KR100788890B1 - 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 송신 장치 및 수신 장치 - Google Patents

다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 송신 장치 및 수신 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 송신 장치 및 수신 장치에 관한 것이다. 송신 장치의 LCF 부호기는 수신 장치로 송신하기 위해 입력되는 신호를 다중안테나의 개수와 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 선형 프리코딩하고, 부반송파 할당기는 LCF 부호기에 의해 선형 프리코딩된 신호에 부반송파를 각각 할당한다. 송신기는 부반송파 할당기에 의한 신호를 다중안테나를 통해 수신 장치로 송신한다. 수신 장치의 부반송파 할당해제기는 다중안테나에 의해 수신되는 신호에 할당되어 있는 부반송파를 할당해제하여 선형 프리코딩된 신호를 추출한다. LCF 복호기는 부반송파 할당해제기에서 추출된 신호에 다중안테나의 개수와 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 수신되는 신호의 비트 신뢰도를 출력한다. 본 발명에 따르면, 다중 안테나에 의한 공간 다이버시티와 OFDMA 시스템에 의한 주파수 다이버시티를 함께 사용하여 성능을 개선할 수 있고, 격자변형과 2-가지 체이스 복호기를 적용하여 복잡도를 현저히 줄이면서 최대 우도 검출과 유사한 성능의 경판정 값을 얻을 수 있다.
선형 프리코딩, 선형 프리코더, LCF, 격자 변형, 다중안테나, 체이스 복호기

Description

다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 송신 장치 및 수신 장치{Transmitting Apparatus for transmitting in the multicarrier system using multiple antennas and Receiving Apparatus in the same system}
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 선형 프리코더(Precoder)를 이용한 다중안테나를 사용하는 다중반송파 시스템의 구성도이다.
도 2는 본 발명의 제2 실시예에 따른 선형 프리코더와 STBC(Space Time Bolck Codes)를 이용한 다중안테나를 사용하는 다중반송파 시스템의 구성도이다.
도 3은 본 발명의 제3 실시예에 따른 선형 프리코더와 지연전송을 이용한 다중안테나를 사용하는 다중반송파 시스템의 구성도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 LCF(Linear Complex Field) 복호기 블록도이다.
도 5는 차원이 4이고 16QAM 변조방식을 사용하는 경우, 격자 변형 유무에 따른 비트 오류 확률 그래프이다.
도 6은 차원이 4이고 16QAM 변조방식을 사용하는 경우, 2-가지 체이스(Branch Chase) 복호기의 생존 경로(survivor path) 수 증가에 따른 비트 오류 확률 그래프이다.
도 7은 차원이 4이고 16QAM 변조방식을 사용하는 경우, 격자 변형기와 연계한 2-가지 체이스 복호기의 생존 경로(survivor path) 수 증가에 따른 비트 오류 확률 그래프이다.
본 발명은 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 여러 개의 부반송파에 대수적 선형 프리코더(Precoder)를 이용하는 송신 장치 및 격자변형과 체이스(Chase) 검출 방식을 이용한 수신 장치에 관한 것이다.
광대역의 고속 데이터를 전송하기 위하여 OFDM 방식이 고려되고 있다. OFDM 방식은 사용 대역폭을 여러 개의 부반송파(subcarrier)로 나누어 전송하는 방식이다. OFDM 방식은 광대역 채널을 사용함으로써 어느 정도 떨어진 부반송파간에 채널의 선택성을 나타낼 수 있고, 이러한 채널의 다이버시티는 채널 부호화기를 사용함으로써 성능 향상을 얻을 수 있다. 선형 프리코딩(Precoding)은 여러 개의 부반송 파에 걸쳐 전송되는 전송신호에 선형 복소 행렬을 곱하여 복조기에서 다이버시티를 얻는 기술이다. Boutros 등은 1998년 6월에 IEEE Transactions on Information Theory에 출판된 "Signal Space Diversity: A Power- and Bandwidth-Efficient Diversity Technique for the Rayleigh Fading Channel"의 논문에서 이러한 채널 다이버시티를 최대로 얻는 선형 복소 행렬을 효과적으로 설계하는 방법에 대하여 기술하고 있다. 예를 들면, n(n은 1이상의 자연수)개의 부반송파를 사용하는 OFDMA 시스템이 선형 프리코딩(Precoding)을 적용하면 다음 수학식 1과 같이 모델링할 수 있다.
Figure 112005071468511-pat00001
단,
Figure 112006071735474-pat00002
인 경우에
Figure 112006071735474-pat00003
는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM등의 전송신호이고,
Figure 112006071735474-pat00004
는 부반송파별 채널을 의미한다.
Figure 112006071735474-pat00005
는 수신신호를 나타낸다.
Figure 112006071735474-pat00006
는 수신신호에 더해지는 잡음을 나타낸다. 여기서, n행 n열인 선형 복소 행렬
Figure 112006071735474-pat00007
를 잘 설계함으로써 최대 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
일반적으로, 선형 프리코딩(Precoding)을 적용한 시스템에 최대우도 검출을 적용하는 것은 상당히 복잡하다. 채널 행렬과 선형 복소 행렬
Figure 112005071468511-pat00008
의 곱을 변형된 채널 행렬로 보아서 구복호기(Sphere Decoding)을 적용하여 최대우도 심볼을 검출할 수 있고, 격자변형(Lattice Reduction)을 적용한 후 선형 수신기(Zero Forcing Detection, MMSE Detection)로 검출하면 최대우도(maximum likehood)에 근접한 성능을 얻을 수 있다. Rekaya 등은 2004년 10월에 Internation Symposium on Information Theory and its Applications에 발표한 "A Very Efficient Lattice Reduction Tool on Fast Fading Channels"에서 대수적으로 설계한 선형 복소 행렬을 이용하여 프리코딩(Precoding)한 경우에 간단하게 적용할 수 있는 대수적 격자변형(Lattice Reduction) 방식을 제안하였다.
OFDMA 시스템에 선형 프리코딩(Prcoding)을 적용하는 것은 복조시에 주파수 다이버시티를 얻기 위한 방식이라면, 다중안테나를 사용하는 방식은 공간 다이버시티를 얻기 위한 방식이다. Alamouti는 1998년 10월에 IEEE Journal on Select Areas in Communications에 출판된 "A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications"의 논문에서 두 개의 전송안테나를 사용하는 경우에 두 개의 전송신호를 복소 직교 디자인(Orthogonal Design)을 이용하여 전송하여 수신기에서 간단한 신호처리로 다이버시티 이득을 얻는 시공간 블록 부호를 설계하였다. 이러한 시공간 블록부호는 각 부반송파 별로 두 개의 시간에 걸쳐 전송하거나 인접한 두 개의 부반송파에 걸쳐 전송함으로써 쉽게 OFDMA 시스템에 결합할 수 있다.
또한, Tan 등은 2004년 9월에 IEEE Transaction on Wireless Communications에 출판된 "Multicarrier Delay Diversity Modulation for MIMO Systems"의 논문 에서 다중 전송안테나 별로 시간 영역에서 일정한 지연(Delay)을 주어서 전송하여 주파수 영역에서 다이버시티(Diversity)를 얻고 채널 부호화기를 이용하여 성능 개선을 얻는 방식을 제안하였다. 이 경우 단일 전송 안테나를 사용하는 경우와 동일한 수신기를 사용할 수 있다.
상기 종래의 기술을 정리하면, 선형 Precoded 다중반송파 시스템은 주파수 다이버시티 이득을 얻기 위한 것이다. 또한, 시공간 블록부호(STBC:Space Time Block Codes)는 공간 다이버시티 이득을 얻기 위한 것이다. 다중 반송파 시스템에 적용된 지연 다이버시티(Delay Diversity)는 공간 다이버시티를 주파수 다이버시티로 변형하여 이득을 얻기 위한 것이다.
그러나, 종래의 다중 반송파 시스템은 다중 안테나에 의한 공간 다이버시티와 OFDMA 시스템에 의한 주파수 다이버시티를 함께 사용하여 성능이 좋지 않았으며, 격자 변형을 이용한 검출 방법의 경계효과(Boundary Effect)에 의한 무선 채널에서 심한 페이딩에 의한 성능 열화의 문제점을 가지고 있었다.
이와 같은 문제점을 해결하기 위하여 본 발명은, 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 선형 프리코더(Precoder)를 이용하여 주파수 다이버시티 이득과 공간 다이버시티 이득을 함께 얻을 수 있는 방식을 제안하고, 또한 격자 변형을 이용한 검출 방법의 경계효과(Boundary Effect)에 의한 성능 열화를 보상하기 위하여 2-가지를 이용하는 체이스 검출 방식을 제안하여 경판정 및 연판정(soft decision) 최대우도(maximum likelihood) 성능을 제공하는, 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 선형 프리코더(Precoder)를 이용하는 송신 장치 및 격자변형과 Chase 검출 방식을 이용한 경판정 및 연판정 복조 방식을 이용하는 수신 장치를 제공한다.
상기한 과제를 달성하기 위한 본 발명의 하나의 특징에 따른 송신 장치는,
다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 송신 장치로서,
수신 장치로 송신하기 위해 입력되는 신호를 다중안테나의 개수와 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 선형 프리코딩(precoding)하는 LCF(Linear Complex Field) 부호기; 상기 LCF 부호기에 의해 선형 프리코딩된 신호에 부반송파를 각각 할당하는 부반송파 할당기; 및 상기 부반송파 할당기에 의해 부반송파가 할당된 신호를 상기 다중안테나를 통해 각각 외부로 송신하는 송신기를 포함하며, 상기 선형 복소수 행렬은 상기 다중안테나의 개수(m)와 상기 부분송파의 개수(n)의 곱(mn)에 해당하는 행과 열로 이루어진 행렬이고, 상기 LCF 부호기는 상기 곱(mn)에 해당하는 입력되는 신호에 대해 상기 선형 복소수 행렬을 이용하여 다음의 관계식
Figure 112007083620910-pat00135

(여기서, Umn은 상기 선형 복소수 행렬이고,
Figure 112007083620910-pat00136
는 상기 입력되는 신호로써, 1≤i≤mn이며, αi는 상기 LCF 부호기에 의해 선형 프리코딩이 수행된 결과값으로써, 1≤i≤mn임)에 따라서 선형 프리코딩을 수행하고, 상기 부반송파 할당기는 상기 LCF 부호기에서 선형 프리코딩이 수행된 상기 곱(mn)에 해당하는 신호에 대해 상기 n개의 부반송파를 다음의 관계식
Figure 112007083620910-pat00137
(여기서, bj(i)는 i번째 부반송파에 할당되는 j번째 신호임)에 따라 할당하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 특징에 따른 송신 장치는,
다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 송신 장치로서,
수신 장치로 송신하기 위해 입력되는 신호를 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 선형 프리코딩(precoding)하는 LCF 부호기; 상기 LCF 부호기에 의해 선형 프리코딩된 신호에 부반송파를 각각 할당하는 부반송파 할당기; 상기 부반송파 할당기에 의해 부반송파가 할당된 신호에 대해 직교 시공간 블록 부호화를 수행하여 출력하는 STBC(Space-Time Block Codes) 부호기; 및 상기 STBC 부호기에서 출력되는 신호를 상기 다중안테나를 통해 각각 외부로 송신하는 송신기를 포함한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따른 송신 장치는,
다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 송신 장치로서,
수신 장치로 송신하기 위해 입력되는 신호를 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 선형 프리코딩(precoding)하는 LCF 부호기; 상기 LCF 부호기에 의해 선형 프리코딩된 신호에 부반송파를 각각 할당하는 부반송파 할당기; 상기 부반송파 할당기에 의해 부반송파가 할당된 신호에 대해 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변형한 후, 상기 다중안테나 별로 순환되도록 지연하여 부호화하는 지연 변조기; 및 상기 지연 변조기에 의해 부호화된 신호를 상기 다중안테나를 통해 각각 외부로 송신하는 송신기를 포함한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따른 수신 장치는,
다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 수신 장치로서,
송신 장치에서 송신되는 신호를 다중안테나를 통해 각각 수신하는 수신기; 상기 수신기에 의해 수신되는 신호에 할당되어 있는 부반송파를 할당해제하여 선형 프리코딩된 신호를 추출하는 부반송파 할당해제기; 및 상기 부반송파 할당해제기에서 추출된 선형 프리코딩된 신호에 상기 다중안테나의 개수와 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 상기 수신되는 신호의 비트 신뢰도를 출력하는 LCF 복호기를 포함한다.
본 발명의 또 다른 특징에 따른 수신 장치는,
다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 수신 장치로서,
송신 장치에서 송신되는 신호를 다중안테나를 통해 각각 수신하는 수신기; 상기 수신기에 의해 수신되는 신호에 대해 직교 시공간 블록 복호화를 수행하여 신호를 복호하는 STBC(Space-Time Block Codes) 복호기; 상기 복호기에 의해 복호된 신호에 할당되어 있는 부반송파를 할당해제하여 선형 프리코딩된 신호를 추출하는 부반송파 할당해제기; 및 상기 부반송파 할당해제기에서 추출된 선형 프리코딩된 신호에 상기 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 상기 수신되는 신호의 비트 신뢰도를 출력하는 LCF 복호기를 포함한다.
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아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하 기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
또한. 어떤 부분이 어떤 구성요소를“포함”한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
본 발명은 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 선형 프리코더(Precoder)를 이용하여 주파수 다이버시티 이득과 공간 다이버시티 이득을 함께 얻을 수 있는 방식을 제안하는 것이다. 또한, 격자 변형을 이용한 검출 방법의 경계효과(Boundary Effect)에 의한 성능 열화를 보상하기 위하여 2개의 가지를 이용하는 Chase 검출 방식을 제안하여 경판정(hard decision) 및 연판정(soft decision) 최대우도(maximum likehood) 성능을 얻기 위한 것이다.
본 발명에 따른 실시예에서는 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 아래의 3가지 전송 및 복호 방식을 제안한다.
첫째, 상기 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템은 다수의 전송안테나와 여러개의 부반송파를 함께 고려하여 선형 프리코딩(Precoding) 방식을 적용한다. 이 경우 m(m은 1이상의 자연수)개의 전송 안테나와 사용되는 부반송파의 개수 n(n은 1이상의 자연수)에 대한 곱의 차원 mn으로 선형 프리코더(Precoder) 행렬을 적용해야 하며, 복호시에도 차원 mn인 복호기를 적용해야 한다.
둘째, 상기 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템은 n개의 부반송파를 이용하여 프리코딩(Precoding)을 적용한 후의 심볼에 시공간 블록 부호(Orthogonal Space-Time Block Codes) 방식을 적용한다. 이 경우는 상기 시공간 블록 부호의 복호와, 프리코더(Precoder)의 복호를 개별적으로 수행할 수 있다.
셋째, n개의 부반송파에 걸쳐 프리코딩(Precoding)을 적용한 심볼에 지연 다이버시티(Delay Diversity) 방식을 적용한다. 상기 지연 다이버시티(Delay Diversity)를 적용한 OFDMA 시스템은 할당된 부반송파의 채널 부호화의 해밍거리가 안테나 개수보다 같거나 크지 않으면 최대 다이버시티 이득을 얻을 수 없다. 상기 OFDMA 시스템은 선형 프리코딩(Precoding)을 적용하면 채널 부호화에 상관없이 최대 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 또한, 한 개의 전송안테나를 사용하는 경우와 동일한 수신기를 사용하여 차원 n의 프리코더(Precoder)의 복호기를 적용한다.
또한, 본 발명은 상술한 3가지 전송 방식에 적용하여 준 최대 우도의 경판정(hard-decision) 및 연판정(soft-decision) 값을 간단히 얻을 수 있는 복호기 방식을 제안하였다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 선형 프리코더를 이용한 다중안테나를 사용하는 다중반송파 시스템의 구성도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제1 실시예에 따른 선형 프리코더를 이용한 다중안테나를 사용하는 다중반송파 시스템은 변조기(101), LCF(Linear Complex Field) 부호기(102), 부반송파 할당기(Allocator)(103), 송신기(104) 및 다수개의 전송 안테나를 포함하는 송신 장치와, 다수개의 수신 안테나, 수신기(105), 부반송파 할당해제기(Deallocator)(106), 및 LCF 복호기(107)를 구비하는 수신 장치를 포함한다.
본 발명에 따른 실시예는 m(m은 1이상의 자연수)개의 전송안테나와, n(n은 1이상의 자연수)개의 부반송파를 사용하는 다중 부반송파 시스템을 고려한다. 단, n개의 부반송파(subcarrier)는 전체 주파수 대역에 임의로 할당할 수 있다.
상기 변조기(101)는 송신 데이타로 입력되는 이진 신호를 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM 으로 변조한다.
상기 LCF 부호기(102)는 상기 변조기(101)로부터 제공된 변조된 심볼들을 수신받아 선형 복소수 행렬을 이용하여 변조된 심볼들을 프리코딩(precoding)한다.
상기 부반송파 할당기(103)는 상기 LCF 부호기(102)로부터 프리코딩된 변조된 심볼들을 사용하는 부반송파(subcarrier)들로 할당한다.
상기 송신기(104)는 다수개의 전송안테나를 통해 신호를 할당하여 전송한다.
상기 수신기(105)는 적어도 하나 이상의 다수개의 수신안테나를 이용하여 전송된 신호를 수신한다.
상기 부반송파 할당해제기(Deallocator)(106)는 상기 수신기(105)로부터 수신된 신호를 사용하는 부반송파들로 할당한다.
상기 LCF 복호기(107)는 상기 부반송파 할당해제기(106)로부터 제공된 신호를 선형 복소수 행렬에 따라 복호한다.
도 1을 참조하면, 상기 LCF 부호기(102)는 상기 변조기(101)의 출력값 mn개의
Figure 112005071468511-pat00028
에 대하여 수학식 2와 같이 선형 복소수 행렬을 이용하여 변조된 심볼들을 프 리코딩(Precoding)한다.
Figure 112005071468511-pat00029
상기 부반송파 할당기(103)는 상기 LCF 부호기(102)의 출력값 mn개의
Figure 112005071468511-pat00030
에 대하여 n개의 부반송파에 수학식 3과 같이 할당한다.
Figure 112005071468511-pat00031
단, bj(i)는 i번째 부반송파에 할당되는 j번째 신호이다.
상기 송신기(104)는 상기 부반송파 할당기(103)의 출력값 mn개의 bj(i)에 대하여 수학식 4와 같이 전송한다.
Figure 112005071468511-pat00032
단, cjk(i)는 i번째 부반송파에서 j번째 전송안테나를 이용하여 k번째 시간에 전송하는 신호이다.
상기 수신기(105)는 수학식 4의 매핑을 역으로 수행한다.
상기 부반송파 할당해제기(Deallocator)(106)는 수학식3의 매핑을 역으로 수행하면, 상기 LCF 복호기(107)의 mn개 입력을 수학식 5로 표현할 수 있다.
Figure 112005071468511-pat00033
단
Figure 112005071468511-pat00034
인 경우에
Figure 112005071468511-pat00035
는 안테나와 부반송파 별로 겪는 채널을 의미한다.
Figure 112005071468511-pat00036
는 수신 신호에 더해지는 잡음을 나타낸다. 수학식 5는 차원이 mn인 것을 제외하고는 수학식 1과 같다. 따라서, 기존 복호기를 이용하거나 본 발명의 도 4에 도시된 연판정 및 경판정 선형 프리코더 복호기(LCF 복호기)를 이용하여 수신 데이터의 비트 신뢰도를 구할 수 있다.
도 2는 본 발명의 제2 실시예에 따른 선형 프리코더와 STBC를 이용한 다중안테나를 사용하는 다중반송파 시스템의 구성도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제2 실시예에 따른 선형 프리코더와 STBC를 이용한 다중안테나를 사용하는 다중반송파 시스템은 변조기(201), LCF 부호기(202), 부반송파 할당기(Allocator)(203), STBC 부호기(204), 송신기(205) 및 다수개의 전송 안테나를 포함하는 송신 장치와, 다수개의 수신 안테나, 수신기(206), STBC 복호기(207), 부반송파 할당해제기(Deallocator)(208), 및 LCF 복호기(209)를 구비하는 수신 장치를 포함한다.
상기 변조기(201)는 송신 데이타로 입력되는 이진 신호를 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM으로 변조한다.
상기 LCF 부호기(202)는 상기 변조기(201)의 출력값 mn개의
Figure 112005071468511-pat00037
에 대하여 수학식 6과 같이 선형 복소수 행렬을 이용하여 변조된 심볼들을 프리코딩(Precoding)한다.
Figure 112005071468511-pat00038
상기 부반송파 할당기(203)는 상기 LCF 부호기(202)의 출력값 mn개의
Figure 112005071468511-pat00039
에 대하여, n개의 부반송파에 수학식 7과 같이 할당한다:
Figure 112005071468511-pat00040
단,
Figure 112005071468511-pat00041
는 i번째 부반송파에 할당되는 j번째 신호이다.
상기 STBC 부호기(204)는 상기 부반송파 할당기(203)의 출력값 mn개의
Figure 112005071468511-pat00042
에 대하여, i번째 부반송파에 할당된 m개의 신호를 이용하여 직교 시공간 블록 부 호화(Orthogonal Space-Time Block Codes)를 수행한다. 이 경우 2개의 전송 안테나를 사용하는 Alamouti의 방법을 적용하면 수학식 8과 같이 표현된다.
Figure 112005071468511-pat00043
상기 송신기(205)는 상기 STBC 부호기(204)의 출력값
Figure 112005071468511-pat00044
개의
Figure 112005071468511-pat00045
에 대하여, i번째 부반송파에서 j번째 전송안테나를 이용하여 k번째 시간에
Figure 112005071468511-pat00046
를 전송한다.
상기 수신기(206)는 다중 안테나를 통해 전송된 신호를 수신한다.
상기 STBC 복호기(207)는 상기 수신기(206)로부터 다중 안테나를 통해 수신한 신호를 이용하여, Alamouti의 방법을 이용하여 복호하면 수학식 9와 같이 표현된다.
Figure 112005071468511-pat00047
단,
Figure 112005071468511-pat00048
는 Alamouti의 복호 방법에 의하여 변형된 i번째 부반송파에서 수신된 j번째 신호이다.
Figure 112005071468511-pat00049
는 Alamouti의 복호 방법에 의하여 변형된 i번째 부반송파에서 더해진 j번째 잡음이다.
Figure 112005071468511-pat00050
는 Alamouti의 복호 방법에 의하여 변형 된 i번째 부반송파의 채널값이다.
상기 부반송파 할당해제기(Deallocator)(208)는 상기 STBC 복호기(207)의 출력값 mn개의
Figure 112005071468511-pat00051
에 대하여, 수학식 7의 매핑을 역으로 수행하여 변환하면 수학식 10과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112005071468511-pat00052
수학식 10은 변형된 채널과 수신신호 그리고 잡음을 가진 것을 제외하고는 수학식 1과 같다. 따라서, 기존 복호기를 이용하거나 본 발명의 도 4에 도시된 연판정 및 경판정 선형 Precoder 복호기(LCF 복호기)를 이용하여 수신 데이터의 비트 신뢰도를 구할 수 있다.
도 3은 본 발명의 제3 실시예에 따른 선형 프리코더와 지연전송을 이용한 다중안테나를 사용하는 다중반송파 시스템의 구성도이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제3 실시예에 따른 선형 프리코더와 지연전송을 이용한 다중안테나를 사용하는 다중반송파 시스템은 변조기(301), LCF 부호기(302), 부반송파 할당기(Allocator)(303), 지연(Delay) 변조기(304), 송신기(305) 및 다수개의 전송 안테나를 포함하는 송신 장치와, 다수개의 수신 안테나, 수신기(306), 부반송파 할당해제기(Deallocator)(307), 및 LCF 복호기(308)를 포함하는 수신 장치를 포함한다.
상기 변조기(301)는 송신 데이타로 입력되는 이진 신호를 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM으로 변조한다.
상기 LCF 부호기(302)는 상기 변조기(301)의 출력값 n개의
Figure 112005071468511-pat00053
에 대하여 수학식 11와 같이 선형 복소수 행렬을 이용하여 변조된 심볼들을 프리코딩(Precoding)한다.
Figure 112005071468511-pat00054
상기 부반송파 할당기(303)는 상기 LCF 부호기(302)의 출력값 n개의
Figure 112005071468511-pat00055
에 대하여, n개의 부반송파에 수학식 12와 같이 할당한다.
Figure 112005071468511-pat00056
단, b(i)는 i번째 부반송파에 할당되는 신호이다.
상기 지연 변조기(304)는 상기 부반송파 할당기(302)의 출력값 n개의 b(i)에 대하여 먼저 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변형하여 n개의 B(k)를 계산하고 수학식 13과 같이 안테나별로 한 샘플씩 cyclic하게 지연하여 부호화한다.
Figure 112005071468511-pat00057
상기 송신기(305)는 상기 지연 변조기(304)의 출력값 mn개의 Cjk에 대하여, j번째 전송안테나를 이용하여 k번째 시간에 Cjk를 전송한다.
이와 같이 전송하면 Tan등이 2004년 9월에 IEEE Transaction on Wireless Communications에 발표한 "Multicarrier Delay Diversity Modulation for MIMO Systems"의 논문에서 유도된 최대 다이버시티 기준을 사용하는 채널부호화의 최소 해밍거리와 그의 인터리빙에 따른 분포에 상관없이, 정확히 말하면 채널부호화를 사용하지 않고도 만족시킴을 쉽게 보일 수 있다.
상기 수신기(306)는 한 개의 전송안테나를 사용하는 OFDM 수신기와 동일하다.
상기 부반송파 할당해제기(307)는 상기 수신기(306)의 출력값에 대하여 수학식 12의 매핑을 역으로 수행하여 변환하면 수학식 14와 같이 표현할 수 있다:
Figure 112005071468511-pat00058
수학식 14는 1개의 전송안테나를 사용하는 수학식 1과 동일하다. 따라서, 기존 복호기를 이용하거나 본 발명의 도 4에 도시된 연판정 및 경판정 선형 Precoder 복호기를 이용하여 수신데이터의 비트 신뢰도를 구할 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 LCF 복호기의 블록도이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 LCF 복호기는 격자 변형기(401), 채널 추정기(402), 2-가지 체이스 복호기(403), 및 선형 복조기(404)를 포함한다.
상기 격자 변형기(401)는 상기 부반송파 할당해제기(Deallocator)로부터 수신 신호를 입력받아 상기 채널 추정기(402)에서 추정한 채널값과 Precoder 행렬의 곱한 행렬을 이용하여 수학식 15와 같이 격자 변형(Lattice Reduction)을 수행한다.
상기 채널 추정기(402)는 파일롯 등을 이용하여 부반송파별 채널을 변형 및 추정한다.
상기 2-가지 체이스 복호기(403)는 2개의 가지(branch)를 가지는 체이스(Chase) 복호기를 이용하여 최대우도값 또는 최대우도값과 비트별로 다른 최대우도값을 계산하여 상기 수신데이타의 비트신뢰도를 출력한다.
상기 선형 복조기(404)는 선형 ZF(Zero Forcing) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 복조기를 사용한다.
Figure 112005071468511-pat00059
단, Tu는 정수인 원소를 가지고 행렬식(determinant)의 절대값이 1인 umimodular 행렬이다. 기존의 LLL(Lenstar-Lenstra-Lovasz) 알고리즘 등은 모든 형태의 선형 복소 행렬 U에 적용할 수 있는 알고리즘이지만 복잡도(complexity)가 높다. 대수적으로 설계한 선형 복소 행렬 U를 이용하여 프리코딩(Precoding)한 경우에는 Rekaya 등이 2004년 10월에 Internation Symposium on Information Theory and its Applications에 발표한 "A Very Efficient Lattice Reduction Tool on Fast Fading Channels"에 제안된 대수적 격자변형 방식을 이용하여 매우 간단하게 Tu를 계산할 수 있다. 이러한 대수적 격자변형을 적용한 후에 변형된 채널 행렬에 선형 ZF이나 선형 MMSE를 사용하여 복조하는 것은 최대우도 검출 성능과 같은 기울기를 보인다. 즉, 이러한 경우 다이버시티 이득을 최대로 얻어낼 수 있다. 그러나, 전송신호를 유한 격자를 사용함에 따른 경계 효과에 의한 성능 열화와 차원 n이 증가함에 따른 성능 열화가 나타난다.
도 5는 차원이 4이고 16QAM 변조방식을 사용하는 경우, 격자 변형(Lattice Reduction) 유무에 따른 비트 오류 확률 그래프이다. 격자 변형을 사용하는 경우에 최대 우도 검출과 유사한 기울기를 가지지만 약 3~4dB의 성능 열화가 있다.
Chase 검출 방식은 결정 피드백(Decision Feedback) 검출에서 생존 경로(survivor path)를 다수 개로 하여 검출하는 방식이다. 현재의 생존 경로에 붙은 모든 가지(branch)의 값을 계산하여 기존 생존 경로에 더한 후, 새로운 생존 경로를 선택하는 방식을 되풀이하여 진행한다. Chase 검출 방식은 기존의 방식에 비교하면, 생존 경로를 1개로 하면 Decision Feedback 검출과 같고 모든 경로를 생존 경로로 하면 최대 우도 검출 방식과 같다. 이러한 Chase 검출 방식은 생존 경로의 수가 증가하면 성능이 좋아지지만 복잡도는 증가한다. 또한, 이러한 Chase 검출 방식은 생존 경로에 붙은 모든 가지(branch)의 값을 계산해야 하므로 전송 신호의 QAM차원이 증가함에 따라 복잡도가 증가한다.
도 6은 4이고 16QAM 변조방식을 사용하는 경우, 2-가지 체이스 복호기의 생존 경로(survivor path) 수 증가에 따른 비트 오류 확률 그래프이다. 2-가지 체이스 복호기의 경우는 복잡도가 기준치보다 낮지만 생존 경로의 수를 증가시켜도 어느 정도 이상의 성능 개선이 없음을 알 수 있다.
도 4에 도시된 바와 같이, 상기 격자 변형기(401)와 상기 2-가지 체이스 복호기(403)를 연계하여 적용하고 생존 경로의 수를 증가시키면 도 7에 도시된 바와 같이 복잡도를 간단하게 하면서도 최대 우도 검출과 유사한 성능을 얻을 수 있다.
도 7은 차원이 4이고 16QAM 변조방식을 사용하는 경우, 격자 변형기와 연계한 2-ㄱ 가지 체이스 복호기의 생존 경로(survivor path) 수 증가에 따른 비트 오류 확률 그래프이다.
상기 격자 변형기(401)와 상기 2-가지 체이스 복호기(403)의 연계는 다음과 같이 적용한다.
* 상기 격자 변형기(401)는 상기 채널 추정기(402)에서 추정한 채널값과 Precoder 행렬의 곱한 행렬을 이용하여 수학식 15와 같이 격자 변형을 수행한다.
* 상기 선형 복조기(404)는 격자 변형된 채널로 선형 ZF 또는 선형 MMSE 복조를 수행하여 각 차원 별 연판정 값을 계산한다.
* 상기 2-가지 체이스 복호기(403)는 각 차원별 연판정 값에서 가장 가까운 2개의 격자점을 2-가지로 하여 주어진 개수만큼의 생존 경로를 생신하는 과정을 반복한다.
* 상기 2-가지 체이스 복호기(403)가 경판정을 할 경우에는 n차원까지 계산된 생존 경로들에 대한 메트릭 값 중에 최소인 생존 경로를 선택한다.
삭제
* 상기 2-가지 체이스 복호기(403)가 연판정을 할 경우에는 n차원까지 계산된 생 체이스존 경로들에 대한 메트릭 값들로 리스트를 만들고 최소 생존 경로에 추가하여 각각의 비트에 대하여 리스트의 값 중에서 최소 생존 경로와 반대의 비트를 가지면서 최소인 생존 경로를 계산한다. 이러한 생존 경로가 존재하지 않을 경우에는 리스트 중에서 최대인 생존 경로의 메트릭 값을 적용하거나 시스템에서 정한 특정 상수 값을 적용한다.
삭제
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 다중 안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템에서 선형 프리코더(Precoder)를 이용하여 주파수 다이버시티 이득과 공간 다이버시티 이득을 함께 얻을 수 있다. 또한, 본 발명은 3가지 전송 방법을 사용하면 무선 채널의 심한 페이딩에 의한 성능 열화를 방지하기 위해 다중 안테나에 의한 공간 다이버시티와 OFDMA 시스템에 의한 주파수 다이버시티를 함께 사용하여 성능 개선을 얻을 수 있다. 또한, 격자변형과 2-가지 체이스 복호기를 사용한 LCF 복호기를 포함하는 다중 반송파 시스템은 복잡도를 현저히 줄이면서 최대 우도 검출과 유사한 성능의 경판정 값을 얻을 수 있고, 연판정 알고리즘을 적용하면 연판정 채널 복호기와 연계하여 성능 개선 효과를 기대할 수 있다.

Claims (23)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 송신 장치에 있어서,
    수신 장치로 송신하기 위해 입력되는 신호를 다중안테나의 개수와 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 선형 프리코딩(precoding)하는 LCF(Linear Complex Field) 부호기;
    상기 LCF 부호기에 의해 선형 프리코딩된 신호에 부반송파를 각각 할당하는 부반송파 할당기; 및
    상기 부반송파 할당기에 의해 부반송파가 할당된 신호를 상기 다중안테나를 통해 각각 외부로 송신하는 송신기를 포함하며,
    상기 선형 복소수 행렬은 상기 다중안테나의 개수(m)와 상기 부분송파의 개수(n)의 곱(mn)에 해당하는 행과 열로 이루어진 행렬이고, 상기 LCF 부호기는 상기 곱(mn)에 해당하는 입력되는 신호에 대해 상기 선형 복소수 행렬을 이용하여 다음의 관계식
    Figure 112007083620910-pat00138
    (여기서, Umn은 상기 선형 복소수 행렬이고,
    Figure 112007083620910-pat00139
    는 상기 입력되는 신호로써, 1≤i≤mn이며, αi는 상기 LCF 부호기에 의해 선형 프리코딩이 수행된 결과값으로써, 1≤i≤mn임)에 따라서 선형 프리코딩을 수행하고,
    상기 부반송파 할당기는 상기 LCF 부호기에서 선형 프리코딩이 수행된 상기 곱(mn)에 해당하는 신호에 대해 상기 n개의 부반송파를 다음의 관계식
    Figure 112007083620910-pat00103
    (여기서, bj(i)는 i번째 부반송파에 할당되는 j번째 신호임)에 따라 할당하는
    것을 특징으로 하는 송신 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 송신기는 상기 부반송파 할당기에 의해 i번째 부반송파에 할당되는 j번째 신호(bj(i))에 대하여 다음의 관계식
    Figure 112006071735474-pat00064
    여기서, cjk(i)는 i번째 부반송파에서 j번째 전송안테나를 이용하여 k번째 시간에 전송하는 신호임
    에 따라 전송하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  5. 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 송신 장치에 있어서,
    수신 장치로 송신하기 위해 입력되는 신호를 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 선형 프리코딩(precoding)하는 LCF 부호기;
    상기 LCF 부호기에 의해 선형 프리코딩된 신호에 부반송파를 각각 할당하는 부반송파 할당기;
    상기 부반송파 할당기에 의해 부반송파가 할당된 신호에 대해 직교 시공간 블록 부호화를 수행하여 출력하는 STBC(Space-Time Block Codes) 부호기; 및
    상기 STBC 부호기에서 출력되는 신호를 상기 다중안테나를 통해 각각 외부로 송신하는 송신기
    를 포함하는 송신 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 선형 복소수 행렬은 상기 부분송파의 개수(n)에 해당하는 행과 열로 이루어진 행렬이고,
    상기 LCF 부호기는 상기 다중 안테나의 개수(m)와 상기 부반송파의 개수(n)의 곱(mn)에 해당하는 입력되는 신호에 대해 상기 선형 복소수 행렬을 이용하여 다음의 관계식
    Figure 112006071735474-pat00104
    여기서, Un은 상기 선형 복소수 행렬이고,
    Figure 112006071735474-pat00105
    는 상기 입력되는 신호로써, 1≤i≤n이며,
    Figure 112006071735474-pat00106
    는 상기 LCF 부호기에 의해 선형 프리코딩이 수행된 결과값으로써, 1≤i≤n임
    에 따라서 선형 프리코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 부반송파 할당기는 상기 LCF 부호기에서 선형 프리코딩이 수행된 상기 곱(mn)에 해당하는 신호에 대해 상기 n개의 부반송파를 다음의 관계식
    Figure 112006071735474-pat00107
    여기서, bj(i)는 i번째 부반송파에 할당되는 j번째 신호임
    에 따라 할당하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 STBC 부호기는 상기 부반송파 할당기의 출력값인 mn개의
    Figure 112006071735474-pat00108
    에 대하여 i번째 부반송파에 할당된 m개의 신호를 이용하여 다음의 관계식
    Figure 112006071735474-pat00109
    여기서,
    Figure 112006071735474-pat00110
    는 상기 송신기에서 i번째 부반송파에서 j번째 다중 안테나를 이용하여 k번째 시간에 송신될 수 있도록 직교 시공간 블록 부호화된 신호임
    에 따라 직교 시공간 부호화를 수행하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  9. 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 송신 장치에 있어서,
    수신 장치로 송신하기 위해 입력되는 신호를 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 선형 프리코딩(precoding)하는 LCF 부호기;
    상기 LCF 부호기에 의해 선형 프리코딩된 신호에 부반송파를 각각 할당하는 부반송파 할당기;
    상기 부반송파 할당기에 의해 부반송파가 할당된 신호에 대해 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변형한 후, 상기 다중안테나 별로 순환되도록 지연하여 부호화하는 지연 변조기; 및
    상기 지연 변조기에 의해 부호화된 신호를 상기 다중안테나를 통해 각각 외부로 송신하는 송신기
    를 포함하는 송신 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 선형 복소수 행렬은 상기 부분송파의 개수(n)에 해당하는 행과 열로 이루어진 행렬이고,
    상기 LCF부호기는 상기 부반송파의 개수(n)에 해당하는 입력되는 신호에 대해 상기 선형 복소수 행렬을 이용하여 다음의 관계식
    Figure 112006071735474-pat00111
    여기서, Un은 상기 선형 복소수 행렬이고,
    Figure 112006071735474-pat00112
    는 상기 입력되는 신호로써, 1≤i≤n이며,
    Figure 112006071735474-pat00113
    는 상기 LCF 부호기에 의해 선형 프리코딩이 수행된 결과값으로써, 1≤i≤n임
    에 따라서 선형 프리코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 부반송파 할당기는 상기 LCF 부호기에서 선형 프리코딩이 수행된 상기 부반송파의 개수(n)에 해당하는 신호에 대해 상기 n개의 부반송파를 다음의 관계식
    Figure 112006071735474-pat00114
    여기서, b(i)는 i번째 부반송파에 할당되는 신호임
    에 따라 할당하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 지연 변조기는 상기 부반송파 할당기의 출력값인 n개의
    Figure 112006071735474-pat00115
    에 대하여 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변형한 n개의 B(k)를 다음의 관계식
    Figure 112006071735474-pat00116
    여기서,
    Figure 112006071735474-pat00117
    는 j번째 다중안테나에서 k번째 시간에 전송하기 위하여 상기 지연 변조기에서 부호화된 신호임
    에 따라 상기 다중안테나별로 하나씩 순환되도록 지연하여 부호화하는 것을 특징으로 하는 송신 장치.
  13. 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 수신 장치에 있어서,
    송신 장치에서 송신되는 신호를 다중안테나를 통해 각각 수신하는 수신기;
    상기 수신기에 의해 수신되는 신호에 할당되어 있는 부반송파를 할당해제하여 선형 프리코딩된 신호를 추출하는 부반송파 할당해제기; 및
    상기 부반송파 할당해제기에서 추출된 선형 프리코딩된 신호에 상기 다중안테나의 개수와 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 상기 수신되는 신호의 비트 신뢰도를 출력하는 LCF 복호기
    를 포함하는 수신 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 수신기에 의해 수신되는 상기 다중안테나의 개수(m)과 상기 부반송파의 개수(n)의 곱(mn)에 해당하는 신호에 대해 다음의 관계식
    Figure 112006071735474-pat00118
    여기서,
    Figure 112006071735474-pat00119
    는 상기 수신기에 의해 수신된 신호로써, 1≤i≤mn이고,
    Figure 112006071735474-pat00120
    는 상기 다중안테나와 부반송파 별로 겪는 채널이며,
    Figure 112006071735474-pat00121
    는 상기 수신기에 의해 수신되는 신호에 더해지는 잡음이고,
    Figure 112006071735474-pat00122
    는 송신 장치에 의해 송신된 원래의 신호임
    에 따라 상기 부반송파 할당 해제기가 부반송파 할당을 해제하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  15. 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 수신 장치에 있어서,
    송신 장치에서 송신되는 신호를 다중안테나를 통해 각각 수신하는 수신기;
    상기 수신기에 의해 수신되는 신호에 대해 직교 시공간 블록 복호화를 수행하여 신호를 복호하는 STBC(Space-Time Block Codes) 복호기;
    상기 복호기에 의해 복호된 신호에 할당되어 있는 부반송파를 할당해제하여 선형 프리코딩된 신호를 추출하는 부반송파 할당해제기; 및
    상기 부반송파 할당해제기에서 추출된 선형 프리코딩된 신호에 상기 부반송파의 개수를 고려한 선형 복소수 행렬을 이용하여 상기 수신되는 신호의 비트 신뢰도를 출력하는 LCF 복호기
    를 포함하는 수신 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 STBC 복호기는 상기 수신기에 의해 수신된 신호에 대해 다음의 관계식
    Figure 112006071735474-pat00123
    여기서,
    Figure 112006071735474-pat00124
    는 상기 STBC 복호기에 의하여 변형된 i번째 부반송파에서 수신된 j번째 신호이고,
    Figure 112006071735474-pat00125
    는 상기 STBC 복호기에 의하여 변형된 i번째 부반송파에서 더해진 j번째 잡음이며,
    Figure 112006071735474-pat00126
    는 상기 STBC 복호기에 의하여 변형된 i번째 부반송파의 채널값임
    에 따라 직교 시공간 블록 복호를 수행하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 STBC 복호기에 의해 출력되는 상기 다중안테나의 개수(m)과 상기 부반송파의 개수(n)의 곱(mn)에 해당하는 신호(
    Figure 112006071735474-pat00127
    )에 대해 다음의 관계식
    Figure 112006071735474-pat00128
    여기서,
    Figure 112006071735474-pat00129
    는 송신 장치에 의해 송신된 원래의 신호임
    에 따라 상기 부반송파 할당 해제기가 부반송파 할당을 해제하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 수신기에 의해 수신되는 상기 부반송파의 개수(n)에 해당하는 신호에 대해 다음의 관계식
    Figure 112006071735474-pat00130
    여기서,
    Figure 112006071735474-pat00131
    는 상기 수신기에 의해 수신된 신호로써, 1≤i≤n이고,
    Figure 112006071735474-pat00132
    는 상기 다중안테나와 부반송파 별로 겪는 채널이며,
    Figure 112006071735474-pat00133
    는 상기 수신기에 의해 수신되는 신호에 더해지는 잡음이고,
    Figure 112006071735474-pat00134
    는 송신 장치에 의해 송신된 원래의 신호임
    에 따라 상기 부반송파 할당 해제기가 부반송파 할당을 해제하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  19. 제13항 내지 제18항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 LCF 복호기가,
    상기 부반송파 할당해제기에서 추출된 신호를 이용하여 부반송파별 채널을 추정하는 채널 추정기;
    상기 채널 추정기에 의해 추정된 값과 상기 선형 복소수 행렬에 기초하여 상기 부반송파 할당해제기에서 추출된 신호에 대해 격자 변형(Lattice Reduction)을 수행하는 격자 변형기;
    상기 격자 변형기에 의해 격자 변형된 신호에 대해 선형 ZF(Zero Forcing) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 복조를 수행하는 선형 복조기; 및
    상기 격자 변형기에 의해 격자 변형된 신호와 상기 선형 복조기에 의해 복조된 신호에 대해 2개의 가지(branch)를 가지는 체이스(Chase) 복호기를 이용하여 상기 수신되는 신호의 비트 신뢰도를 출력하는 2-가지 체이스 복호기
    를 포함하는 수신 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 2-가지 체이스 복호기는 각 차원별 연판정 값에서 가장 가까운 2개의 격자점을 2-가지로 하여 생존 경로를 갱신하는 과정을 반복하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 2-가지 체이스 복호기가 경판정을 하는 경우에는 n차원(n은 자연수)까지 계산된 생존 경로들에 대한 메트릭 값 중에서 최소인 생존 경로를 선택하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  22. 제20항에 있어서,
    상기 2-가지 체이스 복호기가 연판정을 하는 경우에는 n차원(n은 자연수)까지 계산된 생존 경로들에 대한 메트릭 값들로 리스트를 만들고, 최소 생존 경로에 추가하여 각각의 비트에 대하여 리스트의 값 중에서 최소 생존 경로와 반대의 비트를 가지면서 최소인 생존 경로를 계산하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 리스트의 값 중에서 최소 생존 경로와 반대의 비트를 가지면서 최소인 생존 경로가 존재하지 않는 경우에는 상기 리스트 중에서 최대인 생존 경로의 메트릭 값을 적용하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
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