JP4440971B2 - 性能向上のための時空間周波数ブロック符号化装置及び方法 - Google Patents

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Description

本発明は３個の送信アンテナを用いる送信器の時空間周波数ブロック符号化装置に関するもので、特に時空間周波数ブロック符号(Space-Time Frequency Block Code:以下、“ＳＴＦＢＣ”とする)の性能を向上させるために受信器から受信されるフィードバック情報を用いて入力されるシンボル列を３個の送信アンテナを通じて伝送する装置に関するものである。
通信では、チャンネルを通じてどのように効率的で信頼性よくデータを伝送することができるかということが根本的な問題である。次世代のマルチメディア移動通信システムでは、音声中心のサービスを超え、映像及び無線データを含む多様な情報を処理し伝送することができる高速通信システムが要求されることによって、システムに適切なチャンネル符号化方式を使用してシステムの効率を向上させることが必須的である。
移動通信システムに存在する無線チャンネル環境は、有線チャンネル環境と異なり、多重経路干渉(multipath interference)、シャドウイング(shadowing)、電波減衰、時変雑音、及びフェージング(fading)のような多様な要因によって誤りが発生して情報の損失が発生する。このような情報の損失は、送信信号に歪みを発生させて移動通信システムの全体性能を低下させる要因として作用する。一般に、このような情報の損失を減少させるために、多様な誤り制御技術(error-control technique)がシステムの信頼度を高めるために採択され、その一例として誤り訂正符号(error-correcting code)方法がある。
無線通信システムで、多重経路フェージングを緩和させるためにダイバシティ技術が使用される。このダイバシティ技術は、時間ダイバシティ(time diversity)、周波数ダイバシティ(frequency diversity)、アンテナダイバシティ(antenna diversity)などがある。
アンテナダイバシティ方式は、多重アンテナ(multiple antenna)を使用する。この方式は、複数の受信アンテナを使用する受信アンテナダイバシティ方式と複数の送信アンテナを使用する送信アンテナダイバシティ方式及び複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを使用する多重入力多重出力(Multiple Input Multiple Output：以下、“ＭＩＭＯ”とする)方式に分けられる。
ＭＩＭＯ方式は、一種の時空間符号化(Space-Time Coding：ＳＴＣ)方式であり、この時空間符号化方式は、予め定められた符号化方式で符号化された信号を複数の送信アンテナを通じて送信することによって、時間領域(time domain)での符号化方式を空間領域(space domain)に拡張してより低い誤り率を実現する方式である。
Ｖ.Ｔａｒｏｋｈらは、アンテナダイバシティ方式を効率的に適用するための方式の一つとして時空間ブロック符号化(Space Time Block Coding：以下、“ＳＴＢＣ”とする)方式を提案した(Vahid Tarokh, “Space Time Block Coding from Orthogonal Design”,IEEE Trans. On Info., Theory, Vol.45, pp.1456-1467, July1999)。このＴａｒｏｋｈのＳＴＢＣ方式は、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉ(A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications”, IEEE Journal on Selected Area in Communications, Vol.16, pp.1451-1458,October 1988)の送信アンテナダイバシティ方式を２個以上の送信アンテナに拡張した方式である。
図１は、従来のＴａｒｏｋｈのＳＴＢＣ方式を使用する移動通信システムで送信器を示すブロック構成図である。この送信器は、変調器１００と、直列/並列変換器(Serial to
Parallel Converter：Ｓ/Ｐ変換器)１０２と、ＳＴＢＣ符号器１０４と、４個の送信アンテナ１０６，１０８，１１０，１１２とを含む。
図１を参照すると、変調器１００は、入力される情報データ(又は符号化データ)を変調方式により変調する。この変調方式としては、ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)、ＰＡＭ(Pulse Amplitude Modulation)、ＰＳＫ(Phase Shift Keying)のうちの一つの方式が使用されることができる。
Ｓ/Ｐ変換器１０２は、変調器１００から受信された直列変調シンボルｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４を並列処理する。ＳＴＢＣ符号器１０４は、Ｓ/Ｐ変換器１０２から入力された４個の変調シンボルｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４を時空間ブロック符号化して８個のシンボル組合を生成し、この８個のシンボル組合を順次に４個の送信アンテナ１０６，１０８，１１０，１１２を通じて送信する。８個のシンボル組合を生成するための符号化行列は、下記の＜数１＞のようである。
Figure 0004440971
 ここで、Ｇ４は４個の送信アンテナ１０６，１０８，１１０，１１２を通じて送信されるシンボルの符号化行列(matrix）を示し、ｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４は４個の入力シンボルを示す。符号化行列において、列(column）の個数は送信アンテナの個数を示し、行(row）の個数は４個のシンボルを伝送するのにかかる時間を示す。したがって、４個のシンボルが８個の時間区間で４個のアンテナを通じて送信される。
具体的に、第１の時間区間でｓ１は第１の送信アンテナ１０６を通じて送信され、ｓ２は第２の送信アンテナ１０８を通じて送信され、ｓ３は第３の送信アンテナ１１０を通じて送信され、ｓ４は第４の送信アンテナ１１２を通じて送信される。このように、第８の時間区間の−ｓ４ ＊，−ｓ３ ＊，ｓ２ ＊，−ｓ１ ＊は、第１〜第４の送信アンテナ１０６〜１１２を通じてそれぞれ送信される。すなわち、ＳＴＢＣ符号器１０４は、ｉ番目の送信アンテナに符号化行列のｉ番目の列のシンボルを順次に提供する。
上述したように、ＳＴＢＣ符号器１０４は、４個の入力シンボルに反転(negative）と共役(conjugate）を適用して８個のシンボル列を生成し、この８個のシンボル列を８個の時間区間で４個のアンテナ１０６，１０８，１１０，１１２を通じて送信する。ここで、それぞれのアンテナに出力されるシンボルシーケンス、すなわち符号化行列の列は相互に直交性を有するため、ダイバシティ次数(diversity order)だけのダイバシティ利得(gain）を獲得することができる。
図２は、従来のＳＴＢＣ方式を使用する移動通信システムで受信器を示すブロック構成図である。図２の受信器は、図１に示した送信器に対応する構成である。
図２に示すように、受信器は、複数の受信アンテナ２００〜２０２と、チャンネル推定器(Channel Estimator)２０４と、信号結合器(Signal Combiner)２０６と、検出器(Detector)２０８と、並列/直列変換器２１０と、復調器２１２とを含む。
図２を参照すると、第１の受信アンテナ２００〜第Ｐの受信アンテナ２０２は、図１に示した送信器の４個の送信アンテナから受信された信号をチャンネル推定器２０４と信号結合器２０６に提供する。チャンネル推定器２０４は、第１の受信アンテナ２００〜第Ｐの受信アンテナ２０２の各々を通じて受信された信号を用いて送信アンテナ１０６，１０８，１１０，１１２から受信アンテナ２００〜２０２にチャンネル利得を示すチャンネル係数(channel coefficients）を推定する。信号結合器２０６は、第１の受信アンテナ２００〜第Ｐの受信アンテナ２０２の各々を通じて受信された信号とチャンネル係数を所定方式によって結合する。検出器２０８は、この結合されたシンボルにチャンネル係数を乗算して推定(hypothesis)シンボルを生成し、この推定シンボルをもって送信器から送信可能なすべてのシンボルに対する決定統計量(decision statistic）を計算し、しきい値検出(threshold detection)を通じて送信されたシンボルを検出する。並列/直列変換器２１０は、検出器２０８から受信された並列シンボルを直列データに変換する。復調器２１２は、復調方式により直列シンボル列を復調して元の情報ビットに復元する。
上記したＡｌａｍｏｕｔｉのＳＴＢＣ技術は、２個の送信アンテナを通じて複素シンボル(complex symbols）を送信しても、伝送率(data rate）を損失せずに送信アンテナの個数と同一の、すなわち最大のダイバシティ次数が得られるという利点があった。
このＡｌａｍｏｕｔｉのＳＴＢＣ技術を拡張したＴａｒｏｋｈのＳＴＢＣ方式は、図１及び図２に示したように、相互に直交列(orthogonal columns)を有する行列形態の時空間ブロック符号を使用して最大ダイバシティ次数を得る。しかしながら、このＴａｒｏｋｈのＳＴＢＣ方式は、４個の複素シンボルを８個の時間区間で伝送するため、伝送率が１/２に減少する。また、一つのブロック(４個の複素シンボル）を全く伝送するのに８個の時間区間がかかるため、高速フェージングチャンネルの場合にブロック内のチャンネル変化によって受信性能が劣化するという問題点があった。言い換えれば、４個以上のアンテナを使用して複素シンボルを伝送する場合に、Ｎ個のシンボルを送信するために２Ｎ個の時間区間が必要なので、遅延時間(latency）が長くなり、伝送率が低下するという問題点があった。
３個以上の送信アンテナを通じて複素信号を伝送するＭＩＭＯシステムで最大伝送率を有するために、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループが複素フィールド(Complex Field)での星座回転(constellation rotation)を通じて４個の送信アンテナで最大ダイバシティ、最大伝送率(Full Diversity Full Rate：ＦＤＦＲ)ＳＴＢＣを提案した。
図３は、従来のＧｉａｎｎａｋｉｓのＳＴＢＣ方式を使用する移動通信システムで送信器を示すブロック構成図である。図３に示すように、送信器は、変調器３００と、プリコーダ３０２と、時空間マッパ３０４と、複数の送信アンテナ３０６，３０８，３１０，３１２とを含む。
図３を参照すると、変調器３００は、入力される情報データ(又は符号化データ)をＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ、ＰＡＭ、ＰＳＫ方式のような変調方式により変調する。プリコーダ３０２は、変調器３００から受信されたＮｔ個の変調シンボルｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４を信号空間上で信号の回転が発生するようにプリコーディングしてＮｔ個のシンボルを出力する。説明の便宜のために、送信アンテナが４個であると仮定する。ここで、変調器３００から出力される４個の変調シンボルで構成されるシンボル列をｄであると仮定する。プリコーダ３０２は、変調シンボル列ｄを下記の＜数２＞によって複素ベクトルｒを生成する。
Figure 0004440971
 ここで、Θはプリコーディング行列を示す。Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループは、プリコーディング行列として単一のＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を使用する。このプリコーディング行列で、αｉは下記の＜数３＞のように表される。
Figure 0004440971
ＧｉａｎｎａｋｉｓのＳＴＢＣ方式は、４個を超える個数の送信アンテナに拡張が容易な方式である。時空間マッパ３０４は、プリコーディングされたシンボルを下記の＜数４＞のように時空間ブロック符号化して出力する。
Figure 0004440971
 ここで、Ｓは、４個の送信アンテナ３０６，３０８，３１０，３１２を通じて送信されるシンボルの符号化行列を示す。符号化行列で、列の個数は送信アンテナの個数に対応し、行の個数は４個のシンボルを伝送するのにかかる時間に対応する。すなわち、４個のシンボルが４個の時間区間で４個の送信アンテナを通じて送信される。
具体的には、第１の時間区間でｒ１は、第１の送信アンテナ３０６を通じて送信され、残りの送信アンテナ３０８，３１０，３１２を通じてはいかなる信号も送信されない。第２の時間区間でｒ２は、第２の送信アンテナ３０８を通じて送信され、残りの送信アンテナ３０６，３１０，３１２を通じてはいかなる信号も伝送されない。第３の時間区間でｒ３は、第３の送信アンテナ３１０を通じて伝送され、残りの送信アンテナ３０６，３０８，３１２を通じてはいかなる信号も伝送されない。第４の時間区間でｒ４は、第４の送信アンテナ３１２を通じて伝送され、残りの送信アンテナ３０６，３０８，３１０を通じてはいかなる信号も伝送されない。
このように、４個のシンボルが４個の時間区間で無線チャンネルを通じて受信されると、受信器(図示せず)は、ＭＬ(Maximum Likelihood)復号化方式で変調シンボル列ｄを復元する。
Ｊｕｎｇ Ｔａｅ-Ｊｉｎ、Ｃｈｅｕｎ Ｋｙｕｎｇ-Ｗｈｏｏｎは、２００３年にＧｉａｎｎａｋｉｓのＳＴＢＣ方式に比べて符号化利得(coding gain）が優れたプリコーダ及び連接符号(concatenated code)を提案した。Ｊｕｎｇ Ｔａｅ-Ｊｉｎ、Ｃｈｅｕｎ Ｋｙｕｎｇ-Ｗｈｏｏｎは、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループによって提案された対角行列(diagonal matrix)の代わりにＡｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号を連接して使用することによって、符号化利得を向上させている。説明の便宜のために、Ｊｕｎｇ Ｔａｅ-Ｊｉｎ、Ｃｈｅｕｎ Ｋｙｕｎｇ-Ｗｈｏｏｎによる時空間ブロック符号は‘Ａｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＴＢＣ’と呼ばれる。
図４は、従来のＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＴＢＣと４個の送信アンテナを使用する移動通信システムで送信器を示すブロック構成図である。図４に示すように、送信器は、プリコーダ４００と、マッパ４０２と、遅延器４０４と、２個のＡｌａｍｏｕｔｉ符号器４０６，４０８と、４個の送信アンテナ４１０，４１２，４１４，４１６とを含む。
図４を参照すると、プリコーダ４００は、入力される４個の変調シンボルｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４を信号空間上で信号の回転が発生するようにプリコーディングする。この４個の変調シンボルで構成されるシンボル列ｄを入力するために、プリコーダ４００は、下記の＜数５＞のような演算によって複素ベクトル(complex vector）ｒを生成する。
Figure 0004440971
 ここで、αｉ＝ｅｘｐ(ｊ２π(ｉ＋１/４)/４)，ｉ＝０，１，２，３である。
マッパ４０２は、プリコーディングされた４個のシンボルを２個ずつグルーピングして２個の要素(element)で構成された２個のベクトル[ｒ１，ｒ２]Ｔと[ｒ３，ｒ４]ＴをそれぞれＡｌａｍｏｕｔｉ符号器４０６と遅延器４０４に出力する。遅延器４０４は、２番目のベクトル[ｒ３、ｒ４]Ｔを１時間区間で遅延する。したがって、１番目のベクトル[ｒ１，ｒ２]Ｔは第１の時間区間でＡｌａｍｏｕｔｉ符号器４０６に提供され、２番目のベクトル[ｒ３，ｒ４]Ｔは第２の時間区間でＡｌａｍｏｕｔｉ符号器４０８に提供される。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号器は、ＡｌａｍｏｕｔｉのＳＴＢＣ方式を使用する符号器を称する。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号器４０６は、[ｒ１，ｒ２]Ｔを第１及び第２の時間区間で第１及び第２の送信アンテナ４１０，４１２を通じて送信されるように符号化する。Ａｌａｍｏｕｔｉ符号器４０８は、[ｒ３，ｒ４]Ｔを第３及び第４の時間区間で第３及び第４の送信アンテナ４１４，４１６を通じて送信されるように符号化する。すなわち、マッパ４０２から４個のシンボルを多重アンテナを通じて送信するための符号化行列は、下記の＜数６＞のように表される。
Figure 0004440971
この符号化行列は、上記＜数４＞に示した符号化行列と異なり、対角行列形態でなくＡｌａｍｏｕｔｉのＳＴＢＣ方式で実現される。すなわち、ＡｌａｍｏｕｔｉのＳＴＢＣ方式を使用することによって符号化利得を増加させる。
しかしながら、上述したＡｌａｍｏｕｔｉのＦＤＦＲ ＳＴＢＣは、送信器がプリコーディングするためにプリコーディング行列のすべての要素と入力ベクトルとの間の計算が必要なため、符号化の複雑度が増加するという短所を有する。例えば、送信アンテナが４個である場合に、プリコーダの要素に０が含まれていないため、１６個の要素に対して演算をすべて遂行しなければならない。やはり、受信器も送信器によって送信された信号ｄに対してＭＬ(Maximum Likelihood)復号を遂行すべきであるため、相当に多くの計算量を必要とする。
このような高い複雑度を低下させるため、韓国の三星電子株式会社のＣｈａｅ Ｃｈａｎ-Ｂｙｏｕｎｇらによって新たな時空間ブロック符号方式が提案された。
Figure 0004440971
 ここで、Θは、任意の偶数個の送信アンテナに対するプリコーディング行列を示す。その次の演算は、Ｃｈｅｕｎ Ｋｙｕｎｇ-Ｗｈｏｏｎグループと同一である。この方式は、ＡｌａｍｏｕｔｉのＦＤＦＲ ＳＴＢＣ方式に比べて、一連の演算過程、すなわち、穿孔及び移動を通じて受信器のＭＬ復号による複雑度を格段に低下させる。
しかしながら、このような試みにもかかわらず、既存の線形復号が可能なＡｌａｍｏｕｔｉ方式に比べて、非常に高い複雑度が要求され、これをさらに低下させるための努力が引き続いている。この状況で、Ｓｕｎｄａｒ Ｒａｊａｎ教授グループは線形復号が可能な、ＦＤＦＲ ＳＴＢＣを提案した。
以下に、Ｓｕｎｄａｒ ＲａｊａｎグループのＳＴＢＣは、＜数６＞に示したそれぞれの値ｒｉにｅjθを乗算し(複素平面上の回転)、新たな値ｘｉ＋ｊｙｉを得た後に、この新たな値の実数部と虚数部を再構成する。このように得られた符号化行列は、下記の＜数８＞のように表される。
Figure 0004440971
＜数８＞を利用すれば、受信器で線形復号が可能なため、複雑度を低下させる。ここで、Ｓｕｎｄａｒ Ｒａｊａｎ教授は、位相回転角θを特定の値に固定して使用する（θ＝（１/２）ａｔａｎ２）。
このようなＳｕｎｄａｒ ＲａｊａｎグループのＳＴＢＣ方式を使用する移動通信システムは、図５に示した構成を有する送信器を採択する。情報シンボルｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４は、プリコーダ５００でｅｘｐ(ｊθ)と乗算された後に、マッパ５０２で再構成される。
より具体的に、マッパ５０２は、プリコーディングされたシンボルｃｉ＝ｘｉ＋ｊｙｉをｃ１’＝ｘ１＋ｊｙ３，ｃ２’＝ｘ２＋ｊｙ４，ｃ３’＝ｘ３＋ｊｙ１，ｃ４’＝ｘ４＋ｊｙ２に再構成し、この再構成されたシンボルを２個ずつグルーピングしてベクトル[ｃ２’ｃ１’]と[ｃ４’ｃ３’]を出力する。これらベクトル[ｃ２’ｃ１’]と[ｃ４’ｃ３’]は、各々対応するＡｌａｍｏｕｔｉ符号器５０６，５０８を通じて伝送される。遅延器５０４は、ベクトル[ｃ４’ｃ３’]を遅延するために使用される。
Ｓｕｎｄａｒ ＲａｊａｎグループのＳＴＢＣの性能がさらに向上させることができることを示すために、直交(orthogonal)時空間符号と正規直交(orthonormal)時空間符号の特徴について簡単に説明する。
Ｔａｒｏｋｈらによって提案された正規直交時空間符号Ｓを復調するために、Ｓのエルミート(Hermitian)ＳＨを乗算する。このような場合は、次の＜数９＞のようである。
Figure 0004440971
 ここで、ｐは定数である。時空間符号が＜数９＞を満足すれば、伝送可能なフルレート(Full Rate)は、次の＜数１０＞のようになる。
Figure 0004440971
 ここで、送信アンテナの個数Ｎ＝２ａである。したがって、４個の送信アンテナを使用するシステムでａ＝２で、Ｒmax＝３/４である。
Ｓｕｎｄａｒ Ｒａｊａｎグループは、直交時空間符号もフルダイバシティ(Full Diversity)を満たすことを証明した。この場合には、次の＜数１１＞のように表される。
Figure 0004440971
 ここで、ｐ１＝｜ｈ１｜２＋｜ｈ２｜２で、ｐ２＝｜ｈ３｜２＋｜ｈ４｜２である(ｈはチャンネル係数)。注目すべき事実は、この直交時空間符号を使用すると、伝送レートは下記の＜数１２＞のように示す。
Figure 0004440971
この式によると、４個の送信アンテナを使用するシステムで最大伝送速度Ｒｍａｘ＝１を達成することができることを示す(送信アンテナの個数Ｎ＝２ａ)。すなわち、直交時空間符号を使用すると、ＦＤＦＲを実現することがわかる。
３個の送信アンテナを使用するＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)システムの場合に、ＦＤＦＲを満たすために、Ｓｕｎｄａｒ Ｒａｊａｎグループは下記のような＜数１３＞を提案した。
Figure 0004440971
上記の符号化行列Ａは、３個の送信アンテナを使用する通信システムで変数として周波数と時間を含む。＜数１３＞で、行は送信アンテナをそれぞれ意味する。第１の行において、最初の２列(ｓ１と-ｓ２ ＊）は第１の周波数にマッピングされ、その次の２列(０と０）は第２の周波数にマッピングされる。各２つの列対のうち、前の列ｓ１は第１の時間区間にマッピングされ、後の列−ｓ２ ＊は第２の時間区間にマッピングされる。したがって、第２のアンテナを通じて第２の周波数に第２の時間区間で伝送されるシンボルはｓ１ ＊で、第３のアンテナを通じて第２の周波数に第１の時間区間で伝送されるシンボルはｓ４である。
しかしながら、より正確な通信を遂行するためには、上述した時空間周波数符号化方法の性能を改善することが要求される。
したがって、上記した従来技術の問題点を解決するために、本発明の目的は、３個の送信アンテナを使用する移動通信システムで性能を向上させる時空間周波数ブロック符号化装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、３個の送信アンテナを使用する移動通信システムで、特にベクトルシンボルを複素平面上で回転して新たなシンボルｘｉ＋ｊｙｉを得た後に、この新たな値の実数部と虚数部を再構成したベクトルシンボルを送信する移動通信システムで性能を向上させるための時空間周波数ブロック符号化装置及び方法を提供することにある。
さらに、本発明の目的は、多重アンテナを使用する移動通信システムで、特にベクトルシンボルを複素平面上で回転して新たなシンボルｘｉ＋ｊｙｉ を得た後に、この新たな値の実数部と虚数部を再構成したベクトルシンボルを送信する通信システムで性能を向上させるために伝送行列を選択する時空間周波数ブロック符号化装置及び方法を提供することにある。
上記の目的を達成するために、本発明は、３個の送信アンテナを用いる時空間周波数ブロック符号化方式を使用する通信システムの送信器であって、入力されるシンボル列のシンボルベクトルにｅjθ(ここで、θは位相回転角)を乗算してプリコーディングするプリコーダと、受信器から受信されるフィードバックチャンネル品質情報(Channel Quality Indicator:ＣＱＩ)に基づいて時空間周波数ブロック符号(Space-Time Frequency Block Code:ＳＴＦＢＣ)を選択し、前記選択されたＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルをマッピングして前記送信アンテナを通じて送信するＳＴＦＢＣマッパとを含むことを特徴とする。
また、本発明は、３個の送信アンテナを用いる時空間周波数ブロック符号化通信システムの送信器であって、入力されるシンボル列のシンボルベクトルにｅjθ(ここで、θは位相回転角)を乗算してプリコーディングするプリコーダと、受信器から受信される時空間周波数ブロック符号(Space-Time Frequency Block Code:ＳＴＦＢＣ)インデックスを用いてＳＴＦＢＣを選択し、前記選択されたＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルをマッピングして前記送信アンテナを通じて送信するＳＴＦＢＣマッパとを含むことを特徴とする。
本発明は、通信システムの送信器で、時空間周波数ブロック符号化装置に関するもので、入力されるシンボル列を所定規則によって複数の送信アンテナを通じて伝送する方式で、受信器から受信されたフィードバックチャンネル情報、又は送信器で得られたＳＴＦＢＣにより、一連の規則を有する伝送行列が選択され、それによってＳＴＦＢＣの性能を向上させる効果がある。
以下、本発明の望ましい実施形態を添付の図面を参照して詳細に説明する。
下記に、本発明に関連した公知の機能或いは構成に関する具体的な説明が本発明の要旨を不明にすると判断された場合に、その詳細な説明を省略する。
本発明では、ＦＤＦＲ(Full Diversity Full Rate)直交(orthogonal)時空間周波数符号を使用するシステムで、性能の向上のための時空間周波数ブロック符号化(Space-Time-Frequency block coding：以下、“ＳＴＦＢＣ”とする)方式を提供する。
図６は、本発明によるＳＴＦＢＣ方式を使用する移動通信システムで送信器を示すブロック構成図である。この送信器は、３個の送信アンテナを使用すると仮定する。
図６を参照すると、プリコーダ６００は、入力される情報シンボルｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４のそれぞれにｅｊθを乗算し、すなわち複素平面上でθだけ回転してｘｉ＋ｊｙｉとして示す新たなシンボルｃ１，ｃ２，ｃ３，ｃ４を得る。ＳＴＦＢＣマッパ６０２は、これらシンボルを受信器からフィードバックされたチャンネル情報、又は受信器で得られたＳＴＦＢＣインデックスに基づいたＳＴＦＢＣの選択によってグルーピングする。マッパ６０４は、送信アンテナ６０６，６０８，６１０にこのグルーピングされたシンボルをマッピングして送信する。ＳＴＦＢＣマッパ６０２とマッパ６０４は、一つの装置に組み込むことができる。
図７は、本発明によるＳＴＦＢＣ方式を使用する移動通信システムで受信器を示すブロック構成図である。より簡単に説明するために、受信器は一つの受信アンテナを有すると仮定する。
図７を参照すると、チャンネル推定器７０２は、受信アンテナ７００を通じて受信された信号のチャンネル推定を遂行する。このチャンネル推定後、受信信号は、復号化過程を経て復号される。フィードバック送信器７１０は、チャンネル推定器７０２から受信されたチャンネル品質情報(Channel Quality Indicators：以下、“ＣＱＩ”とする)を送信器のＳＴＦＢＣマッパ６０２に伝送する。或いは、受信器でＳＴＦＢＣインデックスを求め、これをフィードバック送信器７１０を通じて送信器に伝送することもできる。以下に、フィードバック送信器７１０の動作を説明する。
本発明で、受信器はすべてのチャンネルのＣＱＩを送信器にフィードバックし、或いはＳＴＦＢＣマッパで用いるＳＴＦＢＣインデックスを送信器に伝送する。
１）すべてのチャンネル情報のフィードバック
受信器で推定したチャンネル係数を受信すると、ＳＴＦＢＣマッパ６０２は次の＜数１４＞のように演算を遂行する。
Figure 0004440971
 ここで、ＣＱＩ_ant１，ＣＱＩ_ant２,ＣＱＩ_ant３は、第１、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩをそれぞれ示す。
２）ＳＴＦＢＣインデックスの伝送
実際に、受信器で受信したすべてのチャンネルのＣＱＩを送信器に伝送することは容易でない。したがって、受信器は、上記の＜数１４＞を演算して得られたＳＴＦＢＣインデックスを送信器のＳＴＦＢＣマッパ６０２にフィードバックする。
以下に、ＳＴＦＢＣマッパ６０２の動作を図８を参照して説明する。図８は、３個の送信アンテナを使用する場合のＳＴＦＢＣを示す。３個の送信アンテナを使用するため、ＳＴＦＢＣは、次の＜数１５＞のように３つの場合が存在する。
Figure 0004440971
 ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
この場合に、ＳＴＦＢＣマッピングは、行列Ａのコンテキストで遂行される。プリコーディングされたシンボルｃ１，ｃ２，ｃ３，ｃ４は、行列Ａによりマッピングされる。図８において、行列Ａでｓはｃに対応する。ＳＴＦＢＣマッパ６０２は、行列Ａ，Ｂ，Ｃのうちの一つを用いてシンボルを各送信アンテナにマッピングする。本発明では、受信器のフィードバック送信器７１０から受信されたフィードバック情報に基づいて最適の性能を有することができるように、行列Ａ，Ｂ，Ｃのうちの一つを選択して使用する。第１のアンテナが最良のチャンネル状態である場合に、行列Ｂは、第１のアンテナを通じてより多くのシンボルを送信するために選択される。第２のアンテナが最良のチャンネル状態である場合に、行列Ａは、第２のアンテナを通じてより多くのシンボルを送信するために選択される。第３のアンテナが最良のチャンネル状態である場合に、行列Ｃは、第３のアンテナより多くのシンボルを送信するために選択される。この行列の選択は、下記の＜数１６＞のように示す。
Figure 0004440971
図９は、本発明によるＳＴＦＢＣ方式を使用する移動通信システムで送信器の動作を示すフローチャートである。
図９を参照すると、データ列(stream)ｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４が受信すると(ステップ９０２)、プリコーダはこのデータ列をプリコーディングする(ステップ９０４)。すなわち、プリコーダはデータ列ｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４にｅｘｐ(ｊθ)を乗算して再構成し、プリコーディングされたシンボルｃ１，ｃ２，ｃ３，ｃ４(ｃ１＝ｘ１＋ｊｙ３，ｃ２＝ｘ２＋ｊｙ４，ｃ３＝ｘ３＋ｊｙ１，ｃ４＝ｘ４＋ｊｙ２)を出力する。送信器は、受信器から受信されたチャンネル情報であるＣＱＩに基づいて＜数１６＞によりＳＴＦＢＣを選択し、或いは受信器から受信されたＳＴＦＢＣインデックスによりＳＴＦＢＣを選択する(ステップ９１０)。ＳＴＦＢＣマッパは、選択されたＳＴＦＢＣによりプリコーディングされたシンボルをマッピングし(ステップ９０６)、このマッピングされたシンボルを対応する送信アンテナを通じて送信する(ステップ９０８)。
図１０は、本発明によるＳＴＦＢＣ方式を使用する移動通信システムで受信器の動作を示すフローチャートである。
図１０を参照すると、送信器からデータ列を受信すると(ステップ１００２)、このデータ列は、チャンネル推定を遂行し(ステップ１００４)、ＣＱＩは送信器にチャンネル情報として伝送される(ステップ１０１４)。この場合に、送信器は、＜数１６＞によって使用するＳＴＦＢＣを求める。或いは、受信器は、チャンネル係数を送信器に伝送せずに＜数１６＞によってＳＴＦＢＣ符号を求め、そのインデックスを送信器に伝送する。
送信器は、受信器からチャンネル情報が直接フィードバックされる場合に、通信の正確度を高めるために、送信器によって選択されたＳＴＦＢＣのインデックスを受信器に通報する。この場合に、送信器の選択したＳＴＦＢＣが受信器の選択と一致しない場合に、送信器で選択したＳＴＦＢＣを受信器に共通チャンネルを通じて伝送すれば、データの通信がより正確になる。
その後、ステップ１００６での検出、ステップ１００８での並列/直列変換、ステップ１０１０での復調が既存システムと同一の方法で遂行される。
本発明をより具体的に説明するために、実際のシステムを例に挙げて説明する。ＩＥＥＥ８０２．１６標準に基づいたＯＦＤＭＡ(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)システムで、受信器は、フィードバック情報量を減少させるためにＮ個の副搬送波を含むサブチャンネルの平均チャンネル値を求める。送信器は、このサブチャンネルの平均チャンネル値に基づいてＳＴＦＢＣを選択する。すると、送信器は、受信器にこの選択されたＳＴＦＢＣを通報する。この両方向通信は、通信の正確性を向上させる。
他の実施形態として、送信器は、受信器からフィードバックされる情報を利用することなく、一連の規則により送信アンテナをグルーピングすることも可能である。このアンテナグループは、下記の＜数１７＞のように表される。
Figure 0004440971
上記の行列Ｄは、＜数１５＞に示した行列[Ａ｜Ｂ｜Ｃ]の組合せである。
しかしながら、Ｄはこれら行列の順序よって定義されることができる。したがって、行列Ｄは次のように示すことが可能である。
Ｄ＝[Ａ｜Ｂ｜Ｃ]，Ｄ＝[Ａ｜Ｃ｜Ｂ]，Ｄ＝[Ｂ｜Ａ｜Ｃ]，Ｄ＝[Ｂ｜Ｃ｜Ａ]，Ｄ＝[Ｃ｜Ａ｜Ｂ]，Ｄ＝[Ｃ｜Ｂ｜Ａ]
行列Ｄで、行は、＜数１３＞に示した行列Ａのように送信アンテナを意味する。列は、順次的な対でグルーピングされる。したがって、第１及び第２の列は第２の副搬送波にマッピングされ、第３及び第４の列は第２の副搬送波にマッピングされ、残りの列はこのような方式で第３〜第６の副搬送波にマッピングされる。各列の対で第１及び第２のシンボルは、一つの副搬送波にマッピングされ、それぞれ第１及び第２のシンボルタイムを意味する。
行列Ａ，Ｂ，Ｃは、それぞれＡ１，Ａ２，Ａ３であると仮定する。ＯＦＤＭＡ通信システムで、副搬送波別に順列順序を決定する方法は＜数１８＞のようである。
Figure 0004440971
 ここで、Ｎｃは論理データ副搬送波のインデックスである。Ｎｃ＝{１，２，３，…，全体副搬送波の数}である。論理データ副搬送波インデックスは、ＯＦＤＭでＦＦＴ(Fast Fourier Transform）の副搬送波インデックスを示す。上記の＜数１８＞により、論理データ副搬送波のインデックス１，２はＡ１のアンテナグルーピングパターンで送信アンテナにマッピングされ、論理データ副搬送波のインデックス３，４はＡ２のアンテナグルーピングパターンで送信アンテナにマッピングされ、論理データ副搬送波のインデックス５，６はＡ３のアンテナグルーピングパターンを有する。残りの副搬送波に対するアンテナグルーピングパターンも上記の＜数１８＞によって決定される。
以上、本発明の詳細な説明においては具体的な実施形態に関して説明したが、形式や細部についての様々な変更が可能であることは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。したがって、本発明の範囲は、前述の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載及びこれと均等なものに基づいて定められるべきである。
従来のＳＴＢＣ方式を使用する移動通信システムで送信器を示すブロック構成図である。 従来のＳＴＢＣ方式を使用する移動通信システムで受信器を示すブロック構成図である。 従来のＧｉａｎｎａｋｉｓのＳＴＢＣ方式を使用する移動通信システムで送信器を示す構成図である。 Ｊｕｎｇ Ｔａｅ-ＪｉｎとＣｈｅｕｎ Ｋｙｕｎｇ-Ｗｈｏｏｎによって提案された４個のアンテナを用いて、従来のＡｌａｍｏｕｔｉのＦＤＦＲ ＳＴＢＣ方式を使用する移動通信システムで送信器を示すブロック構成図である。 Ｓｕｎｄａｒ ＲａｊａｎグループのＳＴＢＣ方式を使用する移動通信システムで送信器を示すブロック構成図である。 本発明によるＳＴＦＢＣ方式を使用する移動通信システムで送信器を示すブロック構成図である。 本発明によるＳＴＦＢＣ方式を使用する移動通信システムで受信器を示すブロック構成図である。 図６に示したＳＴＦＢＣマッパの動作を示す図である。 本発明によるＳＴＦＢＣ方式を使用する移動通信システムで送信器の動作を示すフローチャートである。 本発明によるＳＴＦＢＣ方式を使用する移動通信システムで受信器の動作を示すフローチャートである。
符号の説明
６００ プリコーダ
６０２ ＳＴＦＢＣマッパ
６０４ マッパ
６０６ 送信アンテナ
６０８ 送信アンテナ
６１０ 送信アンテナ
７１０ フィードバック送信機

Claims (25)

  1. ３個の送信アンテナを用いる時空間周波数ブロック符号化方式を使用する通信システムの送信器であって、
    入力されるシンボル列のシンボルベクトルにｅj θ(ここで、θは位相回転角)を乗算してプリコーディングするプリコーダと、
    受信器から受信されるフィードバックチャンネル品質情報(Channel Quality Indicator:ＣＱＩ)に基づいて時空間周波数ブロック符号(Space-Time Frequency Block Code:ＳＴＦＢＣ)を選択し、前記選択されたＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルをマッピングして前記送信アンテナを通じて送信するＳＴＦＢＣマッパと、
    を含み、
    前記ＳＴＦＢＣマッパは、下記の式により、前記フィードバックされるＣＱＩに基づいてＳＴＦＢＣを選択する
    ことを特徴とする送信器。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第1、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行(row)は該当アンテナのシンボルを示し、列(column)は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
  2. 前記ＳＴＦＢＣマッパは、選択したＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルをマッピングして前記送信アンテナを通じて送信するマッパを含むことを特徴とする請求項１記載の送信器。
  3. 前記選択されたＳＴＦＢＣは前記受信器に伝送されることを特徴とする請求項１記載の送信器。
  4. 前記選択されたＳＴＦＢＣは前記受信器に伝送されることを特徴とする請求項２記載の送信器。
  5. 前記フィードバックされるＣＱＩは、それぞれ複数の副搬送波の平均チャンネル情報であることを特徴とする請求項１記載の送信器。
  6. 前記フィードバックされるＣＱＩは、それぞれ複数の副搬送波の平均チャンネル情報であることを特徴とする請求項２記載の送信器。
  7. ３個の送信アンテナを用いる時空間周波数ブロック符号化通信システムの送信器であって、
    入力されるシンボル列のシンボルベクトルにｅj θ(ここで、θは位相回転角)を乗算してプリコーディングするプリコーダと、
    受信器から受信される時空間周波数ブロック符号(Space-Time Frequency Block Code:ＳＴＦＢＣ)インデックスを用いてＳＴＦＢＣを選択し、前記選択されたＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルをマッピングして前記送信アンテナを通じて送信するＳＴＦＢＣマッパと、
    を含み、
    前記ＳＴＦＢＣインデックスは前記受信器で下記の式によって得られる
    ことを特徴とする送信器。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第１、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
  8. 前記ＳＴＦＢＣマッパは、選択したＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルをマッピングして前記送信アンテナを通じて送信するマッパを含むことを特徴とする請求項７記載の送信器。
  9. 前記選択されたＳＴＦＢＣは前記受信器に伝送されることを特徴とする請求項７記載の送信器。
  10. 前記選択されたＳＴＦＢＣを前記受信器に伝送することを特徴とする請求項８記載の送信器。
  11. ３個の送信アンテナを使用する時空間周波数ブロック符号化通信システムの受信器であって、
    受信アンテナを通じて受信された信号のチャンネル推定を行い、チャンネル品質情報(ＣＱＩ)を出力するチャンネル推定器と、
    前記チャンネル推定器からのＣＱＩを送信器のＳＴＦＢＣマッパに伝送するフィードバック送信器と、
    を含み、
    前記ＳＴＦＢＣマッパは、下記の式により、前記フィードバックされるＣＱＩに基づいてＳＴＦＢＣを選択する
    ことを特徴とする受信器。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第1、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
  12. 前記ＣＱＩは複数の副搬送波の平均チャンネル情報であることを特徴とする請求項１１記載の受信器。
  13. ３個の送信アンテナを使用する時空間周波数ブロック符号化通信システムの受信器であって、
    受信アンテナを通じて受信された信号のチャンネル推定を行い、チャンネル品質情報(ＣＱＩ)を出力するチャンネル推定器と、
    前記チャンネル推定器からのＣＱＩを用いて獲得されたＳＴＦＢＣインデックスを送信器のＳＴＦＢＣマッパに伝送するフィードバック送信器と、
    を含み、
    前記ＳＴＦＢＣインデックスは、下記の式によって得られる
    ことを特徴とする受信器。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第１、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
  14. ３個の送信アンテナを用いる時空間周波数ブロック符号化方式を使用する通信システムの送信器であって、
    入力されるシンボル列のシンボルベクトルをプリコーディングするプリコーダと、
    受信器から受信されるフィードバックＣＱＩに基づいてＳＴＦＢＣを選択し、前記選択されたＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルを前記送信アンテナにマッピングして前記送信アンテナを通じて送信するＳＴＦＢＣマッパと、
    を含み、
    前記ＳＴＦＢＣマッパは、下記の式により、前記フィードバックされるＣＱＩに基づいてＳＴＦＢＣを選択する
    ことを特徴とする送信器。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第１、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
  15. ３個の送信アンテナを用いる時空間周波数ブロック符号化通信システムの送信器であって、
    入力されるシンボル列のシンボルベクトルをプリコーディングするプリコーダと、
    受信器から受信されるＳＴＦＢＣインデックスに基づいてＳＴＦＢＣを選択し、前記選択されたＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルを前記送信アンテナにマッピングして前記送信アンテナを通じて送信するＳＴＦＢＣマッパと、
    を含み、
    前記ＳＴＦＢＣインデックスは前記受信器で下記の式によって得られる
    ことを特徴とする送信器。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第１、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
  16. ３個の送信アンテナを用いる送信器の時空間周波数ブロック符号化方法であって、
    入力されるシンボル列のシンボルベクトルにｅj θ(ここで、θは位相回転角)を乗算してプリコーディングする段階と、
    受信器から受信されるフィードバックＣＱＩに基づいて前記プリコーディングされたシンボルをマッピングするためにＳＴＦＢＣを選択する段階と、
    を有し、
    前記ＳＴＦＢＣを選択する段階は、下記の式により、前記フィードバックＣＱＩに基づいてＳＴＦＢＣを選択する段階である
    ことを特徴とする方法。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第１、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
  17. 前記選択されたＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルをマッピングして前記送信アンテナを通じて送信する段階をさらに有することを特徴とする請求項１６記載の方法。
  18. 前記フィードバックされるＣＱＩは、それぞれ複数の副搬送波の平均チャンネル情報であることを特徴とする請求項１６記載の方法。
  19. 前記フィードバックされるＣＱＩは、それぞれ複数の副搬送波の平均チャンネル情報であることを特徴とする請求項１７記載の方法。
  20. ３個の送信アンテナを用いる送信器における時空間周波数ブロック符号の送信方法であって、
    入力されるシンボル列のシンボルベクトルにｅj θ(ここで、θは位相回転角)を乗算してプリコーディングする段階と、
    受信器から受信される前記ＳＴＦＢＣインデックスに基づいてＳＴＦＢＣを選択する段階と、
    を有し、
    前記ＳＴＦＢＣインデックスは前記受信器で下記の式によって得られる
    ことを特徴とする方法。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第１、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
  21. 前記選択されたＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルをマッピングして前記送信アンテナを通じて送信する段階をさらに有することを特徴とする請求項２０記載の方法。
  22. ３個の送信アンテナを用いる時空間周波数ブロック符号化通信システムにおける時空間周波数ブロック符号化シンボルの受信方法であって、
    受信アンテナを通じて受信された信号のチャンネルを推定し、ＣＱＩを出力する段階と、
    前記ＣＱＩを送信器のＳＴＦＢＣマッパに伝送する段階と、
    を有し、
    前記ＳＴＦＢＣマッパは、下記の式により、前記ＣＱＩに基づいてＳＴＦＢＣを選択する
    ことを特徴とする方法。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第１、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
  23. ３個の送信アンテナを用いる時空間周波数ブロック符号化通信システムにおける時空間周波数ブロック符号化シンボルの受信方法であって、
    受信アンテナを通じて受信された信号のチャンネルを推定し、ＣＱＩを出力する段階と、
    前記ＣＱＩを用いて獲得したＳＴＦＢＣインデックスを送信器のＳＴＦＢＣマッパに伝送する段階と、
    を有し、
    前記ＳＴＦＢＣインデックスは下記の式によって得られる
    ことを特徴とする方法。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第１、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
  24. ３個の送信アンテナを用いる送信器のＳＴＦＢＣ送信方法であって、
    入力されるシンボル列のシンボルベクトルをプリコーディングする段階と、
    受信器から受信されるフィードバックＣＱＩに基づいてＳＴＦＢＣを選択し、前記選択されたＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルをマッピングして前記送信アンテナを通じて送信する段階と、
    を有し、
    前記ＳＴＦＢＣは、下記の式により、前記フィードバックされるＣＱＩに基づいて選択される
    ことを特徴とする方法。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第１、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
  25. ３個の送信アンテナを用いる送信器のＳＴＦＢＣ送信方法であって、
    入力されるシンボル列のシンボルベクトルをプリコーディングする段階と、
    受信器から受信されるＳＴＦＢＣインデックスに基づいてＳＴＦＢＣを選択し、前記選択されたＳＴＦＢＣにより前記プリコーディングされたシンボルをマッピングして前記送信アンテナを通じて送信する段階と、
    を有し、
    前記ＳＴＦＢＣインデックスは前記受信器で下記の式によって得られる
    ことを特徴とする方法。
    Figure 0004440971
     ここで、ＣＱＩ_ant１、ＣＱＩ_ant２、及びＣＱＩ_ant３は、各々第１、第２、及び第３の送信アンテナのＣＱＩを示し、行列Ａ，Ｂ，Ｃは各々次のようである。
    Figure 0004440971
     ここで、行は該当アンテナのシンボルを示し、列は副搬送波にマッピングされたシンボルを示す。
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