각에 대해 할당할 부반송파의 개수를 결정하는 과정과, 상기 각 사용자 단말기들에게 할당된 상기 개수의 부반송파에 대하여, 부반송파의 위치 및 송신 안테나를 결정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

다중 안테나, 직교 주파수 분할 다중 접속, 부반송파, 최소 비트율

Description

직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 이동통신 시스템에서 부반송파 할당을 위한 장치 및 방법{APPARATUS FOR SUB-CARRIER ALLOCATION IN MIMO OFDM MOBILE COMMUNICATION SYSTEM AND METHOD THEREOF}

도 1은 일반적인 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 송수신기 구조를 나타낸 도면.

도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 다중 안테나 직교 주파수 분할 다중 방식의 시스템 구조를 나타낸 도면.

도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 다중 안테나 직교 주파수 분할 다중 방식에서 부반송파 할당 절차를 나타낸 흐름도.

도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 부반송파 할당 개수를 결정하는 절차를 나타낸 흐름도.

도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 사용자별 안테나 및 부반송파를 결정하는 절차를 나타낸 흐름도.

도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 다중 안테나 직교 주파수 분할 다중 방식의 시스템 구조를 나타낸 도면.

도 7은 본 발명의 제2 실시예에 따른 사용자별 부반송파 할당 절차를 나타낸 흐름도.

도 8은 본 발명에 따른 실험 결과를 나타낸 그래프.

본 발명은 이동 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 다중 안테나를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 방식의 이동통신 시스템에서 부반송파를 할당하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

1970년대 말 미국에서 셀룰라(cellular) 방식의 무선 이동 통신 시스템(Mobile Telecommunication System)이 개발된 이래 국내에서는 아날로그 방식의 1세대(1G; 1st Generation) 이동 통신 시스템이라고 할 수 있는 AMPS(Advanced Mobile Phone Service) 방식으로 음성 통신 서비스를 제공하기 시작하였다. 이후, 1990년대 중반에 2세대(2G; 2nd Generation) 이동 통신 시스템이 시작되어 상용화 되었으며 1990년대 말에 향상된 무선 멀티미디어, 고속 데이터 서비스를 목표로 시작된 3세대(3G; 3rd Generation) 이동 통신 시스템인 IMT-2000(International Mobile Telecommunication-2000)이 일부 상용화되어 서비스 운영되고 있다.

한편, 현재는 3세대 이동 통신 시스템에서 4세대(4G: 4th Generation) 이동 통신 시스템으로 발전해나가고 있는 상태이다. 상기 4세대 이동 통신 시스템은 이 전 세대의 이동 통신 시스템들과 같이 단순한 무선 통신 서비스에 그치지 않고 유선 통신 네트워크와 무선 통신 네트워크와의 효율적 연동 및 통합 서비스를 목표로 하며 상기 3세대 이동 통신 시스템에서보다 고속의 데이터 전송 서비스를 제공하기 위한 기술들이 표준화되고 있다.

상기 이동 통신 시스템들에서 무선 채널로 신호를 전송하는 경우 전송된 신호는 송신기와 수신기 사이에 존재하는 다양한 장애물들에 의해 다중경로 간섭을 받는다. 상기 다중경로가 존재하는 무선 채널은 채널의 최대 지연 확산과 신호의 전송 주기로 특성을 규정짓는다. 상기 최대 지연 확산보다 신호의 전송 주기가 긴 경우에는 연속된 신호 사이에 간섭이 발생하지 않으며, 채널의 주파수 특성은 비선택적 페이딩(freqency nonselective fading)으로 주어진다.

그러나, 심벌(symbol) 주기가 짧은 고속 데이터 전송시에 단일 반송파(single carrier)방식을 사용하게 되면, 심벌간 간섭(intersymbol interference)이 심해지기 때문에 왜곡이 증가하게 된다. 따라서 수신단의 등화기(equalizer)의 복잡도도 함께 증가된다.

따라서, 상기 단일 반송파 전송방식에서 등화 문제를 해결하기 위한 대안으로 OFDM 방식을 사용하는 시스템이 제안되었다.

상기 OFDM 방식은 멀티-캐리어(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(Symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 서브 캐리어(sub-carrier)들, 즉 다수의 서브 캐리어 채널(sub-carrier channel)들로 변조하여 전송하는 멀티캐리어 변조(MCM : Multi Carrier Modulation) 방식의 일종이다.

이와 같은 멀티캐리어 변조 방식을 적용하는 시스템은 1950년대 후반 군용 HF radio에 처음 적용되었으며, 다수의 직교하는 서브 캐리어를 중첩시키는 OFDM 방식은 1970년대부터 발전하기 시작하였으나, 멀티 캐리어들간의 직교 변조의 구현이 난이한 문제였었기 때문에 실제 시스템 적용에 한계가 있었다. 그러나 1971년 Weinstein 등이 상기 OFDM 방식을 사용하는 변복조는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 이용하여 효율적으로 처리가 가능함을 발표하면서 OFDM 방식에 대한 기술개발이 급속히 발전했다. 또한 보호구간(guard interval)의 사용과 시클릭 프레픽스(cyclic prefix; 이하, 'CP'라 한다) 보호구간 삽입 방식이 알려지면서 다중경로 및 지연 확산(delay spread)에 대한 시스템의 부정적 영향을 더욱 감소시키게 되었다.

따라서, 상기 OFDM 방식은 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과 디지털 텔레비젼, 무선 근거리 통신망(WLAN; Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM; Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다. 즉, 하드웨어적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; 이하 'FFT'로 칭하기로 한다)과 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; 이하 'IFFT'로 칭하기로 한다)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해졌다.

상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중(FDM; Frequency Division Multiplexing) 방식과 유사하나 무엇보다도 다수개의 서브 캐리어들간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 가지며, 또한 주파수 사용 효율이 좋고 다중 경로 페이딩(multi-path fading)에 강한 특성이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을수 있다는 특징을 가진다.

또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용하므로 주파수 사용이 효율적이고, 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)에 강하고, 다중경로 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭(ISI: Inter Symbol Interference) 영향을 줄일 수 있으며, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스(impulse)성 잡음에 강하다는 장점을 가지고 있어서 통신시스템 구조에 적극 활용되고 있는 추세에 있다.

그러면, 여기서 도 1을 참조하여 종래의 OFDM 방식을 사용하는 통신 시스템의 구조를 설명하기로 한다.

도 1은 종래의 OFDM 이동 통신 시스템의 송신기의 구성을 도시한 도면이다. OFDM 통신 시스템은 송신기(100) 및 수신기(150)로 구성된다.

상기 송신기(100)는 부호화기(104), 심벌 매핑기(106), 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter; 108), 파일럿 심벌 삽입기(pilot symbol inserter; 110), IFFT기(112), 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter; 114), 보호 구간 삽입기(guard interval inserter; 116), 디지털/아날로그 변환기(digital to analog converter; 118) 및 무선 주파수(Radio Frequency; 이하 'RF'라 한다) 처리기(processor; 120)로 구성된다.

상기 송신기(100)상에서, 사용자 데이터(102)는 부호화기(104)로 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터 비트(control data bits)를 발생시켜 출력시킨다. 부호화기(104)에서는 상기 데이터 송신기(102)에서 출력한 신호를 입력하여 해당 코딩(coding) 방식으로 코딩한 후 상기 심벌 매핑기(106)로 출력한다. 여기서, 상기 부호화기(104)는 해당 코딩 방식은 소정의 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 혹은 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등으로 코딩한다. 상기 심벌 매핑기(106)는 상기 부호화기(104)에서 출력한 코딩된 비트(coded bits)를 해당 변조 방식으로 변조하여 변조 심벌을 생성하여 직렬-병렬 변환기(108)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 일 예로, BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식, 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 혹은 64QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 사용될 수 있다.

상기 직렬-병렬 변환기(108)는 상기 심벌 매핑기(106)에서 출력하는 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 파일럿 심벌 삽입기(110)로 출력한다. 상기 파일럿 심벌 삽입기(110)는 상기 직렬/병렬 변환기(108)에서 출력한 병렬 변환된 변조된 심벌들에 파일럿 심벌들을 삽입한 후 IFFT기(112)로 출력한다. 상기 IFFT기(112)는 상기 파일럿 심벌 삽입기(110)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(114)로 출력한다.

상기 병렬/직렬 변환기(114)는 상기 IFFT기(112)에서 출력한 신호를 입력하 여 직렬 변환한 후 상기 보호 구간 삽입기(116)로 출력한다. 상기 보호 구간 삽입기(116)는 상기 병렬/직렬 변환기(114)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 삽입한 후 상기 디지털/아날로그 변환기(118)로 출력한다. 여기서, 상기 보호 구간은 상기 OFDM 통신시스템에서 OFDM 심벌을 송신할 때 이전 OFDM 심벌 시간에 송신한 OFDM 심벌과 현재 OFDM 심벌 시간에 송신할 현재 OFDM 심벌간에 간섭(interference)을 간섭을 제거하기 위해서 삽입된다. 또한, 상기 보호 구간은 일정 구간의 널(null) 데이터를 삽입하는 형태로 제안되었으나, 상기 보호 구간에 널 데이터를 전송하는 형태는 수신기에서 OFDM 심벌의 시작점을 잘못 추정하는 경우 서브 캐리어들간에 간섭이 발생하여 수신 OFDM 심벌의 오판정 확률이 높아지는 단점이 존재하여 시간 영역의 OFDM 심벌의 마지막 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 형태의 'Cyclic Prefix' 방식이나 혹은 시간 영역의 OFDM 심벌의 처음 일정 비트들을 복사하여 유효 OFDM 심벌에 삽입하는 'Cyclic Postfix' 방식으로 사용하고 있다.

상기 디지털/아날로그 변환기(118)는 상기 보호 구간 삽입기(116)에서 출력한 신호를 입력하여 아날로그 변환한 후 상기 RF 처리기(120)로 출력한다. 여기서, 상기 RF 처리기(131)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 디지털/아날로그 변환기(118)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.

상기에서는 송신기(100)에 대해서 설명하였으며, 다음으로 수신기(150)에 대 해서 설명한다. 수신기(150)는 상기 송신기(100)의 역방향 구조를 가지게 된다.

상기 수신기(150)는 RF처리기(152), 아날로그/디지털 변환기(analog to digital converter; 154), 보호구간 제거기(156), 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter; 158), FFT기(160), 파일럿 심벌 추출기(162), 채널 추정기(164), 등화기(equalizer; 166), 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter; 168), 심벌 디매핑기(170), 복호화기(172) 및 데이터 수신기(174)로 구성된다.

상기 수신기(150)상에서, 먼저, 상기 송신기(100)에서 송신된 신호는 다중 경로 채널(multipath channel)을 겪고 잡음이 가산된 형태로 상기 단말기 수신기(150)의 수신 안테나(Rx antenna)를 통해서 수신된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 상기 RF 처리기(152)로 입력되고, 상기 RF 처리기(152)는 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 중간 주파수(IF; Intermediate Frequency) 대역으로 다운 컨버팅(down converting)한 후 상기 아날로그/디지털 변환기(154)로 출력한다. 상기 아날로그/디지털 변환기(154)는 상기 RF 처리기(152)에서 출력한 아날로그 신호를 디지털 변환한 후 상기 보호 구간 제거기(156)로 출력한다.

상기 보호 구간 제거기(156)는 상기 아날로그/디지털 변환기(154)에서 출력한 신호를 입력하여 보호 구간 신호를 제거한 후 상기 직렬/병렬 변환기(158)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(158)는 상기 보호 구간 제거기(156)에서 출력한 직렬 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(160)로 출력한다. 상기 FFT기(160)는 상기 직렬/병렬 변환기(158)에서 출력한 신호를 N-포인트 FFT를 수행한 후 상기 등화기(166) 및 상기 파일럿 심벌 추출기(162)로 출력한다. 상기 등화기(166)는 상기 FFT기(160)에서 출력한 신호를 입력하여 채널 등화(channel equalization)한 후 상기 병렬/직렬 변환기(168)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(168)는 상기 등화기(166)에서 출력한 병렬 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 심벌 디매핑기(170)로 출력한다.

한편, 상기 FFT기(160)에서 출력한 신호는 상기 파일럿 심벌 추출기(162)로 입력되고, 상기 파일럿 심벌 추출기(162)는 상기 FFT기(160)에서 출력한 신호에서 파일럿 심벌들을 검출하고, 상기 검출한 파일럿 심벌들을 상기 채널 추정기(164)로 출력한다. 상기 채널 추정기(164)는 상기 파일럿 심벌 추출기(162)에서 출력한 파일럿 심벌들을 이용하여 채널 추정을 수행하고, 상기 채널 추정 결과를 상기 등화기(166)로 출력한다. 그리고, 상기 단말기 수신기(150)는 상기 채널 추정기(164)의 채널 추정 결과에 상응하는 CQI(channel quality information)를 생성하고, 상기 생성된 CQI(channel quality information)를 채널 품질 정보 송신기(도시하지 않음)를 통해 상기 송신기(100)로 송신한다.

상기 심벌 디매핑기(170)는 상기 병렬/직렬 변환기(168)에서 출력한 신호를 해당하는 복조 방식으로 복조한 후 상기 복호화기(172)로 출력한다. 상기 역부호화기(172)는 상기 심벌 디매핑기(170)에서 출력한 신호를 해당하는 디코딩(decoding) 방식으로 디코딩(decoding)한 후 출력한다. 여기서, 상기 복조 방식 및 복호 방식은 상기 송신기(100)가 적용한 변조 방식 및 코딩 방식과 대응되는 복조 방식 및 복호 방식이다.

상술한 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 이하 'OFDM'이라 한다) 방식은 최근 활발한 연구 개발이 진행되고 있으며 4세대 이동통신 및 차세대 통신방식의 대표적인 방식으로 고려되고 있다. 상기 OFDM 방식은 상술한 바와 같이 상호 직교성을 지닌 여러 개의 반송파를 사용하므로 주파수 이용효율이 높아지고 역고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; 이하, 'IFFT'라 한다) 및 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform; 이하, 'FFT'라 한다)을 사용하므로 고속데이터 처리에 용이하며, 'Cyclic Prefix'를 사용하여 다중경로 페이딩에 견고함을 보인다. 또한, 상기 OFDM 방식은 다중 사용자와 다중 안테나(Multiple-Input Multiple-Output; 이하, 'MIMO'라 한다) 시스템으로의 확장이 용이하다.

한편, 다중 사용자를 고려한 OFDM 방식인 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access; 이하, 'OFDMA'라 한다)시스템에서는 단일 사용자를 고려한 상기 OFDM 방식과 달리 각 사용자마다 원하는 전송비트율과 송신 파워를 고려함과 동시에 부반송파가 겹치지 않게 최적으로 할당해야 한다. 이에 따라 다중 사용자를 위한 OFDM 방식(즉, OFDMA 방식)에서 여러 부반송파 할당 기법이 제안되었다. 그 중 하나는 라그랑지(Lagrange) 최적화 방법을 기반으로 한 알고리즘으로 각 사용자의 비트율을 제한 조건(constraint)으로 두고 전체 송신 파워를 최소화하는 방법이다. 상기 라그랑지 방법은 최적의 솔루션(optimal solution)에 근접하지만 복잡도가 높고 수렴속도가 느리다는 단점이 있다.

보다 속도가 빠른 구현을 위해 두 단계에 걸친 부반송파 할당 방법이 제안되 었는데 먼저 각 사용자에 할당할 부반송파의 개수와 송신 파워를 결정하고, 전체 데이터 전송률이 최대가 되도록 부반송파를 할당하는 방법이 있다. 이때, 부반송파 할당을 위해 헝가리안(Hungarian) 알고리즘을 사용하는데 사용자 수가 적더라도 여전히 복잡도가 크다는 단점이 있다. 이 외에도 다중 사용자를 고려한 워터필링(waterfilling) 알고리즘이 있다.

한편, 상술한 도 1의 시스템과 같은 단일 안테나 구조에서 얻을 수 있는 안테나 다이버시티 이득은 근본적으로 한계가 있다. 따라서, 다중 안테나 방식의 필요성이 대두되었으며 다중 안테나를 사용할 때의 송신 다이버시티 방법으로는 일반적으로 개루프 방식 및 폐루프 방식이 있다. 상기 개루프 방식은 궤환 정보가 없는 방식으로, 시공간 코딩 방법인 시공간 블럭 코드(STBC, Space-Time Block Code), 시공간 트렐리스(Trellis) 코드(STTC, Space-Time Trellis Code), 레이어드(Layered) 시공간 코드(Layered Space-Time Code)가 있다. 상기 폐루프 방식은 궤환 정보가 있는 방식으로, 송신 안테나 어레이(TxAA: Transmit Antenna Array) 방식이 있으며 모든 부반송파에 대해 안테나마다 각기 다른 가중치를 두어 전송하며 가중치는 각 안테나에서 전송되는 신호가 겪는 채널 정보를 바탕으로 계산된다.

상기 설명한 방식 외에도 개/폐루프 방식에 대해 안테나 선택적 송신 다이버시티(Antenna Selective Transmit Diversity)를 적용할 수 있다. 이때, 개루프 방식의 경우 안테나마다 동일한 개수의 부반송파를 할당한다. 예를 들어, 두 개의 안테나가 있을 때 홀수번째 부반송파는 첫번째 안테나에, 짝수번째 부반송파는 두번 째 안테나에 할당할 수 있다. 폐루프 방식의 경우, 전체 부반송파에 대해 각 안테나에서 겪는 채널 정보를 이용해 채널이 좋은 안테나에 부반송파를 할당하며 각 안테나마다 할당되는 부반송파의 개수는 같게 또는 다르게 할 수 있다.

지금까지 상기 OFDM 방식에서의 부반송파 할당을 위한 알고리즘은 많이 제안되어 왔다. 그러나, 대부분 단일 안테나 구조에서 적용될 수 있는 알고리즘들이었으며, 시간-주파수의 2차원 자원할당을 목표로 한 것들이었다. 따라서, 실제 다중 안테나 환경에서 필요한 시간-주파수-공간(time-frequency-space)의 3차원 자원할당 알고리즘에 대한 연구는 극히 미미한 실정이다. 아울러 자원, 즉 OFDM에서의 부반송파를 할당함에 있어서 단일 안테나 구조에서는 필연적으로 하나의 안테나에 많은 수의 부반송파를 사용하므로 피크 전력 대 평균 전력비(Peak to average power ratio, 이하 'PAPR'이라 한다)의 증가를 피할 수 없다.

상기 PAPR이 크면 아날로그/디지털 컨버터(ADC) 및 디지털/아날로그 컨버터(DAC)의 복잡도가 증가하고 무선 주파수(Radio Frequency) 전력 증폭기(power amplifier)의 효율이 감소되게 된다. 상기 PAPR을 줄이기 위해 코딩기법, 클리핑과 같은 방법이 있으나 많은 수의 부반송파에 대한 PAPR을 줄일 수 있는 좋은 코드를 찾기가 어려우며, 내부밴드(in-band) 및 외부밴드(out-of-band) 간섭이 크다는 단점이 있다. 또한, PAPR을 줄일 수 있는 다른 방법으로는 상술한 다중 안테나를 사용하는 것이다. 모든 안테나에 동일한 개수의 부반송파를 할당할 경우 N개의 부반송파에 대하여 10log(N/전체 안테나 개수)로 PAPR이 줄어들게 되는 장점이 있다. 그러나 부반송파를 각 안테나에 할당시 효율적으로 부반송파 개수를 조절해야 한다는 어려움이 있다.

한편, 상기 OFDM 방식에서 PAPR외에 고려해야 할 것이 송신 파워 문제다. 다중 사용자를 고려하였을 경우 각 사용자에 할당된 부반송파의 파워를 적절히 조절하지 않으면 사용자간 간섭이 크게 나타나게 된다. 송신 다이버시티 방법에서 개루프 방식은 수신단으로부터 궤환 정보를 받지 않으므로 오버헤드가 없다는 장점이 있는 반면, 채널 상태가 좋지 않은 안테나에도 부반송파를 전송하므로 성능이 열화된다. 폐루프 방식은 채널 상태를 고려해 안테나마다 부반송파를 할당하므로 개루프 방식보다 나은 성능을 보이지만 궤환 정보에 따른 오버헤드가 발생하므로 오버헤드를 줄이는 방법에 대한 고려가 필요하다. 또한, 상기 폐루프 방식은 많은 채널 추정 정보를 사용하여 송신 파워의 최적화를 수행하므로 매우 복잡한 알고리즘의 수행이 필요하다. 특히 최적화 알고리즘이라고 할 수 있는 Wong의 라그랑지(Lagrange) 최적화(optimization) 알고리즘은 실제로 거의 구현이 불가능할 정도의 복잡도를 보인다. 이후, 유사한 목적의 단순화된(simplified) 서브 최적화(sub-optimal) 알고리즘들이 제안되었으나 불가피하게 중첩된 루프와 여러 번의 정렬(sorting) 연산이 필요하다는 단점이 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 다중 안테나를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 이동통신 시스템에서, 다수의 사용자들을 위해 부반송파를 효율적으로 할당하고, 상기 할당된 부반송파를 다중 안테나를 통해 전송시키는 방법 및 장치를 제공함에 있다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1 방법은; 다중 송신 안테나를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 이동통신 시스템에서, 복수의 부반송파들을 하나 이상의 사용자들에게 할당하고, 상기 할당된 부반송파들을 상기 복수의 안테나들 중 하나의 안테나에 매핑하는 방법에 있어서, 복수의 사용자 단말기들 각각으로부터 상기 복수의 안테나들 각각에 대한 부반송파들의 채널 정보를 수신하는 과정과, 상기 수신된 채널 정보에 따라 상기 복수의 사용자 단말기들 각각에 대해 할당할 부반송파의 개수를 결정하는 과정과, 상기 각 사용자 단말기들에게 할당된 상기 개수의 부반송파에 대하여, 부반송파의 위치 및 송신 안테나를 결정하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제1 장치는; 다중 송신 안테나를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 이동통신 시스템에서, 복수의 부반송파들을 하나 이상의 사용자들에게 할당하고, 상기 할당된 부반송파들을 상기 복수의 안테나들 중 하나의 안테나에 매핑하는 장치에 있어서, 복수의 사용자 단말기들 각각으로부터 수신된 상기 복수의 안테나들 각각에 대한 부반송파들의 채널 정보에 따라 상기 복수의 사용자 단말기들 각각에 대해 할당할 부반송파의 개수를 결정하고, 상기 결정된 개수의 부반송파에 대하여 부반송파의 위치 및 송신 안테나를 결정하는 부반송파 할당기를 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2 방법은; 다중 송신 안테나를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 이동통신 시스템에서, 복수의 부반송파 들을 하나 이상의 사용자들에게 할당하고, 상기 할당된 부반송파들을 상기 복수의 안테나들 중 하나의 안테나에 매핑하는 방법에 있어서, 전체 부반송파들을 복수의 부반송파 그룹들로 분할하고, 복수의 사용자 단말기들 각각으로부터 상기 복수의 안테나들 각각에 대한 부반송파 그룹들의 채널 정보를 수신하는 과정과, 상기 각 사용자 단말기에 대하여 상기 수신된 각 부반송파 그룹들의 채널 상태가 가장 좋은 부반송파 그룹 및 송신 안테나를 할당하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제2 장치는; 다중 송신 안테나를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 이동통신 시스템에서, 복수의 부반송파들을 하나 이상의 사용자들에게 할당하고, 상기 할당된 부반송파들을 상기 복수의 안테나들 중 하나의 안테나에 매핑하는 장치에 있어서, 전체 부반송파들을 복수의 부반송파 그룹들로 분할하고, 복수의 사용자 단말기들 각각으로부터 상기 복수의 안테나들 각각에 대한 부반송파 그룹들의 채널 정보를 수신하여 부반송파 그룹 할당 및 안테나 할당을 제어하는 그룹 할당 제어기와, 상기 그룹 할당 제어기의 제어에 의하여 사용자 데이터들을 복수의 부반송파 그룹들에 할당하는 그룹 할당기와, 상기 그룹 할당 제어기의 제어에 의하여 상기 그룹 할당기로부터 할당된 그룹별로 변조된 신호를 각 안테나에 할당하는 안테나 할당기를 포함함을 특징으로 한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설 명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않는 범위에서 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다. 후술할 설명에서 '사용자'라 함은 기지국과 송수신하는 사용자의 '이동통신 단말기'를 의미한다.

본 발명은 다중 사용자를 고려한 OFDM 방식(즉, OFDMA 방식)을 다중 안테나(Multi-Input Multi-Output; 이하, 'MIMO'라 한다) 시스템에서 적용하여 사용할 때, 부반송파(sub-carrier)를 최적의 방법으로 각 사용자와 안테나에 할당하는 알고리즘을 제안한다. 후술할 본 발명에 따라 부반송파를 할당하는 시스템은 전체 송신 파워를 최소화하고 PAPR을 줄일 수 있어 사용자의 서비스 품질(Quality of Service; 이하, 'QoS'라 한다)를 만족시킨다.

한편, 여러 사용자를 고려한 OFDM 방식인 상기 OFDMA 방식에서는 각 사용자마다 서로 다른 부반송파를 할당해야 하며, 하나의 부반송파가 복수의 사용자에 대해 최적의 부반송파로 판정되었을 경우 또한 고려되어야 한다.

따라서, 본 발명은 각 사용자에서 요구하는 비트율과 채널 정보를 바탕으로 최적의 부반송파의 개수와 전체 송신 파워를 결정하고 각 사용자마다 최적으로 부반송파를 할당한다. 또한, 상기 OFDMA 방식에 다중 안테나 시스템을 고려하여 안테나의 채널 환경에 따라 부반송파를 효율적으로 분배함으로써, PAPR을 줄이고 전체적인 주파수 효율도 증가시킬 수 있다.

상기와 같이 각 사용자마다 할당되는 부반송파 개수와 최적의 안테나를 선택하기 위해서는 각 안테나를 통해 각각의 부반송파가 겪는 채널 정보가 필요하며, 상기 채널 정보는 수신단에서 계산된 후 궤환 채널(feedback channel)을 통하여 송 신단으로 전해진다. 상기 송신단에서 고려하는 부반송파의 전체 개수가 많을 경우 궤환 정보에 대한 많은 계산량, 궤환 정보에 대한 신뢰성 문제와 궤환 경로에 의한 지연에 대한 고려가 필요하다.

한편, 후술할 본 발명에서는 폐루프 송신 다이버시티 중, 적응적 부반송파 할당(Adaptive Sub-carrier Allocation; 이하, 'ASA'라 한다)방식에서의 부반송파 할당 알고리즘을 적용한다. 상기 ASA 방식은 각 안테나에서 전체 부반송파가 겪는 채널 정보를 모두 궤환 채널을 통해 송신단에 전송한 후, 이를 바탕으로 안테나 선택적 송신 다이버시티를 고려한 부반송파 할당 알고리즘을 통해 각 안테나에 부반송파를 할당하게 된다.

<제1 실시예>

본 발명의 제1 실시예에서는 사용자 신호를 전송하기 전에 전체 안테나에서 겪는 전체 부반송파에 대한 채널 정보를 수집한 후, 그 정보를 이용해 사용자 신호를 보내고 채널 상태가 바뀔 때를 고려해 일정 시간이 흐른 후 다시 채널 정보를 궤환한다. 이때, 전체 안테나 수를 M, 전체 부반송파 수를 N이라 가정할 때 채널 정보의 양은 M

N이 된다.

한편, 본 발명의 제1 실시예에 따른 부반송파 할당 알고리즘을 설명하기에 앞서, 상기 부반송파 할당을 위해 각 사용자 단말기가 기지국으로 전송해야할 채널 정보에 대해 먼저 설명하기로 한다.

본 발명에 따르면, 여러 사용자를 고려한 OFDM 방식인 OFDMA 방식에서 먼저 각 사용자에게 할당할 부반송파의 개수 n_k를 정하고 본 발명에서 제안하는 비트 로딩(bit loading) 알고리즘을 통해 각 사용자에게 할당할 부반송파가 결정된다. 상기 OFDMA 방식을 MIMO 시스템에서 고려하였을 경우, 상기 비트 로딩 알고리즘 내에서 각 안테나에게 할당할 부반송파가 결정된다. 이때, 각 사용자에게 할당될 부반송파의 개수와 송신 파워는 각 사용자마다 원하는 최소 비트율 B_min(k)와 각 안테나와 사용자 사이의 전체 채널의 평균 채널 이득대 잡음비(Channel gain to Noise Ratio; 이하, 'CNR'이라 한다) μ_k를 고려하여 결정된다.

이때, 상기 전체 채널의 CNR(즉, μ_k)은 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 1>에서 M은 안테나 수, N은 부반송파 수, Φ_k,n,m은 n번째 부반송파가 k번째 사용자와 m번째 안테나 사이의 채널을 겪을 때의 CNR을 나타낸다.

한편, 사용자 k에 대한 심볼 에러율을 P_e(k)라 하고, 신호대 잡음비(Signal to Noise Ratio; 이하, 'SNR'이라 한다) 갭(gap)을 γ_k로 표현할 때, 상기 SNR 갭(즉, γ_k) 및 CNR(즉, Φ_k,n,m)은 각각 하기 <수학식 2> 및 <수학식 3>으로 표현될 수 있다.

상기 <수학식 3>에서 H_k,n,m은 k번째 사용자의 n번째 부반송파와, m번째 안테나에 대한 채널 이득 계수를 의미하며, σ² _n,m은 m번째 안테나를 통한 n번째 부반송파에 대한 잡음 파워를 나타낸다. 상기 송신측은 상기 CNR을 궤환 채널을 통해 각 사용자로부터 얻게 되며 ASA방식이므로 모든 부반송파에 대한 값을 얻는다. 따라서 전체 사용자로부터 받는 채널 정보의 양은 전체 사용자의 수가 K라 할 때, K×M×N이 된다. 이때, 상기 궤환 채널을 통해 얻은 Φ_k,n,m을 바탕으로 후술할 본 발명에 따른 부반송파 할당 알고리즘에 의해 각 사용자에 할당될 부반송파가 결정되고, 각 부반송파 주파수에 대한 각 안테나의 채널 정보를 비교하여 안테나 선택적 다이버시티 (antenna selective diversity)를 이용하여 좋은 채널 특성을 보이는 안테나와 주파수를 통해서 사용자 신호를 전송한다.

예를 들어 전체 2명의 사용자가 있고 2개의 안테나를 사용한다고 가정했을 때, n번째 부반송파에 대한 궤환 채널은 Φ_1,n,1, Φ_1,n,2, Φ_2,n,1 및 Φ_2,n,2와 같이 네 개로 구성된다. 이때, 각 사용자에 해당하는 Φ_k,n,1 및 Φ_k,n,2의 평균을 이용해 각 사용자에게 할당할 부반송파의 개수 n_k를 구하고, 상기 두 CNR 중 좋은 채널 특성을 보이는 주파수에 대해 모든 부반송파를 할당한다.

한편, 기존의 단일 안테나 시스템에서 다중사용자를 고려할 때는 부반송파 할당 시 단일 안테나에 대한 채널 특성만 존재하므로 다이버시티 효과를 얻을 수 없었다. 즉, 안테나 수가 많을수록 모든 채널에 대하여 좋지 않은 채널 특성을 가질 확률이 낮아지게 되므로 그만큼 다이버시티 효과를 얻을 수 있어 에러율을 줄이고 널(Null)이 발생할 확률이 줄일 수 있어 데이터 전송률을 높힐 수 있다.

이하, 본 발명의 제1 실시예에 따른 다중 안테나 직교 주파수 분할 다중 접속 방식에서 각 사용자별 부반송파 할당 장치 및 방법을 설명한다.

도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따라 부반송파를 할당하여 데이터를 송수신하는 다중 안테나 직교 주파수 분할 다중 접속 시스템의 구조를 나타낸 도면이다.

상기 도 2를 참조하면, 각 K개의 사용자(201)에 대한 데이터는 본 발명에 따라 사용자별 채널 정보를 고려한 부반송파 할당기(203)에 의해 소정의 안테나 및 소정의 부반송파에 할당하며, 상기 할당된 정보에 따라 각 안테나별 IFFT들(205, 213), 보호구간 삽입기들(207, 215) 및 병직렬 변환기들(209, 217)을 거친후, 각각의 안테나들(211, 219)을 통해 전송된다.

상기 도 2는 M개의 송신 안테나와 K명의 사용자를 가정한 MIMO OFDM 시스템을 나타낸다. 또한 전체 N개의 부반송파를 가정하며 폐루프 송신 다이버시티 중 ASA방식을 적용한다. 송신기의 구조는 상기 도 1의 OFDMA 시스템의 송신기 구조와 유사하나, 다중 안테나를 구비한 MIMO 시스템을 고려하고 각 안테나마다 할당된 부반송파가 다르므로 IFFT 이후의 과정은 안테나마다 각각 존재한다. 종래의 OFDMA 시스템에서는 단일 안테나 구조이므로 각 사용자에 부반송파를 할당하였지만 MIMO OFDM 시스템에서는 각 사용자 및 각 안테나에 부반송파를 할당하여야 한다. 상기 부반송파 할당기에서 수행하는 본 발명에 따른 부반송파 할당 알고리즘은 도 3 내지 도 5의 설명에서 후술하기로 한다.

한편, 각 송신 안테나와 사용자 사이에는 M×K개의 채널 Φ_1,n,1, Φ_2,n,1,... Φ_K,n,1,... Φ_1,n,M,Φ_2,n,M, ... Φ_K,n,M이 형성된다. 또한, 상기 각 채널에는 N개의 부반송파에 대한 채널 응답(response)이 있다. 수신단에서 송신단으로 채널 정보를 궤환할 때, 각 채널에 담긴 N개의 정보를 전송하므로 전체 K×M×N개의 정보가 궤환된다. 각 사용자의 수신단 구조는 도 1의 수신기 구조와 유사하나, 상기 본 발명에 따른 부반송파 할당기에 의해 할당된 부반송파에 대한 정보를 통해 자신에게 해당되는 부반송파를 복조함으로써 최종적으로 사용자 신호를 얻을 수 있다.

도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 각 사용자별 부반송파 할당 방법을 개략적으로 도시한 도면이다.

상기 도 3을 참조하면, 기지국은 K개의 사용자들 각각에 대해 안테나별 부반 송파들의 채널 정보를 수신(301 단계)한다. 상기 채널 정보의 양은 상기 <수학식 1>에서 상술한 바와 같이 각 사용자별로 모든 안테나에 대한 각 부반송파들에 대한 채널 정보들이 되므로, K×M×N개가 된다.

다음으로 상기 기지국은 각 사용자별 부반송파의 개수를 후술할 방법들에 의해 결정하여 할당(303 단계)하고, 상기 결정된 부반송파의 개수만큼 소정의 안테나의 부반송파에 할당(305 단계) 한다. 이때, 상기 각 사용자별 부반송파의 할당은 상기 수신된 각 안테나 및 부반송파별 채널 정보를 고려하여 후술하는 방법에 의해 할당하게 된다.

본 발명의 제1 실시예에 따른 부반송파 할당 방법은 먼저 각 사용자에게 할당할 부반송파의 개수를 결정하고, 상기 결정된 부반송파의 개수에 따라 각 사용자와 안테나에 부반송파를 할당하는 두가지 단계로 수행된다.

- 1단계: 각 사용자에게 할당할 부반송파 개수 결정

각 사용자에게 부반송파의 위치 및 안테나를 할당하기 위해서는 먼저 상기 각 사용자에게 할당하여야 하는 부반송파의 개수를 결정하여야 한다. 상기 각 사용자에 할당될 부반송파의 개수 n_k는 원하는 최소 비트율 B_min(k)를 충족시키면서 동시에 최대 송신 에너지 E_max(k)를 넘지 않게 결정한다. 한편, 상기 최대 송신 에너지 E_max(k)가 작을 경우 전체 부반송파를 한 사용자에게 할당하더라도 원하는 비트율을 달성할 수 없게 되는 경우가 발생할 수 있으므로, 이 때는 원하는 비트율을 감소시키거나 송신 파워를 증가시켜야 한다. 또한, 모든 사용자에 할당된 부반송파의 개 수가 전체 부반송파보다 작거나 많을 경우 최대 송신 에너지를 조절하거나 부반송파를 제거함으로써 상기 할당하는 부반송파의 개수를 조절한다.

상기 각 사용자에게 할당될 부반송파의 개수 n_k를 초기 설정하여야 하는데, 이때, 상기 n_k 값의 초기 설정값은 하기 <수학식 4>와 같이 설정함이 바람직하다.

상기 <수학식 4>를 참조하면, 상기 n_k는 심볼당 최대 비트수 b_max가 전체 부반송파에 적용될 수 있도록 결정하고, 각 사용자당 전체 전송 에너지 E_T(k)를 초기 설정된 n_k, 평균 CNR 및 최소 비트율을 통해 결정한다.

만약, 각 사용자에 할당된 부반송파의 개수의 합이 전체 부반송파 개수보다 작은 경우 여분의 할당가능한 부반송파가 있으므로, 각 사용자별 전송 에너지를 조정함으로써, 부반송파의 할당 개수를 증가시킨다. 즉, 상기 각 사용자당 전체 전송 에너지 E_T(k)가 E_max(k) 보다 클 동안에는 상기 n_k를 하나씩 증가시키면서 상기 E_T(k)가 최대 전송 에너지를 넘지 않도록 조절 한다. 그렇더라도 상기 부반송파 개수의 합이 전체 개수보다 작을 경우에는 상기 E_max(k)값을 줄여서 루프를 돌게 된다.

한편, 각 사용자에 할당된 부반송파의 개수의 합이 전체 부반송파 개수보다 큰 경우, 각 사용자에 할당된 부반송파의 개수에서 하나를 줄인 개수를 적용한 새 로운 전송에너지 E_new(k)를 정의하여 E_T(k)와의 간격을 최대로 좁히면서 부반송파의 개수를 줄여간다.

- 2단계: 각 사용자와 안테나에 부반송파 할당

각 사용자에 부반송파 할당시, 할당받는 사용자의 순서가 중요하며 소정의 우선순위(priority)에 의해 결정된다. 상기 우선 순위에는 기준 우선순위(reference priority)와 실제 우선순위(actual priority)가 적용될 수 있다.

상기 기준 우선순위는 하기 <수학식 5>와 같이 정의될 수 있으며, 상기 1단계에서 결정된 각 사용자마다 할당된 부반송파 개수를 기반으로 함을 알 수 있다.

한편, 상기 실제 우선순위는 하기 <수학식 6>과 같이 정의될 수 있다.

상기 <수학식 6>을 참조하면, 상기 실제값 우선순위는 각 사용자가 부반송파를 할당받을 때마다 n_k=n_k-1과 같이 부반송파 개수를 하나씩 줄여가면서 결정됨을 알 수 있다.

상술한 방법에 의해 우선순위가 결정되면, 먼저 가장 많은 부반송파 개수를 지닌 사용자 k에게 CNR이 가장 좋으면서 다른 사용자에 의해 할당되지 않은 부반송파를 할당하고 n_k=n_k-1과 같이 할당된 부반송파의 개수를 1만큼씩 줄인다. 한편, 각 사용자별 안테나 및 부반송파에 따른 할당 여부를 구성요소로 하는 부반송파 할당 행렬 A를 정의하고, 해당 부반송파 요소(즉, 해당 안테나의 해당 부반송파)에 1을 채운다. 예를 들어, 안테나 개수가 두 개일 때 사용자 k가 두 안테나로부터 겪는 채널의 CNR을 각각 Φ_k,n,1 및 Φ_k,n,2라 할 경우,상기 두 CNR을 참고하여 부반송파간의 비교를 함으로써, 가장 좋은 CNR을 가지는 부반송파 n을 찾고 동시에 좋은 채널 상태를 보이는 안테나를 선택하여 신호를 전송하게 된다.

상기와 같이 최대 부반송파 개수를 가진 사용자에 대한 할당이 끝나면 모든 사용자에 대해 실제 우선순위를 다시 계산하여 기준 우선순위와 가장 큰 차이가 나는, 즉 할당된 부반송파의 수가 많으면서 할당이 지연된 사용자에게 차례대로 부반송파를 할당한다. 따라서, 전체 부반송파 중에서 할당되고 남은 부반송파 중, 가장 좋은 CNR을 가지면서 상기 부반송파 할당 행렬 A의 요소가 1이 아닌 부반송파를 할당하게 된다.

이하, 도 4 및 도 5를 참조하여 상술한 부반송파 할당 과정을 보다 구체적으로 설명한다.

상기 도 4는 상술한 1단계로서 각 사용자에게 할당될 부반송파의 개수를 결 정하는 절차를 나타낸 흐름도이다.

상기 도 4를 참조하면, 상술한 바와 같이 각 사용자가 요구하는 최소 전송 비트율과 최대 송신 에너지를 기준으로 궤환된 채널 정보에 따라 각 사용자에게 적절한 부반송파 개수를 할당한다.

먼저, 401 단계는 최종 결정할 각 사용자별 부반송파의 개수를 초기화하는 단계로서, 각 사용자별로 요구되는 최소 비트율 B_min(k)에 의해 상기 각 사용자별 최소의 부반송파 n_k를 할당하고, 각 사용자별 전체 송신 에너지 E_T(k)를 계산한다.

그런 다음, 403 단계에서, 상기 각 사용자별로 할당된 부반송파 개수의 합을 전체 부반송파의 개수 N값과 비교한다. 만약, 상기 비교 결과, 상기 각 사용자별 할당된 부반송파의 개수의 합이 전체 부반송파의 개수보다 클 경우, 후술할 절차에 의해 할당된 부반송파의 개수를 줄여나가야 하며, 반대로 각 사용자별 할당된 부반송파의 개수의 합이 전체 부반송파의 개수보다 작을 경우 여분의 부반송파를 각 사용자들에게 추가로 할당하여야 한다. 만약, 상기 403 단계 및 405 단계의 판단 결과, 각 사용자별로 할당된 부반송파의 개수의 합이 전체 부반송파의 개수와 같을 경우 전체 부반송파에 대한 각 사용자별 할당이 완료되었으므로 상기 부반송파 할당 절차를 종료한다.

따라서, 상기 403 단계의 판단 결과, 각 사용자별 할당된 부반송파 개수의 합이 전체 부반송파의 개수보다 작을 경우, 첫번째 사용자부터 시작하여 각각의 사용자에 대해 전체 에너지가 각각의 사용자에 최대로 할당할 수 있는 에너지를 초과 하지 않게 될 때까지 부반송파의 개수를 하나씩 증가시킨다. 즉, 415 단계에서 사용자 k값을 1로 설정하고, 417 단계에서 전체 사용자에 대한 부반송파 개수 증가 절차 수행 여부를 비교한다.

이후, 419 단계에서 만약 해당 사용자 k의 전체 에너지 E_T(k)가 최대 송신 에너지 E_max(k)보다 작게 될 경우, 상기 해당 사용자 k에 대한 부반송파 개수 증가는 이루어지지 않으며, 상기 사용자 k의 전체 에너지 E_T(k)가 최대 송신 에너지 E_max(k)보다 클 경우, 421 단계에서 상기 사용자 k에 대해 할당되는 부반송파의 개수를 1만큼 증가(n_k=n_k+1)시킨다. 즉, 상기 사용자 k의 전체 에너지 E_T(k)가 최대 송신 에너지 E_max(k)보다 클 경우에는 상기 사용자 k에 할당되는 부반송파의 개수를 늘여줌으로써, 상기 사용자 k의 전체 송신 에너지 E_T(k)가 최대 송신 에너지 E_max(k)를 넘지 않도록 해준다. 그런다음, 423 단계에서는 상기 증가된 부반송파의 개수에 대한 전체 에너지 E_T(k)를 산출하고 상기 과정을 각 사용자들에 대해 반복한다.

상기 417 단계의 비교 결과, 모든 사용자에 대한 상기 절차가 완료될 경우, 425 단계에서, 다시 각 사용자들에게 할당된 부반송파 개수의 합이 전체 부반송파의 개수를 초과하는 지 판단한다. 만약, 상술한 과정에 의한 각 사용자별 할당되는 부반송파의 개수를 증가하였음에도 불구하고, 상기 각 사용자들에게 할당된 부반송파 개수의 합이 전체 부반송파의 개수보다 작을 경우(즉, 할당되지 않은 여분의 부반송파가 발생할 경우), 427 단계에서 설정되어 있는 각각의 사용자에 최대로 할당 할 수 있는 에너지, 즉 사용자별 최대 송신 에너지 E_max(k)를 소정의 값만큼 감소시킨 후, 상기 부반송파 할당 증가 절차를 각 사용자들에게 반복하여 수행한다. 즉, 상기와 같은 경우는 상기 각 사용자들의 전체 송신 에너지 E_T(k)가 최대 송신 에너지 E_max(k)를 넘지 않도록 부반송파를 더 할당해 주었음에도 불구하고, 여전히 할당 가능한 부반송파 개수가 남아 있을 경우 이므로, 상기 각 사용자별 최대 송신 에너지 E_max(k)를 더 작은 값으로 설정하여, 각 사용자들에게 추가로 부반송파를 할당해준다. 따라서, 상기 E_max(k)값은 모든 부반송파가 각 사용자들에게 할당될 때까지 소정의 값만큼씩 작게 함으로써 계속 조정될 수 있다.

반면, 상기 403 단계 및 405 단계의 비교 결과, 각 사용자별 할당된 부반송파 개수의 합이 전체 부반송파의 개수보다 클 경우, 후술할 407 단계 내지 413 단계의 절차에 의해 각 사용자에게 할당된 부반송파의 개수를 줄여나간다. 407 단계에서는 각 사용자들별로 자신에게 할당된 부반송파의 개수에서 하나를 줄인 개수를 적용한 경우를 가정하고 새로운 전송에너지 E_new(k)를 산출하고, 409 단계에서 각 사용자별로 상기 부반송파의 개수를 하나 줄였을 때의 새로운 전송에너지 E_new(k)와 현재의 전체 전송 에너지 E_T(k)와의 차이가 가장 작은 순으로 상기 사용자를 정렬시킨다.

그런다음, 411 단계에서 상기 에너지 차이가 가장 적은 사용자에 대한 부반 송파의 개수를 하나씩 줄여나가며, 413 단계에서 E_T(k)값을 부반송파의 개수가 변경된 에너지 값으로 적용한다.

상술한 방법에 의해 각 사용자별 최대 전송 에너지를 고려한 가장 효율적인 부반송파 개수의 할당을 구현할 수 있다.

상기와 같이 각 사용자들에게 할당할 부반송파 개수가 결정되면, 도 5에 따른 절차와 같이 각 사용자와 안테나에 상기 부반송파를 할당한다.

도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 각 사용자별 안테나 및 부반송파 할당 절차를 나타낸 흐름도이다.

상기 도 5를 참조하면, 먼저 501 단계에서 부반송파 할당 행렬 A_k,n,m을 0으로 설정한다. 상기 부반송파 할당 행렬 A는 각 사용자 k에 따라 안테나별 부반송파의 사용 여부를 표시하는 행렬이다. 또한, 상기 부반송파의 할당을 위해 기준 우선 순위 P₀(k)를 상술한 <수학식 5>와 같이 계산하고, n_k값의 크기 순으로 정렬한 S₁ 집합을 설정함으로써 할당해야할 부반송파 수가 가장 많이 남아 있는 사용자를 선별한다.

다음으로, 503 단계에서는 상기 선별된 k번째 사용자의 궤환 채널 정보를 이용하여 Φ^-1 _k,n,m를 구한다음, 최소값을 가지는 부반송파 n및 안테나 m를 검색한다. 그런 다음, 505 단계에서 n_k를 하나 감소시키고, 507 단계에서 상기 부반송파 할당 행렬 A에서 검색된 부반송파 및 안테나에 해당하는 A_k,n,m을 1로 변경한다.

509 단계에서는, 모든 부반송파에 대한 할당이 완료되었는지 검사하고, 할당해야할 부반송파가 남아있을 경우, 511 단계에서 실제 우선 순위를 상술한 <수학식 6>과 같이 계산한다. 513 단계에서 상기 산출된 실제 우선에 따라 상기 실제 우선 순위와 기준 우선 순위의 차이 값이 가장 큰 사용자들을 선별한다. 515 단계에서는 상기 선별된 사용자의 궤환 채널 정보를 이용하여 Φ^-1 _k,n,m를 구한다음, 최소값을 가지는 부반송파 n및 안테나 m를 검색한다. 그런 다음, 517 단계에서 n_k를 하나 감소시키고, 519 단계에서 상기 부반송파 할당 행렬 A에서 검색된 부반송파 및 안테나에 해당하는 A_k,n,m을 1로 변경한다.

상기 과정을 n_k가 0이 될 때까지 반복하여 수행함으로써 모든 부반송파에 대한 사용자 및 안테나별 할당이 이루어진다.

<제 2 실시예>

이하, 도 6 및 도 7을 참조하여 본 발명의 제2 실시예에 따른 부반송파 할당 장치 및 방법을 설명한다.

먼저, 도 6을 참조하여 본 발명의 제2 실시예에 따른 다중 안테나를 사용하는 OFDMA 시스템의 송수신기 구조를 설명한다. 상기 도 6을 참조하면, 사용자 데이터는 직병렬 변환기(601)에 의해 직병렬 변환되며, 그룹 할당기(603)를 통해 하나 이상의 부반송파를 그룹으로 묶어서 하나 이상의 그룹을 할당한다. 만약, 상기 그 룹을 부반송파 단위로 할당할 경우, 그룹 크기 L=1이 되며, 실질적으로는 여러 개의 부반송파를 묶어서 하나의 그룹으로 할당하는 것이 바람직하다.

상기 그룹 할당은 수신기들(617, 619)로부터 수신된 채널 정보에 따라 그룹 할당 제어기(611)에서 할당하게 되며, 각 안테나별 부반송파의 채널 상황을 각 사용자별로 고려하여 그룹을 할당하게 되면, 상기 그룹별로 할당된 각 부반송파에 소정의 위상을 곱하여 상기 그룹별로 합산하고, 상기 그룹 할당 제어기(611)의 그룹 할당 정보에 의해 상기 각 그룹별로 처리된 신호를 안테나 할당기(609)에서 다수의 안테나들(613, 615)로 할당한다.

한편, 상기 도 6에서 안테나의 수를 M이라 하고, 부반송파의 개수를 N이라 할 때, 송신 신호는 하기 <수학식 7>과 같이 표현될 수 있다.

상기 <수학식 7>에서 T_s는 심볼 구간의 길이이며, d_n은 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 데이터 심볼이며, g(t)는 직사각 필터(rectangular filter)이다. 한편, 상기 Δf는 부반송파 간의 주파수 간격을 의미하며, 하기 <수학식 8>과 같이 표현될 수 있다.

만약, n번째 부반송파가 k번째 사용자에게 할당되고 m번째 송신 안테나를 통하여 전송된다면, 상기 m번째 송신 안테나를 통하여 전송되는 송신 신호 s^(m)(t)는 하기 <수학식 9>와 같이 표현될 수 있다.

상기 <수학식 9>에서 χ는 부반송파 할당 여부를 나타내는 할당 지시자(allocation indicatior)를 나타내며, 만약, n번째 부반송파가 k번째 사용자에게 할당되고, m번째 송신 안테나를 통해 전송된다면, 상기 χ_k,m,n=1이 된다.

이때, 상기 부반송파 할당은 후술할 부반송파 할당 알고리즘에 의해 결정되며, 상기 부반송파 할당 절차는 기지국에서 사용자 단말기들로부터 피드백 받은 궤환 채널 정보, 즉 채널 품질 지시자(Channel Quality Indicator; 이하, 'CQI'라 한다)를 이용하여 효율적으로 이루어진다. 상기 CQI 정보를 생성하는 방법은 신호대 간섭 전력 비(Signal to intererence power ratio; 이하, 'SIR'이라 한다)를 사용할 수 있다. 보다 구체적으로 설명하면 다음과 같다.

만약, k번째 사용자, n번째 부반송파, m번째 안테나의 채널의 SIR을 ρ_k,n,m이라할 경우, 상기 값을 이용하여 상기 CQI 비트를 생성하게 된다. 본 발명의 실시예에 따라 그룹별로 정보가 전송되므로, 하기 <수학식 10>과 같은 평균 CQI 값이 계산될 수 있다.

한편, 상기 <수학식 10>에 의해 산출된 평균 CQI값은 하기 <수학식 11>과 같이 Q가지의 정보로 양자화될 수 있다.

상기 <수학식 11>에서 η_Q-2>...>η₁>η₀는 CQI 등급을 구분하는 문턱값(threshold)이며, 이에 따라 상기 SIR 값은 Q가지로 양자화된다. 이때, 상기 CQI 값이 클수록 좋은 채널임을 의미한다. 만약, λ^(g) _k,m이 높은 SIR을 가지는 채널이고 자원 할당에 사용이 된다면, 상기 할당 지시자 χ는 하기 <수학식 12>와 같이 표현될 수 있다.

상술한 바와 같이 본 발명에 따른 제2 실시예에서는 사용자 단말기에서 상기 SIR 정보를 그룹별로 추정하고, 상기 추정된 CQI 정보를 양자화하여 기지국으로 전송하게 된다. 상기 양자화된 채널 정보를 수신한 기지국은 본 발명의 실시예에 따른 소정의 부반송파 할당 알고리즘에 의해 적절한 상기 할당 지시자 값을 결정해 준다.

이하, 도 7을 참조하여, 기지국이 수신한 CQI 정보를 이용하여 부반송파를 그룹별로 할당하는 알고리즘을 설명한다. 상기 부반송파 할당 알고리즘은 후술할 2가지 규칙에 의해 수행되며, 채널 상황에 따라 주기적으로 수행되는 것이 바람직하다.

상기 도 7을 설명하기에 앞서 먼저 사용되는 각 변수들을 설명하기로 한다. 이하 후술하는 설명에서 M은 전체 송신 안테나의 수를 의미하며, N은 전체 부반송파의 개수를 의미한다. 또한, k는 사용자, g는 부반송파 그룹, m은 안테나를 의미한다. 한편, R_min(k)는 각 사용자 단말기가 요구하는 최소 비트율을 의미하며, B_min(k)는 각 단말기에게 최소한으로 요구되는 비트율을 의미한다. 또한, B_d(k)는 바람직한 비트율을 의미한다. 상기 R_min(k) 및 R_d(k)는 알고리즘 내부에서 필요한 임시 변수들이다. 상기 변수들은 하나의 부반송파가 할당될 때마다 업데이트 된다.

본 발명의 제2 실시예에 따른 부반송파 할당 방법은, 먼저 사용자 k가 요구하는 최소 비트율 R_min(k)을 고려하여 결정된다. 또한, k번째 사용자, g번째 부반송파(또는 그룹) 및 m번째 안테나의 CQI값인 λ^(g) _k,m을 고려하여 결정한다. 즉, 상기 λ^(g) _k,m이 큰 부반송파가 할당되게 된다.

두번째 고려해야할 규칙으로, 일단 각 사용자에게 기본적인 비트율이 할당 된 후에는 높은 품질(quality)를 가진 SIR(즉,

)는 무조건적으로 선택이 된다. 여기서 높은 품질을 가졌다는 것은 미리 결정된 문턱값 th와 비교하여 λ^(g) _k,m>=th인 경우를 의미한다.

상기 도 7을 참조하면, 701 단계에서 기지국은 각 사용자별로 안테나 및 부반송파 그룹에 대한 CQI 정보들을 수신한다. 703 단계에서는 g, R_min 및 R_d를 초기화한다. 705 단계에서 만약, g값이 mod(g+d, G)보다 크게되면 707 단계에서 d값을 mod(d+v)G로 재설정하고, 그렇지 않을 경우, 709 단계에서 g값을 하나씩 증가시키면서, 그룹 할당 절차를 수행한다. 이때, 상기 d 값은 무작위적(random) 자원 할당을 위해 매번 다른 부반송파 위치로부터 할당을 시작하기 위한 옵셋 값이다.

그런다음, 711 단계에서 모든 사용자 k에 대하여 최소 요구 비트율 R_min(k)를 확인하여 0보다 클 경우 713 단계로 진행한다. 713 단계에서는 상기 R_min(k)의 크기 순으로 사용자를 재정렬하고, 715 단계로 진행한다. 715 단계에서는 k 및 g 값을 고정시킨 상태에서 CQI 값을 판단하여 최대값을 가지는 m값을 결정하고, 상기 R_min(k)를 갱신한다. 717 단계에서는 주어진 g값에 대한 (k,m)을 최종적으로 결정하고, R_d(k)를 갱신한다. 이렇게 함으로써, 상기 g번째 부반송파 그룹을 k번째 사용자에 대한 m번째 안테나로 매핑시키게 된다.

이때, 상기 B_d(k)는 각 사용자별 요구되는 데이터율을 의마하며, 상술한 R_min(k) 및 상기 R_d(k)는 상기 부반송파 결정 과정에서 필요한 임시 변수가 된다. 상기 변수들은 하나의 부반송파가 할당될 때마다 계속하여 갱신된다. 또한, 상기 할당 절차는 하나의 부반송파(또는 그룹)에 대해 순차적으로 수행되며, 만약 g번째 부반송파에서 (k,m)=(a,b)로 결정이 되었다면, 할당 지시자는 하기 <수학식 13>과 같이 된다.

한편, 상기 711 단계에서 모든 사용자 k에 대하여 최소 요구 비트율 R_min를 확인하여 0보다 작을 경우 721 단계로 진행한다. 상기 721 단계에서 모든 k,m에 대 하여 CQI의 최소값이 소정의 임계값 th보다 클 경우에는 g를 고정시키고, 모든 k,m에 대하여 가장 CQI가 크게되는 (k,m)을 상기 g에 대한 값으로 할당한다. 반면, 상기 721 단계에서 임계값 th보다 작으로 경우, R_d를 최대로 하는 k값을 결정하고, 상기 k 및 g값을 고정하여 최대의 CQI를 가지는 m값을 결정한다.

이렇게 함으로써, 다수의 사용자로부터 수신된 부반송파(또는 그룹) 및 안테나별 CQI 정보를 이용하여 효율적인 할당 절차가 수행된다.

<본 발명에 따른 모의 실험 결과>

이하, 상기 본 발명의 실시예에 따른 모의 실험 결과를 도 8을 참조하여 설명한다.

본 발명에 따른 모의 실험을 위한 실험 환경은 다음과 같다. 모든 실험은 링크 레벨 시뮬레이션(link-level simulation)으로 이루어졌으며 성능은 BER(Bit Error Rate)을 통해 비교한다. 한편, 채널 환경은 ITU Veh. A모델을 사용하였으며, 전체 경로의 수가 6개이고 이동 속도는 30km/h (Doppler frequency = 55Hz)이며 페이딩은 Jakes모델을 사용한다. 모든 실험에 대해 사용자 신호에 대해 1/2 컨볼루션 코딩과 QPSK 변조를 하였으며 전체 512개의 부반송파를 적용하였다. 부반송파 할당 알고리즘을 적용한 실험에서는 전체 두 명의 사용자와 두 개의 송신 안테나를 가정하였으며. 사용자의 최저 데이터율을 각각 300으로, 최대 송신에너지를 30dB로 정했다.

모의 실험 결과는 도 8과 같다. '컨벤셔널(conventional)' 플롯은 한 명의 사용자와 1개의 안테나를 고려한 종래의 OFDM 시스템의 실험 결과를 나타내며 '제안(proposed)' 플롯은 본 발명에 따른 부반송파 할당 알고리즘을 적용한 결과를 나타낸다. 각 사용자로부터 전송된 모든 부반송파에 대한 채널정보는 정확하다고 가정하였다.

상기 도 8에서 알 수 있듯이 제안된 방식은 기존의 OFDM 방식보다 우수한 성능을 보인다. BER=0.01에서 제안된 방식은 단일 사용자, 단일 안테나를 고려한 OFDM 시스템에 비해 약 6dB 향상된 성능을 보인다. 본 실험 결과로부터 부반송파 할당 알고리즘을 적용과 함께 송신 안테나 다이버시티 효과로 인한 성능 향상을 확인할 수 있다.

한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

본 발명에 따른 부반송파 할당 방법은 각 사용자의 원하는 비트율과 전력 버짓(budget)을 고려하여 전체 송신 파워를 줄이고 각각의 안테나에게 최적으로 부반송파를 할당하여 PAPR을 줄임으로써 사용자에게 효율적인 QoS를 제공하게 되는 장 점이 있다. 또한, 다중 사용자를 지원하며 다중 안테나를 통해 공간 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.

Claims

다중 송신 안테나를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 이동통신 시스템에서, 복수의 부반송파들을 하나 이상의 사용자들에게 할당하고, 상기 할당된 부반송파들을 상기 복수의 안테나들 중 하나의 안테나에 매핑하는 방법에 있어서,

복수의 사용자 단말기들 각각으로부터 상기 복수의 안테나들 각각에 대한 부반송파들의 채널 정보를 수신하는 과정과,

상기 수신된 채널 정보에 따라 상기 복수의 사용자 단말기들 각각에 대해 할당할 부반송파의 개수를 결정하는 과정과,

상기 수신된 채널 정보와 상기 결정된 부반송파의 개수에 따라 각 사용자 단말기들에게 할당할 부반송파와 송신 안테나를 결정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 각 단말기들에 대해 할당하는 부반송파의 개수는 상기 각 단말기들에 요구되는 최소 비트율을 고려하여 결정함을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 각 단말기들에 할당된 부반송파의 총 개수가 전체 부반송파의 개수를 초과할 경우, 상기 부반송파의 개수를 하나 줄였을 때의 에너지와 전체 에너지와의 차이가 최소가 되는 사용자의 부반송파 개수를 줄이는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서,

상기 각 단말기들에 할당된 부반송파의 총 개수가 전체 부반송파의 개수보다 적을 경우, 각 사용자 단말기들에게 최대로 할당할 수 있는 에너지를 감소시킨 후, 상기 부반송파 개수 결정 과정을 반복함을 특징으로 하는 상기 방법.
제1항에 있어서.

상기 부반송파의 위치 및 송신 안테나를 결정하는 방법은 각 사용자 단말기별 소정의 우선 순위에 따라 결정함을 특징으로 하는 상기 방법.
제5항에 있어서,

상기 우선 순위는 할당해야할 부반송파의 개수에 따라 결정됨을 특징으로 하 는 상기 방법.
제1항에 있어서,

소정의 사용자 단말기에 대해 상기 부반송파의 위치 및 송신 안테나를 결정하는 방법은 상기 수신된 채널 정보를 이용하여 채널 이득대 잡음비가 가장 크게 되는 부반송파 및 안테나에 할당함을 특징으로 하는 상기 방법.
다중 송신 안테나를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 이동통신 시스템에서, 복수의 부반송파들을 하나 이상의 사용자들에게 할당하고, 상기 할당된 부반송파들을 상기 복수의 안테나들 중 하나의 안테나에 매핑하는 장치에 있어서,

복수의 사용자 단말기들 각각으로부터 수신된 상기 복수의 안테나들 각각에 대한 부반송파들의 채널 정보에 따라 상기 복수의 사용자 단말기들 각각에 대해 할당할 부반송파의 개수를 결정하고, 상기 결정된 개수의 부반송파에 대하여 부반송파의 위치 및 송신 안테나를 결정하는 부반송파 할당기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제8항에 있어서,

상기 각 단말기들에 대해 할당하는 부반송파의 개수는 상기 각 단말기들에 요구되는 최소 비트율을 고려하여 결정함을 특징으로 하는 상기 장치.
제8항에 있어서,

상기 각 단말기들에 할당된 부반송파의 총 개수가 전체 부반송파의 개수를 초과할 경우, 상기 부반송파의 개수를 하나 줄였을 때의 에너지와 전체 에너지와의 차이가 최소가 되는 사용자의 부반송파 개수를 줄이는 것을 특징으로 하는 상기 장치.
제8항에 있어서,

상기 각 단말기들에 할당된 부반송파의 총 개수가 전체 부반송파의 개수보다 적을 경우, 각 사용자 단말기들에게 최대로 할당할 수 있는 에너지를 감소시킨 후, 상기 부반송파 개수 결정 과정을 반복함을 특징으로 하는 상기 장치.
제8항에 있어서.

상기 부반송파의 위치 및 송신 안테나를 결정하는 방법은 각 사용자 단말기 별 소정의 우선 순위에 따라 결정함을 특징으로 하는 상기 장치.
제12항에 있어서,

상기 우선 순위는 할당해야할 부반송파의 개수에 따라 결정됨을 특징으로 하는 상기 장치.
제8항에 있어서,

소정의 사용자 단말기에 대해 상기 부반송파의 위치 및 송신 안테나를 결정하는 방법은 상기 수신된 채널 정보를 이용하여 채널 이득대 잡음비가 가장 크게 되는 부반송파 및 안테나에 할당함을 특징으로 하는 상기 장치.
다중 송신 안테나를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 이동통신 시스템에서, 복수의 부반송파들을 하나 이상의 사용자들에게 할당하고, 상기 할당된 부반송파들을 상기 복수의 안테나들 중 하나의 안테나에 매핑하는 방법에 있어서,

전체 부반송파들을 복수의 부반송파 그룹들로 분할하고, 복수의 사용자 단말기들 각각으로부터 상기 복수의 안테나들 각각에 대한 부반송파 그룹들의 채널 정 보를 수신하는 과정과,

상기 각 사용자 단말기에 대하여 상기 수신된 각 부반송파 그룹들의 채널 상태가 가장 좋은 부반송파 그룹 및 송신 안테나를 할당하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
제15항에 있어서,

상기 채널 정보는 채널의 신호대 간섭비를 소정의 임계값들에 의해 양자화한 값임을 특징으로 하는 상기 방법.
제15항에 있어서,

상기 할당 과정은 채널 상황에 따라 소정의 주기 간격으로 반복 수행됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제15항에 있어서,

상기 부반송파 그룹 및 송신 안테나의 할당 방법은 상기 각 사용자 단말기들의 요구되는 비트율에 따라 결정됨을 특징으로 하는 상기 방법.
제15항에 있어서,

상기 부반송파 그룹 및 송신 안테나의 할당 방법은 소정의 사용자 단말기에대해 부반송파 그룹에 대한 신호대 간섭비가 소정의 임계값보다 큰 부반송파 그룹 및 송신 안테나를 우선적으로 할당함을 특징으로 하는 상기 방법.
다중 송신 안테나를 사용하는 직교 주파수 분할 다중 접속 방식의 이동통신 시스템에서, 복수의 부반송파들을 하나 이상의 사용자들에게 할당하고, 상기 할당된 부반송파들을 상기 복수의 안테나들 중 하나의 안테나에 매핑하는 장치에 있어서,

전체 부반송파들을 복수의 부반송파 그룹들로 분할하고, 복수의 사용자 단말기들 각각으로부터 상기 복수의 안테나들 각각에 대한 부반송파 그룹들의 채널 정보를 수신하여 부반송파 그룹 할당 및 안테나 할당을 제어하는 그룹 할당 제어기와,

상기 그룹 할당 제어기의 제어에 의하여 사용자 데이터들을 복수의 부반송파 그룹들에 할당하는 그룹 할당기와,

상기 그룹 할당 제어기의 제어에 의하여 상기 그룹 할당기로부터 할당된 그룹별로 변조된 신호를 각 안테나에 할당하는 안테나 할당기를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.
제20항에 있어서,

상기 채널 정보는 채널의 신호대 간섭비를 소정의 임계값들에 의해 양자화한 값임을 특징으로 하는 상기 장치.
제20항에 있어서,

상기 그룹 할당 제어기는 채널 상황에 따라 소정의 주기 간격으로 반복하여 그룹 할당함을 특징으로 하는 상기 장치.
제20항에 있어서,

상기 그룹 할당 제어기는 상기 각 사용자 단말기들의 요구되는 비트율에 따라 부반송파 그룹 및 송신 안테나를 할당함을 특징으로 하는 상기 장치.
제20항에 있어서,

상기 그룹 할당 제어기는 소정의 사용자 단말기에대해 부반송파 그룹에 대한 신호대 간섭비가 소정의 임계값보다 큰 부반송파 그룹 및 송신 안테나에 대하여 우선적으로 할당함을 특징으로 하는 상기 장치.