KR20070090587A - 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법 - Google Patents

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 통신 시스템의 신호 송수신 장치에서, 송신하고자 하는 상위 송신 벡터와 하위 송신 벡터가 입력되면, 상기 상위 송신 벡터 및 하위 송신 벡터 각각을 미리 설정되어 있는 선부호화 방식에 상응하게 선부호화하여 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림으로 생성하고, 상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림을 상기 신호 송수신 장치에서 사용할 송신 안테나들의 개수에 상응하게 미리 설정되어 있는 시공간 사상 방식에 상응하게 시공간 사상하여 시공간 사상 행렬로 생성하고, 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 부호어를 생성하여 송신한다.
준직교 방식, 선부호화, PAPR 최소화, ML 복호 복잡도 최소화

Description

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING A SIGNAL IN A MOBILE COMMUNICATION SYSTEM USING MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SCHEME}
도 1은 Vahid Tarokh이 제안한 4개의 송신 안테나들을 사용하며, 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치 구조를 도시한 도면
도 2는 도 1의 신호 송신 장치 구조에 대응하는 신호 수신 장치 구조를 도시한 도면
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치 구조를 도시한 도면
4는 도 3의 신호 송신 장치 구조에 대응하는 신호 수신 장치 구조를 도시한 도면
본 발명은 이동 통신 시스템에서 신호 송수신 장치 및 방법에 관한 것으로 서, 특히 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 최대대 평균 전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio, 이하 'PAPR'이라 칭하기로 한다)와 복호 복잡도를 최소화시키는 신호 송수신 장치 및 방법에 관한 것이다.
이동 통신에서 가장 근본적인 문제는 채널(channel)을 통하여 얼마나 효율적이고 신뢰성 있게(reliably) 데이터(data)를 전송할 수 있느냐 하는 것이다. 최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 이동 통신 시스템에서는 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하고 전송할 수 있는 고속 통신 시스템이 요구됨에 따라 시스템에 적절한 채널 부호화 방식을 사용하여 시스템의 효율을 높이는 것이 필수적이다.
그런데, 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 같은 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보의 손실이 생긴다.
상기 정보 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 상기 이동 통신 시스템 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 일반적으로 이러한 정보의 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(error-control technique)을 이용하여 시스템의 신뢰도를 높이는데, 이러한 에러 제어 기법 중에 가장 기본적인 방법은 에러 정정 부호(error-correcting code)를 사용하는 것이다.
또한, 상기 페이딩 현상으로 인한 통신의 불안정성을 제거하기 위해 다이버시티(diversity) 방식을 사용하며, 상기 다이버시티 방식은 크게 시간 다이버시티(time diversity) 방식과, 주파수 다이버시티(frequency diversity) 방식 및 안테나 다이버시티(antenna diversity) 방식, 즉 공간 다이버시티(space diversity) 방식으로 분류된다.
상기 안테나 다이버시티 방식은 다중 안테나(multiple antenna)를 사용하는 방식으로서, 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 MIMO 방식으로 분류된다.
여기서, 상기 MIMO 방식은 일종의 시공간 부호화(STC: Space-Time Coding) 방식이며, 상기 시공간 부호화 방식은 미리 설정된 부호화 방식으로 부호화된 신호를 다수개의 송신 안테나들을 사용하여 송신함으로써 시간 영역(time domain)에서의 부호화 방식을 공간 영역(space domain)으로 확장하여 보다 낮은 에러율을 달성하는 방식을 나타낸다.
한편, 상기 안테나 다이버시티 방식을 효율적으로 적용하기 위해서 제안된 방식들 중의 한 방식인 시공간 블록 부호화(STBC: Space time block coding) 방식은 Vahid Tarokh 등에 의해 제안되었으며(Vahid Tarokh, "Space time block coding from orthogonal design," IEEE Trans. on Info., Theory, Vol. 45, pp. 1456-1467, July 1999), 상기 시공간 블록 부호화 방식은 S.M.Alamouti가 제안한 (S.M.Alamouti, "A simple transmitter diversity scheme for wireless communications," IEEE Journal on Selected Area in Communications, Vol. 16, pp. 1451-1458, Oct. 1998) 송신 안테나 다이버시티 방식을 2개 이상의 송신 안테나들에 적용할 수 있도록 확장한 방식이다.
그러면 여기서 도 1을 참조하여 Vahid Tarokh이 제안한 4개의 송신 안테나(Tx.ANT)들을 사용하며, 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 1은 Vahid Tarokh이 제안한 4개의 송신 안테나들을 사용하며, 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 상기 신호 송신 장치는 변조기(modulator)(100)와, 직렬/병렬 변환기(S/P: Serial to Parallel Convertor)(102)와, 시공간 블록 부호화기(104)와, 4개의 송신 안테나들, 즉 제1송신 안테나(Tx.ANT 1)(106) 내지 제4송신 안테나(Tx.ANT 4)(112)를 포함한다.
먼저, 정보 데이터 비트(information data bit)들이 입력되면 상기 변조기(100)는 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 상기 입력 정보 데이터 비트들을 변조하여 변조 심벌(symbol)들로 생성한 후 상기 직렬/병렬 변환기(102)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 일 예로 BPSK(Binary Phase Shift Keying, 이하 'BPSK'라 칭하기로 한다) 방식과, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying, 이하 'QPSK'라 칭하기로 한다) 방식과, QAM(Quadrature Amplitude Modulation, 이하 'QAM'이라 칭하기로 한다) 방식과, PAM(Pulse Amplitude Modulation, 이하 'PAM'이라 칭하기로 한다) 방식과, PSK(Phase Shift Keying, 이하 'PSK'라 칭하기로 한다) 방식 등과 같은 변조 방식들 중 어느 한 방식이 사용될 수 있다.
상기 직렬/병렬 변환기(102)는 상기 변조기(100)에서 출력한 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 시공간 블록 부호화기(104)로 출력한다. 여기서, 상기 변조기(100)에서 출력한 직렬 변조 심벌들을 s1s2s3s4라고 가정하기로 한다. 상기 시공간 블록 부호화기(104)는 상기 직렬/병렬 변환기(102)에서 4개의 변조 심벌들, 즉 s1,s2,s3,s4를 입력하여 시공간 블록 부호화하여 다음과 같은 변조 심벌들로 출력한다.
Figure 112006015549767-PAT00001
여기서, G4는 4개의 송신 안테나들을 통해 송신되는 심벌들의 부호화 행렬(matrix)을 나타내고, 각 행(row)의 엘리먼트(element)는 상기 송신 안테나들 각각에 대응되며, 상기 각 열(column)의 엘리먼트는 해당 시구간에서의 상기 송신 안테나들 각각에 대응된다.
즉, 첫 번째 시구간에서는 제1송신 안테나(106)를 통해서는 s1이 송신되고, 제2송신 안테나(108)를 통해서는 s2가 송신되고, 제3송신 안테나(110)를 통해서는 s3가 송신되고, 제4송신 안테나(112)를 통해서는 s4가 송신된다. 이런 식으로 여덟 번째 시구간에서는 제1송신 안테나(106)를 통해서는
Figure 112006015549767-PAT00002
이 송신되고, 제2송신 안테나(108)를 통해서는
Figure 112006015549767-PAT00003
가 송신되고, 제3송신 안테나(110)를 통해서는
Figure 112006015549767-PAT00004
가 송신되고, 제4송신 안테나(112)를 통해서는
Figure 112006015549767-PAT00005
이 송신된다.
상기에서 설명한 바와 같이 상기 시공간 블록 부호화기(104)는 상기 시공간 블록 부호화기(104)로 입력되는 변조 심벌들에 반전(negative)과 공액(conjugate) 연산을 적용하여 8개의 시구간들동안 상기 4개의 송신 안테나들을 통해 송신되도록 제어하는 것이다. 여기서, 상기 4개의 송신 안테나들을 통해 송신되는 심벌들 각각은 상호간에 상호 직교함으로써 다이버시티 차수(diversity order)만큼의 다이버시티 이득(diversity gain)을 얻을 수 있다.
상기 도 1에서는 Vahid Tarokh이 제안한 4개의 송신 안테나들을 사용하며, 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 상기 도 1에서 설명한 신호 송신 장치 구조에 대응하는 신호 수신 장치 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 2는 도 1의 신호 송신 장치 구조에 대응하는 신호 수신 장치 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 신호 수신 장치는 다수의, 일 예로 P개의 수신 안테나(Rx.ANT)들, 즉 제1수신 안테나(Rx.ANT 1)(200) 내지 제P수신 안테나(Rx.ANT P)(202)와, 채널 추정기(channel estimator)(204)와, 신호 결합기(signal combiner)(206)와, 검출기(detector)(208)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(210)와, 복조기(de-modulator)(212)로 구성된다. 상기 도 2에서는 상기 신호 수신 장치에 대응하는 신호 송신 장치의 송신 안테나들의 개수와 상기 신호 수신 장치의 수신 안테나들의 개수가 상이할 경우를 가정하였으나, 상기 신호 송신 장치의 송신 안테나들의 개수와 상기 신호 수신 장치의 수신 안테나들의 개수는 동일할 수도 있음은 물론이다.
먼저, 상기 도 1에서 설명한 바와 같이 상기 신호 송신 장치에서 4개의 송신 안테나들을 통해 송신된 신호는 상기 제1수신 안테나(200) 내지 제P수신 안테나(202) 각각을 통해 수신된다. 상기 제1수신 안테나(200) 내지 제P수신 안테나(202) 각각은 상기 수신한 신호를 상기 채널 추정기(204)와 상기 신호 결합기(206)로 출력한다.
상기 채널 추정기(204)는 상기 제1수신 안테나(200) 내지 제P수신 안테나(202) 각각을 통해 수신된 신호를 입력하여 채널 이득(channel gain)을 나타내는 채널 계수들(channel coefficients)을 추정하여 상기 검출기(208)와 신호 결합기(206)로 출력한다. 상기 신호 결합기(206)는 상기 제1수신 안테나(200) 내지 제P수신 안테나(202) 각각을 통해 수신된 신호와 상기 채널 추정기(204)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 신호들을 수신 심벌들로 결합한 후 상기 검출기(208)로 출력한다.
상기 검출기(208)는 상기 신호 결합기(206)에서 출력한 수신 심벌들에 상기 채널 추정기(204)에서 출력한 채널 계수들을 곱하여 추정(hypotheses) 심벌들을 생 성하고, 상기 추정 심벌들을 가지고 상기 신호 송신 장치에서 송신 가능한 모든 심벌들에 대한 결정 통계량(decision statistic)을 계산한후, 임계값 검출(threshold detection)을 통해 상기 신호 송신 장치에서 송신한 변조 심벌들을 검출하여 상기 병렬/직렬 변환기(210)로 출력한다.
상기 병렬/직렬 변환기(210)는 상기 검출기(208)에서 출력한 병렬 변조 심벌들을 입력하여 직렬 변환한 후 상기 복조기(212)로 출력한다. 상기 복조기(212)는 기 병렬/직렬 변환기(210)에서 출력한 직렬 변조 심벌들을 입력하여 상기 신호 송신 장치의 변조기(100)에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하여 원래의 정보 데이터 비트들로 복원한다.
상기에서 설명한 바와 같이, S.M.Alamouti가 제안한 시공간 블록 부호화 방식은 신호 송신 장치에서 2개의 송신 안테나들을 통해 복소 심벌들(complex symbols)을 송신하더라도 데이터 레이트(data rate)면에서는 손실이 발생하지 않고 상기 송신 안테나들의 개수와 동일한, 즉 최대 다이버시티 차수(diversity order)를 얻을 수 있게 된다는 이점을 가진다.
상기 S.M.Alamouti가 제안한 시공간 블록 부호화 방식을 확장하여 Vahid Tarokh이 제안한, 즉 상기 도 1 및 도 2에서 설명한 바와 같은 신호 송수신 장치 구조는 상호간에 직교적인 열들을 가지는 행렬 형태의 시공간 블록 부호를 사용하여 최대 다이버시티 차수를 얻을 수 있게 된다. 그러나, 상기 도 1 및 도 2에서 설명한 바와 같은 신호 송수신 장치 구조에서는 4개의 복소 심벌들을 8개의 시구간들동안 송신하기 때문에 데이터 레이트가 1/2로 감소하게 된다는 문제점을 가진다. 또한, 1개의 신호 블록, 즉 4개의 심벌들을 송신하는데 8개의 시구간들이 소요되기 때문에 고속 페이딩(fast fading) 채널 환경에서는 수신 성능이 열화된다는 문제점을 가진다.
상기에서 설명한 바와 같이 상기 시공간 블록 부호화 방식을 사용할 경우 4개 이상의 송신 안테나들을 사용하여 신호를 송신하는 경우 N개의 심벌들을 송신하기 위해
Figure 112006015549767-PAT00006
개의 시구간들이 소요되므로 지연 시간(latency)이 길어지고 데이터 레이트면에서 손실이 발생하게 된다는 문제점을 가진다. 즉, 상기 시공간 블록 부호화 방식을 사용할 경우에는 최대 다이버시티 최대 데이터 레이트(FDFR : full diversity full rate)를 획득하는 것이 불가능하였다.
따라서, 본 발명의 목적은 MIMO 이동 통신 시스템에서 최대 다이버시티 이득 및 최대 데이터 레이트를 가지는 신호 송수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 MIMO 이동 통신 시스템에서 복호 복잡도를 최소화시키는 신호 송수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 MIMO 이동 통신 시스템에서 PAPR을 최소화시키는 신호 송수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 통신 시스템의 신호 송신 장치에 있어서, 입력되는 상위 송신 벡터를 미리 설정되어 있는 선부호화 방식에 상응하게 선부호화하여 상위 선부호화 심벌 스트림으로 생성하는 제1선부호화기와, 입력되는 하위 송신 벡터를 상기 선부호화 방식에 상응하게 선부호화하여 하위 선부호화 심벌 스트림으로 생성하는 제2선부호화기와, 상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림을 상기 신호 송신 장치에서 사용할 송신 안테나들의 개수에 상응하게 미리 설정되어 있는 시공간 사상 방식에 상응하게 시공간 사상하여 시공간 사상 행렬로 생성하고, 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 부호어를 생성하여 송신하도록 제어하는 시공간 사상기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 장치는; 통신 시스템의 신호 수신 장치에 있어서, 수신 심벌 스트림을 채널 추정하여 채널 응답을 추정하는 채널 추정기와, 상기 수신 심벌 스트림을 상기 채널 응답을 사용하여 신호 결합하여 상위 수신 심벌 벡터와 하위 수신 심벌 벡터로 구분하여 생성하는 신호 결합기와, 상기 상위 수신 심벌 벡터를 최대 우도(ML: Maximum Likelihood) 복호하여 추정 상위 송신 벡터로 검출하는 제1ML 검출기와, 상기 하위 수신 심벌 벡터를 ML 복호하여 추정 하위 송신 벡터로 검출하는 제2ML 검출기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 신호를 송신하는 방법에 있어서, 송신하고자 하는 상위 송신 벡터와 하위 송신 벡터가 입력되면, 상기 상위 송신 벡터 및 하위 송신 벡터 각각을 미리 설정되어 있는 선부호화 방식에 상응하게 선부호화하여 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림으로 생성하는 과정과, 상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림을 상기 신호 송신 장치에서 사용할 송신 안테나들의 개수에 상응하게 미리 설정되어 있는 시공간 사상 방식에 상응하게 시공간 사상하여 시공간 사상 행렬로 생성하는 과정과, 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 부호어를 생성하여 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 방법은; 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법에 있어서, 수신 심벌 스트림을 채널 추정하여 채널 응답을 추정하는 과정과, 상기 수신 심벌 스트림을 상기 채널 응답을 사용하여 신호 결합하여 상위 수신 심벌 벡터와 하위 수신 심벌 벡터로 구분하여 생성하는 과정과, 상기 상위 수신 심벌 벡터와 하위 수신 심벌 벡터 각각을 최대 우도(ML: Maximum Likelihood) 복호하여 추정 상위 송신 벡터와 추정 하위 송신 벡터로 검출하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하 'MIMO 이동 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 최대 다이버시티 이득 및 최대 데이터 레이 트(FDFR : full diversity full rate)를 가지는 신호 송수신 장치 및 방법을 제안한다. 또한, 본 발명은 MIMO 이동 통신 시스템에서 복호 복잡도를 최소화시키고, 더불어 최대대 평균 전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio, 이하 'PAPR'이라 칭하기로 한다)를 감소시키는 신호 송수신 장치 및 방법을 제안한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 신호 송신 장치는 변조기(311)와, 직렬/병렬 변환기(S/P: Serial to Parallel Convertor)(312)와, 2개의 선부호화기(pre-encoder)들, 즉 선부호화기(313-1)와 선부호화기(313-2)의 2개의 선부호화기들과, 시공간 사상기(space-time mapper)(315)와, 다수개, 일 예로 NT개의 송신 안테나들, 즉 송신 안테나(Tx.ANT 1)(317-1) 내지 송신 안테나(Tx.ANT NT)(317-NT)의 NT개의 송신 안테나들을 포함한다.
먼저, 정보 데이터 비트(information data bit)들이 입력되면 상기 변조기(311)는 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 상기 입력 정보 데이터 비트들을 변조하여 변조 심벌(symbol)들, 즉 변조 심벌 스트림(stream)로 생성한 후 상기 직렬/병렬 변환기(312)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(312)는 상기 변조 심벌 스트림을 병렬 변환하여 제1변조 심벌 스트림과 제2변조 심벌 스트림으로 생성한 후, 상기 제1변조 심벌 스트림을 상기 선부호화기(313-1)로 출력하고, 상기 제2변조 심벌 스트림을 상기 선부호화기(313-2)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 일 예로 BPSK(Binary Phase Shift Keying, 이하 'BPSK'라 칭하기로 한다) 방식과, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying, 이하 'QPSK'라 칭하기로 한다) 방식과, QAM(Quadrature Amplitude Modulation, 이하 'QAM'이라 칭하기로 한다) 방식과, PAM(Pulse Amplitude Modulation, 이하 'PAM'이라 칭하기로 한다) 방식과, PSK(Phase Shift Keying, 이하 'PSK'라 칭하기로 한다) 방식 등과 같은 변조 방식들 중 어느 한 방식이 사용될 수 있다. 여기서, 상기 변조기(311)에서 출력하는 변조 심벌 스트림을
Figure 112006015549767-PAT00007
라고 칭하기로 하고, 상기 제1변조 심벌 스트림을
Figure 112006015549767-PAT00008
라고 칭하기로 하고, 상기 제2변조 심벌 스트림을
Figure 112006015549767-PAT00009
라고 칭하기로 한다. 여기서
Figure 112006015549767-PAT00010
는 이항(transpose) 연산을 나타낸다. 또한, 상기 제1변조 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00011
을 '상위(upper) 송신 벡터'라고 칭하기로 하며, 상기 제2변조 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00012
을 '하위(lower) 송신 벡터'라고 칭하기로 한다.
상기 선부호화기(313-1)는 상기 직렬/병렬 변환기(312)에서 출력한 제1변조 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00013
을 입력하여 미리 설정되어 있는 선부호화(pre-encoding) 방식으로 선부호화하여 선부호화 심벌들, 즉 상위 선부호화 심벌 스트림으로 생성한 후 상기 시공간 사상기(315)로 출력한다. 또한, 상기 선부호화 기(313-1)는 직렬/병렬 변환기(312)에서 출력한 제2변조 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00014
을 입력하여 상기 선부호화 방식으로 선부호화하여 하위 선부호화 심벌 스트림으로 생성한 후 상기 시공간 사상기(315)로 출력한다. 여기서, 상기 선부호화 방식은 하기 수학식 1에 나타낸 바와 같은 선부호화 행렬(pre-encoding matrix)에 상응하는 방식이다.
Figure 112006015549767-PAT00015
상기 수학식 1에서
Figure 112006015549767-PAT00016
는 상기 선부호화 행렬을 나타내며,
Figure 112006015549767-PAT00017
이다. 여기서, 상기 상위 선부호화 심벌 스트림을
Figure 112006015549767-PAT00018
이라 칭하기로 하고, 상기 하위 선부호화 심벌 스트림을
Figure 112006015549767-PAT00019
이라 칭하기로 한다. 상기 상위 선부호화 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00020
에는 상기 상위 송신 벡터 가 포함되며, 상기 하위 선부호화 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00021
에는 상기 하위 송신 벡터가 포함된다.
상기 시공간 사상기(315)는 상기 상위 선부호화 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00022
과 상기 하위 선부호화 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00023
을 입력하여 상기 상위 선부호와 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림이 혼합되어 4개씩 준직교(quasi-orthogonal)를 이루는 방식으로 시공간 사상한다. 여기서, 상기 준직교 방식은 하기 수학식 2에 나타낸 바와 같은 방식으로 상기 상위 선부호화 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00024
과 상기 하위 선부호화 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00025
을 시공간 사상하는 방식을 나타낸다.
Figure 112006015549767-PAT00026
상기 수학식 2에서,
Figure 112006015549767-PAT00027
는 상기 준직교 방식에 의해 시공간 사상된 행렬을 나타내며,
Figure 112006015549767-PAT00028
는 하기 수학식 3에 나타낸 바와 같다. 여기 서, 상기 준직교 방식에 의해 시공간 사상된 행렬을 설명의 편의상 '시공간 사상 행렬'이라 칭하기로 한다.
Figure 112006015549767-PAT00029
상기 수학식 3 및 수학식 4에 나타낸 바와 같이 상기 준직교 방식은 첫 번째 행(row)과 세 번째 행이 직교(orthogonal)하고, 두 번째 행과 네 번째 행이 직교하는 준직교 특성을 가짐을 알 수 있다.
한편, 상기 시공간 사상기(315)는 시공간 사상 행렬
Figure 112006015549767-PAT00030
에 널(null) 송신이 존재할 경우에는 유일 행렬(unitary matrix)
Figure 112006015549767-PAT00031
로 하다마드 유일 행렬(Hadamard unitary matrix: 이하 HU라 칭하기로 한다.)을 사용하며, 상기 시공간 사상 행렬
Figure 112006015549767-PAT00032
에 널 송신이 존재하지 않을 경우에는 상기 유일 행렬
Figure 112006015549767-PAT00033
로 항등 행렬(identity matrix)
Figure 112006015549767-PAT00034
를 사용한다. 여기서는, 상기 시공간 사상 행렬
Figure 112006015549767-PAT00035
에 널 송신이 존재하지 않을 경우 상기 유일 행렬
Figure 112006015549767-PAT00036
로 항등 행렬
Figure 112006015549767-PAT00037
를 사용할 경우를 설명하지만 상기 하다마드 유일 행렬이 사용될 수도 있음은 물론이다.
즉, 상기 시공간 사상기(315)는 상기 NT가 8 이상일 경우에는(
Figure 112006015549767-PAT00038
) 상기 시공간 사상 행렬
Figure 112006015549767-PAT00039
에 상기 하다마드 유일 행렬 HU를 곱해 최종 부호어(codeword)
Figure 112006015549767-PAT00040
를 생성하며, 상기 NT가 4일 경우에는(NT = 4) 상기 시공간 사 상 행렬
Figure 112006015549767-PAT00041
에 상기 항등 행렬
Figure 112006015549767-PAT00042
를 곱해 최종 부호어
Figure 112006015549767-PAT00043
로 생성한다. 이렇게, 상기 시공간 사상 행렬
Figure 112006015549767-PAT00044
에 널 송신이 존재할 경우 상기 하다마드 유일 행렬 HU를 곱해주는 이유는 상기 하다마드 유일 행렬 HU가 부호어의 성능 특성, 일 예로 다이버시티(diversity)와, 부호화 이득(coding gain)과, 키싱 넘버(kissing number)와, 곱셈 거리 분포(product distance distribution) 등과 같은 부호어의 성능 특성에 영향을 주지 않으면서도 최대대 평균 전력비(PAPR: Peak to Average Power Ratio, 이하 'PAPR'이라 칭하기로 한다)를 효과적으로 감소시킬 수 있기 때문이다. 즉, 상기 유일 행렬
Figure 112006015549767-PAT00045
는 PAPR을 감소시켜주므로, 선형 증폭기(linear amplifier)에서는 성능에 영향을 주지 않지만, 비선형 증폭기(nonlinear amplifier)에서는 비선형 왜곡을 크게 감소시켜 성능을 향상시킨다.
그러면 여기서 상기 유일 행렬
Figure 112006015549767-PAT00046
가 항등 행렬
Figure 112006015549767-PAT00047
라고 가정하여 상기 부호어 특성에 대해서 설명하면 다음과 같다. 즉, 하기 설명에서는
Figure 112006015549767-PAT00048
이다.
먼저,
Figure 112006015549767-PAT00049
는 i번째 행(column)을
Figure 112006015549767-PAT00050
로 나타낼 경우 하기 수학식 4와 같은 특성을 가진다.
Figure 112006015549767-PAT00051
상기 수학식 4에서,
Figure 112006015549767-PAT00052
는 벡터
Figure 112006015549767-PAT00053
와 벡터
Figure 112006015549767-PAT00054
의 내적을 나타낸 다. 따라서,
Figure 112006015549767-PAT00055
와
Figure 112006015549767-PAT00056
로 생성되는 서브 공간(subspace)은
Figure 112006015549767-PAT00057
와
Figure 112006015549767-PAT00058
로 생성되는 서브 공간에 직교한다. 또한, 상기 부호어
Figure 112006015549767-PAT00059
의 에러 행렬(error matrix)을
Figure 112006015549767-PAT00060
라고 칭하기로 하고, 상기 에러 행렬
Figure 112006015549767-PAT00061
의 제곱 행렬(square matrix)을
Figure 112006015549767-PAT00062
라고 칭하기로 하면, 상기 에러 행렬
Figure 112006015549767-PAT00063
과 상기 에러 행렬
Figure 112006015549767-PAT00064
의 제곱 행렬
Figure 112006015549767-PAT00065
을 에러 행렬(error matrix)
Figure 112006015549767-PAT00066
와
Figure 112006015549767-PAT00067
를 사용하여 살펴보면 하기 수학식 5 및 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006015549767-PAT00068
Figure 112006015549767-PAT00069
Figure 112006015549767-PAT00070
또한, 상기 수학식 5에서
Figure 112006015549767-PAT00071
는 하기 수학식 7에 나타낸 바와 같고, 상기 수학식 6에서
Figure 112006015549767-PAT00072
는 하기 수학식 8에 나타낸 바와 같다.
Figure 112006015549767-PAT00073
Figure 112006015549767-PAT00074
Figure 112006015549767-PAT00075
상기 수학식 8에서,
Figure 112006015549767-PAT00076
이고,
Figure 112006015549767-PAT00077
이다.
상기에서 설명한 바와 같이 상기 에러 행렬
Figure 112006015549767-PAT00078
의 제곱 행렬
Figure 112006015549767-PAT00079
에서 상위 그룹과 하위 그룹이 분리가 되므로, 상기 상위 그룹과 하위 그룹을 독립적으로 고려할 수 있으며, 따라서 종래의 부호어에 비해 최대 우도(ML: Maximum Likelihood, 이하 'ML'이라 칭하기로 한다) 복호 복잡도가 감소하게 된다. 즉, 상기 부호어
Figure 112006015549767-PAT00080
를 하기 수학식 9에 나타낸 바와 같이 상위 그룹과 하위 그룹으로 분리할 수 있다.
Figure 112006015549767-PAT00081
상기에서 설명한 바와 같이 상기 부호어
Figure 112006015549767-PAT00082
는 종래 부호어의 장점을 모두 가지면서도, ML 복호 복잡도가 감소됨과 동시에 PAPR이 감소되기 때문에, 특히 비선형 증폭기를 사용하는 MIMO 이동 통신 시스템에서 사용될 경우 그 성능이 매우 좋음을 알 수 있다.
다음으로 도 4를 참조하여 상기 도 3의 신호 송신 장치 구조에 대응하는 신호 수신 장치 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 4는 도 3의 신호 송신 장치 구조에 대응하는 신호 수신 장치 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 상기 신호 수신 장치는 다수의, 일 예로 NR개의 수신 안테나(Rx.ANT)들(도시하지 않음), 즉 수신 안테나(Rx.ANT 1) 내지 수신 안테나(Rx.ANT NR)와, 채널 추정기(channel estimator)(411)와, 신호 결합기(signal combiner)(413)와, 2개의 ML 검출기(detector)들, 즉 ML 검출기(415-1)와 ML 검출기(415-2)의 2개의 ML 검출기들을 포함한다. 여기서, 상기 수신 안테나들의 개수 NR와 상기 신호 수신 장치에 대응하는 상기 도 3의 신호 송신 장치의 송신 안테나들의 개수 NT는 동일할 수도 있고 상이할 수도 있음은 물론이다.
먼저, 상기 도 3에서 설명한 바와 같이 상기 신호 송신 장치에서 NT개의 송신 안테나들을 통해 송신된 신호는 NT 시간 동안 상기 NR개의 수신 안테나들을 통해 수신된다. 상기 NR개의 수신 안테나들 각각을 통해 수신된 신호는 상기 채널 추정기(411)와 상기 신호 결합기(413)로 전달된다. 여기서, 상기 NT 시간 동안 상기 NR개의 수신 안테나들을 통해 수신된 신호를 '수신 심벌 스트림'이라 칭하기로 하며, 상기 수신 심벌 스트림을
Figure 112006015549767-PAT00083
라고 칭하기로 한다.
상기 채널 추정기(411)는 상기 수신 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00084
을 입력하여 채널 응답(channel response)
Figure 112006015549767-PAT00085
을 추정하여 상기 신호 결합기(413)와, ML 검출기(415-1) 및 ML 검출기(415-2)로 출력한다. 상기 신호 결합기(206)는 상기 수신 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00086
과 상기 채널 응답
Figure 112006015549767-PAT00087
를 사용하여 신호 결합함으로써 상위 수신 심벌 벡터와 하위 수신 심벌 벡터로 생성한 후, 상기 상위 수신 심벌 벡터는 상기 ML 검출기(415-1)로 출력하고, 상기 하위 수신 심벌 벡터는 상기 ML 검출기(415-2)로 출력한다. 여기서, 상기 상위 수신 심벌 벡터는
Figure 112006015549767-PAT00088
이고, 상기 하위 수신 심벌 벡터는
Figure 112006015549767-PAT00089
라고 칭하기로 하며, 상기 채널 응답은
Figure 112006015549767-PAT00090
라고 칭하기로 한다. 여기서, 상기 채널 응답
Figure 112006015549767-PAT00091
는 한 부호어 구간내에서 변하지 않는 블록 페이딩(block fading)이라고 가정하기로 한다. 결과적으로, 상기 신호 결합기(413)는 상기 수신 심벌 스트림
Figure 112006015549767-PAT00092
을 상위 수신 심벌 벡터
Figure 112006015549767-PAT00093
와 하위 수신 심벌 벡터
Figure 112006015549767-PAT00094
로 구분하는 동작을 수행하는 것이다.
상기 ML 검출기(415-1)는 상기 상위 수신 심벌 벡터
Figure 112006015549767-PAT00095
을 입력하여 ML 복호하여 추정 상위 송신 벡터로 검출하고, 상기 ML 검출기(415-2)는 상기 하위 수신 심벌 벡터
Figure 112006015549767-PAT00096
을 입력하여 ML 복호하여 추정 하위 송신 벡터로 검출한다. 여기서, 상기 추정 상위 송신 벡터는
Figure 112006015549767-PAT00097
라고 칭하기로 하고, 상기 추정 하위 송신 벡터는
Figure 112006015549767-PAT00098
라고 칭하기로 한다.
그러면 여기서 상기 송신 안테나들의 개수 NT가 4(NT = 4)이고, 상기 수신 안테나들의 개수 NR이 1일(NR = 1) 경우를 가정하여 상기 신호 수신 장치의 동작에 대 해서 설명하면 다음과 같다.
먼저, 4 심볼 구간 동안 수신된 수신 심벌 스트림을 구성하는 각 엘리먼트(element)들이 하기 수학식 10과 같다고 가정하기로 한다.
Figure 112006015549767-PAT00099
상기 수학식 10에서,
Figure 112006015549767-PAT00100
이며, ni는 i번째 시간에서 상기 신호 수신 장치에서 발생한 잡음을 나타낸다.
또한, 상기 수신 심벌 스트림은 상기 신호 결합기(413)를 통해 하기 수학식 11과 같이 상위 수신 심벌 벡터
Figure 112006015549767-PAT00101
와 하위 수신 심벌 벡터
Figure 112006015549767-PAT00102
로 구분된다.
Figure 112006015549767-PAT00103
상기 수학식 11에서,
Figure 112006015549767-PAT00104
이고,
Figure 112006015549767-PAT00105
이고,
Figure 112006015549767-PAT00106
이고,
Figure 112006015549767-PAT00107
이고,
Figure 112006015549767-PAT00108
이고,
Figure 112006015549767-PAT00109
이다.
따라서, 상기 상위 수신 심벌 벡터
Figure 112006015549767-PAT00110
를 사용하여 독립적으로 ML 복호를 수행할 경우 추정 상위 송신 벡터
Figure 112006015549767-PAT00111
를 검출할 수 있으며, 상기 하위 수신 심벌 벡터
Figure 112006015549767-PAT00112
를 사용하여 독립적으로 ML 복호를 수행할 경우 추정 하위 송신 벡터
Figure 112006015549767-PAT00113
를 검출할 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 준직교 방식을 사용하는 시공간 사상 방식을 제안함으로써 MIMO 이동 통신 시스템에서 최대 다이버시티 이득 및 최대 데이터 레이트를 획득할 수 있다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 상기 준직교 방식을 사용하는 시공간 사상 방식을 제안함으로써 MIMO 이동 통신 시스템에서 ML 복호 복잡도와 PAPR을 최소화시킬 수 있다는 이점을 가진다.

Claims (34)

  1. 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    송신하고자 하는 상위 송신 벡터와 하위 송신 벡터가 입력되면, 상기 상위 송신 벡터 및 하위 송신 벡터 각각을 미리 설정되어 있는 선부호화 방식에 상응하게 선부호화하여 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림으로 생성하는 과정과,
    상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림을 상기 신호 송신 장치에서 사용할 송신 안테나들의 개수에 상응하게 미리 설정되어 있는 시공간 사상 방식에 상응하게 시공간 사상하여 시공간 사상 행렬로 생성하는 과정과,
    상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 부호어를 생성하여 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 신호를 송신하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 상위 송신 벡터 및 하위 송신 벡터 각각을 상기 선부호화 방식에 상응하게 선부호화는 과정은;
    상기 상위 송신 벡터 및 하위 송신 벡터 각각을 미리 설정되어 있는 선부호화 행렬에 상응하게 선부호화하는 것임을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 신호 를 송신하는 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 선부호화 행렬은 하기 수학식 12와 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 신호를 송신하는 방법.
    Figure 112006015549767-PAT00114
    상기 수학식 12에서
    Figure 112006015549767-PAT00115
    는 상기 선부호화 행렬을 나타내며, NT는 상기 송신 안테나들의 개수를 나타내며,
    Figure 112006015549767-PAT00116
    임.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림을 상기 시공간 사상 방식에 상응하게 시공간 사상하는 과정은;
    상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림을 준직교 방 식으로 시공간 사상하는 것임을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 신호를 송신하는 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림을 준직교 방식으로 시공간 사상하는 과정은 상기 상위 송신 벡터와 상기 하위 송신 벡터가 직교하도록 시공간 사상하는 것임을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 신호를 송신하는 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 상위 송신 벡터가
    Figure 112006015549767-PAT00117
    이고, 상기 하위 송신 벡터가
    Figure 112006015549767-PAT00118
    이고, 상기 상위 선부호화 심벌 스트림이
    Figure 112006015549767-PAT00119
    이고, 상기 하위 선부호화 심벌 스트림이
    Figure 112006015549767-PAT00120
    일 경우 상기 시공간 사상 행렬은 하기 수학식 13과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 신호를 송신하는 방법.
    Figure 112006015549767-PAT00121
    상기 수학식 13에서,
    Figure 112006015549767-PAT00122
    는 상기 시공간 사상된 행렬을 나타내며,
    Figure 112006015549767-PAT00123
    는 하기 수학식 14와 같이 표현됨.
    Figure 112006015549767-PAT00124
  7. 제6항에 있어서,
    상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 부호어를 생성하는 과정은;
    상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 상기 시공간 사상 행렬과 유일 행렬을 곱해 상기 부호어를 생성하는 것임을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 신호를 송신하는 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 유일 행렬은 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재할 경우 하다마드 유일 행렬로 설정되며, 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하지 않을 경우 항등 행렬로 설정됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치에서 신호를 송신하는 방법.
  9. 통신 시스템의 신호 송신 장치에 있어서,
    입력되는 상위 송신 벡터를 미리 설정되어 있는 선부호화 방식에 상응하게 선부호화하여 상위 선부호화 심벌 스트림으로 생성하는 제1선부호화기와,
    입력되는 하위 송신 벡터를 상기 선부호화 방식에 상응하게 선부호화하여 하위 선부호화 심벌 스트림으로 생성하는 제2선부호화기와,
    상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림을 상기 신호 송신 장치에서 사용할 송신 안테나들의 개수에 상응하게 미리 설정되어 있는 시공간 사상 방식에 상응하게 시공간 사상하여 시공간 사상 행렬을 생성하고, 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 부호어를 생성하여 송신하도록 제어하는 시공간 사상기를 포함함을 특징으로 하는 신호 송신 장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1선부호화기는 상기 상위 송신 벡터를 미리 설정되어 있는 선부호화 행렬에 상응하게 선부호화하여 상기 상위 선부호화 심벌 스트림을 생성하고, 상기 제2선부호화기는 상기 하위 송신 벡터를 상기 선부호화 행렬에 상응하게 선부호화하여 상기 하위 선부호화 심벌 스트림을 생성하는 것임을 특징으로 하는 신호 송신 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 선부호화 행렬은 하기 수학식 15와 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치.
    Figure 112006015549767-PAT00125
    상기 수학식 15에서
    Figure 112006015549767-PAT00126
    는 상기 선부호화 행렬을 나타내며, NT는 상기 송신 안테나들의 개수를 나타내며,
    Figure 112006015549767-PAT00127
    임.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 시공간 사상기는 상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림을 준직교 방식으로 시공간 사상함을 특징으로 하는 신호 송신 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 시공간 사상기는 상기 상위 송신 벡터와 상기 하위 송신 벡터가 직교하도록 시공간 사상함을 특징으로 하는 신호 송신 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 상위 송신 벡터가
    Figure 112006015549767-PAT00128
    이고, 상기 하위 송신 벡터가
    Figure 112006015549767-PAT00129
    이고, 상기 상위 선부호화 심벌 스트림이
    Figure 112006015549767-PAT00130
    이고, 상기 하위 선부호화 심벌 스트림이
    Figure 112006015549767-PAT00131
    일 경우 상기 시공간 사상 행렬은 하기 수학식 16과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치.
    Figure 112006015549767-PAT00132
    상기 수학식 16에서,
    Figure 112006015549767-PAT00133
    는 상기 시공간 사상된 행렬을 나타내며,
    Figure 112006015549767-PAT00134
    는 하기 수학식 17과 같이 표현됨.
    Figure 112006015549767-PAT00135
  15. 제14항에 있어서,
    상기 시공간 사상기는 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 상기 시공간 사상 행렬과 유일 행렬을 곱해 상기 부호어를 생성함을 특징으로 하는 신호 송신 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 유일 행렬은 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재할 경우 하다마드 유일 행렬로 설정되며, 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하지 않을 경우 항등 행렬로 설정됨을 특징으로 하는 신호 송신 장치.
  17. 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    수신 심벌 스트림을 채널 추정하여 채널 응답을 추정하는 과정과,
    상기 수신 심벌 스트림을 상기 채널 응답을 사용하여 신호 결합하여 상위 수신 심벌 벡터와 하위 수신 심벌 벡터로 구분하여 생성하는 과정과,
    상기 상위 수신 심벌 벡터와 하위 수신 심벌 벡터 각각을 최대 우도(ML: Maximum Likelihood) 복호하여 추정 상위 송신 벡터와 추정 하위 송신 벡터로 검출하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 수신 심벌 스트림은 상기 신호 수신 장치에 대응되는 신호 송신 장치에서 송신한 부호어이며, 상기 부호어는 상기 신호 송신 장치에서 송신하고자 하는 상위 송신 벡터와 하위 송신 벡터 각각이 미리 설정되어 있는 선부호화 방식에 상응하게 선부호화되어 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림으로 생성되고, 상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림이 상기 신호 송신 장치에서 사용할 송신 안테나들의 개수에 상응하게 미리 설정되어 있는 시공간 사상 방식에 상응하게 시공간 사상되어 시공간 사상 행렬로 생성되고, 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 상기 부호어로 생성된 것임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림은 상기 상위 송신 벡터 및 하위 송신 벡터 각각이 미리 설정되어 있는 선부호화 행렬에 상응하게 선부호화된 것임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 선부호화 행렬은 하기 수학식 18과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법.
    Figure 112006015549767-PAT00136
    상기 수학식 18에서
    Figure 112006015549767-PAT00137
    는 상기 선부호화 행렬을 나타내며, NT는 상기 송신 안테나들의 개수를 나타내며,
    Figure 112006015549767-PAT00138
    임.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림은 준직교 방식으로 시공간 사상됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림은 상기 상위 송신 벡터와 상기 하위 송신 벡터가 직교하도록 시공간 사상되어 시공간 사상 행렬로 생성됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 상위 송신 벡터가
    Figure 112006015549767-PAT00139
    이고, 상기 하위 송신 벡터가
    Figure 112006015549767-PAT00140
    이고, 상기 상위 선부호화 심벌 스트림이
    Figure 112006015549767-PAT00141
    이고, 상기 하위 선부호화 심벌 스트림이
    Figure 112006015549767-PAT00142
    일 경우 상기 시공간 사상 행렬은 하기 수학식 19와 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법.
    Figure 112006015549767-PAT00143
    상기 수학식 19에서,
    Figure 112006015549767-PAT00144
    는 상기 시공간 사상된 행렬을 나타내며,
    Figure 112006015549767-PAT00145
    는 하기 수학식 20과 같이 표현됨.
    Figure 112006015549767-PAT00146
  24. 제23항에 있어서,
    상기 부호어는 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 상기 시공간 사상 행렬과 유일 행렬이 곱해져 상기 부호어로 생성되는 것임을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 유일 행렬은 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재할 경우 하다마드 유일 행렬로 설정되며, 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하지 않을 경우 항등 행렬로 설정됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 방법.
  26. 통신 시스템의 신호 수신 장치에 있어서,
    수신 심벌 스트림을 채널 추정하여 채널 응답을 추정하는 채널 추정기와,
    상기 수신 심벌 스트림을 상기 채널 응답을 사용하여 신호 결합하여 상위 수신 심벌 벡터와 하위 수신 심벌 벡터로 구분하여 생성하는 신호 결합기와,
    상기 상위 수신 심벌 벡터를 최대 우도(ML: Maximum Likelihood) 복호하여 추정 상위 송신 벡터로 검출하는 제1ML 검출기와,
    상기 하위 수신 심벌 벡터를 ML 복호하여 추정 하위 송신 벡터로 검출하는 제2ML 검출기를 포함함을 특징으로 하는 신호 송신 장치.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 수신 심벌 스트림은 상기 신호 수신 장치에 대응되는 신호 송신 장치에서 송신한 부호어이며, 상기 부호어는 상기 신호 송신 장치에서 송신하고자 하는 상위 송신 벡터와 하위 송신 벡터 각각이 미리 설정되어 있는 선부호화 방식에 상응하게 선부호화되어 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림으로 생성되고, 상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림이 상기 신호 송신 장치에서 사용할 송신 안테나들의 개수에 상응하게 미리 설정되어 있는 시공간 사상 방식에 상응하게 시공간 사상되어 시공간 사상 행렬로 생성되고, 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 상기 부호어로 생성된 것임을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림은 상기 상위 송신 벡터 및 하위 송신 벡터 각각이 미리 설정되어 있는 선부호화 행렬에 상응하게 선부호화된 것임을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 선부호화 행렬은 하기 수학식 21과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
    Figure 112006015549767-PAT00147
    상기 수학식 21에서
    Figure 112006015549767-PAT00148
    는 상기 선부호화 행렬을 나타내며, NT는 상기 송신 안테나들의 개수를 나타내며,
    Figure 112006015549767-PAT00149
    임.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림은 준직교 방식으로 시공간 사상됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  31. 제30항에 있어서,
    상기 상위 선부호화 심벌 스트림과 하위 선부호화 심벌 스트림은 상기 상위 송신 벡터와 상기 하위 송신 벡터가 직교하도록 시공간 사상되어 시공간 사상 행렬로 생성됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 상위 송신 벡터가
    Figure 112006015549767-PAT00150
    이고, 상기 하위 송신 벡터가
    Figure 112006015549767-PAT00151
    이고, 상기 상위 선부호화 심벌 스트림이
    Figure 112006015549767-PAT00152
    이고, 상기 하위 선부호화 심벌 스트림이
    Figure 112006015549767-PAT00153
    일 경우 상기 시공간 사상 행렬은 하기 수학식 22와 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
    Figure 112006015549767-PAT00154
    상기 수학식 22에서,
    Figure 112006015549767-PAT00155
    는 상기 시공간 사상된 행렬을 나타내며,
    Figure 112006015549767-PAT00156
    는 하기 수학식 23과 같이 표현됨.
    Figure 112006015549767-PAT00157
  33. 제32항에 있어서,
    상기 부호어는 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하는지 여부에 상응하게 상기 시공간 사상 행렬과 유일 행렬이 곱해져 상기 부호어로 생성되는 것임을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 유일 행렬은 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재할 경우 하다마드 유일 행렬로 설정되며, 상기 시공간 사상 행렬에 널 송신이 존재하지 않을 경우 항등 행렬로 설정됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
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